CN112039338B - 功率转换器 - Google Patents
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Abstract
本发明的功率转换器实现精度较高的电流不平衡校正，而不对应于斩波器电路来设置电流检测器单元。功率转换器包括多个并联连接的斩波器电路、连接数量比斩波器电路的数量要少的电流检测单元、以及控制斩波器电路的控制单元，控制单元基于电流检测单元所检测出的电力值，利用斩波器电路所具备的电抗器的直流重叠特性，根据预先决定的时刻之间的电流值之差来计算多个斩波器电路的电流偏差，利用以所计算出的电流偏差进行校正后的信号，来对各所述斩波器电路的开关元件的驱动进行控制。
Description
技术领域
本申请涉及功率转换器。
背景技术
已知一种由多个斩波器电路并联连接而成并向负载提供经降压或升压转换后的直流电流的功率转换器(例如，专利文献1)。在像这样的多重并联斩波器装置中，单位斩波器电路间的电流的不平衡校正成为问题。与之相对地，在专利文献1中，使用共通的电流检测器，利用反馈控制来进行电流不平衡校正。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2006－271102号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
在专利文献1中，由于电流不平衡校正的控制为前馈控制，因此，在动作条件、周围环境等引起校正量发生变化的情况下，存在来不及进行校正控制而发生电流不平衡的可能性。
本申请是为了解决上述问题而完成的，其目的在于，获得一种功率转换器，能以简单的电路结构利用反馈控制来对斩波器电路间的电流偏差进行校正，从而以较低的成本进行高精度的电流不平衡校正。
解决技术问题所采用的技术方案
本申请所公开的功率转换器包括：斩波器电路，该斩波器电路的一端与电源相连接，并联连接有多个该斩波器电路；电流检测单元，该电流检测单元在所述电源与所述斩波器电路之间对流过所述斩波器电路的电流进行检测；以及控制单元，该控制单元对所述斩波器电路进行控制，所述斩波器电路具有串联连接的电抗器、开关元件及整流元件，所述电流检测单元的连接数量比所述斩波器电路的数量要少，所述控制单元基于所述电流检测单元所检测出的电流值，根据预先设定的时刻之间的电流值之差来对多个所述斩波器电路的电流偏差进行计算，利用以所计算出的所述电流偏差进行校正后的信号，来对各所述斩波器电路的开关元件的驱动进行控制。
发明效果
根据本申请所公开的功率转换器，其目的在于获得一种功率转换器，利用由数量比多个斩波器电路的数量要少的电流检测单元所检测出的电流值，以对斩波器电路的电流偏差进行校正后的信号来使斩波器电路动作，因此，即使电流值的偏差发生变化也能以较低的成本进行高精度的电流不平衡校正。
附图说明
图1是表示实施方式1所涉及的功率转换器的电路结构的图。
图2是在实施方式1所涉及的功率转换器中两个斩波器电路的电流值相等时的动作波形图。
图3是在实施方式1所涉及的功率转换器中两个斩波器电路的电流值不相等时的动作波形图。
图4是在实施方式1所涉及的功率转换器中校正初期的两个斩波器电路的动作波形图。
图5是在实施方式1所涉及的功率转换器中校正后期的两个斩波器电路的动作波形图。
图6是表示实施方式2所涉及的功率转换器的结构的结构图。
图7是在实施方式2所涉及的功率转换器中三个斩波器电路的电流值相等时的动作波形图。
图8是在实施方式2所涉及的功率转换器中三个斩波器电路的电流值不相等时的动作波形图。
图9是在实施方式2所涉及的功率转换器中校正初期的三个斩波器电路的动作波形图。
图10是在实施方式2所涉及的功率转换器中校正后期的三个斩波器电路的动作波形图。
图11是表示实施方式3所涉及的功率转换器的结构的结构图。
图12是在实施方式3所涉及的功率转换器中三个斩波器电路的电流值相等时的动作波形图。
图13是在实施方式3所涉及的功率转换器中三个斩波器电路的电流值不相等时的动作波形图。
图14是在实施方式3所涉及的功率转换器中校正初期的三个斩波器电路的动作波形图。
图15是在实施方式3所涉及的功率转换器中校正后期的三个斩波器电路的动作波形图。
图16是表示实施方式4所涉及的功率转换器的结构的结构图。
图17是在实施方式4所涉及的功率转换器中三个斩波器电路的电流值相等时的动作波形图。
图18是在实施方式4所涉及的功率转换器中三个斩波器电路的电流值不相等时的动作波形图。
图19是在实施方式4所涉及的功率转换器中校正初期的三个斩波器电路的动作波形图。
图20是在实施方式4所涉及的功率转换器中校正后期的三个斩波器电路的动作波形图。
图21是表示实施方式5所涉及的功率转换器的电路结构的图。
图22是在实施方式5所涉及的功率转换器中两个斩波器电路的电流值相等时的动作波形图。
图23是在实施方式5所涉及的功率转换器中两个斩波器电路的电流值不相等时的动作波形图。
图24是在实施方式5所涉及的功率转换器中校正初期的两个斩波器电路的动作波形图。
图25是在实施方式5所涉及的功率转换器中校正后期的两个斩波器电路的动作波形图。
图26是表示实施方式6所涉及的功率转换器的其它电路结构的图。
图27是表示实施方式1所涉及的功率转换器的其它电路结构的图。
图28是控制单元的硬件结构图。
具体实施方式
下面，参照附图对在本申请中所公开的功率转换装置的实施方式进行说明。此外，在各图中，同一标号表示相同或相当部分。
实施方式1.
以下，使用附图对实施方式1进行说明。
图1是表示实施方式1所涉及的功率转换器的电路结构的图。在图1中，功率转换器包括并联连接于直流电源1的输入滤波电容器2、输入滤波电容器2的正极侧连接有电抗器101的第1斩波器电路100、与第1斩波器电路100并联连接的第2斩波器电路200、正极侧与第1斩波器电路的二极管103的阴极端子和第2斩波器电路的二极管203的阴极端子相连接的输出滤波电容器3、对输入滤波电容器2的电压Vin进行检测的输入电压检测单元5、对输出滤波电容器3的电压Vout进行检测的输出电压检测单元6以及控制单元500。控制单元500利用输入电压检测单元5所检测出的Vin_sense、输出电压检测单元6所检测出的Vout_sense、以及对流过第1斩波器电路100内的电抗器101和第2斩波器电路200内的电抗器201的电抗器电流IL1、IL2之和进行检测的电流检测单元7所检测出的、经由电抗器电流检测单元用的低通滤波器8而获得的IL_sense，将栅极信号Vgs_Q102输出至第1斩波器电路100内的开关元件102，将栅极信号Vgs_Q202输出至第2斩波器电路200内的开关元件202。将转换后的电压输出至与输出滤波电容器3并联连接的负载4。
第1斩波器电路100包括一端与输入滤波电容器2相连接的电抗器101、漏极端子与电抗器101的另一端相连接的开关元件102、以及阳极端子同样与电抗器101的另一端相连接的二极管103。
第2斩波器电路200包括一端与输入滤波电容器2相连接的电抗器201、漏极端子与电抗器201的另一端相连接的开关元件202、以及阳极端子同样与电抗器201的另一端相连接的二极管203。
图2示出在实施方式1所涉及的功率转换器中斩波器电路的电流值相等时的动作波形图。另外，图3示出在实施方式1所涉及的功率转换器中两个斩波器电路的电流值不相等时的动作波形图。图2相当于经控制单元500校正后的动作波形图，图3相当于校正前的动作波形图。图中，从上开始示出了电抗器电流、各开关元件的栅极信号波形、用于生成栅极信号的各种信号。该各种信号是决定开关周期的基准信号的载波(此处为三角波)、决定栅极信号的导通时间的导通占空比信号(D1、1-D2)。载波的周期为Tsw，各开关元件的栅极信号的周期也为Tsw，开关元件102的栅极信号的导通占空比为D1Tsw，开关元件202的栅极信号的导通占空比为D2Tsw。各栅极信号是截止时间的期间为以时间t2程度为1单位的1周期、导通时间分别为3期间的示例。
流过各斩波器电路的电流的纹波电流的波形根据电抗器的电感值而发生变化，其结果是，电流检测单元所检测出的电流也发生变化。根据电抗器的直流重叠特性，电抗器的电感值在电流的绝对值较大的情况下会减小，在电流的绝对值较小的情况下会增大。不利用该电抗器的直流重叠特性来进行斩波器的电流检测，能对电流的偏差进行反馈控制，将各斩波器电路的电流控制为相等。以下对其详细情况进行说明。
流过电抗器101的电抗器电流IL1和流过电抗器201的电抗器电流IL2的纹波电流取决于电抗器的电感值。因此，若电抗器101与电抗器201为特性相等的电抗器，则如图2所示，若电抗器电流IL1的直流电流与电抗器电流IL2的直流电流相等，则纹波电流变得相等。然而，如图3所示，若纹波电流IL1的直流电流与电抗器电流IL2的直流电流不相等，则纹波电流变得不相等。在本实施方式中，利用该特性对电抗器电流IL1与电抗器电流IL2的偏差进行检测。
接着，对控制单元500的动作进行说明。在控制单元500中，通过输出电压控制与分流控制这两点来进行控制。
首先，对输出电压控制进行说明。将功率转换器的输出即Vout的目标值Vout*和Vout_sense输入至差分器，将其差即Vout_error输入至输出电压控制器501。在输出电压控制器501中，运算导通占空比Dx，并输出。将所输出的导通占空比Dx输入至输出电压占空比限幅器502，校正为由限幅器所决定的范围内的值，输出导通占空比Dy。该导通占空比Dy相当于电压控制的基准占空比。另外，利用反馈控制来进行输出电压控制的运算。
在分流控制中，对用于进行校正以使得分流后的电抗器电流IL1与电抗器电流IL2之间的偏差消失的校正值进行运算。将经由低通滤波器8而获得的IL_sense输入至分流偏差运算器503。这里，低通滤波器8的作用是去除噪音，为了计算电流值的偏差IL_sense，设为纹波电流剩余的程度的截止频率。在无须去除噪音的情况下，也可以不设置低通滤波器8。而且，对于电抗器电流检测单元所检测出的电流IL，将在图2中相等而在图3中不相等的两个定时的电流值之差设为分流偏差IL_error来进行输出。这里，所谓在图2中相等而在图3中不相等的定时，例如是指若关注于时刻t4和时刻t8则在图2中为IL(t4)－IL(t8)＝0、而在图3中为IL(t4)－IL(t8)≠0那样的定时。在该示例中，设为IL_error＝IL(t4)－IL(t8)，而预先对用于计算电流值的偏差的两个时刻进行设定，若为在图2中电抗器电流相等、在图3中电抗器电流不相等的两个定时，则也可以是其它时刻。另外，希望是除载波的波峰(图中t6、t14)和波谷(图中t3、t10)以外的时刻。其原因在于，若与载波的波峰和波谷重合，则纹波电流的偏差的计算精度下降。
将从分流偏差运算器503输出的IL_error被输入至分流控制器504，利用分流控制的运算来输出导通占空比D’。将从分流控制器504输出的导通占空比D’被输入至分流控制占空比限幅器505，校正为由限幅器所决定的范围内的值，输出通过分流控制的运算而获得的开关元件102的导通占空比的校正量D1’。通过反馈控制来进行通过使用了分流偏差的分流控制而获得的导通占空比的校正量D1’的运算。
接着，将通过输出电压控制的运算而获得的导通占空比Dy与通过分流控制的运算而获得的导通占空比D’进行组合，来对开关元件102的导通占空比D1和开关元件202的导通占空比D2进行计算。使通过分流控制的运算而获得的开关元件102的导通占空比的校正量D1’与通过分流控制的运算而获得的开关元件202的导通占空比的校正量D2’的极性反转，并与通过输出电压控制的运算而获得的导通占空比D相加，从而使利用分流控制而输出的导通占空比的校正量的合计为0。
即，将从输出电压占空比限幅器502输出的导通占空比Dy和从分流控制占空比限幅器505输出的导通占空比的校正量D1’输入加法器，输出开关元件102的导通占空比D1。将从输出电压占空比限幅器502输出的导通占空比Dy和从分流控制占空比限幅器505输出的导通占空比的校正量D1’的符号反转后的值输入加法器，输出开关元件202的导通占空比D2。此外，也可以将从输出电压占空比限幅器502输出的导通占空比Dy与从分流控制占空比限幅器505输出的导通占空比的校正量D1’相减。
将所计算出的导通占空比D1、D2输入至栅极信号生成单元506，与栅极信号生成单元506内部所生成的载波进行比较，输出栅极信号Vgs_Q102和Vgs_Q202。将该所生成的栅极信号Vgs_Q102和Vgs_Q202输入至各开关元件102、103的栅极，以对开关元件102、103的驱动进行控制。
图4、图5示出上述实施方式1所涉及的占空比的校正的经过阶段的动作波形图。图4相当于校正的初期，图5相当于校正的后期，因此，作为时间序列，按照图3→图4→图5→图2的顺序来进行校正。
在图4、图5中，分别对电抗器电流、栅极信号、导通占空比信号示出点线的波形来作为该校正前的信号。在经过了校正的初期阶段即图4中，为了使电抗器电流IL接近图2，将电抗器电流IL1从点线校正为虚线的波形，将电抗器电流IL2从点线校正为单点划线的波形。因此，进行上述反馈控制，使得导通占空比信号D1从点线下降为实线，导通占空比信号1-D2从点线下降为虚线。若对各个导通占空比信号进行调整，则进行控制，使得开关元件102的栅极信号的导通占空比期间D1Tsw减小，开关元件202的栅极信号的导通占空比期间D2Tsw增大。其结果是，电抗器电流示出从校正前的点线分别经过调整后的输出波形。图5是从图4进一步进行了校正控制的阶段，与图4相同，各信号从校正前的点线的信号波形而被校正。
由此，通过反馈控制来对导通占空比信号进行校正，从而能对驱动开关元件的导通占空比期间进行调整，能对电抗器电流的偏差进行调整。
如上所述，对输出电压控制和分流控制的内容进行了说明，但在不升压的情况下只要设定成不进行输出电压控制和分流控制，将开关元件102、开关元件202设为断开，分别经由二极管103、203进行通电即可。
如上所述，根据本实施方式1，利用一个电流检测单元，通过输出电压控制的运算和分流控制的运算来对两个斩波器电路的电抗器电流的偏差进行校正，因此，能以比斩波器电路数量要少的电流检测单元通过简单的控制单元的电路结构来对电流偏差进行反馈控制，并且，即使电流的偏差因环境等而发生变动，也能高精度地进行校正。由此，能以低成本提供小型的功率转换器。
实施方式2.
以下，利用附图对实施方式2所涉及的功率转换器进行说明。
图6是表示实施方式2所涉及的功率转换器的电路结构的图。与实施方式1的不同点在于，在本实施方式中，具备三台斩波器电路，具备两个检测电抗器电流的电流检测单元。一个电流检测单元7-1对第1斩波器电路100的电抗器101的电流IL1与第2斩波器电路200的电抗器201的电抗器电流IL2之和即ILA进行检测，并输入至电抗器电流检测单元用的低通滤波器8-1，将低通滤波器8-1的输出ILA_sense输入至控制单元500。另外，另一个电流检测单元7-2对第2斩波器电路200的电抗器201的电抗器电流IL2与第3斩波器电路300的电抗器301的电抗器电流IL3之和即ILB进行检测，并输入至电抗器电流检测单元用的低通滤波器8-2，将低通滤波器8-2的输出ILB_sense输入至控制单元500。
图7示出在实施方式2所涉及的功率转换器中三个斩波器电路的电流值相等时的动作波形图。另外，图8示出在实施方式2所涉及的功率转换器中三个斩波器电路的电流值不相等时的动作波形图。与实施方式1相同，图7相当于经控制单元500校正后的动作波形图，图8相当于校正前的动作波形图。电抗器电流IL1、电抗器电流IL2和电抗器电流IL3的纹波电流取决于电抗器的电感值，在电抗器101与电抗器201是特性相等的电抗器的情况下，如图7所示，若电抗器电流IL1的直流电流与电抗器电流IL2和电抗器电流IL3的直流电流相等，则纹波电流变得相等，而如图8所示，若电抗器电流IL1的直流电流与电抗器电流IL2和电抗器电流IL3的直流电流不相等，则纹波电流变得不相等，因此，利用该特性，来对电抗器电流IL1、电抗器电流IL2和电抗器电流IL3的偏差进行检测。即，在本实施方式中，也利用电抗器电流的直流重叠特性。
在控制单元500中，与实施方式1相同，将功率转换器的输出即Vout的目标值Vout*和Vout_sense输入至差分器，输出其差即偏差Vout_error。将偏差Vout_error输入至输出电压控制器501，输出导通占空比Dx。将所输出的导通占空比Dx输入至输出电压占空比限幅器502，校正为由限幅器所决定的范围内的值，输出通过输出电压控制的运算而获得的导通占空比Dy。该导通占空比Dy相当于电压控制的基准占空比。另外，利用反馈控制来进行输出电压控制的运算。
另外，在控制单元500中，对电流偏差进行校正，使得流过利用分流控制进行分流后的各斩波器电路100、200、300的电抗器101、201、301的电抗器电流IL1、IL2、IL3相等。将经由低通滤波器8-1、8-2而获得的ILA_sense、ILB_sense输入至分流偏差运算器503。
首先，输出在图7中电抗器电流之和IL1+IL2相等而在图8中不相等的定时的电流值的偏差IL1_error。这里，所谓在图7中相等而在图8中不相等的两个定时，例如是指如下那样的定时：即、若关注时刻t8和时刻t14则在图5中IL1(t8)+IL2(t8)－IL1(t14)－IL2(t14)＝0，而在图6中IL1(t8)+IL2(t8)－IL1(t14)－IL2(t14)≠0。预先对用于计算该电流值的偏差的两个时刻进行设定，若为在图7中电抗器电流相等、在图8中电抗器电流不相等的两个定时，则也可以是其它两个时刻。希望是除电抗器电流IL1及电抗器电流IL2的载波的波峰和波谷以外的时刻。
将从分流偏差运算器503输出的IL1_error输入至分流控制器504，利用分流控制的运算来输出导通占空比D1”。将从分流控制器504输出的导通占空比D1”输入至分流控制占空比限幅器505，校正为由限幅器所决定的范围内的值，输出通过分流控制的运算而获得的开关元件102的导通占空比的校正量D1’。通过反馈控制来进行通过使用了分流偏差的分流控制而获得的导通占空比的校正量D1’的运算。
同样地，在分流偏差运算器503中，输出在图5中电抗器电流之和IL2+IL3相等而在图6中不相等的定时的电流值的偏差IL2_error。这里，所谓在图5中相等而在图6中不相等的两个定时，例如是指如下那样的定时：即、若关注时刻t12和时刻t18则在图5中IL2(t12)+IL3(t12)－IL2(t18)－IL3(t18)＝0，而在图6中IL2(t12)+IL3(t12)－IL2(t18)－IL3(t18)≠0。预先对用于计算该电流值的偏差的两个时刻进行设定，若为在图7中电抗器电流相等而在图8中电抗器电流不相等的两个定时，则也可以是其它两个时刻。希望是除电抗器电流IL2及电抗器电流IL3的载波的波峰和波谷以外的时刻。
将从分流偏差运算器503输出的IL2_error输入至分流控制器507，利用分流控制的运算来输出导通占空比D3”。将从分流控制器507输出的导通占空比D3”输入至分流控制占空比限幅器508，校正为由限幅器所决定的范围内的值，输出通过分流控制的运算而获得的开关元件302的导通占空比的校正量D3’。通过反馈控制来进行通过使用了分流偏差的分流控制而获得的导通占空比的校正量D3’的运算。
若使得通过分流控制的运算而获得的开关元件102的导通占空比的校正量D1’、通过分流控制的运算而获得的开关元件102的导通占空比的校正量D2’、以及通过分流控制的运算而获得的开关元件302的导通占空比的校正量D3’的合计成为0，则能与输出电压控制独立地进行分流控制。
将通过输出电压控制的运算而获得的导通占空比Dy与通过分流控制的运算而获得的导通占空比D1’、D3’进行组合，来对开关元件102的导通占空比D1、开关元件202的导通占空比D2和开关元件302的导通占空比D3进行计算。此时，使通过分流控制的运算而获得的开关元件102的导通占空比的校正量D1’与通过分流控制的运算而获得的开关元件302的导通占空比的校正量D3’之差的极性反转，设为通过分流控制的运算而获得的开关元件202的导通占空比的校正量D2’，并与通过输出电压控制的运算而获得的导通占空比Dy相加，从而使利用分流控制而输出的导通占空比的校正量的合计为0。
即，输入至栅极信号生成单元506的D1、D2、D3分别为D1＝Dy+D1’
D2＝Dy―(D1’―D3’)
D3＝Dy―D3’。
将至此所输出的开关元件102的导通占空比D1、开关元件202的导通占空比D2以及开关元件302的导通占空比D3输入至栅极信号生成单元506，如图7、图8所示，与栅极信号生成单元506内部所生成的载波进行比较，栅极信号生成单元506输出栅极信号Vgs_Q102、Vgs_Q202及Vgs_Q302。
图9、图10示出上述实施方式2所涉及的占空比的校正的经过阶段的动作波形图。图9相当于校正的初期，图10相当于校正的后期，因此，作为时间序列，按照图8→图9→图10→图7的顺序来进行校正。
在图9、图10中，分别对电抗器电流、栅极信号、导通占空比信号示出点线的波形来作为该校正前的信号。在经过校正后的初期阶段即图9中，为了使电抗器电流之和IL1+IL2、电抗器电流之和IL2+IL3分别接近图8，首先将电抗器电流IL1从点线校正为虚线的波形，将电抗器电流IL3从点线校正为单点划线的波形。因此，进行上述反馈控制，使得导通占空比信号D1从点线下降为实线，导通占空比信号D3从点线上升为实线。若对各个导通占空比信号进行调整，则进行控制，使得开关元件102的栅极信号的导通占空比期间D1Tsw减小，开关元件302的栅极信号的导通占空比期间D3Tsw增大。其结果是，电抗器电流示出从校正前的点线分别经过调整后的输出波形。图10是从图9进一步进行了校正控制的阶段，与图9相同，各信号从校正前的点线的信号波形来被校正。
由此，通过反馈控制来对导通占空比信号进行校正，从而能对驱动开关元件的导通占空比期间进行调整，能对电抗器电流的偏差进行调整。
如上所述，对输出电压控制和分流控制的内容进行了说明，但在不升压的情况下只要设定成不进行输出电压控制和分流控制，将开关元件102、开关元件202、开关元件302设为断开，分别经由二极管103、203、303进行通电即可。
如上所述，根据本实施方式2，利用两个电流检测单元，通过输出电压控制的运算和分流控制的运算来对三个斩波器电路的电抗器电流的偏差进行校正，因此，能以比斩波器电路数量要少的电流检测单元通过简单的控制单元的电路结构来对电流偏差进行反馈控制，并且，即使电流的偏差因环境等而发生变动，也能高精度地进行校正。由此，能以低成本提供小型的功率转换器。
实施方式3.
以下，利用附图对实施方式3所涉及的功率转换器进行说明。
图11是表示实施方式3所涉及的功率转换器的电路结构的图。实施方式2中，两个电流检测单元所检测的电抗器电流不同。在本实施方式中，一个电流检测单元7-1对第1斩波器电路100的电抗器101的电流IL1与第2斩波器电路200的电抗器201的电抗器电流IL2之和即ILA进行检测，并输入至电抗器电流检测单元用的低通滤波器8-1，将该低通滤波器8-1的输出ILA_sense输入至控制单元500。另一个电流检测单元7-2对第3斩波器电路300的电抗器301的电抗器电流IL3进行检测，并输入至电抗器电流检测单元用的低通滤波器8-2，将该低通滤波器8-2的输出ILB_sense输入至控制单元500。
图12示出在实施方式3所涉及的功率转换器中三个斩波器电路的电流值相等时的动作波形图。另外，图13示出在实施方式3所涉及的功率转换器中三个斩波器电路的电流值不相等时的动作波形图。与实施方式1、2相同，图12相当于经控制单元500校正后的动作波形图，图13相当于校正前的动作波形图。电抗器电流IL1、电抗器电流IL2和电抗器电流IL3的纹波电流取决于电抗器的电感值，在电抗器101与电抗器201是特性相等的电抗器的情况下，如图12所示，若电抗器电流IL1的直流电流与电抗器电流IL2和电抗器电流IL3的直流电流相等，则纹波电流变得相等。然而，如图13所示，若纹波电流IL1的直流电流与电抗器电流IL2和电抗器电流IL3的直流电流不相等，则纹波电流变得不相等。利用该特性，对电抗器电流IL1、电抗器电流IL2和电抗器电流IL3的偏差进行检测。即，在本实施方式中，也利用电抗器电流的直流重叠特性。
接着，对控制单元500的动作进行说明。输出电压控制与实施方式1相同。将功率转换器的输出即Vout的目标值Vout*和Vout_sense输入至差分器，输出其差即偏差Vout_error。将偏差Vout_error输入至输出电压控制器501，输出导通占空比Dx。将所输出的导通占空比Dx输入至输出电压占空比限幅器502，校正为由限幅器所决定的范围内的值，输出导通占空比Dy。该导通占空比Dy相当于电压控制的基准占空比。另外，利用反馈控制来进行输出电压控制的运算。
在分流控制中，对电流偏差进行校正，使得流过被分流后的各斩波器电路100、200、300的电抗器101、201、301的电抗器电流IL1、IL2、IL3相等。将经由低通滤波器8-1、8-2而获得的ILA_sense、ILB_sense输入至分流偏差运算器503。
首先，输出在图12中电抗器电流之和IL1+IL2相等而在图13中不相等的定时的电流值的偏差IL1_error。这里，所谓在图12中相等而在图13中不相等的两个定时，例如是指如下那样的定时：即、若关注时刻t8和时刻t14则图12中IL1(t8)+IL2(t8)－IL1(t14)－IL2(t14)＝0，而在图13中IL1(t8)+IL2(t8)－IL1(t14)－IL2(t14)≠0。预先对用于计算该电流值的偏差的两个时刻进行设定，若为在图12中电抗器电流相等而在图13中不相等的两个定时，则也可以是其它两个时刻。另外，希望是除电抗器电流IL1及电抗器电流IL2的载波的波峰和波谷以外的时刻。
将从分流偏差运算器503输出的IL1_error输入至分流控制器504，利用分流控制的运算来输出导通占空比D”’。将从分流控制器504输出的导通占空比D1”’输入至分流控制占空比限幅器505，校正为有限幅器所决定的范围内的值，输出导通占空比D1”。
接着，在分流偏差运算器503中，输出IL1+IL2与2倍的IL3之差即偏差IL3_error(＝IL1+IL2－2*IL3)。将从分流偏差运算器503输出的IL3_error输入至分流控制器507，利用分流控制的运算来输出导通占空比D3”’。将从分流控制器507输出的导通占空比D3”’输入至分流控制占空比限幅器508，校正为由限幅器所决定的范围内的值，输出通过分流控制的运算而获得的开关元件302的导通占空比的校正量D3’。利用反馈控制来执行通过利用了分流偏差的分流控制而进行的运算。
与实施方式2相同，若使得通过分流控制的运算而获得的开关元件102的导通占空比的校正量D1’、通过分流控制的运算而获得的开关元件102的导通占空比的校正量D2’、以及通过分流控制的运算而获得的开关元件302的导通占空比的校正量D3’的合计成为0，则能与输出电压控制独立地进行分流控制。
将通过输出电压控制的运算而获得的导通占空比Dy与通过分流控制的运算而获得的导通占空比D1’、D3”进行组合，来对开关元件102的导通占空比D1、开关元件202的导通占空比D2和开关元件302的导通占空比D3进行计算。此时，将通过分流控制的运算而获得的开关元件102的导通占空比的校正量D1’设为从导通占空比D1”减去D3’的一半的值而得的值。将通过分流控制的运算而获得的开关元件202的导通占空比的校正量D2’设为从使D1”进行极性反转后所得的值减去D3’的一半的值而得的值，并与通过输出电压控制的运算而获得的导通占空比Dy相加，从而通过分流控制而输出的导通占空比的校正量的合计为0。
即，输入至栅极信号生成单元506的导通占空比D1、D2、D3分别为D1＝Dy+(D1”―D3’/2)
D2＝Dy+(－D1”―D3’/2)
D3＝Dy+D3’。
将至此所输出的开关元件102的导通占空比D1、开关元件202的导通占空比D2以及开关元件302的导通占空比D3输入至栅极信号生成单元506，如图12、图13所示，与栅极信号生成单元506内部所生成的载波进行比较，栅极信号生成单元506输出栅极信号Vgs_Q102、Vgs_Q202及Vgs_Q302。
图14、图15示出实施方式3所涉及的占空比的校正的经过阶段的动作波形图。图14相当于校正的初期，图15相当于校正的后期，因此，作为时间序列，按照图13→图14→图15→图12的顺序来进行校正。
在图14、图15中，分别对电抗器电流、栅极信号、导通占空比信号示出点线的波形来作为该校正前的信号。在经过校正后的初期阶段即图14中，为了使电抗器电流之和IL1+IL2、电抗器电流IL3的2倍分别接近图12，首先将电抗器电流IL1从点线校正为虚线的波形，将电抗器电流IL3从点线校正为单点划线的波形。因此，进行上述反馈控制，使得导通占空比信号D1从点线下降为实线，导通占空比信号D3从点线上升为实线。若对各个导通占空比信号进行调整，则进行控制，使得开关元件102的栅极信号的导通占空比期间D1Tsw减小，开关元件302的栅极信号的导通占空比期间D3Tsw增大。其结果是，电抗器电流示出从校正前的点线分别经过调整后的输出波形。图15是从图14进一步进行了校正控制的阶段，与图14相同，各信号从校正前的点线的信号波形来被校正。
由此，通过反馈控制来对导通占空比信号进行校正，从而能对驱动开关元件的导通占空比期间进行调整，能对电抗器电流的偏差进行调整。
如上所述，对输出电压控制和分流控制的内容进行了说明，但在不升压的情况下只要设定成不进行输出电压控制和分流控制，将开关元件102、开关元件202、开关元件302设为断开，分别经由二极管103、203、303进行通电即可。
如上所述，根据本实施方式3，与实施方式2相同，利用两个电流检测单元，通过输出电压控制的运算和分流控制的运算来对三个斩波器电路的电抗器电流的偏差进行校正，因此，能以比斩波器电路数量要少的电流检测单元通过简单的控制单元的电路结构来对电流偏差进行反馈控制，并且，即使电流的偏差因环境等而发生变动，也能高精度地进行校正。由此，能以低成本提供小型的功率转换器。
实施方式4.
以下，利用附图对实施方式4所涉及的功率转换器进行说明。
图16是表示实施方式4所涉及的功率转换器的电路结构的图。与实施方式2、3的不同点在于，使用一个电抗器电流检测单元。在本实施方式中，电流检测单元7对第1斩波器电路100的电抗器101的电流IL1、第2斩波器电路200的电抗器201的电抗器电流IL2及第3斩波器电路300的电抗器301的电抗器电流IL3之和即IL(＝IL1+IL2+IL3)进行检测，并输入至电抗器电流检测单元用的低通滤波器8。然后，将该低通滤波器8的输出IL_sense输入至控制单元500。
图17示出在实施方式4所涉及的功率转换器中三个斩波器电路的电流值相等时的动作波形图。另外，图18示出在实施方式4所涉及的功率转换器中三个斩波器电路的电流值不相等时的动作波形图。与上述实施方式相同，图17相当于经控制单元500校正后的动作波形图，图18相当于校正前的动作波形图。电抗器电流IL1、电抗器电流IL2和电抗器电流IL3的纹波电流取决于电抗器的电感值。在电抗器101、电抗器201及电抗器301是特性相等的电抗器的情况下，如图17所示，若电抗器电流IL1的直流电流、电抗器电流IL2的直流电流及电抗器电流IL3的直流电流相等，则纹波电流变得相等。然而，如图18所示，若纹波电流IL1的直流电流、电抗器电流IL2的直流电流和电抗器电流IL3的直流电流不相等，则纹波电流变得不相等。利用该特性，对电抗器电流IL1、电抗器电流IL2和电抗器电流IL3的偏差进行检测。即，在本实施方式中，也利用电抗器电流的直流重叠特性。
接着，对控制单元500的动作进行说明。输出电压控制与实施方式1相同。将功率转换器的输出即Vout的目标值Vout*和Vout_sense输入至差分器，输出其差即Vout_error。将偏差Vout_error输入至输出电压控制器501，输出导通占空比Dx。将所输出的导通占空比Dx输入至输出电压占空比限幅器502，校正为由限幅器所决定的范围内的值，输出导通占空比Dy。该导通占空比Dy相当于电压控制的基准占空比。另外，利用反馈控制来进行输出电压控制的运算。
在分流控制中，对电流偏差进行校正，使得流过被分流后的各斩波器电路100、200、300的电抗器101、201、301的电抗器电流IL1、IL2、IL3相等。首先，将IL_sense从低通滤波器8输入至分流偏差运算器503。图17及图18以开关元件102、202、302的导通占空比均为3分之2以上的条件来示出(图中为5/6)。在对电抗器电流IL1或IL2或IL3是比电抗器电流IL1、电抗器电流IL2和电抗器电流IL3的平均值(IL的3分之1)要大还是比电抗器电流IL1、电抗器电流IL2和电抗器电流IL3的平均值(IL的3分之1)要小进行判别并求出偏差时，只要求出各开关元件的截止期间(时间t2左右)前后的期间的中间时间的IL之差即可。
在图18中，例如开关元件102的截止期间是从t11至t13的第6期间，其前后的期间的中间时间分别为第5期间t10、第7期间t14。因此，第1斩波器电路100的电抗器电流IL1的偏差为IL(t14)－IL(t10)。同样地，电抗器电流IL2的偏差是IL(t18)－IL(t14)，电抗器电流IL3的偏差是IL(t10)－IL(t6)。
如上述实施方式所示，若使得通过分流控制的运算而获得的开关元件102的导通占空比的校正量D1’、开关元件102的导通占空比的校正量D2’、以及开关元件302的导通占空比的校正量D3’的合计成为0，则能与输出电压控制独立地进行分流控制。因此，没必要使用三个电抗器电流的偏差，使用两个即可。在图16的控制单元500的框图中，图示出了使用IL1和IL3的情况。即，从分流偏差运算器503输出IL(t14)－IL(t10)来作为IL1_error，并输入至分流控制器504，利用分流控制的运算来输出导通占空比D1”。将从分流控制器504输出的导通占空比D”输入至分流控制占空比限幅器505，校正为由限幅器所决定的范围内的值，输出通过分流控制的运算而获得的开关元件102的导通占空比的校正量D1’。同样地，从分流偏差运算器503输出IL(t10)－IL(t6)来作为IL3_error，并输入至分流控制器507，利用分流控制的运算来输出导通占空比D3”。将从分流控制器507输出的导通占空比D3”输入至分流控制占空比限幅器508，校正为由限幅器所决定的范围内的值，输出通过分流控制的运算而获得的开关元件302的导通占空比的校正量D3’。
如上所述，若使得通过分流控制的运算而获得的开关元件102的导通占空比的校正量D1’、开关元件202的导通占空比的校正量D2’以及开关元件302的导通占空比的校正量D3’的合计成为0，则能与输出电压控制独立地进行分流控制。因此，将通过输出电压控制的运算而获得的导通占空比Dy与通过分流控制的运算而获得的导通占空比D1’、D2’、D3’进行组合，来对开关元件102的导通占空比D1、开关元件202的导通占空比D2和开关元件302的导通占空比D3进行计算。利用反馈控制来执行通过利用了分流偏差的分流控制而进行的运算。
此时，将通过分流控制的运算而获得的开关元件202的导通占空比的校正量D2’设为对从导通占空比D1’减去D3’而得的值的极性进行反转后的值。开关元件102的导通占空比D1是将通过输出电压控制的运算而获得的导通占空比Dy与导通占空比D1’相加而得的值，开关元件102的导通占空比D2是将通过输出电压控制的运算而获得的导通占空比Dy与导通占空比D2’相加而得的值，开关元件302的导通占空比D3是将通过输出电压控制的运算而获得的导通占空比Dy与导通占空比D3’相减而得的值，通过分流控制而输出的导通占空比的校正量的合计为0。
即，输入至栅极信号生成单元506的导通占空比D1、D2、D3分别为D1＝Dy+D1’
D2＝Dy+(－D1’+D3’)
D3＝Dy―D3’。
将至此所输出的开关元件102的导通占空比D1、开关元件202的导通占空比D2及开关元件302的导通占空比D3输入至栅极信号生成单元506。如图17、图18所示，与栅极信号生成单元506内部所生成的载波进行比较，栅极信号生成单元506输出栅极信号Vgs_Q102、Vgs_Q202及Vgs_Q302。
图19、图20示出实施方式4所涉及的占空比的校正的经过阶段的动作波形图。图19相当于校正的初期，图20相当于校正的后期，因此，作为时间序列，按照图18→图19→图20→图17的顺序来进行校正。
在图19、图20中，分别对电抗器电流、栅极信号、导通占空比信号示出点线的波形来作为该校正前的信号。在经过校正后的初期阶段即图19中，为了使电抗器电流之和IL1+IL2+IL3接近图17，首先将电抗器电流IL1从点线校正为虚线的波形，将电抗器电流IL3从点线校正为单点划线的波形。因此，进行上述反馈控制，使得导通占空比信号D1从点线下降为实线，导通占空比信号D3从点线上升为实线。若对各个导通占空比信号进行调整，则进行控制，使得开关元件102的栅极信号的导通占空比期间D1Tsw减小，开关元件302的栅极信号的导通占空比期间D3Tsw增大。其结果是，电抗器电流示出从校正前的点线分别经过调整后的输出波形。图20是从图19进一步进行了校正控制的阶段，与图19相同，各信号从校正前的点线的信号波形来被校正。
由此，通过反馈控制来对导通占空比信号进行校正，从而能对驱动开关元件的导通占空比期间进行调整，能对电抗器电流的偏差进行调整。
如上所述，对输出电压控制和分流控制的内容进行了说明，但在不升压的情况下只要设定成不进行输出电压控制和分流控制，将开关元件102、开关元件202、开关元件302设为断开，分别经由二极管103、203、303进行通电即可。
如上所述，根据本实施方式4，利用一个电流检测单元，通过输出电压控制的运算和分流控制的运算来对三个斩波器电路的电抗器电流的偏差进行校正，因此，能以比斩波器电路数量要少的电流检测单元通过简单的控制单元的电路结构来对电流偏差进行反馈控制，并且，即使电流的偏差因环境等而发生变动，也能高精度地进行校正。由此，能以低成本提供小型的功率转换器。
实施方式5.
以下，利用附图对实施方式5所涉及的功率转换器进行说明。
图21是表示实施方式5所涉及的功率转换器的电路结构的图。图21的结构相当于在实施方式1的图1的结构中将第1斩波器电路100的二极管103替换为开关元件104、将第2斩波器电路200的二极管203替换为开关元件204而得的结构。开关元件104是与开关元件102互补地进行开关的同步整流元件，开关元件204是与开关元件202互补地进行开关的同步整流元件。
在实施方式5中所说明的功率转换器能向两个方向输送电力。在从Vin向Vout的方向输送电力的情况下(以下称为功率运行动作)，执行与实施方式1中所说明的功率转换器相同的动作，在从Vout向Vin方向输送电力的情况下(以下称为再生动作)，偏差检测的动作不同。
图22示出在实施方式5所涉及的功率转换器中两个斩波器电路的电流值相等时的再生动作时的动作波形图。另外，图23示出在实施方式5所涉及的功率转换器中两个斩波器电路的电流值不相等时的再生动作时的动作波形图。与实施方式1相同，图22相当于经控制单元500校正后的动作波形图，图23相当于校正前的动作波形图。电抗器根据所流过的电流的绝对值而发生变化。因此，若将图2及图3的功率运行动作时的电抗器电流和图22及图23的再生动作时的电抗器电流分别与图2和图22、图3和图23进行比较，则可知，在功率运行动作时和再生动作时偏差检测的极性相反。例如，若图3和图23将图3所示的IL1与IL2的朝向设为正，则在图3与图15之间IL1－IL2相等。在图3中，IL(t4)－IL(t8)＞0，与之相对地，在图23中，IL(t4)－IL(t8)＜0。由此，在功率运行动作时和再生动作时，偏差检测的极性相反。因此，在本实施方式中，控制单元500在实施方式1的图1中还包括极性判定器509。
以下，对控制单元500的动作进行说明。在控制单元500中，通过输出电压控制与分流控制这两点来进行控制。
输出电压控制在功率运行动作及再生动作中与实施方式1相同。将功率转换器的输出即Vout的目标值Vout*和Vout_sense输入至差分器，将其差即Vout_error输入至输出电压控制器501。在输出电压控制器501中，运算导通占空比Dx，并输出。将所输出的导通占空比Dx输入至输出电压占空比限幅器502，校正为由限幅器所决定的范围内的值，输出导通占空比Dy。该导通占空比Dy相当于电压控制的基准占空比。另外，利用反馈控制来进行输出电压控制的运算。
在分流控制中，与实施方式1相同，将IL_sense从电抗器电流检测单元用的低通滤波器8输入至分流偏差运算器503。然后，对于电流检测单元7所检测出的电流IL，将在图22中相等而在图23中不相等的定时的电流值的偏差IL_error输出。这里，作为在图22中相等而在图23中不相等的定时，关注时刻t4和时刻t8，对IL_error＝IL(t4)－IL(t8)进行计算。即，在本实施方式中，也利用电抗器电流的直流重叠特性。另外，也可以预先对用于计算该电流值的偏差的两个时刻进行设定，使得成为电抗器电流在图22中相等而在图23中不相等的另外两个定时。另外，希望是除电抗器电流IL的载波的波峰和波谷以外的时刻。
将从分流偏差运算器503输出的IL_error输入至分流控制器504，利用分流控制的运算来输出导通占空比D’。将从分流控制器504输出的导通占空比D’输入至分流控制占空比限幅器505，校正为由限幅器所决定的范围内的值，输出通过分流控制的运算而获得的开关元件102的导通占空比的校正量D1’。通过反馈控制来进行通过使用了分流偏差的分流控制而获得的导通占空比的校正量D1’的运算。
接着，在极性判定器509中，根据IL的朝向来乘以+1或－1。基本上在功率运行动作时乘以+1，在再生动作时乘以－1，但这里在IL＞α时乘以+1，在IL＜－α时乘以－1，α是进行调整以使得不会因由电流检测单元7和低通滤波器8所产生的实际IL与输入至控制单元500的IL_sense之间所产生的误差而发生误检测的值。
以下，与实施方式1相同，将从输出电压占空比限幅器502输出的导通占空比Dy和通过分流控制而从极性判定器509输出的导通占空比的校正量D1’输入加法器，输出开关元件102的导通占空比D1。将从输出电压占空比限幅器502输出的导通占空比Dy和从极性判定器509输出的导通占空比的校正量D1’的符号反转后输入加法器，输出开关元件202的导通占空比D2。
将所计算出的导通占空比D1、D2输入至栅极信号生成单元506，如图22、图23所示，与栅极信号生成单元506内部所生成的载波进行比较，输出栅极信号Vgs_Q102和Vgs_Q202。
如上所述，功率运行动作及再生动作时均能实现校正了电抗器电流的不平衡的斩波器电路的动作。
图24、图25示出实施方式5所涉及的占空比的校正的经过阶段的动作波形图。图24相当于校正的初期，图25相当于校正的后期，因此，作为时间序列，按照图23→图24→图25→图22的顺序来进行校正。
在图24、图25中，分别对电抗器电流、栅极信号、导通占空比信号示出点线的波形来作为该校正前的信号。在经过了校正的初期阶段即图4中，为了使电抗器电流IL接近图22，将电抗器电流IL1从点线校正为虚线的波形，将电抗器电流IL2从点线校正为单点划线的波形。因此，进行上述反馈控制，使得导通占空比信号D1从点线下降为实线，导通占空比信号1-D2从点线下降为虚线。若对各个导通占空比信号进行调整，则进行控制，使得开关元件102的栅极信号的导通占空比期间D1Tsw减小，开关元件202的栅极信号的导通占空比期间D2Tsw增大。其结果是，电抗器电流示出从校正前的点线分别经过调整后的输出波形。图25是从图24进一步进行了校正控制的阶段，与图24相同，各信号从校正前的点线的信号波形来被校正。
由此，通过反馈控制来对导通占空比信号进行校正，从而能对驱动开关元件的导通占空比期间进行调整，能对电抗器电流的偏差进行调整。
如上所述，根据本实施方式5，与实施方式1相同，利用一个电流检测单元，通过输出电压控制的运算和分流控制的运算来对两个斩波器电路的电抗器电流的偏差进行校正，因此，能以比斩波器电路数量要少的电流检测单元通过简单的控制单元的电路结构来对电流偏差进行反馈控制，并且，即使电流的偏差因环境等而发生变动，也能高精度地进行校正。由此，能以低成本提供小型的功率转换器。另外，能提供向两个方向供电的功率转换器。
实施方式6.
以下，利用附图对实施方式6所涉及的功率转换器进行说明。
在上述实施方式中，利用对输出电压进行反馈控制的输出电压控制来计算基准占空比，但在本实施方式中，使用对电抗器电流进行反馈控制的电流控制的方法。
图26是表示实施方式6所涉及的功率转换器的电路结构的图。图26的结构与图1的结构相比，在控制单元500的结构方面不同。以下，以与图1的不同点为中心来进行说明。
在控制单元500中，通过电流控制与分流控制这两点来进行控制。
首先，对电流控制进行说明。将功率转换器的输出即Vout的目标值Vout*和Vout_sense输入至差分器，将其差即Vout_error输入至输出电压控制器501。基于该电压差，从输出电压控制器501输出电抗器电流目标值IL*。将所输出的电抗器电流目标值IL*与经由低通滤波器8而获得的IL_sense之差即ILv_error输入至电流控制器501a。在电流控制器501a中，基于ILv_error对导通占空比Dx进行计算并进行输出。将所输出的导通占空比Dx输入至输出电压占空比限幅器502，校正为由限幅器所决定的范围内的值，输出导通占空比Dy。该导通占空比Dy相当于通过使用了电抗器电流的电流控制而获得的基准占空比。另外，利用反馈控制来进行电流控制的运算。
分流控制与实施方式1相同。即，将从分流偏差运算器503输出的IL_error输入至分流控制器504，利用分流控制的运算来输出导通占空比D’。将从分流控制器504输出的导通占空比D’输入至分流控制占空比限幅器505，校正为由限幅器所决定的范围内的值，输出通过分流控制的运算而获得的开关元件102的导通占空比的校正量D1’。利用反馈控制来执行通过利用了分流偏差的分流控制而进行的运算。
接着，将通过电流控制的运算而获得的导通占空比Dy与通过分流控制的运算而获得的导通占空比D’进行组合，来对开关元件102的导通占空比D1和开关元件202的导通占空比D2进行计算。以下的动作与实施方式1的将通过输出电压控制的运算而获得的导通占空比Dy与通过分流控制的运算而获得的导通占空比D’进行组合的动作相同。
此外，在本实施方式中，在控制单元500内的输出电压控制器501中利用功率转换器的输出即Vout的目标值Vout*与Vout_sense的差分即Vout_error，来对电抗器电流目标值IL*进行了计算，但若预先设置电抗器电流目标值IL*，则在本实施方式中也可以没有输出电压控制器501。
如上所述，根据本实施方式6，利用一个电流检测单元，通过电流控制的运算和分流控制的运算来对两个斩波器电路的电抗器电流的偏差进行校正，因此，能以比斩波器电路数量要少的电流检测单元通过简单的控制单元的电路结构来对电流偏差进行反馈控制，并且，即使电流的偏差因环境等而发生变动，也能高精度地进行校正。由此，能以低成本提供小型的功率转换器。
此外，在实施方式2至5中，也可以对使用了电抗器电流的电流控制的基准占空比进行运算。
[其它变形例]
在上述实施方式中，作为斩波器电路示出了两个或三个的示例，但只要是两个以上即可。
在上述实施方式1至5中，是二极管整流的非绝缘升压斩波器式，但若是通过同步整流、绝缘型、降压斩波器、升压斩波器等通过电抗器来对电流进行滤波的转换器，则也可以是其它电路方式。
例如，图27示出实施方式1的图1的变形例，两个斩波器电路100、200的电抗器也可以磁性耦合。此时的相数(斩波器电路的数量)的数法只要将开关元件与整流元件的串联电路设为1相，将斩波器电路的相数设为两个以上即可。在图27中，是开关元件与二极管的串联电路(1相的单位)为两个、斩波器电路为2相、电抗器为一个的示例。由此，在电抗器磁性耦合的情况下，电抗器的数量比相数要少。
在上述实施方式中，示出了电抗器电流的检查方法的一个示例，但若为在电抗器电流的直流值相等而分流的情况下成为相等的值、在电抗器电流的直流值相等而不分流的情况下成为不相等的值的两个定时，则即使是其它定时也能对分流控制的偏差进行检测。
此外，上述各实施方式中的控制单元500也能由模拟电路构成，但在本实施方式中，还假设使用微机等能进行数字运算的元件。
另外，控制单元500如图28所示的硬件的一例那样，由处理器520和储存装置530构成。虽然储存装置未图示，但具备随机存取储存器等易失性储存装置、和闪存等非易失性的辅助储存装置。此外，也可具备硬盘这样的辅助存储装置以代替闪存。处理器520执行从存储装置530输入的程序。该情况下，从辅助存储装置经由易失性存储装置向处理器520输入程序。另外，处理器520可以将运算结果等数据输出至储存装置530的易失性储存装置，也可以经由易失性储存装置将数据保存至辅助储存装置。
希望各实施方式的斩波器电路的开关元件由半导体开关元件构成。若为半导体开关元件，则例如可以使用MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)或IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)等自关断型半导体元件。
本申请虽然记载了各种示例性的实施方式以及实施例，但是1个或多个实施方式所记载的各种特征、方式及功能并不仅限于适用特定的实施方式，也可以单独适用于实施方式，或者进行各种组合来适用于实施方式。
因此，可在本申请说明书所公开的技术范围内设想未举例示出的无数变形例。例如，设为也包含对至少1个结构要素进行变形、追加或者省略的情况、以及提取至少1个结构要素并与其它实施方式的结构要素进行组合的情况。
标号说明
1：直流电源
2：输入滤波电容器
3：输出滤波电容器
4：负载
5：输入电压检测单元
6：输出电压检测单元
7、7-1、7-2：电流检测单元
8、8-1、8-2：低通滤波器
100：第1斩波器电路
200：第2斩波器电路
300：第3斩波器电路
101、201、301：电抗器
102、104、202、204、302：开关元件
103、203、303：二极管
500：控制单元
501：输出电压控制器
501a：电流控制器
502：输出电压占空比限幅器
503：分流偏差运算器
504、507：分流控制器
505、508：分流控制占空比限幅器
506：栅极信号生成单元
509：极性判定器
520：处理器
530：存储装置。
Claims (10)
1.一种功率转换器，其特征在于，该功率转换器包括：
斩波器电路，该斩波器电路的一端与电源相连接，并联连接有多个该斩波器电路；
电流检测单元，该电流检测单元在所述电源与所述斩波器电路之间对流过所述斩波器电路的电流进行检测；以及
控制单元，该控制单元对所述斩波器电路进行控制，
所述斩波器电路具有串联连接的电抗器、开关元件及整流元件，
所述电流检测单元的连接数量比所述斩波器电路的数量要少，
所述控制单元基于所述电流检测单元所检测出的电流值，根据预先设定的时刻之间的电流值之差来对多个所述斩波器电路的电流偏差进行计算，利用以所计算出的所述电流偏差进行校正后的信号，来对各所述斩波器电路的开关元件的驱动进行控制。
2.如权利要求1所述的功率转换器，其特征在于，
包括输出电压检测单元，该输出电压检测单元对从所述斩波器电路输出的电压进行检测，
所述控制单元根据经所述斩波器电路转换后的电压的目标电压与所述输出电压检测单元所检测出的输出电压之差来对驱动所述开关元件的基准占空比进行计算，利用基于所述基准占空比以及由所述电流偏差所获得的校正值而计算出的信号，来对各所述斩波器电路的开关元件的驱动进行控制。
3.如权利要求1所述的功率转换器，其特征在于，
所述控制单元根据所述电流检测单元所检测出的电流值与流过所述斩波器电路的电流的目标值之差来对驱动所述开关元件的基准占空比进行计算，利用基于所述基准占空比以及由所述电流偏差所获得的校正值而计算出的信号，来对各所述斩波器电路的开关元件的驱动进行控制。
4.如权利要求1至3的任一项所述的功率转换器，其特征在于，
在所述控制单元中，利用反馈控制来对所述电流偏差进行计算。
5.如权利要求2或3所述的功率转换器，其特征在于，
在所述控制单元中，利用反馈控制来对所述基准占空比进行计算。
6.如权利要求2或3所述的功率转换器，其特征在于，
在所述控制单元中，基于所述基准占空比以及由所述电流偏差所获得的校正值而计算出的信号是被输入至多个所述斩波器电路的所述开关元件的各个栅极信号，将根据所述电流偏差所获得的校正值的合计设为0。
7.如权利要求1至3的任一项所述的功率转换器，其特征在于，
所述控制单元由数字电路构成。
8.如权利要求1至3的任一项所述的功率转换器，其特征在于，
所述电流检测单元对流过所述斩波器电路的电抗器的电抗器电流进行检测，至少一个所述电流检测单元对多个电抗器电流的合成电流进行检测，
所述控制单元根据所述合成电流来对各斩波器电路的电流偏差进行计算。
9.如权利要求1至3的任一项所述的功率转换器，其特征在于，
所述电流检测单元对流过所述斩波器电路的电抗器的电抗器电流进行检测，
所述控制单元利用所述电抗器的直流重叠特性而产生的变化来对各斩波器电路的电流偏差进行计算。
10.如权利要求1至3的任一项所述的功率转换器，其特征在于，
用于计算所述电流偏差的预先决定的时刻是与决定开关元件的开关周期的载波的波峰和波谷不重叠的时刻。
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