CN104380594A - 功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的功率转换装置具备：控制部，该控制部对用于驱动多相交流电动机(10)的逆变器电路(5)的各开关单元进行PWM控制；电流检测单元(7)，该电流检测单元(7)按照各相对流过电动机(10)的电流进行检测；A/D转换单元，该A/D转换单元将所检测出的电流检测信号转换成数字信号，进行电流值检测处理；以及电流检测相选择单元(8)，该电流检测相选择单元(8)选择出由电流检测单元(7)所检测到的电流检测信号，基于电压指令值或占空比设定值来决定A/D转换单元在PWM载波的一个周期内进行电流值检测处理的时刻。

Description

功率转换装置
技术领域
本发明涉及将直流电转换成交流电并提供至多相交流电动机的功率转换装置，尤其涉及能以廉价的结构来准确地检测出从功率转换装置输出的电流的功率转换装置。
背景技术
将直流转换成交流的功率装换装置通过将交流电压施加至交流旋转电机，能够使该交流旋转电机产生转矩。交流旋转电机的转矩与交流旋转电机的转子磁通和电枢电流的向量积成正比，因此在控制交流旋转电机的转矩的基础上，掌握电枢电流、即检测交流旋转电机的电流是较为重要的。
交流旋转电机的电流检测法存在使用绝缘型检测器的方法，该绝缘型检测器利用霍尔效应元件，但绝缘型检测器较为昂贵。
因此，一般已知有如下的检测方法：在现有的功率转换装置中，将电流检测电阻连接在构成PWM逆变器的臂部单侧的开关元件与直流电源之间，通过与所述开关元件的通电期间的特定时刻同步地对所述电流检测电阻两端的电压进行A/D转换，从而检测出所对应的相的相电流。在这样的现有的功率转换装置中，利用廉价的电流检测电阻来代替霍尔效应元件，因此能够在电流检测中不使用较为昂贵的绝缘型检测器的情况下控制交流旋转电机。
然而，在这样的现有的功率转换装置中，需要与开关元件的通电期间的特定时刻相同步地来对所述电流检测电阻两端的电压进行A/D转换，在将伴随被称为过调制的饱和而产生的振幅较大的电压施加至交流旋转电机的情况下，开关元件的通电期间不足，即使对电流检测电阻两端的电压进行A/D转换，也无法得到所希望的电流检测精度，从而产生问题。
作为解决该开关元件的通电期间不足，无法得到所希望的电流检测精度这一问题的方法已知有一种功率转换装置，该功率转换装置进行控制以检测出两个电流并通过计算获得另一个电流。
例如在专利文献1所记载的现有的功率转换装置中，为了能准确地测定在频率转换装置内部流过逆变器单侧的电流，至少检测出总共三个局部电流中的两个，由于相电流之和始终为0，因此据此至少能通过计算来获得第三局部电流。然而，在专利文献1中，为了确保测定的唯一性，需要同时进行两个局部电流的检测，至少需要两个对电流检测电阻两端的电压进行A/D转换的转换单元，因此需要具备多个对该电压进行A/D转换的转换单元的功率转换装置。
在利用微型计算机对上述现有的功率转换装置进行控制的情况下，需要使用具备多个对电压进行A/D转换的转换单元的微型计算机，然而，与具备一个进行A/D转换的转换单元的微型计算机相比，具备多个进行A/D转换的转换单元的微型计算机较昂贵，从而产生问题。
作为使用仅具备一个进行该A/D转换的转换单元的微型计算机的功率转换装置例如具有专利文献2所记载的现有的功率转换装置。
在专利文献2所记载的现有的功率转换装置中，利用一个A/D转换单元检测出一个电流，根据已存储在微型计算机中的值并通过近似计算求出未检测出的两个电流中的其中之一，并根据三相电流之和为0这一关系计算出另一个电流。在该专利文献2所记载的现有的功率转换装置中，由于横跨多个载波周期来检测出三个电流值，因此控制的响应性变差，此外，实际上一个相是检测出的电流，而另外两个是通过计算求出的，因此控制的精度变差，从而产生问题。
与此相对，在专利文献3所记载的现有的功率转换装置中，具备控制表，该控制表根据逆变器的输出电压指令的电气角度来设定，以使得预先从三个开关元件中选出通电期间较长的两个相，根据该控制表并与开关元件的通电期间的特定时刻相同步地依次检测出两个相的电流，转换成正交定子坐标系的二相电流iα、iβ。在该专利文献3所记载的现有的功率转换装置中，利用一个A/D转换单元来实现两个电流的检测。
另外，在专利文献4所记载的现有的功率转换装置中，生成三角波载波，该三角波载波对于一对开关元件具有120°的相位差，该功率转换装置通过在各个载波的波谷进行A/D转换的方法能够检测出三个电流，而无需同时对电流进行检测。[现有技术文献]
[专利文献]
专利文献1：日本专利特开平6-205589号公报
专利文献2：日本专利特开平10-28382号公报
专利文献3：日本专利特开平10-54852号公报
专利文献4：日本专利特开2005-229760号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
在专利文献1所记载的现有的功率转换装置中，需要多个A/D转换单元，与具有一个A/D转换单元的情况相比，这将产生成本变高的缺点。
另外，在专利文献2所记载的现有的功率转换装置中，虽然使用一个A/D转换单元，但为了检测出三个电流值需要多个载波周期，另外，未检测出的相的电流值通过近似计算来求出，因此控制精度劣化，响应性可能变差。
在专利文献3所记载的现有的功率转换装置中，始终仅检测两个电流值，无法检测出三个相的电流值。例如，在功率转换装置控制三相非同步交流旋转电机的情况下，当然在检测三个相的电流值，并根据所检测出的三个电流值来进行控制的情况下控制精度较好，这里存在问题。
在专利文献4所记载的现有的功率转换装置中，虽然能检测出三个电流值，但每对开关元件均需要三角波载波，因此在该情况下，例如使用能生成多个三角波载波的微型计算机时，与只能生成一个三角波载波的微型计算机相比，会产生成本变高的缺点。
本发明为了解决上述问题而得以完成，其目的在于提供一种功率转换装置，能以廉价的结构高精度地控制交流旋转电机，而不受用于检测电流检测电阻的电压的A/D转换单元个数的限制。
解决技术问题的技术方案
本发明所涉及的功率转换装置具备：逆变器电路，该逆变器电路中并排地设置有与多相交流电动机的各相相对应的一对开关元件的串联体，分别从各串联体的开关元件之间的连接点输出用于驱动所述电动机的各相电压；电流检测电阻，该电流检测电阻与所述串联体分别串联连接；电流检测单元，该电流检测单元按照各相对流过所述电动机的电流进行检测；A/D转换单元，该A/D转换单元设置于电流检测单元中，将由电流检测单元检测出的电流检测信号转换成数字信号，并进行电流值检测处理；控制部，该控制部基于应施加在所述电动机的各相的电压的电压指令值、或占空比设定值来输出用于对所述逆变器电路的各开关元件进行PWM控制的驱动信号；以及电流检测相选择单元，该电流检测相选择单元选出所述电流检测单元分别检测出的电流检测信号，并对所述A/D转换单元进行电流值检测处理的时刻进行控制，所述电流检测相选择单元基于所述电压指令值或占空比设定值决定所述A/D转换单元在所述PWM控制的载波即PWM脉冲的一个周期内进行电流值检测处理的时刻。
发明效果
根据本发明的功率转换装置，能以廉价的结构高精度地检测出输出电流，而不受A/D转换单元个数的限制，因此，能获得控制响应性良好、能高精度地控制交流旋转电机的功率转换装置。
通过如下实施方式中的详细说明以及附图的记载来阐明本发明的上述以及其他目的、特征、效果。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1中的功率转换装置的整体结构的图。
图2是用于说明图1的PWM驱动单元、半导体开关以及电流检测电阻的动作的图。
图3是表示本发明的实施方式1中的电流检测单元的电路结构图。
图4是表示本发明的实施方式1中的电流检测单元的电路结构图。
图5是表示电流检测电阻的动作与进行一次电流检测单元中的电流检测时的处理时间之间的关系的图。
图6是表示电流检测电阻的动作与进行三次电流检测单元中的电流检测时的处理时间之间的关系的图。
图7是表示电流检测电阻的动作与进行两次电流检测单元中的电流检测时的处理时间之间的关系的图。
图8是用于说明本发明的实施方式1中的电流检测相选择单元的动作例的流程图。
图9是表示本发明的实施方式1中的PWM驱动单元、半导体开关、电流检测电阻、电流检测单元处理时间之间的关系的图。
图10是表示本发明的实施方式1中的PWM驱动单元、半导体开关、电流检测电阻、电流检测单元处理时间之间的关系的图。
图11是用于说明本发明的实施方式1中的电流检测相选择单元的动作例的流程图。
图12是表示本发明的实施方式1中的PWM驱动单元、半导体开关、电流检测电阻、电流检测单元处理时间之间的关系的图。
图13是表示本发明的功率转换装置的PWM驱动单元所得到的占空比输出例的图。
图14是表示本发明的功率转换装置的PWM驱动单元所得到的占空比输出例的图。
图15是表示本发明的功率转换装置的PWM驱动单元所得到的占空比输出例的图。
图16是表示本发明的实施方式2中的电流检测单元的电路结构图。
图17是用于说明本发明的实施方式2中的电流检测相选择单元的动作例的流程图。
图18是表示本发明的实施方式3中的电流检测单元的电路结构图。
图19是用于说明本发明的实施方式3中的电流检测相选择单元的动作例的流程图。
图20是表示本发明的实施方式3中的PWM驱动单元、半导体开关、电流检测电阻、电流检测单元处理时间之间的关系的图。
图21是表示本发明的实施方式3中的PWM驱动单元、半导体开关、电流检测电阻、电流检测单元处理时间之间的关系的图。
图22是表示本发明的实施方式3中的电流检测单元的电路结构图。
图23是表示本发明的实施方式4中的电流检测单元的电路结构图。
图24是用于说明本发明的实施方式4中的电流检测相选择单元的动作例的流程图。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。此外，各图中，相同标号表示相同或相当部分。
实施方式1
图1是表示本发明的实施方式1中的功率转换装置的整体结构的图。
图1中，三相交流旋转电机10具备位置传感器11，该位置传感器11检测电动机的磁极位置，例如由旋转变压器(resolver)构成，该三相交流旋转电机10构成为利用位置传感器11将电动机的磁极位置信息输出至后述的控制部(控制器)。
作为交流旋转电机的控制部的电流指令运算单元1、比例积分运算单元2、三相电压指令运算单元3、PWM驱动单元4、电流检测单元7、电流检测相选择单元8、坐标转换单元9由微型计算机构成。
来自电流检测单元7的流过三相交流旋转电机10的U、V、W各相的电流输入至电流检测相选择单元8，其中，电流检测单元7对流过三相交流旋转电机各相的电流进行检测。坐标转换单元9输入来自位置传感器11的信号，计算出电动机位置θ，位置传感器11对电动机的旋转位置进行检测。坐标转换单元9根据从电流检测相选择单元8输入的电流值DIu、DIv、DIw、及电动机位置θ将坐标转换至旋转正交坐标轴，由此求出q轴、d轴这两轴的检测电流Iq、Id。
电流指令运算单元1计算并输出用于驱动三相交流旋转电机的指令电流、即目标q轴电流TIq、目标d轴电流TId。
利用作为目标电压运算单元的比例积分运算单元2对来自电流指令运算单元1的目标q轴电流TIq与实际检测出的q轴电流Iq之间的偏差进行PI控制运算，求出q轴的指令电压Vq。另外，同样对目标d轴电流TId与检测d轴电流Id之间的偏差进行PI控制运算，求出d轴指令电压Vd。
由比例积分运算单元2计算出的q轴的指令电压Vq与d轴的指令电压Vd输入至三相电压指令运算单元3，三相电压指令运算单元3通过将d、q轴的指令电压进行三相转换，即进行dq逆转换，从而转换成应施加至电动机的U、V、W三相的交流旋转电机的三相电压指令值Vu*、Vv*、Vw*。
三相电压指令运算单元3将U相电压指令Vu*、V相电压指令Vv*、W相电压指令Vw*输出至PWM驱动单元4。
PWM驱动单元4将所述三相电压指令值Vu*、Vv*、Vw*转换成占空比Du、Dv、Dw，来进行脉冲宽度调制，向驱动三相交流旋转电机的驱动电路(以下也称作逆变器电路)输出指示Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw。
众所周知，驱动三相交流旋转电机的驱动电路(即逆变器电路)使配置于直流电压源12一侧的第1半导体开关元件5H(5uH、5vH、5wH)、与配置于接地一侧的第2半导体开关元件5L(5uL、5vL、5wL)互相成对地串联连接而构成，构成各对的5H、5L的连接点分别与三相交流旋转电机10的各相相连接。此外，根据来自PWM驱动单元4的驱动信号来控制各半导体开关单元5H、5L的导通、非导通，输出基于所述三相电压指令值Vu*、Vv*、Vw*的三相电压Vu、Vv、Vw，对施加于三相交流旋转电机10的电压进行控制，来驱动电动机。
PWM驱动单元4通过PWM调制将U相电压指令Vu*转换成导通截止信号Pu、Nu，使半导体开关5uH导通截止，并使半导体开关5uL以与半导体开关5uH成为逆相位的方式导通截止。通过半导体开关5uH与半导体开关5uL的导通截止动作来输出使U相电压Vu成为U相电压指令Vu*的电压。换言之，通过半导体开关5uH与半导体开关5uL的导通截止动作将直流电压源12的直流电压Vdc转换成作为交流电压的U相电压Vu。另外，将用于检测U相电流的电流检测电阻6u连接于所述半导体开关5uL与所述直流电压源12的负极一侧之间。
同样，PWM驱动单元4通过PWM调制将V相电压指令Vv*转换成导通截止信号Pv、Nv，使半导体开关5vH导通截止，并使半导体开关5vL以与半导体开关5vH成为逆相位的方式导通截止。通过半导体开关5vH与半导体开关5vL的导通截止动作来输出使V相电压Vv成为V相电压指令Vv*的电压。另外，将用于检测V相电流的电流检测电阻6v连接于所述半导体开关5vL与所述直流电压源12的负极一侧之间。
同样，PWM驱动单元4通过PWM调制将W相电压指令Vw*转换成导通截止信号Pw、Nw，使半导体开关5wH导通截止，并使半导体开关5wL以与半导体开关5wH成为逆相位的方式导通截止。通过半导体开关5wH与半导体开关5wL的导通截止动作来输出使W相电压Vw成为W相电压指令Vw*的电压。另外，将用于检测W相电流的电流检测电阻6w连接于所述半导体开关5wL与所述直流电压源12的负极一侧之间。
电流检测单元7检测出电流检测电阻6u的端子间电位差以作为U相电流数字值ADIu，并检测出电流检测电阻6v的端子间电位差以作为V相电流数字值ADIv。同样，检测出电流检测电阻6w的端子间电位差以作为W相电流数字值ADIw。
图2是用于说明PWM驱动单元4、半导体开关5uH、5uL、电流检测电阻6u的动作的图。图2中，横轴为时刻，对U相电压指令Vu*在期间1到期间4之间单调增加的情况进行处理。
图2上段的三角波状的信号是作为PWM驱动单元4的内部信号的载波。在所述载波大于U相电压指令Vu*的情况下，PWM驱动单元4使半导体开关5uH截止，并使半导体开关5uL导通。另外，在所述载波小于U相电压指令Vu*的情况下，使半导体开关5uH导通，并使半导体开关5uL截止。
此外，若同时使半导体开关5uH及半导体开关5uL导通，则直流电压源12会短路，因此半导体开关5uH及半导体开关5uL导通时的上升时刻会延迟规定时间。该延迟时间众所周知为短路防止时间或死区时间。
电流检测电阻6u的端子间电位差与流过电流检测电阻6u的电流振幅成正比。观察图2的第四段可知，流过电流检测电阻6u的电流在半导体开关5uL的导通期间产生。半导体开关5uL的导通截止切换前后，电流也成为因导通截止而产生的过渡状态。
为了避免过渡状态，电流检测相选择单元8向电流检测单元7发出指示，使电流检测单元7在载波顶点的时刻附近检测出电流检测电阻6u的端子间电位差，进行A/D转换，输出U相电流数字值ADIu。
U相电压指令Vu*成为较小值的期间1中，半导体开关5uL的导通期间较长，因此U相电流通过电流检测电阻6u的期间也较长，电流检测单元7容易避免过渡状态，并能检测出U相电流数字值。
此外，若U相电压指令Vu*变为期间4所示那样较大的值，则半导体开关5uL的导通期间也变得非常短，因此通过电流检测电阻6u的电流也变成导通截止的过渡状态，电流检测单元7无法根据电流检测电阻6u的端子间电位差来检测出U相电流。在本实施方式1中，在U相电压指令Vu*大于0.4×Vdc的情况下，无法根据电流检测电阻6u的端子间电位差来检测出U相电流。
图2中，对U相的情况进行了说明，当然，对于V相、W相也同样。
在本实施方式1中，将系数0.4乘以直流电压Vdc，但该系数也可以不是0.4。三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的输出范围为±0.5Vdc，若将其换算成占空比，则能够获得如下占空比：-0.5Vdc＝占空比0％、0.5Vdc＝占空比100％。若使所述U相电压指令值的系数0.4接近0.5，即接近占空比100％，则无法检测出成为最大值的相的电流。
另外，所述直流电压Vdc的值也可以固定成直流电压源12的电位差相当值，也可以检测出直流电压源12的电位，用该检测值来提供Vdc。
图3是用于说明电流检测单元7的图。本实施方式1中的电流检测单元7包括一个采样保持电路71以及一个模拟-数字转换电路(以下也称作A/D转换单元)72。
此处，如图4所示，即使在仅具备一个模拟-数字转换电路72的情况下，若电流检测单元7的采样保持电路71的个数与电动机的相数相同，则能同时保持三个电流检测电阻6u、6v、6w的端子间电位差，因此可以说能检测出同一时刻的三个端子间电位差。
然而，如图3所示，若电流检测单元7仅具备一个采样保持电路71，则无法利用一个采样保持电路来同时检测出三个电流检测电阻6u、6v、6w的端子间电位差。
对于图3所记载的电流检测单元7，时间tADC与载波一个周期的时间tC具有(1)式所示的关系，其中时间tADC是该电流检测单元7的采样保持电路71进行处理所需的时间与模拟-数字转换电路72进行处理所需的时间相加后得到的时间。
tADC＝0.04×tC····(1)
另外，如图5所示，电流检测电阻6u、6v、6w的端子间电位差发生过渡状态，该过渡状态因半导体开关的导通截止切换而产生。若将由于该开关导通而产生的上升时的过渡状态与由于该开关截止而产生的下降时的过渡状态的时间之和设为tTS＝0.06tC，则一个相的电流值检测处理所需的时间tDT成为(2)式所示那样。
tDT＝tADC+tTS＝0.04×tC+tTS＝0.1tC…(2)
若将其换算成占空比，则成为(0.5-0.1)Vdc＝0.4Vdc＝90％。
此处，如图3所示，在电流检测单元7仅具备一个采样保持电路71的情况下，三相的电流值检测处理所需的时间t3DT如图6所示那样，变成(3)式那样。
t3DT＝3tADC+tTS＝0.12×tC+tTS＝0.18tC…(3)
若将其换算成占空比，则成为(0.5-0.18)Vdc＝0.32Vdc＝82％。
如上所述，在所有相的电压指令值均小于0.32Vdc(占空比换算：82％)的情况下，能检测出所有相的电流值。然而，换言之，在所有相的电压指令值均在0.32Vdc(占空比换算：82％)以上的情况下，无法检测出三相所有的电流值。
因此，通过应用本发明，提供一种如下方法：即使是更大的电压指令值(占空比)，也能检测出三相所有的电流值，此外，即使是较大的电压指令值(占空比)，也能至少检测出两个相的电流值。
下面对本实施方式1进行更具体的说明。
如上所述，在一个相的电压指令值大于0.4Vdc(占空比换算：90％)的情况下，无法检测出该相的电流值。也就是说，无法检测出三相所有的电流值。
另外，所述电流检测单元7进行两相的电流值检测处理所需的时间t2DT如图7所示那样，成为(4)式那样。
t2DT＝2tADC+tTS＝0.08×tC+tTS＝0.14tC…(4)
若将其换算成占空比，则成为(0.5-0.14)Vdc＝0.36Vdc＝86％。
在第二大的相的电压指令值也大于0.36Vdc(占空比换算：86％)的情况下，仍无法确保用于检测电压指令值最大的相以及第二大的相这两个相的电流值的时间。也就是说，无法检测出三相所有的电流值。
此处，由于三相所有的电压指令值均大于0.36Vdc(占空比换算：86％)的情况并没有发生，因此可知电压指令值第三大的相的电流指令值小于0.36Vdc，换言之，无需确保(3)式所示的用于检测三个相的电流值的时间。
由此，电流检测相选择单元8判定第二大的相的电压指令值是否在0.36Vdc(占空比换算：86％)以下，通过基于下述电压指令值(占空比)来控制电流检测单元7所实施的电流值检测处理的时刻，从而能在载波的一个周期内检测出三相所有的电流。
例如，在PWM脉冲的中央附近、即PWM载波的顶部附近实施电压指令值最大的相的电流值检测处理。接下来，实施电压指令值第二大的相的电流值检测处理。由此，电流检测相选择单元8对电流值检测处理时刻进行控制，使得是式(4)所示时间内实施第二大的相的电流值检测处理时刻。如上所述可知，电压指令值第三大的相的电流指令值小于0.36Vdc，因此，在进行最大、第二大的电压指令值的相的电流值检测处理之后，若电流检测相选择单元8进行电流值检测处理时刻的控制，以进行电压指令值第三大的相的电流值检测处理，则能在载波的一个周期内检测出三相所有的电流。
此外，对第二大的相的电压指令值大于0.36Vdc(占空比换算：86％)时检测两相的电流值的方法进行说明。
在三个相的电压指令值中一个相的电压指令值大于0.4Vdc(占空比换算：90％)的情况下，无法检测出该相的电流值，因此在该载波的一个周期内的时刻，不实施对电压指令值最大的相的电流值的检测。在电压指令值最大的相的电压指令值大于0.4Vdc的情况下，电压指令值第二大的相的电压指令值在0.4Vdc以下，因此能确保用于检测电流值的时间。因此，若电流检测相选择单元8对电流值检测处理的时刻进行控制，以使得在PWM脉冲的中央附近实施电压指令值第二大的相的电流值检测处理，接着进行电压指令值第三大的电流值检测处理，则至少能对电压指令值第二大的相以及第三大的相进行电流值检测处理。
另外，与上述相同，在电压指令值第二大的相的电压指令值大于0.36Vdc的情况下，即使电压指令值最大的相的电压指令值在0.4Vdc以下，也无法确保用于检测电压指令值最大的相以及第二大的相这两个相的电流值的时间，在该情况下也如上所述那样，若电流检测相选择单元8对电流值检测处理的时刻进行控制，使得在PWM脉冲中央附近的波谷处实施对电流指令值第二大的相的电流值检测处理，接着进行电压指令值第三大的电流值检测处理，则至少能对电压指令值第二大的相以及第三大的相进行电流值检测处理。
如上所述，通过应用本发明，根据电压指令值(占空比)对实施电流值检测处理的时刻进行控制，由此能可靠地检测出两相的电流值。
接下来，根据图8的流程图对本实施方式1的动作进行说明。
图8是说明所述电流检测相选择单元8的处理内容的流程图。
首先，在步骤801获取各相的电压指令值。此时，可以获取从图1所示三相电压指令运算单元3计算出的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*，也可以获取从所述PWM驱动单元4输出的三相的占空比设定值Du、Dv、Dw。此处，对获取三相占空比设定值Du、Dv、Dw的情况进行说明。
接下来，在步骤802中，判定三相占空比设定值Du、Dv、Dw中设定有最大的占空比、即设定有占空比最接近100％的占空比Dmax的相。
同样，在步骤803中，判定设定有第二大的占空比D2nd的相。(步骤803)
在步骤803中判定出的D2nd的值小于86％的情况下，如(4)式所示那样，能充分确保用于检测占空比最大的相以及第二大的相这两个相的电流值的时间。此外，可知占空比最小的相与所述两个相相比，其半导体开关5uL或5vL或5wL的导通期间较长，因此也能充分确保用于检测占空比第三大的相的电流值的时间。
因此，在步骤804中判定D2nd是否小于86％即可，无需判定是否能确保用于检测一个相的电流值的时间、即Dmax判定的处理。也就是说，在D2nd小于86％的情况下，能对U、V、W这所有三相进行电流值检测处理。
在步骤805中，控制成在PWM脉冲的中央附近对占空比最大的相、即半导体开关5L的导通期间最短、能根据电流检测元件6的端子间电位差检测出电流的期间最短的相进行电流值检测处理。
控制成接下来对占空比第二大的相进行电流值检测处理，最后对剩余的相进行电流值检测处理。此处，若设为占空比最大的相Dmax为U相，占空比第二大的相D2nd为V相，占空比第三大的相为W相，则载波、各相的占空比、各相的半导体开关5uL、5vL、5wL的导通、截止指示、电流检测单元6的端子间电位差之间的关系如图9所示那样。
由于占空比最大的相、即U相的半导体开关5uL的导通期间最短，能根据电流检测元件6u的端子间电位差检测出U相电流的期间最短，因此为了进一步可靠地进行电流值检测处理，优选为控制成在该PWM脉冲的中央附近进行电流值检测处理。出于同样的理由，优选为控制成接下来对占空比第二大的相即V相进行电流值检测处理，最后对剩余的相即W相进行电流值检测处理。
此处，如图10所示那样，在占空比最大的相Dmax为V相，占空比第二大的相D2nd为W相，占空比第三大的相为U相的情况下，无法在图9所示的电流值检测处理的时刻检测出电流值。
因此，本发明如上所述那样，包含实施电流值检测处理的顺序，即优先在PWM脉冲的中央附近对占空比最大的相进行电流值检测处理，接下来对占空比第二大的相进行电流值检测处理，最后对剩余的相进行电流值检测处理，并且使时刻可变。也就是说，在Dmax为V相的情况下，优先进行V相的电流值检测处理，接下来，以W相、U相的顺序进行电流值检测处理。
由此，通过使电流值检测处理时刻可变，从而在D2nd小于86％的情况下，在U、V、W这所有三相中，能进行电流值检测。
若D2nd大于86％，由于不对占空比最大的相实施电流值检测处理，因此需要判定占空比最大的相以及第二大的相。
此处，在判定为Dmax＝U相(步骤806)、D2nd＝V相(步骤807)的情况下，出于上述理由，不对占空比最大的U相进行电流值检测处理。为了进行更可靠的电流检测，优选为控制成在其PWM脉冲的中央附近对第二大的V相进行电流值检测处理，接下来，对占空比第三大的W相进行电流值检测处理(步骤808)。
另外，在判定为D2nd≠V(步骤807)的情况下也同样，不对占空比最大的U相进行电流值检测处理，为了更可靠地进行电流检测，优选为控制成在其PWM脉冲的中央附近对第二大的W相进行电流值检测处理，接下来，对占空比第三大的V相进行电流值检测处理(步骤809)。
在所述流程图中，对Dmax＝U相的情况进行了说明，而其他相也相同。
在判定为Dmax＝V相(步骤810)，D2nd＝U相(步骤811)的情况下，优选为控制成在其PWM脉冲的中央附近对第二大的U相进行电流值检测处理，接下来，对占空比第三大的W相进行电流值检测处理(步骤812)，在判定为Dmax＝V相(步骤810)，D2nd≠U相(步骤811)的情况下，优选为控制成在其PWM脉冲的中央附近对第二大的W相进行电流值检测处理，接下来，对占空比第三大的U相进行电流值检测处理(步骤813)。
在判定为Dmax≠V相(步骤810)，D2nd＝U相(步骤814)的情况下，优选为控制成在其PWM脉冲的中央附近对第二大的U相进行电流值检测处理，接下来，对占空比第三大的V相进行电流值检测处理(步骤815)，在判定为Dmax≠V相(步骤810)，D2nd≠U相(步骤814)的情况下，优选为控制成在PWM其脉冲的中央附近对第二大的V相进行电流值检测处理，接下来，对占空比第三大的U相进行电流值检测处理(步骤816)。
此处，对如下的方法进行了说明：即，获取三相的占空比设定值Du、Dv、Dw，判定占空比最大的相的占空比Dmax以及第二大的相的占空比D2nd，并对各相进行电流值检测处理的时刻进行控制。但也可以获取从所述三相电压指令运算单元3计算出的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*，对各相进行电流值检测处理的时刻进行控制。
图11示出了对该情况下的动作进行说明的流程图。图11中，内容与上述图8的流程图相同，因此在各个流程的标号后附上“A”，并省略详细说明。
另外，在图8的流程图的说明中，为了更可靠地进行电流检测，在PWM脉冲的中央附近对占空比最大的相的电流值或占空比第二大的相的电流值进行电流值检测处理，但如图12所示，也可以在从PWM脉冲的导通时刻经过规定时间tdly以后，开始电流值的电流值检测处理。在该情况下，也可以可靠地进行电流值的检测。
如上所述，根据本发明的实施方式1，电流检测相选择单元8获取从三相电压指令运算单元3计算出的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*、或从PWM驱动单元4输出的三相的占空比设定值Du、Dv、Dw，基于该指令值或设定值对各相进行电流值检测处理的相进行选择并对处理时刻进行控制，因此即使在电流检测单元7仅具备一个采样保持电路71的情况下，若电压指令值或占空比较小则仍能检测出三相所有的电流。
在例如图13所示那样在占空比较小的情况下进行控制时，对于专利文献3所记载的、始终仅进行两相的电流值检测处理的现有的功率转换装置，始终能检测出三相所有的电流，因此能在转向的中点附近的转向、仅轻轻触碰等转向力较小时的转向过程中，高精度地对交流旋转电机进行控制。其结果是，在使用本发明的电动转向装置中，与不使用本发明的情况相比，能优化触感。
另外，例如如图14所示，即使在占空比较大的情况下，仍能检测出占空比最大的相以外的两相的电流，因此，即使在占空比为100％那样的高输出时，仍能实现与专利文献3所记载的、始终仅进行两相的电流值检测处理的现有功率转换装置同等的性能。
此外，例如图15所示那样，在三相电压指令运算单元3中，例如在以高输出为目的的、而非通常的正弦波调制的调制控制中，可能占空比与交流旋转电机的电角度之间的关系不唯一确定。在该情况下，也能通过基于占空比来对进行电流值检测处理的时刻进行控制，从而高精度地对高输出的功率转换装置进行控制。
另外，由于无需多个三角波载波，因此在一个三角波载波的一个时刻、例如三角波载波的波谷，能对三相所有相或能进行电流值检测的两相的电流值进行检测，因此能够在比专利文献4所记载的具备多个三角波载波的功率转换装置更早的周期进行电流控制。另外，与能生成多个三角波载波的微型计算机相比，所使用的微型计算机较廉价，从而能获得一种功率转换装置，该功率转换装置利用更廉价的微型计算机且高精度地对交流旋转电机进行控制。
实施方式2
实施方式1中，如图3所示，电流检测单元7由采样保持电路以及模拟-数字转换电路构成，如图16所示，电流检测单元7不具备采样保持电路，而仅由模拟-数字转换电路构成，在该情况下，通过进行与实施方式1相同的控制，能获得与实施方式1相同的效果。
在具备采样保持电路的情况下，根据各占空比，决定在哪个时刻实施包含电流检测值的采样处理在内的电流值检测处理，但如本实施方式2所示那样，在不具备采样保持电路的情况下，根据各占空比决定在哪个时刻实施电流检测值的模拟-数字转换即可，图17示出了说明该情况下的动作的流程图。
图17中，动作与上述图8、11的流程图相同，因此在图17的各个流程的标号后附上“B”，并省略详细说明。”
在所述实施方式1的式(1)中，将图3所记载的电流检测单元7的采样保持电路71进行处理所需的时间与模拟-数字转换电路72进行处理所需的时间相加所得的时间设为tADC。因此，不具备采样保持电路时的电流检测处理所需的时间tADCB要小于具备采样保持电路时的电流检测处理所需的时间tADC。
在本实施方式2中使用能选择是否具有采样保持电路的微型计算机的情况下，采用不具备采样保持电路的结构意味着所述式(1)、(2)、(3)、(4)的值变小。换言之，这意味着在实施方式1中作为示例示出的第二大的相的电压指令值0.36Vdc(占空比换算：86％)变大。也就是说，这将带来如下优点：在电压指令值或占空比更大的情况下，能检测出三相所有的电流值。
例如，在本实施方式2中，图16所记载的电流检测单元7B进行处理所需的时间仅是模拟-数字转换电路72B进行处理所需的时间，因此tADCB与载波一个周期的时间tC是式(1)一半的时间、即具有下式(5)的关系。
tADCB＝0.02×tC…(5)
若由于该开关导通而产生的上升时的过渡状态与由于开关截止而产生的下降时的过渡状态的时间之和不变，tTS＝0.06tC，则一个相的电流值检测处理所需的时间tDTB成为(6)式所示那样。
tDTB＝tADCB+tTS＝0.02×tC+tTS＝0.08tC…(6)
由此，两个相的电流值检测处理所需的时间t2DTB变为(7)式所示那样。
t2DTB＝2tADCB+tTS＝0.04×tC+tTS＝0.1tC…(7)
若将其换算成占空比，则成为(0.5-0.1)Vdc＝0.4Vdc＝90％。
如上所述，根据本发明的实施方式2，在采用不具备采样保持电路的结构的情况下，如图17所示的流程图那样，通过基于电压指令值(占空比)，对电流检测单元7B实施的电流值检测处理的时刻进行控制，从而能在第二大的相的电压指令值在0.4Vdc(占空比换算：90％)以下的情况下，在载波的一个周期内检测出三相所有的电流。
实施方式3
在实施方式1中，如图3所示那样，电流检测单元7由一个采样保持电路71以及一个模拟-数字转换电路72构成，但在本实施方式3中，对电流检测单元7C由两个采样保持电路以及两个模拟-数字转换电路构成的情况进行说明。
此外，在本实施方式3中，与所述实施方式1的不同之处在于所述电流检测单元7、电流检测相选择单元8，下面仅对此进行说明。
图18是如下情况下的图：电流检测单元7C由两个采样保持电路71uvC、71vwC以及两个模拟-数字转换电路72uvC、72vwC构成，并至少具备能向两个采样保持电路输入的输入端子、以及能从两个模拟-数字转换电路输出的输出端子各一个。在采用至少一个输入端子及输出端子能连接于两个采样保持电路以及两个模拟-数字转换装置的结构的情况下，必定能在同一时刻实施两个相的电流检测。
例如，将图18所记载的电流检测单元7C的采样保持电路71uvC、71vwC进行处理所需的时间与模拟-数字转换电路72uvC、72vwC进行处理所需的时间相加后得到的时间tADCC与载波一个周期的时间tC具有与(1)式相同的关系。
由此，一个相的电流值检测处理所需的时间tDT也与(2)式相同。
若将其换算成占空比，则成为(0.5-0.1)Vdc＝0.4Vdc＝90％。在电流检测单元由两个采样保持电路以及两个模拟-数字转换电路构成的情况下，能在该一个相的电流值检测处理所需的时间tDT内进行两个相的电流检测。
另外，如上所述，可知由于不会发生三相所有的电压指令值均大于0.4Vdc(占空比换算：90％)的情况，因此电压指令值第三大的相的电流指令值小于0.4Vdc。
因此，判定电压指令值最大的相的电压指令值是否在0.4Vdc(占空比换算：90％)以下，由各个采样保持电路以及模拟-数字转换电路来分别实施对电压指令值最大的相以及第二大的相的电流值的检测，并通过对电流值检测处理的时刻进行控制，使得接着实施对所述电压指令值最大的相以及第二大的相的电流值的检测之后，实施对电压指令值第三大的相的电流值的检测，从而能检测出三相所有的电流。
另外，在电压指令值最大的相的电压指令值大于0.4Vdc(占空比换算：90％)的情况下，判断出所述电压指令值最大的相，通过适当地选择出例如图18中的进行V相的采样保持的电路以及进行模拟-数字转换的电路，从而能利用两个转换装置同时进行电压指令值第二大、第三大的相的电流值检测处理。
如上所述，应用本发明，根据电压指令值最大的相的电压指令值(占空比)，选择实施电流值检测处理的相，并控制处理时刻，从而在电压指令值(占空比)在规定值以下的情况下能检测出三相所有的电流，即使在大于规定值的情况下，仍能可靠地检测出两相的电流值。
以下，对本实施方式3进行详细说明。
图19是说明电流检测相选择单元8的处理内容的流程图。
首先，在步骤801C中获取各相的电压指令值。此时，也可以获取从图1所示的所述三相电压指令运算单元3计算出的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*，也可以获取从所述PWM驱动单元4输出的三相占空比设定值Du、Dv、Dw。此处，对获取所述三相占空比设定值Du、Dv、Dw的情况进行说明。
接下来，在步骤802C中，判定出三相占空比设定值Du、Dv、Dw中设定有最大的占空比、即设定有占空比最接近100％的占空比Dmax的相。同样，在步骤803C中，判定设定有第二大的占空比D2nd的相。
在步骤802C中判断出的Dmax的值小于90％的情况下，如(2)式所示，能充分确保用于检测一个相的电流值的时间，另外，在包括两个采样保持电路以及两个模拟-数字转换电路的情况下，能确保用于两个相的电流值检测处理的时间。
此外，可知占空比最小的相相比所述两相，半导体开关5uL或5vL或5wL的导通期间较长，因此能充分确保在占空比最大的相以及第二大的相的电流值检测处理之后进行占空比第三大的相的电流值检测处理的时间。
因此，在步骤804C中判定Dmax是否小于90％即可，在Dmax小于90％的情况下，对U、V、W这所有三相均进行电流值检测处理。
在步骤805C中，电流检测相选择单元8进行控制，使得在PWM脉冲的中央附近同时对占空比最大的相、即半导体开关5L的导通期间最短、能根据电流检测元件6的端子间电位差检测出电流的期间最短的相、以及占空比第二大的相进行电流值检测处理。接下来，控制成对剩余的相进行电流值检测处理。
此处，若设定占空比最大的相Dmax为U相，占空比第二大的相D2nd为V相，占空比第三大的相为W相，则载波、各相的占空比、各相的半导体开关5uL、5vL、5wL的导通、截止指示、电流检测单元6的端子间电位差之间的关系如图20所示那样。
由于占空比最大的相、即U相的半导体开关5uL的导通期间最短、能根据电流检测单元6u的端子间电位差检测出的U相电流的期间最短，因此在图18所示的电流检测单元7C中，若对电流检测相选择单元8进行控制，使得利用采样保持电路71uvC进行U相的电流值检测处理，利用采样保持电路71vwC进行V相的电流值检测处理，则能同时对占空比最大的相以及第二大的相进行电流值检测处理。
为了进行更可靠的电流检测，优选为控制成在PWM脉冲的中央附近进行该电流值检测处理。出于同样的理由，优选为控制成接下来对剩余的W相进行电流值检测处理。
此处，例如图21所示那样，在占空比最大的相Dmax为V相，占空比第二大的相D2nd为W相，占空比第三大的相为U相的情况下，无法在图20所示的电流值检测处理的时刻检测出电流值。因此，在本实施方式3中，如上所述，为了控制成同时在PWM脉冲的中央附近对占空比最大的相以及占空比第二大的相进行电流值检测处理，最后对剩余的相进行电流值检测处理，优选为通过适当地选择例如图18的V相的进行采样保持的电路、以及进行模拟-数字转换的电路，即将电流检测相选择单元8控制成在Dmax为V相，D2nd为W相的情况下，利用采样保持电路71uvC进行V相的电流值检测处理，利用采样保持电路71vwC进行W相的电流值检测处理，控制成接下来进行U相的电流值检测处理。
接下来，在Dmax大于90％的情况下，如上所述，无法充分地确保用于检测出占空比最大的相的电流值的时间。因此，不对占空比最大的相进行电流值检测处理。
在步骤806C中，优选为控制成在判定为Dmax＝U相的情况下，出于上述理由，不对占空比最大的U相进行电流值检测处理，而是在PWM脉冲的中央附近利用图18所示的采样保持电路71uvC进行V相的电流值检测处理，同时在PWM脉冲的中央附近利用采样保持电路71vwC进行W相的电流值检测处理(步骤807C)。
同样，在步骤808C中，优选为控制成在判定为Dmax＝V相的情况下，不对占空比最大的V相进行电流值检测处理，而是在其PWM脉冲的中央附近利用图18所示的采样保持电路71uvC进行U相的电流值检测处理，同时在其PWM脉冲的中央附近利用采样保持电路71vwC进行W相的电流值检测处理(步骤809C)。
同样，优选为控制成在判定为Dmax＝W相(步骤808C)的情况下，不对占空比最大的W相进行电流值检测处理，而是在其PWM脉冲的中央附近利用图18所示的采样保持电路71uvC进行U相的电流值检测处理，同时在其PWM脉冲的中央附近利用采样保持电路71vwC进行V相的电流值检测处理(步骤810C)。
如上所述，根据实施方式3的发明，电流检测相选择单元8获取从三相电压指令运算单元3计算出的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*或从PWM驱动单元4输出的三相占空比设定值Du、Dv、Dw，基于该指令值或占空比设定值来选择各相进行电流值检测处理的相，并对时刻进行控制。由此，在电流检测单元7C具备采样保持电路71uvC以及71vwC这两个采样保持电路的情况下，若所述电压指令值或占空比小于规定的值则能检测出三相所有的电流，与实施方式1所示的效果相同，能在转向的中点附近的转向、仅轻轻触碰等转向力较小时的转向过程中，高精度地对交流旋转电机进行控制。其结果是，在使用本发明的电动转向装置中，与不使用本发明的情况相比，能优化触感。
另外，即使在占空比变为100％的高输出时，能检测出占空比最大的相以外的两相的电流，因此能实现与始终仅对两相进行电流值检测处理的现有的功率转换装置同等的性能。
另外，本实施方式3中，如图18所示，对如下情况进行了说明：电流检测单元7C包括两个采样保持电路71uvC、71vwC以及两个模拟-数字转换电路72uvC、72vwC，并至少具备能对两个采样保持电路进行输入的输入端子以及能从两个模拟-数字转换电路输出的输出端子各一个，但如图22所示，电流检测单元7D包括两个采样保持电路71uvD、71vwD以及两个模拟-数字转换电路72uvD、72vwD，即使采用能将来自三相的电流检测电阻6的输入信号中的、至少一个相的输入信号输入至两个采样保持电路的端子结构，也能进行与本实施方式3相同的控制。也就是说，通过恰当地选择分别进行采样保持的电路、以及进行模拟-数字转换的电路，从而在电压指令值(占空比)在规定值以下的情况下，使用两个转换装置分别利用各个采样保持电路以及模拟-数字转换电路对电压指令值最大的相以及第二大的相的电流值进行检测，通过将电流值检测处理的时刻控制成在检测出电压指令值最大的相以及第二大的相的电流值之后依次实施对电压指令值第三大的相的电流值的检测，从而能检测出三相所有的电流，在电压指令值(占空比)大于规定值的情况下，利用各个采样保持电路以及模拟-数字转换装置能同时对电压指令值第二大、第三大的相进行电流值检测处理。
实施方式4
实施方式3中，如图18、22所示，电流检测单元7由采样保持电路以及模拟-数字转换电路构成，如图23所示，电流检测单元7E不具备采样保持电路，而仅由两个模拟-数字转换电路72uvE、72vwE构成，在该情况下，通过进行与实施方式3相同的控制，能获得与实施方式3相同的效果。
在具备采样保持电路的情况下，根据各占空比，决定在哪个时刻实施包含电流检测值的采样处理在内的电流值检测处理，如本实施方式4所示，在不具备采样保持电路的情况下，根据各占空比决定在哪个时刻实施电流检测值的模拟-数字转换即可，图24示出了说明该情况下的动作的流程图。
图24中，动作与上述图19的流程图相同，因此在图24的各个流程的标号后附上“E”，并省略详细说明。
在所述实施方式3中，将图18所记载的电流检测单元7C的采样保持电路71uvC、71vwC进行处理所需的时间与模拟-数字转换电路72uvC、72vwC进行处理所需的时间相加后得到的时间与式(1)相同，为tADCC。因此，不具备采样保持电路时的电流检测处理所需的时间tADCE要小于具备采样保持电路时的电流检测处理所需的时间tADCC。
在本实施方式4中使用能选择是否具有采样保持电路的微型计算机的情况下，采用不具备采样保持电路的结构意味着所述式(1)、(2)、(3)、(4)的值变小。换言之，这意味着在实施方式3中，作为示例示出的最大的相的电压指令值0.4Vdc(占空比换算：90％)变大。也就是说，这将带来如下优点：在电压指令值或占空比更大的情况下，能检测出三相所有的电流值。
例如，在本实施方式4中，图23所记载的电流检测单元7E进行处理所需的时间仅是模拟-数字转换电路72uvE、72vwE进行处理所需的时间，因此tADCE与载波一个周期的时间tC是式(1)一半的时间、即具有下式(8)的关系。
tADCE＝0.02×tC…(8)
若由于开关导通而产生的上升时的过渡状态与由于开关截止而产生的下降时的过渡状态的时间之和不变，tTS＝0.06tC，则一个相的电流值检测处理所需的时间tDTE成为(9)式所示那样。
tDTE＝tADCE+tTS＝0.02×tC+tTS＝0.08tC…(9)
若将其换算成占空比，则成为(0.5-0.08)Vdc＝0.42Vdc＝92％。
此处，在图23中电流检测单元7E由两个模拟-数字转换电路72uvE、72vwE构成，因此能在该一个相的电流值检测处理所需的时间tDTE内进行两个相的电流检测。
如上所述，根据本发明的实施方式4，在采用不具备采样保持电路的结构的情况下，如图24所示的流程图那样，通过基于电压指令值(占空比)，对电流检测单元7E实施的电流值检测处理的时刻进行控制，从而能在第二大的相的电压指令值在0.42Vdc(占空比换算：92％)以下的情况下，在载波的一个周期内检测出三相所有的电流。
标号说明
1电流指令运算单元
2比例积分运算单元
3三相电压指令运算单元
4PWM驱动单元
5三相交流旋转电机驱动电路(逆变器电路)
6电流检测电阻
7电流检测单元
8电流检测相选择单元
9坐标转换单元
10三相交流旋转电极
11位置传感器
12直流电压源
5H(5uH,5vH,5wH)第1半导体开关元件
5L(5uL,5vL,5wL)第2半导体开关元件
TIq目标q轴电流
TId目标d轴电流
Iq q轴检测电流
Id d轴检测电流
Vq q轴指令电压
Vd d轴指令电压
Vu*U相电压指令值
Vv*V相电压指令值
Vw*W相电压指令值
Du U相占空比
Dv V相占空比
Dw W相占空比
Pu向U相的第1半导体开关元件的驱动指示
Nu向U相的第2半导体开关元件的驱动指示
Pv向V相的第1半导体开关元件的驱动指示
Nv向V相的第2半导体开关元件的驱动指示
Pw向W相的第1半导体开关元件的驱动指示
Nw向W相的第2半导体开关元件的驱动指示
Vu三相交流旋转电极U相电压
Vv三相交流旋转电极V相电压
Vw三相交流旋转电极W相电压
ADIu U相电流数字值
ADIv V相电流数字值
ADIw W相电流数字值
ADC电流检测相选择指示
DIu U相电流值
DIv V相电流值
DIw W相电流值

Claims (7)

1.一种功率转换装置，其特征在于，具备：
逆变器电路，该逆变器电路中并排地设置有与多相交流电动机的各相相对应的一对开关元件的串联体，分别从各串联体的开关元件之间的连接点取出用于驱动所述电动机的各相电压；
电流检测电阻，该电流检测电阻与所述串联体分别串联连接；
电流检测单元，该电流检测单元按照各相对流过所述电动机的电流进行检测；
A/D转换单元，该A/D转换单元设置于所述电流检测单元中，将由电流检测单元检测出的电流检测信号转换成数字信号，并进行电流值检测处理；
控制部，该控制部基于应施加在所述电动机的各相的电压的电压指令值、或占空比设定值来输出用于对所述逆变器电路的各开关元件进行PWM控制的驱动信号；以及
电流检测相选择单元，该电流检测相选择单元选出所述电流检测单元分别检测出的电流检测信号，并对所述A/D转换单元进行电流值检测处理的时刻进行控制，
所述电流检测相选择单元基于所述电压指令值或占空比设定值决定所述A/D转换单元在所述PWM控制的载波即PWM脉冲的一个周期内进行电流值检测处理的时刻。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
在所述PWM脉冲的中央附近对所述占空比设定值最高的相进行所述电流值检测处理。
3.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
在从所述PWM脉冲导通或截止的时刻起经过规定时间后进行所述电流值检测处理。
4.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
在所述占空比设定值第二高的相的占空比在规定值以上的情况下，在所述PWM脉冲的中央附近对所述占空比第二高的相进行电流值检测处理。
5.如权利要求1至3任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
利用比所述多相电动机的相数要少的个数的所述A/D转换单元来进行所述电流值检测处理。
6.如权利要求5所述的功率转换装置，其特征在于，
所述A/D转换单元的个数为1个。
7.如权利要求5所述的功率转换装置，其特征在于，
所述多相电动机为三相，所述A/D转换单元的个数为2个。
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