JP5191152B2

JP5191152B2 - モータ駆動装置

Info

Publication number: JP5191152B2
Application number: JP2007076468A
Authority: JP
Inventors: 顕酒井; 勉牧野
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-03-23
Filing date: 2007-03-23
Publication date: 2013-04-24
Anticipated expiration: 2027-03-23
Also published as: JP2008236975A

Description

本発明は、インバータ回路の制御によってモータに流れる相電流を検出し、その検出値に基づいてモータの駆動を制御するモータ駆動装置に関するものである。

従来のモータ駆動装置として、例えばインバータ回路の下アームのスイッチング素子それぞれのエミッタ側と平滑コンデンサのマイナス端子側との間に３つのシャント抵抗を備えたものがある。この３つのシャント抵抗に発生するシャント電圧のマイコンのＡ／Ｄポートを介しての取り込みタイミングは、ＰＷＭポートからインバータ回路へ出力されるＰＷＭ信号を決定するためのキャリアのピーク位置毎に実行されている。この結果、ＰＷＭ信号の変調度が１未満のときは、モータの３相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を検出することができ、変調度が１以上の場合は、モータの３相電流のうち２相を検出し、残りの１相を
Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０
の式から計算で求め、モータの３相電流を求めている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００３−５２１９１号公報（第６頁、図１）

特許文献１に記載のモータ駆動装置は、インバータ回路へのＰＷＭ信号を生成する方法として、正弦波形の制御信号と三角波形のキャリアを比較することで行っている（以下：三角波比較法と呼ぶ）。三角波比較法の場合、モータへはコンバータ回路の直流電圧（以下：母線電圧と呼ぶ）の０．８６６倍しか与えることができず、電圧の利用率が低かった。
また、三角波比較法以外に用いられる方法として、電圧の利用率を母線電圧の１倍とすることができる空間電圧ベクトル法がある。特許文献１のモータ駆動装置でも空間電圧ベクトル法でモータの電流を検出可能であるが、ＰＷＭ信号の変調率が１未満で極めて１に近い値のとき、電流検出の可能な時間が極めて短くなり、マイコンのＡ／Ｄポートでシャント電圧を取り込んでいる最中にＰＷＭ信号が切り替わり（例えばＵ相の下アームのスイッチング素子がオンからオフへ変化）、それによりシャント抵抗の両端に、回路の配線のインダクタンスに起因したリンギングが発生し、それによりＡ／Ｄポートへの信号にリンギングノイズが発生することがあり、正確な電流を検出できなくなることがあった。また、変調率が大きくなるにつれ、モータの３相のうち１相も電流を検出できない期間が生じるため、モータ制御が不安定になることがある。

本発明は、前記のような課題を解決するためになされたもので、第１の目的はＰＷＭ信号の変調率が高い場合でも３相のうち少なくとも１相の電流を常に検出することができるモータ駆動装置を得るものである。
また、第２の目的はスイッチング素子のスイッチングによるリンギングの影響を抑え、正確なモータの電流を検出できるモータ駆動装置を得るものである。

本発明に係るモータ駆動装置は、交流電源の電圧を直流に変換するコンバータ回路と、複数のスイッチング素子の動作に基づいてコンバータ回路の出力電圧を交流電圧に変換し、モータに供給するインバータ回路と、インバータ回路の下アームの各スイッチング素子とコンバータ回路のマイナス側との間に挿入され、モータに流れる各相の電流を検出する３つの電流検出部と、電流検出部の検出電流に基づいてＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路に出力してモータの駆動を制御する制御部とを備え、
制御部は、所定のキャリア周期における各スイッチング素子のオン・オフの組み合わせ期間に対し、キャリア周期での最下点もしくはピーク点を基準として、前記期間における検出電流の取り込み時間がそれぞれ設定され、ＰＷＭ信号の変調率に応じて、前記期間のうちキャリア周期の最下点もしくはピーク点を始点とする最初の期間が所定時間以下になったときには、その期間での検出電流の取り込みを中止して、次の期間以降に設定された時間毎に検出電流を取り込み、最初の期間及び次の期間の両方が所定時間以下になったときには、更に次の期間に設定された時間後に検出電流を取り込み、また、ＰＷＭ信号の変調率により、前記期間のうちキャリア周期の最下点もしくはピーク点を始点とする最初の期間で検出電流の取り込み可能なときには、前記時間をゼロにして、最初の期間で各相の検出電流を取り込むようにしたものである。

本発明においては、電流検出部の検出電流の取り込みタイミングをＰＷＭ信号の変調率に応じて切り替えるようにしたので、リンギングの影響を受けることなく、常にモータの電流を精度よく検出することができる。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置を示す回路図である。
図中に示す整流回路２は、ブリッジ接続された４個のダイオードからなり、交流電源１からの電圧を整流する。平滑コンデンサ３は、整流回路２により整流された電圧を平滑する。整流回路２と平滑コンデンサ３とでコンバータ回路が構成されている。インバータ回路１０は、例えばバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、パワーＭＯＳＦＥＴなどからなる６個のスイッチング素子６ａ〜６ｆと、各スイッチング素子６ａ〜６ｆにそれぞれ並列に逆方向に接続されたダイオード７ａ〜７ｆとを備え、出力端にモータ４が接続されている。

制御部５は、例えばマイコン、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等からなり、モータ４に供給される電圧（相電圧）とモータ４の各相に流れる駆動電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）との位相差が所望の位相差となるようにＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を生成し、ＰＷＭポートからインバータ回路１０の上アームのスイッチング素子６ａ〜６ｃと下アームのスイッチング素子６ｄ〜６ｆとにそれぞれ出力する。電流検出部８ａ〜８ｃは、例えば検出感度が同一の抵抗からなり、下アームのスイッチング素子６ｄ〜６ｆのエミッタあるいはソースと平滑コンデンサ３のマイナス端子側との間にそれぞれ挿入されている。電流検出部８ａ〜８ｃである抵抗の両端に発生する各電圧は、それぞれ増幅回路９ａ〜９ｃによって増幅され、制御部５のＡ／Ｄ１〜３の各ポートに入力されてデジタル値に変換され、電流値として読み込まれる。

次に動作について説明する。
本装置に交流電源１が印加されると、整流回路２が交流電圧を整流し、平滑コンデンサ３が整流された電圧を平滑する。制御部５からインバータ回路１０にＰＷＭ信号が出力されると、上アームと下アームの各スイッチング素子６ａ〜６ｆがＰＷＭ信号の入力に基づいてオン・オフ動作し、平滑コンデンサ３により平滑された直流電圧を制御に応じた電圧・周波数の３相交流に変換し、モータ４を駆動させる。この時、平滑コンデンサ３からインバータ回路１０を介してモータ４の各相に駆動電流が流れ、その駆動電流がスイッチング素子６ａ〜６ｆのオン・オフの組み合わせに応じて電流検出部８ａ〜８ｃに流れる。

ここで、モータを駆動するための空間電圧ベクトル法について図２を用いて説明をする。図２は空間電圧ベクトル法による各スイッチング素子の動作状態と電流検出タイミングの関係を示す図である。
この図に示す（１００）、（１１０）等の数字は、左からＵ相のスイッチング素子６ａ、６ｄ、Ｖ相のスイッチング素子６ｂ、６ｅ、Ｗ相のスイッチング素子６ｃ、６ｆの動作状態を示しており、例えば（１００）の場合、左端の（１…）はＵ相の上アームのスイッチング素子６ａがオン、下アームのスイッチング素子６ｄがオフ、中央の（０）はＶ相の下アームのスイッチング素子６ｅがオン、上アームのスイッチング素子６ｂがオフ、右端の（…０）はＷ相の下アームのスイッチング素子６ｆがオン、上アームのスイッチング素子６ｃがオフしていることを示す。図中のｐ，ｎはそれぞれ上アームと下アームを示しており、例えば、ＵｐはＵ相の上アームのスイッチング素子６ａ、ＵｎはＵ相の下アームのスイッチング素子６ｄのことを示している。ただし、図２では、説明を簡単にするために、スイッチング素子６ａ〜６ｆの上下アーム短絡を防止するデッドタイム（Ｔｄ）は省略している。

図２において、Ｖｋのベクトルが時計回りに回る方向を正とすると、一般的にモータ４をある方向、例えばＣＷの方向に回転させるにはＡ→Ｂ→…→Ｆ→Ａの区間を移動するようにθを増加させてＶｋベクトルを回転させる。例えばＡ区間では、Ｖｋベクトルは（１００）のベクトルと（１１０）のベクトルの合成で生成され、θとｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４の関係は次式の計算により求めることができる。
Ｋ＝Ｖｉｎ/Ｖｄｃ … （１）
ａ１＝ｔ１×２＋ｔ４＝（１−Ｋｓｉｎ（θ＋６０°））・Ｔ …（２）
ａ２＝ｔ２×２＝ＫＴｓｉｎ（６０°―θ） …（３）
ａ３＝ｔ３×２＝ＫＴｓｉｎθ … （４）
ここで、Ｖｉｎはモータ４への印加電圧、Ｖｄｃは母線電圧（直流電圧）、Ｔはキャリア周期、ＫはＰＷＭ信号の変調率である。この変調率Ｋが１．１５５を越えた場合には、ａ１（パルス幅）が負となり、ａ２＋ａ３の和がキャリア周期より大きくなる。この場合は、ａ１＝０とし、ａ２とａ３はａ２とａ３の比を変えずにキャリア周期内に分割して割り当てるものとする。ｔ１、ｔ４期間でのベクトルはゼロベクトルと呼ばれ、ｔ１は下アームのスイッチング素子６ｄ〜６ｆ、ｔ４は上アームのスイッチング素子６ａ〜６ｃがオンしている期間である。

前述した（１００）のベクトルでは、Ｕ相の上アームのスイッチング素子６ａがオン、Ｖ相とＷ相の下アームのスイッチング素子６ｅ、６ｆがそれぞれオンするため、駆動電流は、平滑コンデンサ３のプラス端子側からスイッチング素子６ａを通りモータ４へ流れる。そして、モータ４からの駆動電流はスイッチング素子６ｅ、６ｆに分流し、平滑コンデンサ３のマイナス端子側へ帰る。この時の電流を力行電流という。次に、（１００）の状態から（０００）のゼロベクトルのモードになったときは、上アームのスイッチング素子６ａがオンからオフになり、下アームのスイッチング素子６ｄがオフからオンになり、モータ４の誘導による電流がダイオード７ｄとモータ４との間で後続的に流れる。この時の電流を還流電流という。

次に、図２に示すＡ〜Ｆの各区間で検出される電流を図３を用いて説明する。図３はＡ〜Ｆの各区間において検出可能な駆動電流を各スイッチング素子の動作期間ｔ１〜ｔ３毎に示す図である。なお、モータ４の電流の向きが平滑コンデンサ３のマイナス端子側に流れる方向をプラスとし、マイナス向きの電流は還流電流を示している。
Ａ区間における期間ｔ１では電流検出部８ａ〜８ｃにそれぞれ−Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの駆動電流が流れるため、各電流検出部８ａ〜８ｃの両端に発生する電圧は、増幅回路９ａ〜９ｃにより増幅され、制御部５のＡ／Ｄ１〜３の各ポートに入力されてデジタル値に変換され、電流値として読み込まれる。同様に（１００）のベクトルのモードにおいては、Ｕｐ，Ｖｎ，Ｗｎ相の各スイッチング素子６ａ，６ｅ，６ｆがオンするｔ２期間であるため、Ｉｖ，Ｉｗの駆動電流を検出し、（１１０）のベクトルのモードにおいては、Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｎ相の各スイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｆがオンするｔ３期間であるため、Ｉｗのみの駆動電流を検出する。２相しか電流を検出できない場合は、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係式から残りの相を算出する。なお、図２のベクトル制御におけるＡ区間からＦ区間までの切り替えは角度θにより行う。θ＝０−６０゜の時はＡ区間、６０−１２０゜の時はＢ区間のように、検出電流の結果によりこのθを演算して求めている。

このように、モータ４の駆動電流を電流検出部８ａ〜８ｃおよび増幅回路９ａ〜９ｃを介して制御部５で検出することが可能であるが、増幅回路９ａ〜９ｃにオペアンプを使用している場合スルーレート等の時間遅れｔ５が生じ、また、制御部５においても増幅回路９ａ〜９ｃからの出力信号をＡ／Ｄ１〜３の各ポートで取り込むまでに、ある一定以上の時間ｔ６を要する。ｔ１〜ｔ３の期間でモータ４の駆動電流を検出する際、それぞれの期間は前記のｔ５＋ｔ６以上の時間が必要となる。まず、期間ｔ１における電流検出を考える。（１）（２）式よりモータ４への印加電圧Ｖｉｎが大きくなるとＰＷＭ信号の変調率Ｋが大きくなり、ｔ１の期間は小さくなり、前記ｔ６の時間を下回ると駆動電流の検出が不可能となる。そこで、変調率Ｋがある値以上になったら、ｔ１期間での電流検出からｔ２やｔ３での電流検出へ切り替える。

以上の内容を図４により説明をする。図４は図２のＡ区間における各スイッチング素子のＰＷＭ信号と検出電流の取り込みタイミングの関係を示す図である。
制御部５は、Ａ／Ｄ１〜３の各ポートに入力される増幅回路９ａ〜９ｃからの信号の取り込みタイミングを決定するＡ／Ｄ取り込みタイミング設定タイマー１〜３を設けており、１キャリアの最下点（もしくはピーク点）を基準として、Ａ／Ｄ１のポートにおけるＡ／Ｄ値取り込みタイミング１はｔ７後、Ａ／Ｄ２のポートにおけるＡ／Ｄ値取り込みタイミング２はｔ９後、Ａ／Ｄ３のポートにおけるＡ／Ｄ値取り込みタイミング３はｔ１１後となる。

ｔ７、ｔ９、ｔ１１を０に設定した場合、１キャリアの最下点（もしくはピーク点）にて３つ同時にＡ／Ｄ値取り込みを行うことも可能であり、モータ４の運転状態、母線電圧、変調率ＫなどによりＡ／Ｄ値取り込みを２つもしくは１つに限定することで制御部５での処理を軽減することも可能である。変調率Ｋが高くなりｔ１期間が前記ｔ５＋ｔ６以下になるとｔ１期間でのＡ／Ｄ値取り込みを止め、ｔ２、ｔ３期間で２種の駆動電流の検出に限定し、さらにｔ１、ｔ２期間の両方がｔ５＋ｔ６以下になるとｔ３期間のみでの検出に限定する制御を行う。

図５は変調率Ｋ＝０．５、図６は変調率Ｋ＝１．０、図７は変調率Ｋ＝３．０の時の各区間Ａ〜Ｆにおけるｔ１〜ｔ４の各期間をグラフ化した図である。横軸は位相θ、縦軸は制御部５のタイマーカウント値を示し、キャリア周期の半分を１０００とした時の値である。前記の通りｔ１期間は（０００）に対応し、ｔ４期間は（１１１）に対応し、ｔ２、ｔ３の各期間は位相θによりその他の（）の状態に対応する。前記ｔ５＋ｔ６を仮にタイマーカウント値１００として図５〜図７に記しており、これ以下のカウント値では制御部５は駆動電流を検出できないことを表している。

図５の変調率Ｋ＝０．５の時は、ｔ１期間の（０００）は常にタイマーカウント値１００を越えており、任意の位相θにおいても駆動電流の検出が可能である。一方、（１００）や（１１０）のようなゼロベクトルでない領域では、位相θによってはタイマーカウント値１００を下回って駆動電流の検出ができない領域が発生する。この場合は、Ａ／Ｄ値取り込みタイミング１〜３の時間ｔ７、ｔ９、ｔ１１を０に設定し、（０００）のみで駆動電流の検出を行う。

図６の変調率Ｋ＝１．０の時は、ｔ１期間の（０００）は常にタイマーカウント値１００を下回っており、どの位相θにおいても駆動電流の検出が不可能である。一方、（１００）や（１１０）のようなゼロベクトルでない領域では、ごく限られた位相θではタイマーカウント値１００を下回って駆動電流の検出ができない領域が発生するが、大部分の位相θにおいて駆動電流の検出が可能となる。この場合は、（１００）や（０１０）、（００１）のように２相の駆動電流を検出できる領域で検出を行う。また、ｔ２、ｔ３の両方で検出を行い、ｔ２期間での２相の駆動電流の検出結果をｔ３期間で検出された１相の駆動電流の検出結果と照合し、駆動電流の検出値の精度を上げることも可能である。

図７の変調率Ｋ＝３．０の時は、ｔ１期間の（０００）は常にタイマーカウント値０であり、また（１００）や（１１０）のようなゼロベクトルでない領域でも位相θによってタイマーカウント値０となっており、（１００）や（０１０）、（００１）のように２相の駆動電流を検出できる領域が全体の半分程度に低下してしまう。このように変調率Ｋが比較的高く、２相の駆動電流を検出できる領域が少ない場合は、（１００）や（０１０）、（００１）にて駆動電流を検出できない位相においては（１１０）や（０１１）、（１０１）の領域にて１相のみの駆動電流を検出し、モータ４の制御を行う。また、ｔ１、ｔ２の各期間は、同じ２相の駆動電流を検出できるため、１キャリアの最下点で駆動電流の検出を行うようにし、変調率Ｋが小さい場合はｔ１期間で検出し、変調率Ｋが高くなりｔ１期間で駆動電流を検出することのできない程度まで小さくなった場合は、ｔ２期間で駆動電流を検出することもできるが、ｔ１とｔ２の切り替り時に回路の配線のインダクタンスに起因したリンギングが電流検出部８ａ〜８ｃに発生し、制御部５のＡ／Ｄ値取り込みタイミングにリンギングノイズが発生する。このような場合、正確な駆動電流を検出できなくなるため、前記のように１キャリアの最下点からタイミングをずらして確実にｔ２期間で電流を検出するようにする。

以上のように実施の形態によれば、ＰＷＭ信号の変調率Ｋに応じて駆動電流の検出タイミングを切り替えることにより、リンギングノイズの影響を受けることなく、常に正確な駆動電流を検出することが可能になり安定したモータ制御を行うことができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、ＰＷＭ信号の変調率Ｋに応じて駆動電流の検出タイミングを変えることにより、正確な駆動電流を検出できるようにしたものであるが、実施の形態２では、モータ４の回転周波数により駆動電流の検出タイミングを切り替えるようにしたものである。
図５〜図７における横軸の位相θが０→３６０°まで変化する周期（以下：「ｆ１」とする）とモータ４の回転周波数とは比例の関係にあり、モータ４の回転周波数が大きくなると、ｆ１も大きくなり、位相θが０→３６０°までに要する時間は短くなる。そのため、位相θが０→３６０°まで変化する間に発生するキャリアの個数、すなわち駆動電流の検出回数は少なくなるため、モータ４の回転周波数が大きくなると、モータ４の１回転あたりの駆動電流の検出回数は減少し、駆動電流の検出１回あたりの検出精度が求められるようになる。

そこで、モータ４の回転周波数により駆動電流の検出タイミングを切り替える。例えば図４のＡ区間を例に挙げると、低回転ではｔ１の期間でＵ，Ｖ，Ｗ相の駆動電流を検出し、高回転になるとｔ１期間にてＩｖ，Ｉｗの駆動電流を検出し、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係式からＩｕを算出し、ｔ２期間にてＩｗを検出し、ｔ１、ｔ２期間で検出したＩｗを整合し、駆動電流の検出精度を上げる制御が可能となる。

以上のように実施の形態２によれば、モータ４の回転周波数に応じて駆動電流の検出タイミングを変えることにより、常に正確な駆動電流を検出することが可能になり安定したモータ制御を行うことができる。

本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置を示す回路図である。空間電圧ベクトル法による各スイッチング素子の動作状態と電流検出タイミングの関係を示す図である。Ａ〜Ｆの各区間において検出可能な駆動電流を各スイッチング素子の動作期間ｔ１〜ｔ３毎に示す図である。図２のＡ区間における各スイッチング素子の動作状態と検出電流の取り込みタイミングの関係を示す図である。変調率Ｋ＝０．５の時の各区間Ａ〜Ｆにおけるｔ１〜ｔ４の期間をタイマー表示した図である。変調率Ｋ＝１．０の時の各区間Ａ〜Ｆにおけるｔ１〜ｔ４の期間をタイマー表示した図である。変調率Ｋ＝３．０の時の各区間Ａ〜Ｆにおけるｔ１〜ｔ４の期間をタイマー表示した図である。

符号の説明

１交流電源、２整流回路、３平滑コンデンサ、４モータ、５制御部、
６ａ〜６ｆスイッチング素子、７ａ〜７ｆダイオード、８ａ〜８ｃ電流検出部、
９ａ〜９ｃ増幅回路、１０インバータ回路。

Claims

交流電源の電圧を直流に変換するコンバータ回路と、
複数のスイッチング素子の動作に基づいて前記コンバータ回路の出力電圧を交流電圧に変換し、モータに供給するインバータ回路と、
該インバータ回路の下アームの各スイッチング素子と前記コンバータ回路のマイナス側との間に挿入され、前記モータに流れる各相の電流を検出する３つの電流検出部と、
該電流検出部の検出電流に基づいてＰＷＭ信号を生成し、前記インバータ回路に出力して前記モータの駆動を制御する制御部とを備え、
前記制御部は、所定のキャリア周期における各スイッチング素子のオン・オフの組み合わせ期間に対し、キャリア周期での最下点もしくはピーク点を基準として、前記期間における検出電流の取り込み時間がそれぞれ設定され、ＰＷＭ信号の変調率に応じて、前記期間のうちキャリア周期の最下点もしくはピーク点を始点とする最初の期間が所定時間以下になったときには、その期間での検出電流の取り込みを中止して、次の期間以降に設定された時間毎に検出電流を取り込み、最初の期間及び次の期間の両方が前記所定時間以下になったときには、更に次の期間に設定された時間後に検出電流を取り込み、また、ＰＷＭ信号の変調率により、前記期間のうちキャリア周期の最下点もしくはピーク点を始点とする最初の期間で検出電流の取り込み可能なときには、前記時間をゼロにして、最初の期間で各相の検出電流を取り込むことを特徴とするモータ駆動装置。