JP5482041B2 - 電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電動機の制御装置に関する。

従来より、ＰＷＭ制御のデューティー指令に応じてインバータのスイッチング動作を制御することにより電動機の出力トルクを制御する電動機の制御装置が知られている。ところで、ＰＷＭ制御では、半導体スイッチのスイッチングノイズが電流に重畳されてしまうため、特許文献１には、スイッチングノイズの影響を回避して電流検出を行うことで制御性の向上を図る電動機の制御装置が開示されている。具体的には、この制御装置は、三角波のキャリア信号を出力するキャリア信号発生器と、電流検出トリガを出力する電流検出トリガ発生器と、モータ電流を検出する電流検出器と、電流制御を行う電流制御器と、ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御器とを備えている。ここで、電流検出トリガ発生器は、キャリア信号の山谷から、電流検出と電流制御の処理時間分だけ前で、電流検出トリガを出力する。

特開２００８−１３１７１２号公報

しかしながら、特許文献１に開示された手法によれば、電流検出を予め決められたタイミングだけで行うため、必ずしもスイッチングノイズの影響を回避することができない場合がある。

本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、スイッチングノイズの影響を回避することにより、電流検出誤差を抑制して制御性の向上を図ることである。

かかる課題を解決するために、本発明は、ＰＷＭキャリア信号の所定位相のタイミングにおいて、電動機の相電流と電動機のロータの回転角とをそれぞれ取得するとともに、電動機のトルク指令に対応する相電流指令と前記取得された相電流との差、および取得された回転角に基づいて電圧指令が演算される。そして、ＰＷＭキャリア信号の次回のキャリア周期における所定位相のタイミングにおいて出力される電圧指令とＰＷＭキャリア信号とに基づいて、ＰＷＭ制御のデューティー指令が演算される。ここで、相電流および回転角の取得タイミングの位相は、インバータのスイッチング動作のタイミングに基づいて可変に設定される。

本発明によれば、相電流および回転角の取得タイミングの位相を可変とすることで、スイッチングノイズの影響を回避したタイミングで電流検出を行うことができるので、電流検出誤差が抑制され、これにより、制御性の向上を図ることができる。

第１の実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成を模式的に示す説明図 ノイズ残存時間Ｔｎの説明図 回転角に対応する三相の電圧指令ｖu*〜ｖw*を示す説明図 図３に示すタイミングＡにおける三相の電圧指令ｖu*〜ｖw*と各相のＰＷＭパルス波形とを示す説明図 各相のＰＷＭパルスのオンオフタイミングを回転角θに対して示す説明図 第１の手法にかかる取得タイミングＴｇの決定手順を示すフローチャート 取得タイミングＴｇの変化を示す説明図 各相のＰＷＭパルスのオンオフタイミングを回転角θに対して示す説明図 第２の手法にかかる取得タイミングＴｇの決定手順を示すフローチャート 取得タイミングＴｇの変化を示す説明図 第２の実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成を模式的に示す説明図 演算時間最大を条件とした際の取得タイミングＴｇを変調率毎に示す説明図 演算時間最大を条件とした際の取得タイミングＴｇを電圧位相毎に示す説明図 第２の実施形態にかかるモータ制御システムの変形例を示す説明図 演算時間最大を条件とした際の取得タイミングＴｇを示す説明図

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成を模式的に示す説明図である。本実施形態にかかるモータ制御システムは、電動車（例えば、電気自動車）の駆動用モータを制御するモータ制御システムである。このモータ制御システムは、モータ１０、インバータ２０および制御ユニット３０を主体に構成されている。

モータ１０は、ロータとステータとを主体に構成されており、中性点を中心に星形結線された複数の相巻線（本実施形態では、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線、Ｗ相巻線からなる３つの相巻線）がステータにそれぞれ巻回された永久磁石同期電動機である。このモータ１０は、後述するインバータ２０から、三相の交流電力が各相巻線にそれぞれ供給されることにより生じる磁界と、回転子の永久磁石が作る磁界との相互作用により駆動することにより、ロータおよびこれに連結された出力軸が回転する。モータ１０の出力軸は、例えば、電気自動車の自動変速機に連結されている。

インバータ２０は、電源（図示せず）に接続されており、電源からの直流電力を交流電力に変換してモータ１０に供給する電力変換手段である。交流電力はモータ１０の各相に対応して生成され、インバータ２０によって生成された各相の交流電力は、モータ１０にそれぞれ供給される。

インバータ２０は、電源の正極側の母線に接続される上アームと、電源の負極側の母線に接続される下アームとが直列接続された回路を、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相に対応して備えている。各相に対応する回路の各アームは、一方向の導通を制御可能な半導体スイッチ（例えば、ＩＧＢＴ等のトランジスタといった自己消弧形のスイッチング素子）を主体に構成されており、この半導体スイッチには、還流用ダイオードが逆並列接続されている。

各アームのオンオフ状態、すなわち、半導体スイッチのオンオフ状態（スイッチング動作）は、制御ユニット３０から出力されるＰＷＭ指令（ＰＷＭ制御のデューティー指令）を通じて制御される。個々のアームを構成する半導体スイッチは、制御ユニット３０のＰＷＭ指令によりオンされることにより導通状態となり、オフされることにより非導通状態（遮断状態）となる。

制御ユニット３０は、インバータ２０のスイッチング動作を制御することにより、モータ１０の出力トルクを制御する電動機の制御装置である。制御ユニット３０としては、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、Ｉ／Ｏインターフェースを主体に構成されたマイクロコンピュータを用いることができる。制御ユニット３０は、ＲＯＭに記憶された制御プログラムに従い、インバータ２０を制御するための演算を行う。そして、制御ユニット３０は、この演算によって算出された制御信号（ＰＷＭ指令）をインバータ２０に対して出力する。

制御ユニット３０は、各種のセンサによって検出される情報を取得する（読み込む）ことができる。位置センサ（例えば、レゾルバ）は、モータ１０に取り付けられており、モータ１０のロータ位置を表す位置情報、具体的には、ロータ位相（電気角）、すなわち、ロータの回転角θを検出する。また、電流センサは、モータ１０における各相の実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する。制御ユニット３０による各センサからの情報取得は、当該制御ユニット３０の一機能を担う、後述する取得タイミング演算部３８の演算結果に従ったタイミングで行われる。

制御ユニット３０は、例えば、ＰＷＭ波電圧駆動といった駆動方式により、インバータ２０を駆動する。ＰＷＭ波電圧駆動は、ＰＷＭ制御により、直流電圧からＰＷＭパルスを生成してモータ１０に印加する、具体的には、ＰＷＭキャリア信号に基づいてデューティー指令を算出することで等価的な正弦波交流電圧をモータ１０に印加する駆動方式である。

制御ユニット３０は、これを機能的に捉えた場合、電流演算部３１と、電圧演算部３２と、三相変換部３３と、ＰＷＭ変換部３４と、デッドタイム補償部３５と、ｄｑ軸変換部３６と、微分演算部３７と、取得タイミング演算部３８とを有する。

電流演算部３１は、外部より与えられるモータ１０のトルク指令Ｔe*と、モータ回転数ωとに基づいて、トルク指令Ｔe*に対応するｄ軸およびｑ軸電流指令ｉd*，ｉq*をそれぞれ演算する。モータ１０の特性等を考慮して、トルク指令値Ｔe*およびモータ回転数ωと、ｄ軸およびｑ軸電流指令ｉd*，ｉq*との関係を実験やシミュレーションを通じて予め取得しておくことで、電流演算部３１は、この関係を規定したマップを保持している。電流演算部３１は、当該マップを参照してｄ軸およびｑ軸電流指令ｉd*，ｉq*をそれぞれを演算する。ここで、微分演算部３７は、位置センサから得られる回転角θを時間微分することによりロータ角速度（電気角）、すなわち、モータ回転数ωを演算している。ｄ軸およびｑ軸電流指令ｉd*，ｉq*の演算に必要となるモータ回転数ωは、この微分演算部３７の演算結果を利用することができる。

電流演算部３１から出力されるｄ軸およびｑ軸電流指令ｉd*，ｉq*は、モータ１０の実電流に対応するｄ軸およびｑ軸電流ｉｄ，ｉｑがそれぞれ減算されることにより、ｄ軸およびｑ軸の電流偏差がそれぞれ演算される。ｄ軸およびｑ軸の電流偏差は、電圧演算部３２に出力される。ここで、モータ１０の実電流に対応するｄ軸およびｑ軸電流は、ｄｑ軸変換部３６が、回転角θに基づいて、三相の実電流ｉｕ〜ｉｗを座標変換することにより演算される（数式１参照）。

電圧演算部３２は、例えば、ＰＩ制御を用いて、ｄ軸およびｑ軸の電流偏差がそれぞれ０となるようなｄ軸およびｑ軸電圧指令ｖd*，ｖq*をそれぞれ演算する（数式２参照）。

ここで、Ｋpdはｄ軸比例ゲインであり、Ｋidはｄ軸積分ゲインであり、Ｋpqはｑ軸比例ゲインであり、Ｋiqはｑ軸積分ゲインである。また、ｓはラプラス演算士である。演算されたｄ軸およびｑ軸電圧指令ｖd*，ｖq*は、三相変換部３３にそれぞれ出力される。

三相変換部３３は、回転角θを参照した上で、ｄ軸およびｑ軸電圧指令ｖd*，ｖq*を、三相に対応する電圧指令ｖu*，ｖv*，ｖw*に座標変換する（数式３参照）。各相の電圧指令ｖu*〜ｖw*は、ＰＷＭ変換部３４にそれぞれ出力される。

このように、本実施形態では、三相の電圧指令ｖu*〜ｖw*を演算するための電流制御演算が、電流演算部３１と、電圧演算部３２と、三相変換部３３と、ｄｑ軸変換部３６と、微分演算部３７とによって行われる（第１の演算手段）。すなわち、ｄｑ軸変換部３６によりモータ１０の相電流ｉｕ〜ｉｗ、三相変換部３３および微分演算部３７によりロータの回転角θがそれぞれ取得される。そして、電動機のトルク指令Ｔe*に対応する相電流指令（本実施形態では、ｄ軸およびｑ軸電流指令ｉd*，ｉq*に相当）と、取得された相電流ｉｕ〜ｉｗ（本実施形態では、ｄ軸およびｑ軸電流ｉｄ，ｉｑに相当）との差、および、取得された回転角θに基づいて電圧指令ｖu*〜ｖw*が演算される。

つぎに、ＰＷＭ変換部３４は、各相の電圧指令ｖu*〜ｖw*と、電源の電圧ｖdcとに基づいて、各相に対応するＰＷＭ指令ｔｕ，ｔｖ，ｔｗをそれぞれ演算する（数式４参照）。このＰＷＭ指令ｔｕ〜ｔｗは、三相の電圧指令ｖu*〜ｖw*に対応するＰＷＭ制御のデューティー指令である。

ここで、Ｔ０はＰＷＭキャリア信号の周期（ｓ）である。また、ｔｕはｕ相のＰＷＭ指令であるｕ相パルス幅（ｓ）、ｔｖはｖ相のＰＷＭ指令であるｖ相パルス幅（ｓ）、ｔｗはｗ相のＰＷＭ指令であるｗ相パルス幅（ｓ）である。各相に対応するＰＷＭ指令ｔｕ〜ｔｗは、デッドタイム補償部３５に出力される。

デッドタイム補償部３５は、三相の実電流ｉｕ〜ｉｗに基づいて定まる補償電圧を演算し、この演算した補償電圧を各相に対応するＰＷＭ指令ｔｕ〜ｔｗにそれぞれ加算することにより、最終的な各相のＰＷＭ指令ｔu'，ｔv'，ｔw'を演算する。ここで、三相の実電流ｉｕ〜ｉｗと補償値との関係を実験やシミュレーションを通じて予め取得しておくことで、デッドタイム補償部３５は、この関係を規定したマップを保持している。デッドタイム補償部３５は、当該マップを参照して補償値を演算する。このデッドタイム補償により、各相において上側アームと下側アームとが同時にオンして短絡することを抑制するために、オン／オフの切替の際に、上側アームと下側アームとが同時にオフとなる時間（いわゆる、デッドタイム）が設けられる。

演算された最終的な各相のＰＷＭ指令ｔu'〜ｔw'は、インバータ２０に出力され、最終的な各相のＰＷＭ指令ｔu'〜ｔw'に従ってインバータ２０が駆動されることで、インバータ２０を介して三相の電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗがモータ１０に印加される。このように、本実施形態では、ＰＷＭ変換部３４およびデッドタイム補償部３５により、出力された電圧指令ｖu*〜ｖw*とＰＷＭキャリア信号とに基づいて、ＰＷＭ制御のデューティー指令、すなわち、ＰＷＭ指令ｔｕ〜ｔｗ（本実施形態では、ＰＷＭ指令ｔu'〜ｔw'に相当）が演算される（第２の演算手段）。

また、デッドタイム補償部３５から出力される各相のＰＷＭ指令ｔu'〜ｔw'は、取得タイミング演算部３８にも出力されている。取得タイミング演算部３８は、後述するノイズ残存時間Ｔｎと、各相のＰＷＭ指令ｔu'〜ｔw'とに基づいて、センサ出力を取得するタイミング（以下「取得タイミング」という）Ｔｇを演算する（第１の演算手段）。位置センサおよび電流センサからのセンサ出力は、取得タイミング演算部３８によって演算された取得タイミングＴｇに応じて取得される。本実施形態の特徴の一つは、取得タイミング演算部３８による取得タイミングＴｇの決定方法にあり、以下、その内容について説明する。

図２は、ノイズ残存時間Ｔｎの説明図である。同図において、（ａ）は、ある相のＰＷＭパルスの推移（ＰＷＭパルス波形）を示し、（ｂ）は、電流センサの出力を示している。同図に示すように、ＰＷＭ指令に応じたスイッチング動作により、電流センサのセンサ出力には、スイッチング動作に起因するノイズ（以下「スイッチングノイズ」という）が重畳されている。ノイズ残存時間Ｔｎは、電流センサのセンサ出力において、スイッチングノイズの影響を受けている時間とする。このノイズ残存時間Ｔｎは、実験やシミュレーションを通じてインバータ２０のスイッチング特性等を考慮することにより、その最適値を取得しておく。

図３は、回転角（電気角（°））θに対応する三相の電圧指令ｖu*〜ｖw*（Ｖ）を示す説明図である。また、図４は、図３に示すタイミングＡにおける三相の電圧指令ｖu*〜ｖw*と（（ａ）参照）、各相のＰＷＭパルス波形（（ｂ）参照）とを示す説明図である。同図において、ハッチングで示す領域は、ノイズ残存時間Ｔｎを示している（以下、後述する図面についても同様）。また、図５は、図４に対応する図面であり、各相のＰＷＭパルスのオンオフタイミングを回転角θに対して示す説明図である。同図において、各種の太線は、ＰＷＭキャリア信号の山タイミングまたは谷タイミングからのＰＷＭパルスのオンオフタイミングを示している。

図５において、非ハッチングに対応する領域は、スイッチングノイズの影響を受けることなくセンサ出力を取得することができるタイミングを示す。図５から分かるように、スイッチングノイズの影響を受けないでセンサ出力を取得するタイミングは各回転角θにおいてさまざま存在する。本実施形態では、二つの手法を例示して取得タイミングの決定手法について説明する。

まず、一つ目の手法としては、制御演算時間を最大にするように取得タイミングＴｇを決定する手法である。一般に、制御ユニット３０は、ＰＷＭキャリア信号の折り返しタイミングにおいて、センサ出力を取得するとともに電流制御演算（上述した電圧指令ｖu*〜ｖw*に至るまでの一連の演算）を行い、次回の対応する折り返しタイミング（次回のキャリア周期における折り返しタイミング）で電圧指令ｖu*〜ｖw*を出力する。つまり、次回の折り返しタイミングまでの間に演算を終了しなければ、センサ出力を取得してから電圧指令ｖu*〜ｖw*を出力するまでの時間がさらに倍かかってしまうこととなる。そこで、センサ出力の取得タイミングを可能な限り早く設定することにより、制御演算時間を長くすることが可能となる。

図６は、第１の手法にかかる取得タイミングＴｇの決定手順を示すフローチャートである。このフローチャートに示す処理は、所定の周期で呼び出され、取得タイミング演算部３８によって実行される。

まず、ステップ１０（Ｓ１０）において、取得タイミング演算部３８は、前回出力した電圧指令ｖu*〜ｖw*に対応するＰＷＭパルスのオンオフタイミングを比較し、次のＰＷＭキャリア信号の折り返しタイミング（第１のタイミングＴ１）にオンオフタイミングが最も近い相を選択する。ここで、各相のオンオフタイミングは、各相のＰＷＭ指令（パルス幅）ｔu'〜ｔw'から算出することとし、第１のタイミングＴ１を時間軸の基準タイミングとする。

ステップ１１（Ｓ１１）において、取得タイミング演算部３８は、選択された相に関する前回のオンオフタイミングＴonoff（ｐ）にノイズ残存時間Ｔｎを加算した値がゼロよりも小さいか否かを判断する。このステップ１１において肯定判定された場合には、ステップ１２（Ｓ１２）に進む。一方、ステップ１１において否定判定された場合には、ステップ１３（Ｓ１３）に進む。

ステップ１２において、取得タイミング演算部３８は、第１のタイミングＴ１を取得タイミングＴｇとして決定する。

ステップ１３において、取得タイミング演算部３８は、今回出力する電圧指令ｖu*〜ｖw*に対応するＰＷＭパルスのオンオフタイミングを比較し、次のＰＷＭキャリア信号の折り返しタイミング（第１のタイミングＴ１）にオンオフタイミングが最も近い相を選択する。

ステップ１４（Ｓ１４）において、取得タイミング演算部３８は、選択された相に関する今回のオンオフタイミングＴonoff（ｔ）から、上述した前回のオンオフタイミングＴonoff（ｐ）とノイズ残存時間Ｔｎとを減算した値が、ゼロよりも大きいか否かを判断する。このステップ１４において肯定判定された場合には、ステップ１５（Ｓ１５）に進む。一方、ステップ１４において否定判定された場合には、ステップ１６（Ｓ１６）に進む。

ステップ１６において、取得タイミング演算部３８は、前回のオンオフタイミングＴonoff（ｐ）にノイズ残存時間Ｔｎを加算したタイミングを、取得タイミングＴｇとして決定する。

一方、ステップ１７において、取得タイミング演算部３８は、今回のオンオフタイミングＴonoff（ｔ）にノイズ残存時間Ｔｎを加算したタイミングを、取得タイミングＴｇとして決定する。

このようにかかる手法によれば、相電流ｉｕ〜ｉｗおよび回転角θの取得タイミングの位相が、インバータ２０のスイッチング動作のタイミングに基づいて可変に設定される。具体的には、モータ１０に印加する三相の電圧指令ｖu*〜ｖw*と、ノイズ残存時間Ｔｎとに基づいて、取得タイミングＴｇの位相が設定される。特に、本手法によれば、制御演算時間の最大化の観点から、ＰＷＭキャリア信号の折り返しタイミングと近づくように、取得タイミングＴｇの位相が早められる。

図７は、取得タイミングＴｇの変化を示す説明図であり、同図において、横軸は回転角（電気角（°））、縦軸は谷タイミングからの時間（μｓ）である。かかる手法において、最大の制御演算時間を確保することができるのは、ＰＷＭキャリア信号の折り返しタイミングを取得タイミングＴｇとする条件である。また、図５に示すように、ノイズ残存時間Ｔｇが折り返しタイミングに重複する場合には、ノイズ残存時間Ｔｎ分だけタイミングをずらすことによってスイッチングノイズの影響を受けないでセンサ出力を取得することができる。これにより、電流検出誤差を抑制して制御性の向上を図ることである。また、図８に示すように、電圧振幅（変調率）が大きい場合には、折り返しタイミングを挟んでオンオフタイミングが接近する。そのため、先に述べたように、ノイズ残存時間Ｔｎ分ずらしただけでは、タイミング的に後のスイッチングノイズの影響を受けてしまうことがある。そこで、図７(ｂ)に示すように、センサ出力の取得タイミングＴｇを、折り返しタイミングよりも後のオンオフタイミングに応じて変化させることにより、ノイズの影響が抑制したタイミングに取得タイミングＴｇを設定することができる。これにより、電流検出誤差を抑制して制御性の向上を図ることである。

つぎに、二つ目の手法としては、制御性の向上、すなわち、無駄時間が最小となるように取得タイミングＴｇを決定する手法である。この手法は、１つ目の手法とは反対に、センサ出力の取得タイミングＴｇから電圧指令ｖu*〜ｖw*の出力までを最短時間で行うことで制御の無駄時間を小さくし、これにより、制御性の向上を図ることとなる。

図９は、第２の手法にかかる取得タイミングＴｇの決定手順を示すフローチャートである。このフローチャートに示す処理は、所定の周期で呼び出され、取得タイミング演算部３８によって実行される。

まず、ステップ２０（Ｓ２０）において、取得タイミング演算部３８は、今回出力する電圧指令ｖu*〜ｖw*に対応するＰＷＭパルスのオンオフタイミングを比較する。これにより、取得タイミング演算部３８は、ＰＷＭキャリア信号の折り返しタイミングから制御演算時間（電流制御演算に要する所定時間）を減算したタイミング（第２のタイミングＴ２）に、オンオフタイミングが最も近い相を選択する。ここで、各相のオンオフタイミングは、各相のＰＷＭ指令（パルス幅）ｔu'〜ｔw'から算出することとし、第２のタイミングＴ２を時間軸の基準タイミングとする。

ステップ２１（Ｓ２１）において、取得タイミング演算部３８は、選択された相に関する今回のオンオフタイミングＴonoff（ｔ）から第２のタイミングＴ２を減算した値がゼロよりも小さいか否かを判断する。このステップ２１において肯定判定された場合には、ステップ２３（Ｓ２３）に進む。一方、ステップ２１において肯定判定された場合には、ステップ２４（Ｓ２４）に進む。

ステップ２３において、取得タイミング演算部３８は、第２のタイミングＴ２に次に近い相を選択し、その上で、ステップ２１の処理を行う。

ステップ２４において、取得タイミング演算部３８は、選択された相に関する今回のオンオフタイミングＴonoff（ｔ）から第２のタイミングＴ２を減算した値がノイズ残存時間Ｔｎよりも大きいか否かを判断する。このステップ２４において肯定判定された場合には、ステップ２５（Ｓ２５）に進む。一方、ステップ２４において肯定判定された場合には、ステップ２６（Ｓ２６）に進む。

ステップ２５において、取得タイミング演算部３８は、第２のタイミングＴ２を取得タイミングＴｇとして決定する。

ステップ２６において、取得タイミング演算部３８は、選択された相に関する今回のオンオフタイミングＴonoff（ｔ）を取得タイミングＴｇとして決定する。

このようにかかる手法によれば、相電流ｉｕ〜ｉｗおよび回転角θの取得タイミングの位相が、インバータ２０のスイッチング動作のタイミングに基づいて可変に設定される。具体的には、モータ１０に印加する三相の電圧指令ｖu*〜ｖw*と、ノイズ残存時間Ｔｎとに基づいて、取得タイミングＴｇの位相が設定される。特に、本手法によれば、制御性の向上の観点から、次回のキャリア周期における電圧指令の出力タイミングと近づくように、取得タイミングＴｇの位相が遅らせられる。

図１０は、取得タイミングＴｇの変化を示す説明図であり、同図において、横軸は回転角（電気角（°））、縦軸は谷タイミングからの時間（μｓ）である。二つ目の手法によれば、制御性の向上を図りながら、スイッチングノイズによるセンサ出力の誤差の影響を低減することができる。

なお、上述した二つの手法は、それぞれを単独で実行してもよいし、システムの要求に応じて切り替えながら実行してもよい。また、上述した条件以外でも、スイッチングノイズの影響を受けないような条件で、センサ出力の取得タイミングＴｇを決定してもよい。また、上述した説明では、演算されたＰＷＭパルスと、スイッチング動作のオンオフタイミングとが一致しているケースを想定しているが、実際はさまざまな要因により両者のタイミングが一致し合い場合がある。その際には、ずれ分を考慮し、スイッチングノイズの影響を受けないようにセンサ出力の取得タイミングＴｇを算出することが好ましい。

（第２の実施形態）
図１１は、第２の実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成を模式的に示す説明図である。本実施形態にかかるモータ制御システムが、第１の実施形態のそれと相違する点は、制御ユニット３０を構成する取得タイミング演算部３８の演算手法である。なお、第１の実施形態と共通する点については説明を省略することとし、以下、相違点を中心に説明を行う。

本実施形態において、取得タイミング演算部３８は、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令ｖd*，ｖq*と、回転角（電気角）θと、ノイズ残存時間Ｔｎとに基づいて、センサ出力の取得タイミングＴｇを演算する。図７等に示すように、回転角θに対してセンサ出力の検出タイミングＴｇは周期的に変化する。また、図１２は、演算時間最大を条件とした際の取得タイミングＴｇを、変調率（電圧振幅Ｖａ（数式５参照））毎にプロットしたものであり、同図において、横軸は回転角（電気角（°））、縦軸は谷タイミングからの時間（μｓ）である。

さらに、図１３は、演算時間最大を条件とした際の取得タイミングＴｇを、電圧位相α（数式６参照）毎にプロットしたものであり、同図において、横軸は回転角（電気角（°））、縦軸は谷タイミングからの時間（μｓ）である。同図から分かるように、電圧振幅Ｖａと電圧位相αとに応じて、センサ出力の取得タイミングＴｇが変化していることが分かる。

そこで、ノイズ残存時間Ｔｎを考慮した上で、ｄ軸およびｑ軸電圧指令ｖd*，ｖq*（電圧振幅Ｖａと電圧位相α)と、回転角θとに対する取得タイミングＴｇの関係を、実験やシミュレーションを通じて取得しておく。そして、取得タイミング演算部３８は、当該関係を反映した数式またはマップを保持し、当該数式またはマップより取得タイミングＴｇを演算する。

このように本実施形態によれば、モータ１０に印加する三相の電圧指令ｖu*〜ｖw*を演算するためのｄ軸およびｑ軸電圧指令ｖd*，ｖq*と、ロータの回転角θと、ノイズ残存時間Ｔｎとに基づいて、取得タイミングＴｇの位相が設定される。これにより、ｄ軸およびｑ軸電圧指令ｖd*，ｖq*が変化しない際には、回転角θのみによってセンサ出力の取得タイミングＴｇを演算することができるので、少ない演算でスイッチングノイズによる影響を回避することができる。

また、図１４に示すように、第２の実施形態のモータ制御システムは、補正部３９をさらに有していてもよい。この補正部３９は、取得タイミング演算部３８に入力されるｄ軸およびｑ軸電圧指令ｖd*，ｖq*に、デッドタイム補償部３５による補償電圧に相当する値を追加するものである。これにより、デッドタイム補償部３５による補償電圧に相当する値を加味したｄ軸およびｑ軸電圧指令ｖd*，ｖq*にて、取得タイミングＴｇの演算を行うことができる。

なお、図１１に示す構成であっても、取得タイミング演算部３８が用いる数式またはマップを算出する場合、スイッチング動作のオンオフタイミングとノイズ残存時間Ｔｎとを補償電圧分を増加減させて算出してもよい。これにより、補正部３９を追加せずとも、デッドタイム補償部３５による補償電圧に相当する値を加味したｄ軸およびｑ軸電圧指令ｖd*，ｖq*にて、取得タイミングＴｇの演算を行うことができる。

また、図１２等から分かるように、スイッチングノイズを考慮した取得タイミングＴｇは、回転角θに対して３分の１周期で変化しているので、回転角θ全域を対象として、数式またはマップを持つ必要はない。この周期は、例えば、図１５に示すように、三相電圧指令ｖu*〜ｖw*に、３次高調波を重畳して電圧利用率を向上させる演算を使用する場合は回転角θの６分の１周期相当の数式またはマップを保有すればよい。

１０…モータ
２０…インバータ
３０…制御ユニット
３１…電流演算部
３２…電圧演算部
３３…三相変換部
３４…ＰＷＭ変換部
３５…デッドタイム補償部
３６…ｄｑ軸変換部
３７…微分演算部
３８…取得タイミング演算部
３９…補正部

Claims (5)

1. ＰＷＭ制御のデューティー指令に応じてインバータのスイッチング動作を制御することにより電動機の出力トルクを制御する電動機の制御装置において、
   ＰＷＭキャリア信号の所定位相のタイミングにおいて、前記電動機の相電流と前記電動機のロータの回転角とをそれぞれ取得するとともに、前記電動機のトルク指令に対応する相電流指令と前記取得された相電流との差、および前記取得された回転角に基づいて電圧指令を演算する第１の演算手段と、
   前記相電流および回転角の取得を行ったキャリア周期の次回のキャリア周期において、前記ＰＷＭキャリア信号の所定位相のタイミングで前記第１の演算手段が出力する電圧指令と前記ＰＷＭキャリア信号とに基づいて、前記ＰＷＭ制御のデューティー指令を演算する第２の演算手段とを有し、
   前記第１の演算手段は、前記相電流および前記回転角の取得タイミングの位相を、前記インバータのスイッチング動作のタイミングに基づいて可変に設定することを特徴とする電動機の制御装置。
2. 前記第１の演算手段は、前記電動機に印加する三相の電圧指令と、前記インバータのスイッチング動作に起因するノイズの残存時間とに基づいて、前記取得タイミングの位相を設定することを特徴とする請求項１に記載された電動機の制御装置。
3. 前記第１の演算手段は、前記電動機に印加する三相の電圧指令を演算するためのｄ軸およびｑ軸電圧指令と、前記ロータの回転角と、前記インバータのスイッチング動作に起因するノイズの残存時間とに基づいて、前記取得タイミングの位相を設定することを特徴とする請求項１に記載された電動機の制御装置。
4. 前記第１の演算手段は、前記ＰＷＭキャリア信号の折り返しタイミングと近づくように、前記取得タイミングの位相を早めることを特徴とする請求項２または３に記載された電動機の制御装置。
5. 前記第１の演算手段は、前記次回のキャリア周期における前記電圧指令の出力タイミングと近づくように、前記取得タイミングの位相を遅らせることを特徴とする請求項２または３に記載された電動機の制御装置。

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