JP6980102B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP6980102B2 JP6980102B2 JP2020515355A JP2020515355A JP6980102B2 JP 6980102 B2 JP6980102 B2 JP 6980102B2 JP 2020515355 A JP2020515355 A JP 2020515355A JP 2020515355 A JP2020515355 A JP 2020515355A JP 6980102 B2 JP6980102 B2 JP 6980102B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- reactor
- current
- reactor current
- value
- power conversion
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 46
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 21
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 46
- ORQBXQOJMQIAOY-UHFFFAOYSA-N nobelium Chemical compound [No] ORQBXQOJMQIAOY-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 22
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 13
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 10
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 description 7
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 3
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 239000013585 weight reducing agent Substances 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
- H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
- H02M3/1586—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
本願は、直流電圧を所定の電圧に変換する電力変換装置に関するもので、特に複数のチョッパ回路を並列に接続した電力変換装置に関するものである。
電力変換装置は、小型軽量化の要求に対応するため、複数のチョッパ回路を並列に接続して動作させることが行われており、この場合の複数のチョッパ回路間の電流バランスをとることが必要であった。
この電流バランスをとることのできる制御方法として、特許文献１では、入力された直流電圧を所定の直流電圧に変換するチョッパ回路を複数台並列接続していて、それぞれのチョッパ回路の所定位置からそれぞれの電流をチョッパ電流として取り出して、それぞれのチョッパ電流の平均値と前記チョッパ回路のチョッパ電流との電流偏差を検出し、これらの偏差量を補正量としてチョッパ回路の制御系に割り込ませて、チョッパ回路の出力電圧を制御することが行われている。この特許文献１に示された技術によって、並列接続された複数のチョッパ回路の出力する電流値の差が小さくなるように（できるだけ同じ電流値になるように）制御することによって、チョッパ回路を構成するスイッチング素子の最大損失が小さくなり、より小型低コストの電力変換装置を提供できていた。以下、複数のチョッパ回路の電流が等しくなるように制御する制御方法を分流制御と記述し、複数のチョッパ回路の出力電流値の平均値に対して、それぞれのチョッパ回路の想定される出力電流値の差の最大値が小さいことを、分流制御の精度が高いとして説明する。
しかし、特許文献１の構成では、複数のチョッパ回路に個別に分流制御の補正量を出力することによってそれぞれのチョッパ回路のチョッパ電流の平均値が変化することになる。特に、昇圧しない動作領域あるいは最大昇圧の動作領域においては、出力電圧制御と分流制御が干渉して、分流制御を行うことによって、出力電圧制御が円滑に行われないという問題があった。
本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、分流制御が出力電圧制御に影響を及ぼすことの無い電力変換装置を提供することを目的とする。
本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、分流制御が出力電圧制御に影響を及ぼすことの無い電力変換装置を提供することを目的とする。
本願の電力変換装置は、並列に接続された複数台のチョッパ回路、それぞれのチョッパ回路のリアクトル電流を検出するリアクトル電流検出器、出力電圧を検出する出力電圧検出器、および検出されたリアクトル電流に基づいて分流制御を行う分流制御器と検出された出力電圧に基づいて電圧制御を行う電圧制御器を有し、複数の前記チョッパ回路のリアクトル電流が等しくなるように前記チョッパ回路の出力電圧を制御する制御装置を備え、前記リアクトル電流検出器の後段に時定数が異なる複数のローパスフィルタを備え、前記ローパスフィルタの出力を前記制御装置に入力するようにし、前記制御装置がリアクトル電流のリップル電流を除去できる時定数のローパスフィルタの出力を使用する積分器とリアクトル電流のリップル電流を除去できない時定数のローパスフィルタの出力を使用する比例器を合わせ持つものである。
本願によれば、出力電圧制御と分流制御が干渉しないように分流制御を行うことによって、小型の電力変換装置を提供できる。
実施の形態１．
図１に実施の形態１の電力変換装置の構成図を示す。図２および図４に実施の形態１の電力変換装置における動作波形を示す。
実施の形態１の電力変換装置は、直流電源１と、負荷４との間に設けられ、直流電源１と並列に接続された入力平滑コンデンサ２と、入力平滑コンデンサ２の正極側にリアクトル１０１が接続された第１チョッパ回路１００と、第１チョッパ回路１００と並列に接続された第２チョッパ回路２００と、第１チョッパ回路１００のダイオード１０３のカソード端子と第２チョッパ回路のダイオード２０３のカソード端子と正極側が接続された出力平滑コンデンサ３と、入力平滑コンデンサ２の入力電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出器５と、出力平滑コンデンサ３の出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出器６と、入力電圧検出器５より検出された入力電圧値Ｖｉｎ＿ｓｅｎｓｅと出力電圧検出器６より検出された出力電圧値Ｖｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅと、第１チョッパ回路１００内のリアクトル電流検出器１０４およびリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５より検出された電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅと後述の第２チョッパ回路２００内のリアクトル電流検出器２０４およびリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ２０５より検出された電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅを用いて第１チョッパ回路１００内の半導体スイッチング素子１０２のゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ１０２と半導体スイッチング素子２０２のゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ２０２を出力する制御装置１０００を備えている。
図１に実施の形態１の電力変換装置の構成図を示す。図２および図４に実施の形態１の電力変換装置における動作波形を示す。
実施の形態１の電力変換装置は、直流電源１と、負荷４との間に設けられ、直流電源１と並列に接続された入力平滑コンデンサ２と、入力平滑コンデンサ２の正極側にリアクトル１０１が接続された第１チョッパ回路１００と、第１チョッパ回路１００と並列に接続された第２チョッパ回路２００と、第１チョッパ回路１００のダイオード１０３のカソード端子と第２チョッパ回路のダイオード２０３のカソード端子と正極側が接続された出力平滑コンデンサ３と、入力平滑コンデンサ２の入力電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出器５と、出力平滑コンデンサ３の出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出器６と、入力電圧検出器５より検出された入力電圧値Ｖｉｎ＿ｓｅｎｓｅと出力電圧検出器６より検出された出力電圧値Ｖｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅと、第１チョッパ回路１００内のリアクトル電流検出器１０４およびリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５より検出された電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅと後述の第２チョッパ回路２００内のリアクトル電流検出器２０４およびリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ２０５より検出された電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅを用いて第１チョッパ回路１００内の半導体スイッチング素子１０２のゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ１０２と半導体スイッチング素子２０２のゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ２０２を出力する制御装置１０００を備えている。
第１チョッパ回路１００は、リアクトル１０１と、半導体スイッチング素子１０２と、ダイオード１０３と、リアクトル電流ＩＬ１を検出するリアクトル電流検出器１０４と、リアクトル電流検出器１０４の出力を平滑しリアクトル電流ＩＬ１のリップル電流を除去して制御装置１０００に入力するリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５とを備えており、半導体スイッチング素子１０２のドレイン端子は、リアクトル１０１の入力平滑コンデンサ２が接続された端子とは異なる端子側に接続され、同様に、ダイオード１０３のアノード端子が、リアクトル１０１の入力平滑コンデンサ２が接続された端子とは異なる端子側に接続されている。
第２チョッパ回路２００は、第１チョッパ回路１００と同じ構成で、リアクトル２０１と、半導体スイッチング素子２０２と、ダイオード２０３と、リアクトル電流ＩＬ２を検出するリアクトル電流検出器２０４と、リアクトル電流検出器２０４の出力を平滑しリアクトル電流ＩＬ２のリップル電流を除去して制御装置１０００に入力するリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ２０５とを備えている。
制御装置１０００において、出力電圧値Ｖｏｕｔの出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧値Ｖｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅの差をとり偏差電圧値Ｖｏｕｔ＿ｅｒｒｏｒを出力し、出力電圧制御器１００１に入力し出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｘを出力する。
出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｘは、出力電圧制御デューティリミッタ１００３に入力されリミッタによって決められた範囲内の値に補正され出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙが出力される。
出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｘは、出力電圧制御デューティリミッタ１００３に入力されリミッタによって決められた範囲内の値に補正され出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙが出力される。
第１チョッパ回路１００のリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５を通じて得られる電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅと、第２チョッパ回路２００のリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ２０５を通じて得られる電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅとの差をとり、偏差電流値ＩＬ＿ｅｒｒｏｒを出力し、偏差電流値ＩＬ＿ｅｒｒｏｒを分流制御器１００２に入力し、分流制御の演算によるオンデューティＤ’が出力される。
分流制御の演算によるオンデューティＤ’は、分流制御デューティリミッタ１００４に入力され、分流制御デューティリミッタ１００４によって決められた範囲内の値に補正され、分流制御の演算による半導体スイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’が出力される。
分流制御の演算によるオンデューティＤ’は、分流制御デューティリミッタ１００４に入力され、分流制御デューティリミッタ１００４によって決められた範囲内の値に補正され、分流制御の演算による半導体スイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’が出力される。
出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙと分流制御の演算によるオンデューティＤ’を組み合わせて半導体スイッチング素子１０２のオンデューティＤ１と半導体スイッチング素子２０２のオンデューティＤ２を算出するが、このとき分流制御の演算による半導体スイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’と分流制御の演算による半導体スイッチング素子２０２のオンデューティの補正量Ｄ２’の極性を逆転させて出力電圧制御の演算によるオンデューティＤに加算させることによって、分流制御によって出力されるオンデューティの補正量の合計が０となる。
ここまで出力された半導体スイッチング素子１０２のオンデューティＤ１と半導体スイッチング素子２０２のオンデューティＤ２は、ゲート信号生成器１０１０に入力され、図２に示すようにゲート信号生成器１０１０の内部において生成されるキャリア波ＣＷと比較され、ゲート信号生成器１０１０は、ゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ１０２とＶｇｓ＿Ｑ２０２を出力する。
なお、制御装置１０００は、アナログ回路でも構成することが可能だが、本実施の形態ではマイコンなどのデジタル演算可能な素子を想定している。また、出力電圧制御と分流制御の内容を説明したが、昇圧しない場合には、出力電圧制御と分流制御をしないように設定し、半導体スイッチング素子１０２と半導体スイッチング素子２０２をオフにする。
なお、制御装置１０００は、アナログ回路でも構成することが可能だが、本実施の形態ではマイコンなどのデジタル演算可能な素子を想定している。また、出力電圧制御と分流制御の内容を説明したが、昇圧しない場合には、出力電圧制御と分流制御をしないように設定し、半導体スイッチング素子１０２と半導体スイッチング素子２０２をオフにする。
リアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５とリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ２０５は、リアクトル電流検出器用ローパスフィルタのカットオフ周波数をチョッパ回路のスイッチング周波数１／Ｔｓｗの１／１０以下に設定することにより、ローパスフィルタの次数によらずリアクトル電流のリップル電流を１／１０以下に除去する。図４に示すように、リアクトル電流検出器用ローパスフィルタのカットオフ周波数が大きく１スイッチング周期あたり２回以下のサンプリングの場合、サンプリングのタイミングがリアクトル電流の直流値のタイミングとずれるため、リアクトル電流検出器用ローパスフィルタのカットオフ周波数をチョッパ回路のスイッチング周波数１／Ｔｓｗの１／１０以下に設定することで、リップル電流を除去し、リアクトル電流の直流値を検出できるようにする。
分流制御器１００２において、リアクトル電流検出器用ローパスフィルタのカットオフ周波数を１／１０以下に設定するとカットオフ周波数を下げた分だけ分流制御器１００２のゲインを下げる必要があるが、分流制御器１００２にＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ-Ｉｎｔｅｇｒａｌ-Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）制御器を用いて微分要素により位相を進めると、カットオフ周波数を下げる前と同等のゲインで分流制御の応答性を保つことが可能となる。
また、分流制御器１００２において、電流によりリアクトルの直流重畳特性の影響でリアクトル１０１とリアクトル２０１のインダクタンス値が変化することで分流制御全体のゲインが変化することになり、また、入出力電圧によってリアクトルに印加される電圧が変化するため分流制御全体のゲインが変化する。この場合には、分流制御器１００２のゲインをインダクタンス値の変化もしくは印加電圧に対応して可変にすることによって、リアクトルの電流値によらず分流制御の応答性を一定に保つことが可能となる。
また、分流制御器１００２において、電流によりリアクトルの直流重畳特性の影響でリアクトル１０１とリアクトル２０１のインダクタンス値が変化することで分流制御全体のゲインが変化することになり、また、入出力電圧によってリアクトルに印加される電圧が変化するため分流制御全体のゲインが変化する。この場合には、分流制御器１００２のゲインをインダクタンス値の変化もしくは印加電圧に対応して可変にすることによって、リアクトルの電流値によらず分流制御の応答性を一定に保つことが可能となる。
分流制御デューティリミッタ１００４では、半導体スイッチング素子１０２のオンデューティＤ１と半導体スイッチング素子２０２のオンデューティＤ２が、ともに０以上の値となるので分流制御の演算による半導体スイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’と分流制御の演算による半導体スイッチング素子２０２のオンデューティの補正量Ｄ２’は、出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙと出力電圧制御リミッタ１００３の上下限値の差より絶対値が小さい値でなければ補正量の合計が０とならないため、分流制御の演算による半導体スイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’と分流制御の演算による半導体スイッチング素子２０２のオンデューティの補正量Ｄ２’が出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙと出力電圧制御リミッタ１００３の上限値の差もしくは出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙと出力電圧制御リミッタ１００３の上限値の差より絶対値が等しいか、もしくは小さくなるように上下限を設けて、分流制御の演算によるオンデューティＤ’と出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙの値によらず分流制御による補正量の合計が０とすることを可能にしている。
以上説明した実施の形態１の電力変換装置によれば、複数台並列接続されたチョッパ回路において出力電圧制御と分流制御が干渉することなく、リアクトル電流ＩＬ１とリアクトル電流ＩＬ２が等しくなるように制御することが可能となる。
とくに、制御装置１０００をマイコンなどのデジタル演算可能な素子を使用することによってより小型で低コストの電力変換装置を提供できる。
リアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５とリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ２０５はリアクトル電流検出器用ローパスフィルタのカットオフ周波数をチョッパ回路のスイッチング周波数１／Ｔｓｗの１／１０以下に設定することにより、分流制御に使用する電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅと電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅがリアクトル電流ＩＬ１とリアクトル電流ＩＬ２のリップル電流が除去された状態で制御装置１０００に入力されることになり、分流制御の精度を高めることができ、より小型低コストの電力変換装置を提供できる。
とくに、制御装置１０００をマイコンなどのデジタル演算可能な素子を使用することによってより小型で低コストの電力変換装置を提供できる。
リアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５とリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ２０５はリアクトル電流検出器用ローパスフィルタのカットオフ周波数をチョッパ回路のスイッチング周波数１／Ｔｓｗの１／１０以下に設定することにより、分流制御に使用する電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅと電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅがリアクトル電流ＩＬ１とリアクトル電流ＩＬ２のリップル電流が除去された状態で制御装置１０００に入力されることになり、分流制御の精度を高めることができ、より小型低コストの電力変換装置を提供できる。
ここで、本願が設定した新たな課題について詳細に説明する。ここでは、チョッパ回路として２台のチョッパ回路を並列に接続した構成の電力変換装置を取り上げて具体的に説明する。図１の構成の電力変換装置における動作波形は、図２に示すようになる。ここで、半導体スイッチング素子１０２のオン期間（たとえば図２の期間Ｔ４、期間Ｔ５、期間Ｔ６）のリアクトル電流ＩＬ１の傾きは式（１）で求められる。
半導体スイッチング素子１０２のオフ期間（たとえば図２の期間Ｔ７）のリアクトル電流ＩＬ１の傾きは式（２）で求められる。
リアクトル電流ＩＬ１の全体の傾きは式（３）で求められる。
半導体スイッチング素子２０２のオン期間（たとえば図２の期間Ｔ２、期間Ｔ３、期間Ｔ４）のリアクトル電流ＩＬ２の傾きは式（４）で求められる。
半導体スイッチング素子２０２のオフ期間（たとえば図２の期間Ｔ５）のリアクトル電流ＩＬ２の傾きは式（５）で求められる。
リアクトル電流ＩＬ２の全体の傾きは式（６）で求められる。
ここで、入力電流が変化しないとすると式（７）が成り立つ。
式（３）、式（６）、式（７）の連立方程式をＬ＿１=Ｌ＿２とおいて解くと式（８）となる。
式（８）より、半導体スイッチング素子１０２のオンデューティと半導体スイッチング素子２０２のオンデューティの平均値が変化すると出力電圧値Ｖｏｕｔが変化することがわかる。すなわち、分流制御が個別の補正量を出力し、半導体スイッチング素子１０２のオンデューティと半導体スイッチング素子２０２のオンデューティの平均が変化すると分流制御が出力電圧制御に影響を与えるということになる。
実施の形態２．
図３に実施の形態２で説明する電力変換装置の構成図を示す。図２に実施の形態２で説明する電力変換装置の動作波形を示す。
実施の形態２における電力変換装置について、実施の形態１における電力変換装置との違いは、リアクトル電流検出器から制御装置１０００にリアクトル電流の検出値を取り込むまでの構成（以後、リアクトル電流検出器周りの構成と呼ぶ）と制御装置１０００である。
図３に実施の形態２で説明する電力変換装置の構成図を示す。図２に実施の形態２で説明する電力変換装置の動作波形を示す。
実施の形態２における電力変換装置について、実施の形態１における電力変換装置との違いは、リアクトル電流検出器から制御装置１０００にリアクトル電流の検出値を取り込むまでの構成（以後、リアクトル電流検出器周りの構成と呼ぶ）と制御装置１０００である。
実施の形態２における第１チョッパ回路１００のリアクトル電流検出器１０４周りの構成は、リアクトル電流ＩＬ１を検出するリアクトル電流検出器１０４と、リアクトル電流検出器１０４の出力を平滑しリアクトル電流ＩＬ１のリップル電流を除去して制御装置１０００に入力するリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５と、リアクトル電流検出器１０４の出力を平滑しリアクトル電流ＩＬ１のリップル電流を除去して制御装置１０００に入力するリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５より時定数の大きいリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０６とで構成される。
第２チョッパ回路２００のリアクトル電流検出器２０４周りの構成は、リアクトル電流ＩＬ２を検出するリアクトル電流検出器２０４と、リアクトル電流検出器２０４の出力を平滑しリアクトル電流ＩＬ２のリップル電流を除去して制御装置１０００に入力するリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ２０５と、リアクトル電流検出器２０４の出力を平滑しリアクトル電流ＩＬ２のリップル電流を除去して制御装置１０００に入力するリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ２０５より時定数の大きいリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ２０６とで構成される。
実施の形態２における制御装置１０００は、出力電圧値Ｖｏｕｔの出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧値Ｖｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅの差をとり偏差出力電圧値Ｖｏｕｔ＿ｅｒｒｏｒを出力し、偏差出力電圧値Ｖｏｕｔ＿ｅｒｒｏｒを出力電圧制御器１００１に入力しリアクトル電流目標値ＩＬ＊を出力するように構成されている。
電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅとＩＬ＊の差をとり偏差電流値ＩＬ１＿ｅｒｒｏｒを出力し、電流値ＩＬ１＿ｅｒｒｏｒを第１分流制御器１００５に入力し、第１分流制御器１００５は半導体スイッチング素子１０２の第１オンデューティＤ１＿１を出力する。電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅ＿ｓｌｏｗとＩＬ＊の差をとり偏差電流値ＩＬ１＿ｅｒｒｏｒ＿ｓｌｏｗを出力し、偏差電流値ＩＬ１＿ｅｒｒｏｒを第２分流制御器１００６に入力し、第２分流制御器１００６は半導体スイッチング素子１０２の第２オンデューティＤ１＿２を出力する。半導体スイッチング素子１０２の第１オンデューティＤ１＿１と半導体スイッチング素子１０２の第２オンデューティＤ１＿２を加算して、半導体スイッチング素子１０２のオンデューティＤ１とする。
電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅとＩＬ＊の差をとり偏差電流値ＩＬ１＿ｅｒｒｏｒを出力し、電流値ＩＬ１＿ｅｒｒｏｒを第１分流制御器１００５に入力し、第１分流制御器１００５は半導体スイッチング素子１０２の第１オンデューティＤ１＿１を出力する。電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅ＿ｓｌｏｗとＩＬ＊の差をとり偏差電流値ＩＬ１＿ｅｒｒｏｒ＿ｓｌｏｗを出力し、偏差電流値ＩＬ１＿ｅｒｒｏｒを第２分流制御器１００６に入力し、第２分流制御器１００６は半導体スイッチング素子１０２の第２オンデューティＤ１＿２を出力する。半導体スイッチング素子１０２の第１オンデューティＤ１＿１と半導体スイッチング素子１０２の第２オンデューティＤ１＿２を加算して、半導体スイッチング素子１０２のオンデューティＤ１とする。
電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅとＩＬ＊の差をとり偏差電流値ＩＬ２＿ｅｒｒｏｒを出力し、電流値ＩＬ２＿ｅｒｒｏｒを第３分流制御器１００７に入力し、第４分流制御器１００８は半導体スイッチング素子２０２の第１オンデューティＤ２＿１を出力する。電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅ＿ｓｌｏｗとＩＬ＊の差をとり偏差電流値ＩＬ２＿ｅｒｒｏｒ＿ｓｌｏｗを出力し、電流値ＩＬ２＿ｅｒｒｏｒを第４分流制御器１００８に入力し、第４分流制御器１００８は、半導体スイッチング素子２０２の第２オンデューティＤ２＿２を出力する。半導体スイッチング素子２０２の第１オンデューティＤ２＿１と半導体スイッチング素子２０２の第２オンデューティＤ２＿２を加算して、半導体スイッチング素子２０２のオンデューティＤ２とする。
第１分流制御器１００５と第２分流制御器１００６の違いは、制御器の次数であり、第２分流制御器１００６に比べて第１分流制御器１００５の方が、次数が高い。第１分流制御器１００５に入力される電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅと第２分流制御器１００６に入力される電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅ＿ｓｌｏｗは、前段のリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５の時定数が異なり、電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅは、時定数が小さいリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５の出力なので、波形の遅れが少なくリアクトル電流ＩＬ１のリップル電流による波形のリップルが大きいため、高速応答向きのためである。そして、第２分流制御器１００６は、次数を問わないが積分要素を含んでいる。電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅ＿ｓｌｏｗは時定数が大きいリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０６の出力なので、波形の遅れが大きくリアクトル電流ＩＬ１のリップル電流による波形のリップルが小さいため、高速応答には向かないが分流制御の精度を高めるのには向いているためであり、積分要素は偏差が０になるまで値を加算するため、偏差を０にすることが可能となる。なお、第３分流制御器１００７と第４分流制御器１００８の違いも同様である。すなわち、制御装置として、リアクトル電流のリップル電流を除去できる時定数のローパスフィルタの出力を使用する積分器とリアクトル電流のリップル電流を除去できない時定数のローパスフィルタの出力を使用する比例器を合わせ持つ構成となる。
ここまで出力された半導体スイッチング素子１０２のオンデューティＤ１と半導体スイッチング素子１０２のオンデューティＤ２はゲート信号生成器１０１０に入力され、図２に示すようにゲート信号生成器１０１０の内部生成されるキャリア波ＣＷと比較され、ゲート信号生成器１０１０はゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ１０２とＶｇｓ＿Ｑ２０２を出力する。
以上説明した実施の形態２の電力変換装置によれば、複数台並列接続されたチョッパ回路において、リアクトル電流ＩＬ１とリアクトル電流ＩＬ２が等しくなるように制御することが可能となる。
以上説明した実施の形態２の電力変換装置によれば、複数台並列接続されたチョッパ回路において、リアクトル電流ＩＬ１とリアクトル電流ＩＬ２が等しくなるように制御することが可能となる。
制御装置１０００をマイコンなどのデジタル演算可能な素子を使用することにより、より小型低コストの電力変換装置を提供できる。また、リアクトル電流検出器１０４の後段に時定数が異なるリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５とリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０６を持つことにより、分流制御の応答性を損なうことなく精度を高めることができ、より小型低コストの電力変換装置を提供することができる。
実施の形態３．
実施の形態３の電力変換装置の構成は、実施の形態１と同じで、図１に示す構成となる。実施の形態３では、制御装置１０００にマイコンなどのデジタル演算可能な素子を使用するもので、入力電圧値Ｖｉｎ＿ｓｅｎｓｅ、出力電圧値Ｖｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅ、電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅ、電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅを連続波形ではなく、離散波形で制御装置１０００に入力するものである。実施の形態３で説明する電力変換装置は、スイッチング周期１周期あたり４回以上サンプリングしている。
実施の形態３の電力変換装置の構成は、実施の形態１と同じで、図１に示す構成となる。実施の形態３では、制御装置１０００にマイコンなどのデジタル演算可能な素子を使用するもので、入力電圧値Ｖｉｎ＿ｓｅｎｓｅ、出力電圧値Ｖｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅ、電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅ、電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅを連続波形ではなく、離散波形で制御装置１０００に入力するものである。実施の形態３で説明する電力変換装置は、スイッチング周期１周期あたり４回以上サンプリングしている。
図４および図５ではサンプリングを増やす理由を説明するために離散波形でスイッチング周期１周期あたり２回取り込む場合の波形を示している。図４では、スイッチング周期１周期につき２回サンプリングかつゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ１０２とＶｇｓ＿Ｑ２０２に遅延要素を加えている。図１においてはゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ１０２とＶｇｓ＿Ｑ２０２の遅延要素は図示していないが、制御装置１０００と半導体スイッチング素子との間にあるゲート信号生成器回路の伝播遅延よって発生する。ゲート信号の遅延（図中矢印にて示している）により、リアクトル電流などのほかの波形も遅れることになる。以後ゲート信号の遅延による各波形の遅延は、波形の遅延と呼ぶこととする。サンプリングのタイミング（図中黒三角にて示すタイミング）はキャリア波ＣＷの山谷で行っている。
図４に示すように、リアクトル１０１とリアクトル２０１のインダクタンス値が等しい場合、ゲート信号の遅延によって、リアクトル電流のサンプリング値は、リアクトル電流の直流値と異なる値となるが、リアクトル電流のサンプリング値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅ（図中黒丸で示している）の平均値とリアクトル電流ＩＬ２のサンプリング値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅ（図中白丸で示している）の平均値が等しいため分流制御の精度が下がることはない。
一方、図５で示すように、リアクトル１０１とリアクトル２０１のインダクタンス値が異なる場合、リアクトル電流のサンプリング値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅの平均値とリアクトル電流ＩＬ２のサンプリング値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅの平均値に差が発生するため、分流制御の精度が下がることになる。リアクトル電流のサンプリング値の平均値がリアクトル電流の直流値とずれる原理は、波形の遅延により、波形において直流値より手前をサンプリングすることになるためである。
一方、図５で示すように、リアクトル１０１とリアクトル２０１のインダクタンス値が異なる場合、リアクトル電流のサンプリング値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅの平均値とリアクトル電流ＩＬ２のサンプリング値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅの平均値に差が発生するため、分流制御の精度が下がることになる。リアクトル電流のサンプリング値の平均値がリアクトル電流の直流値とずれる原理は、波形の遅延により、波形において直流値より手前をサンプリングすることになるためである。
ゲートオン時にリアクトル電流が上昇、オフ時に下降するため、ゲート遅延時間が同じ場合、ゲートオン時の傾きの絶対値の方がゲートオフ時の傾きの絶対値より大きい場合はリアクトル電流サンプリング値の平均値がリアクトル電流の直流値より小さめに、ゲートオン時の傾きの絶対値の方がゲートオフ時の傾きの絶対値より小さい場合はリアクトル電流サンプリング値の平均値がリアクトル電流の直流値より大きめになる。
実施の形態１、２のように、リアクトル電流検出器用ローパスフィルタの時定数を一定以上にすれば、遅延によるリアクトル電流のサンプリング値の平均値と直流値のずれはなくなるが、リアクトル電流検出器用ローパスフィルタの時定数を一定以上にできない場合は、サンプリングの回数を増やすことで、特に４回以上に増やすことでリアクトル電流サンプリング値の平均値とリアクトル電流の直流値のずれを抑制できる。
以上説明した実施の形態１の電力変換装置によれば、複数台並列接続されたチョッパ回路において分流制御の精度を高めることができ、より小型低コストの電力変換装置を提供できる。
実施の形態１、２のように、リアクトル電流検出器用ローパスフィルタの時定数を一定以上にすれば、遅延によるリアクトル電流のサンプリング値の平均値と直流値のずれはなくなるが、リアクトル電流検出器用ローパスフィルタの時定数を一定以上にできない場合は、サンプリングの回数を増やすことで、特に４回以上に増やすことでリアクトル電流サンプリング値の平均値とリアクトル電流の直流値のずれを抑制できる。
以上説明した実施の形態１の電力変換装置によれば、複数台並列接続されたチョッパ回路において分流制御の精度を高めることができ、より小型低コストの電力変換装置を提供できる。
実施の形態４．
図１に実施の形態４で説明する電力変換装置の構成図を示す。図５に実施の形態４で説明する電力変換装置の原理を説明するための波形を示す。
実施の形態４で説明する電力変換装置は、構成は実施の形態１と同じである。リアクトル１０１とリアクトル２０１は、直流重畳特性をもち、流れる電流の絶対値が大きいほどインダクタンス値が小さくなるものとする。制御装置１０００にマイコンなどのデジタル演算可能な素子を使用すると入力電圧値Ｖｉｎ＿ｓｅｎｓｅ、出力電圧値Ｖｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅ、電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅ、電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅを連続波形ではなく、離散波形で制御装置１０００に入力することになる。実施の形態４では、スイッチング周期１周期あたりのサンプリング回数を２回以下とする。実施の形態３で説明したとおり、サンプリング回数が２回以下でリアクトル１０１とリアクトル２０１のインダクタンス値が異なる場合、リアクトル電流の直流値とリアクトル電流の検出値の平均値がずれる現象が発生する。
図１に実施の形態４で説明する電力変換装置の構成図を示す。図５に実施の形態４で説明する電力変換装置の原理を説明するための波形を示す。
実施の形態４で説明する電力変換装置は、構成は実施の形態１と同じである。リアクトル１０１とリアクトル２０１は、直流重畳特性をもち、流れる電流の絶対値が大きいほどインダクタンス値が小さくなるものとする。制御装置１０００にマイコンなどのデジタル演算可能な素子を使用すると入力電圧値Ｖｉｎ＿ｓｅｎｓｅ、出力電圧値Ｖｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅ、電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅ、電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅを連続波形ではなく、離散波形で制御装置１０００に入力することになる。実施の形態４では、スイッチング周期１周期あたりのサンプリング回数を２回以下とする。実施の形態３で説明したとおり、サンプリング回数が２回以下でリアクトル１０１とリアクトル２０１のインダクタンス値が異なる場合、リアクトル電流の直流値とリアクトル電流の検出値の平均値がずれる現象が発生する。
実施の形態４で説明する電力変換装置は、制御装置１０００にリアクトル電流を取り込む場合にリアクトル電流検出器とリアクトル電流検出器用ローパスフィルタによって発生するリアクトル電流検出値のずれによるリアクトル電流の直流値とリアクトル電流の検出値の平均値のずれを、サンプリング回数が２回以下でリアクトル１０１とリアクトル２０１のインダクタンス値が異なる場合、リアクトル電流の直流値とリアクトル電流の検出値の平均値がずれる現象を利用して軽減させる。
まず、リアクトル電流検出値である電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅと電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅについて、リアクトル電流検出器とリアクトル電流検出器用ローパスフィルタによって誤差が発生し、リアクトル電流ＩＬ１と電流値ＩＬ２が等しい場合に電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅが電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅより小さく検出されるとする。そうすると分流制御により、電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅと電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅが等しくなるように制御されるため、電流値ＩＬ１の直流値が電流値ＩＬ２の直流値より大きくなる。電流値ＩＬ１の直流値が電流値ＩＬ２の直流値の違いがリアクトル１０１とリアクトル２０１の直流重畳特性によるインダクタンスの違いを生む。リアクトル電流の直流値が大きいほうがインダクタンス値が小さくなるため、リアクトル１０１のインダクタンス値がリアクトル２０１のインダクタンス値より小さくなる。
また、実施の形態１から４について、図１や図２に示す昇圧チョッパ回路の他に、図６のような降圧チョッパ方式や、図７のような結合リアクトル方式など半導体スイッチング素子とダイオードとリアクトルを持ち、半導体スイッチング素子のオンデューティで入出力電圧比を制御するチョッパ回路を複数台持つ電力変換装置であれば、何にでも適用できる。
また、図８に示すように、直列接続された半導体スイッチング素子とリアクトルを持ち、半導体スイッチング素子のオンデューティで入出力電圧比を制御する双方向チョッパ回路を複数台持つ電力変換装置であれば、何にでも適用できる。図８の双方向チョッパ回路は昇圧チョッパ方式だが、図６のような降圧チョッパ方式や、図７のような結合リアクトル方式などその他の方式の双方向チョッパ回路を複数台持つ電力変換装置にも適用できる。
なお、制御装置１０００は、ハードウエアの一例を図９に示すように、プロセッサ５００と記憶装置５０１から構成される。記憶装置５０１の詳細は図示していないが、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを具備する。また、フラッシュメモリの代わりにハードディスクの補助記憶装置を具備してもよい。プロセッサ５００は、記憶装置５０１から入力されたプログラムを実行する。この場合、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプロセッサ５００にプログラムが入力される。また、プロセッサ５００は、演算結果等のデータを記憶装置５０１の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存してもよい。
本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
１ 直流電源、 ２ 入力平滑コンデンサ、 ３ 出力平滑コンデンサ、 ４ 負荷、 ５ 入力電圧検出器、 ６ 出力電圧検出器、 １００ 第１チョッパ回路、 ２００ 第２チョッパ回路、 １０１，２０１ リアクトル、 １０２，２０２ 半導体スイッチング素子、 １０３，２０３ ダイオード、 １０４，２０４ リアクトル電流検出器、 １０５，１０６，２０５，２０６ リアクトル電流検出器用ローパスフィルタ、 ５００ プロセッサ、 ５０１ 記憶装置、 １０００ 制御装置、 １００１ 出力電圧制御器、 １００２ 分流制御器、 １００３ 出力電圧制御デューティリミッタ、 １００４ 分流制御デューティリミッタ、 １００５ 第１分流制御器、 １００６ 第２分流制御器、 １００７ 第３分流制御器、 １００８ 第４分流制御器
Claims (8)
- 並列に接続された複数台のチョッパ回路、それぞれのチョッパ回路のリアクトル電流を検出するリアクトル電流検出器、出力電圧を検出する出力電圧検出器、および検出されたリアクトル電流に基づいて分流制御を行う分流制御器と検出された出力電圧に基づいて電圧制御を行う電圧制御器を有し、複数の前記チョッパ回路のリアクトル電流が等しくなるように前記チョッパ回路の出力電圧を制御する制御装置を備え、
前記リアクトル電流検出器の後段に時定数が異なる複数のローパスフィルタを備え、前記ローパスフィルタの出力を前記制御装置に入力するようにし、
前記制御装置がリアクトル電流のリップル電流を除去できる時定数のローパスフィルタの出力を使用する積分器とリアクトル電流のリップル電流を除去できない時定数のローパスフィルタの出力を使用する比例器を合わせ持つ電力変換装置。 - 前記チョッパ回路のゲート信号のデューティは、検出した出力電圧を目標値に追従させるためにリアクトル電流の目標値を出力し、前記チョッパ回路のリアクトル電流とリアクトル電流の目標値の偏差を基に算出されている請求項１に記載の電力変換装置。
- 前記チョッパ回路のリアクトルのうちの一部もしくはすべてが他のチョッパ回路のリアクトルと磁気結合している請求項１または２に記載の電力変換装置。
- 前記制御装置がデジタル演算可能な素子である請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
- 前記リアクトル電流検出器がスイッチング周期１回当たり４回以上サンプリングする請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
- 前記リアクトル電流検出器にチョッパ回路のスイッチング周波数の１／１０以下のカットオフ周波数のローパスフィルタを持つ請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
- 前記チョッパ回路に動作範囲内でインダクタンス値が変化するリアクトルを使用していて、サンプリングのタイミングがリアクトル電流の直流値となるタイミングからずれているようにした請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
- 前記分流制御器が動作条件によりゲインを変更する請求項１から７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/JP2018/016733 WO2019207663A1 (ja) | 2018-04-25 | 2018-04-25 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2019207663A1 JPWO2019207663A1 (ja) | 2021-02-12 |
| JP6980102B2 true JP6980102B2 (ja) | 2021-12-15 |
Family
ID=68294737
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2020515355A Active JP6980102B2 (ja) | 2018-04-25 | 2018-04-25 | 電力変換装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US11476757B2 (ja) |
| JP (1) | JP6980102B2 (ja) |
| CN (1) | CN112005479B (ja) |
| DE (1) | DE112018007516T5 (ja) |
| WO (1) | WO2019207663A1 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE112019003059T5 (de) * | 2018-06-18 | 2021-03-04 | Keihin Corporation | Umrichtervorrichtung |
| JP7213833B2 (ja) * | 2020-01-07 | 2023-01-27 | 日立Astemo株式会社 | 電力変換装置 |
| JP7452447B2 (ja) * | 2021-01-14 | 2024-03-19 | トヨタ自動車株式会社 | 電源ユニット |
| US12015350B2 (en) * | 2022-07-25 | 2024-06-18 | P-Duke Technology Co., Ltd. | Multi-phase converter including a duty cycle limiter |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0185546B1 (en) | 1984-12-17 | 1992-03-04 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Control device for chopper apparatus |
| JPS61142961A (ja) | 1984-12-17 | 1986-06-30 | Toshiba Corp | チヨツパ装置の制御方法 |
| JP3738015B2 (ja) | 2003-03-31 | 2006-01-25 | Ｔｄｋ株式会社 | 電源装置及びその制御装置 |
| US7615979B2 (en) * | 2005-11-28 | 2009-11-10 | David J. Caldwell | Flexible power converter and simplified process controller |
| US8441241B2 (en) * | 2010-05-03 | 2013-05-14 | Intel Corporation | Methods and systems to digitally balance currents of a multi-phase voltage regulator |
| EP2840695B1 (en) * | 2012-04-20 | 2018-01-31 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device, motor drive control apparatus provided with power conversion device, air blower and compressor provided with motor drive control apparatus, and air conditioner provided with air blower or compressor |
| JP5717838B2 (ja) * | 2013-12-26 | 2015-05-13 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| KR101610469B1 (ko) * | 2014-05-15 | 2016-04-07 | 현대자동차주식회사 | 다상 인터리브 컨버터 및 이의 제어 방법 |
| JP6277247B1 (ja) | 2016-10-03 | 2018-02-07 | 本田技研工業株式会社 | 変換装置、機器及び制御方法 |
| JP6277246B1 (ja) * | 2016-10-03 | 2018-02-07 | 本田技研工業株式会社 | 変換装置、機器及び制御方法 |
-
2018
- 2018-04-25 DE DE112018007516.8T patent/DE112018007516T5/de active Pending
- 2018-04-25 JP JP2020515355A patent/JP6980102B2/ja active Active
- 2018-04-25 US US16/982,767 patent/US11476757B2/en active Active
- 2018-04-25 WO PCT/JP2018/016733 patent/WO2019207663A1/ja active Application Filing
- 2018-04-25 CN CN201880092439.8A patent/CN112005479B/zh active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPWO2019207663A1 (ja) | 2021-02-12 |
| US11476757B2 (en) | 2022-10-18 |
| WO2019207663A1 (ja) | 2019-10-31 |
| CN112005479B (zh) | 2024-07-26 |
| CN112005479A (zh) | 2020-11-27 |
| DE112018007516T5 (de) | 2021-01-14 |
| US20210013803A1 (en) | 2021-01-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6980102B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| KR101840412B1 (ko) | 벅 스위치 모드 파워 컨버터 큰 신호 천이 응답 최적화기 | |
| US6933709B2 (en) | Digital control system and method for switched mode power supply | |
| TWI426692B (zh) | 多相切換式電源供應器及其驅動電路與控制方法 | |
| CN107276409B (zh) | 控制dc-dc转换器的dc偏差的电路及方法 | |
| US20090284992A1 (en) | Method and systems for conduction mode control | |
| KR20080070739A (ko) | 스위칭 전력 공급기용 제어기, 시스템 및 스위칭 전력공급기 제어 방법 | |
| TWI617123B (zh) | 具快速暫態響應的電流式電壓轉換器 | |
| US11283358B2 (en) | Controller for a multi-phase converter and fault detection method thereof | |
| US20070035284A1 (en) | Switch mode power converter | |
| US10700606B2 (en) | Method and system controlling DC-DC voltage converters using tracking signal | |
| CN105991030A (zh) | 加强的峰值电流模式脉波宽度调变切换调节器 | |
| US12051974B2 (en) | Method and apparatus for regulating an output voltage of a power converter during a load transient | |
| JP2009183076A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| US9906121B2 (en) | Control circuits and methods for transitioning between power converter control modes | |
| US9203305B2 (en) | Pulse width modulation power converter and control method employing different sets of PID coefficients | |
| US20080205087A1 (en) | Power supply feedback control using sensed duty cycle | |
| US11303199B2 (en) | DC-DC converter with steady state current limitation | |
| US9118307B2 (en) | Method for generating PWM signals and a pulse width modulation power converter | |
| TWI581550B (zh) | 轉換器控制方法 | |
| CN113746339B (zh) | 一种dcdc变换器控制方法、装置及系统 | |
| CN112039338B (zh) | 功率转换器 | |
| JP6489567B1 (ja) | 電力変換装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20200901 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20200901 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20210817 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20211005 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20211019 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20211116 |
|
| R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 6980102 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |