JP2015023755A - 三相インバータの電流検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】三相インバータの下アーム側に流れる相電流をより広い期間で検出可能にする。
【解決手段】電流検出部３４は、ＰＷＭ制御される三相インバータ２の各相の下アーム側スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６と直列に接続される電流検出抵抗素子Ｒ１〜Ｒ３の電圧降下に基づいて、各相の電流値を検出する。このとき、電流検出判定部３７は、各相の電流値の総和の絶対値が第一の判定値以下であれば検出した各相の電流値を相電流として採用する。一方、第一の判定値より大きい場合は、下アーム側スイッチング素子がＯＮしない、またはＯＮ時間が短いため精度よく電流検出できない相があると判断して、その相を特定し、電流検出できた相の電流値を用いて電流検出できない相の電流値を補間する。
【選択図】図１

Description

この発明は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御される三相インバータの各相に流れる電流を検出する電流検出装置に関するものである。

ＰＷＭ制御される三相インバータの電流検出のために、従来、各相の下アーム側スイッチング素子と直列に電流検出抵抗素子を接続し、この抵抗素子の電圧降下に基づいて各相に流れる電流を検出する方式があった（例えば、特許文献１参照）。

この方式は構成が簡単で安価であるが、下アーム側スイッチング素子のデューティ比が小さな値（特許文献１では３０％未満）になると、ゲート波形の鈍りなどの影響により十分に下アーム側スイッチング素子がＯＮできなくなる場合があり、その相の電流検出が困難になってしまう。

そのため、所定相の抵抗素子の電圧降下の値からなる第一電流値と、残る二相の抵抗素子の電圧降下の和の反転値である第二電流値とを、下アーム側スイッチング素子のデューティ比により切り替えて選択することで、下アーム側の電流値を検出できない場合に第二電流値を採用して電流の検出精度を改善していた。よく知られているように、三つの相電流の合計は０であるので、上記第二電流値を精度よく検出することができる。

特開２００３−１６４１５９号公報

しかしながら、下アーム側スイッチング素子のデューティ比に基づいて電流検出の可否を判定する場合、スイッチング素子のＯＮ時間から判定することになる。したがって、スイッチング素子の鈍りおよび温度などの諸特性、ならびに電流検出の遅れを考慮して判定値に余裕をもたせる必要があった。結果として電流検出可能と判定される期間が狭まるという課題が残る。

また、下アーム側スイッチング素子のデューティ比が小値になる相が二相以上ある期間では第二電流値を算出できないという課題もあった。スイッチング素子のデッドタイムおよびゲート波形の鈍りがなく、電流検出に要する処理時間が限りなく０に近い状態であっても、三相インバータを制御するＰＷＭ信号の変調率を２００％以上に設定すると、二相同時に下アーム側スイッチング素子がＯＮしなくなるタイミングがあり、このとき二相に流れる電流が検出不能となる。

実際にはスイッチング素子のデッドタイムおよびゲート波形の鈍り、ならびに電流検出の処理時間などがあるため、変調率を２００％より小さく設定した場合にも、二相の電流が検出不能となる期間が発生することがある。この期間については、上記特許文献１では言及されておらず、電流が検出できない状態を放置してしまうと電流のフィードバック制御が破綻し、電流が安定しなくなることがある。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、三相インバータの下アーム側に流れる電流をより広い期間で検出可能にすることを目的とする。

この発明に係る三相インバータの電流検出装置は、電流検出抵抗素子の電圧降下に基づいて検出した各相の電流値の総和の絶対値が判定値以下である場合に当該検出した各相の電流値を採用する電流検出判定部を備えるものである。

この発明によれば、検出した電流値を判定に用いるようにしたので、スイッチング素子の鈍りおよび温度などの諸特性、ならびに電流検出の遅れを考慮した判定値を用いることなく電流検出の可否を判定でき、より広い期間で検出した電流を採用することができる。

この発明の実施の形態１に係る三相インバータの電流検出装置を、三相ブラシレスモータに適用した場合の構成例を示す図である。 実施の形態１のモータ制御部で求める各相の電圧指令波形を示すグラフである。 図２のＰ１点近傍の電圧指令から生成されるゲート電圧波形を示すグラフである。 実施の形態１の電流検出部による動作を示すフローチャートである。 図２のＰ２点近傍の電圧指令から生成されるゲート電圧波形を示すグラフである。 実施の形態１のモータ制御部で求める各相の電圧指令波形を示すグラフ（過変調時）である。 図６のＰ３点近傍の電圧指令から生成されるゲート電圧波形を示すグラフである。

実施の形態１．
図１は、本実施の形態１に係る三相インバータの電流検出装置を、三相ブラシレスモータに適用した場合の構成例を示す。図１に示す三相モータ装置は、三相ブラシレスモータ１、三相インバータ２、およびコントローラ３で構成される。本実施の形態１に係る三相インバータ２の電流検出装置は、コントローラ３の電流検出部３４に相当する。

三相ブラシレスモータ１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に巻線を有する。

三相インバータ２は、並列に還流ダイオードを備えたスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をブリッジ接続した回路と、電流検出抵抗素子Ｒ１〜Ｒ３とで構成される。電流検出抵抗素子Ｒ１〜Ｒ３は、各相の下アーム側スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６と低位の直流電源４との間に直列に接続される。三相インバータ２から出力される三相交流電圧は、三相ブラシレスモータ１の各相の巻線に印加される。

コントローラ３は、マイクロコンピュータ３０（または、ＤＳＰ；Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒなど）を内蔵して、モータ制御部３１と電流検出部３４を構成している。
モータ制御部３１のフィードバック制御部３２は、三相ブラシレスモータ１に装着された位置センサ（不図示）から入力される回転角信号と、電流検出部３４から入力される電流信号と、外部から入力されるかコントローラ３内部で設定するトルク指令信号および磁束指令信号とに基づき、フィードバック制御を行い、各相の駆動電流が所望の電流になるよう三相インバータ２の上アーム側スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５と下アーム側スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６をＰＷＭ制御する。

フィードバック制御部３２から駆動回路３３へは、Ｕ相の上アーム側スイッチング素子ＳＷ１をＰＷＭ制御するＰＷＭ＿ＵＰ信号、Ｕ相の下アーム側スイッチング素子ＳＷ２をＰＷＭ制御するＰＷＭ＿ＵＮ信号、Ｖ相の上アーム側スイッチング素子ＳＷ３をＰＷＭ制御するＰＷＭ＿ＶＰ信号、Ｖ相の下アーム側スイッチング素子ＳＷ４をＰＷＭ制御するＰＷＭ＿ＶＮ信号、Ｗ相の上アーム側スイッチング素子ＳＷ５をＰＷＭ制御するＰＷＭ＿ＷＰ信号、Ｗ相の下アーム側スイッチング素子ＳＷ６をＰＷＭ制御するＰＷＭ＿ＷＮ信号を出力し、駆動回路３３がＵ相の上アーム側スイッチング素子ＳＷ１に印加するゲート電圧ＵＰ、Ｕ相の下アーム側スイッチング素子ＳＷ２に印加するゲート電圧ＵＮ、Ｖ相の上アーム側スイッチング素子ＳＷ３に印加するゲート電圧ＶＰ、Ｖ相の下アーム側スイッチング素子ＳＷ４に印加するゲート電圧ＶＮ、Ｗ相の上アーム側スイッチング素子ＳＷ５に印加するゲート電圧ＷＰ、Ｗ相の下アーム側スイッチング素子ＳＷ６に印加するゲート電圧ＷＮを出力する。
なお、三相インバータ２の各構成および制御方式自体はすでに周知であるため、詳細な説明は省略する。

電流検出部３４では、電流検出抵抗素子Ｒ１〜Ｒ３それぞれの両端に発生する電圧をアナログ電流検出回路３５により検出し、検出したアナログ値（Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流）をマイクロコンピュータ３０のＡ／Ｄ変換器３６によりデジタル値（Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流）に変換する。電流検出判定部３７は、検出できた相の電流値に基づいて検出できなかった相の電流値を補間し、三相の電流信号としてモータ制御部３１へ出力する。

次に、電流検出部３４による相電流の検出方法を説明する。
Ａ／Ｄ変換器３６は、電流制御の演算周期と同じか、もしくはそれよりも短い周期の所定のタイミングで、アナログ電流検出回路３５から出力されるアナログ電流値をＡ／Ｄ変換して各相のデジタル電流値をサンプリングする。Ａ／Ｄ変換器３６の電流取得タイミングはマイクロコンピュータ３０が管理する。

ここで、モータ制御部３１で求める各相の電圧指令波形を図２に示し、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６に印加するゲート電圧波形の例を図３に示す。この図３は、図２に示したＰ１点近傍における各相の電圧指令と搬送波に基づいて生成されるゲート電圧ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮおよび電流取得タイミングを示す波形である。
この実施の形態１では、コントローラ３が５ｋＨｚのキャリア周波数でＰＷＭ制御を行っており、ＰＷＭ周期は２００μｓｅｃになる。各相の電流は、搬送波である三角波の負の頂点でサンプリングされる。スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、ゲート電圧がＨｉｇｈでＯＮし、ＬｏｗでＯＦＦする。また、この例では上アーム側スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５と下アーム側スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６の貫通電流を防止するためデッドタイムを１０μｓｅｃ設けている。デッドタイムは、上アーム側スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５のＯＮ／ＯＦＦの切り換わりのタイミングを基準にして設定されている。

図４は、電流検出部３４の動作を示すフローチャートである。
先ずは、各相の電流を正確に検出できたか否か（以下、電流検出の可否と称す）の判定方法を説明する。
電流取得タイミングになると、Ａ／Ｄ変換器３６が、各相の電流検出抵抗素子Ｒ１〜Ｒ３の電圧降下をデジタル電流値としてサンプリングし（ステップＳＴ１）、電流検出判定部３７が三相のデジタル電流値の総和の絶対値を算出する（ステップＳＴ２）。続いて電流検出判定部３７は、三相デジタル電流値の総和の絶対値が第一の判定値以下かどうか調べる（ステップＳＴ３）。第一の判定値以下になる場合は（ステップＳＴ３“ＹＥＳ”）、各相の電流を正しく検出できたと判断して、三相のデジタル電流値をフィードバック制御に用いる電流値として採用し、フィードバック制御部３２へ出力する（ステップＳＴ４）。

ここで、第一の判定値は、三相に流れる電流の総和とする。このようにすることで、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の鈍りおよび温度などの諸特性、ならびに電流検出の遅れを考慮した判定値を用いることなく電流検出の可否を判定することができるので、より広い期間においてサンプリングした電流を用いることができる。

さらに、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のスイッチングノイズ、電流検出抵抗素子Ｒ１〜Ｒ３、アナログ電流検出回路３５、Ａ／Ｄ変換器３６などの電流検出に関わる誤差を考慮して、三相に流れる電流の総和にこれら電流検出の誤差を加味した判定値を設定してもよい。総和＝０なので、第一の判定値は実質的に各相の電流値を検出する際に生じる誤差以上の値となる。このようにすることで、電流検出のばらつきおよび誤差による誤判定を防止することができ、より確実に電流検出の可否を判定できる。

次に、三相のデジタル電流値の総和が第一の判定値より大きい場合を説明する。
三相のデジタル電流値の総和の絶対値が第一の判定値より大きく、電流を正確に検出できなかった相があると判定した場合（ステップＳＴ３“ＮＯ”）、電流検出判定部３７は、第二の判定値を用いて電流検出不能の相を調べる（ステップＳＴ５）。

本実施の形態１では、上アーム側スイッチング素子のデューティ比に第二の判定値を設けている。上アーム側スイッチング素子のデューティ比が大値になると、反対に下アーム側スイッチング素子のデューティ比が小値になり、デッドタイムおよびゲート電圧波形の鈍りなどにより下アーム側スイッチング素子がＯＮしない場合があり、その場合にはその相の電流検出が不能となる。

ステップＳＴ５にて電流検出判定部３７が、各相の上アーム側スイッチング素子のデューティ比が第二の判定値より大きいかどうか調べ、第二の判定値より大きい場合はこの相の下アーム側スイッチング素子のＯＮ時間が電流を正しく検出できる所定時間より短いと判断して、この相の電流検出を不可と判定する。このようにすることで、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれの相の電流検出が不能となるか判定できる。

なお、第二の判定値は、電流を正しく検出できる下アーム側スイッチング素子のＯＮ時間に基づいて設定した上アーム側スイッチング素子のデューティ比とする。さらにスイッチング素子のデッドタイム、ゲート電圧波形の鈍り、電流検出に要する処理時間などを考慮して、第二の判定値を設定してもよい。

次に、電流検出ができない相の電流値を補間する方法を説明する。
ステップＳＴ５にて電流検出判定部３７がＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうちのいずれか一相の電流が検出不能と判定した場合、ステップＳＴ６において、検出不能な相の電流値を推定する。例えば下式（１）のように、検出できた二相のデジタル電流値の和の反転値を、検出不能な一相の電流値として用いる。このように、三相に流れる電流の総和＝０という関係を用い、一相のみ電流検出できない場合に残り二相の電流を用いて精度よく補間することができる。

Ｉｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ） （１）
ここで、Ｉｕ，Ｉｗは検出できたＵ相とＷ相のデジタル電流値であり、Ｉｖは電流検出が不能なＶ相の補間電流値である。

図２に示すような電圧指令波形の場合でも、スイッチング素子のデッドタイムおよびゲート電圧波形の鈍り等の諸条件により、いずれか一相の電流が検出不能となる期間が発生することがある。
図５は、図２に示したＰ２点近傍における各相の電圧指令と搬送波に基づいて生成されるゲート電圧ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮおよび電流取得タイミングを示す波形である。図５の電流取得タイミングでは、ゲート電圧ＶＮがＨｉｇｈにならないので、Ｖ相の下アーム側スイッチング素子ＳＷ４がＯＮしない。このとき、電流検出判定部３７は、Ｖ相の電流検出が不能になると判定して、Ｕ相およびＷ相のデジタル電流値の和の反転値をＶ相の電流値として採用する。

他方、モータ制御部３１で求める各相の電圧指令が過変調などにより、図６に示す波形となる場合、いずれか二相の電流が検出不能となる期間（Ｐ３点近傍）が発生することがある。図７は、図６に示したＰ３点近傍における各相の電圧指令と搬送波に基づいて生成されるゲート電圧ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮおよび電流取得タイミングを示す波形である。図７の電流取得タイミングでは、ゲート電圧ＵＮ，ＶＮがＨｉｇｈにならないので、Ｕ相とＶ相の下アーム側スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４がＯＮしない。このとき、電流検出判定部３７では、Ｕ相とＶ相の電流検出が不能になると判定する。

次に、電流検出ができない相が二相ある場合の、電流値の補間方法を説明する。
ステップＳＴ５にて電流検出判定部３７がＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうちのいずれか二相の電流が検出不能と判定した場合、ステップＳＴ７において、検出できた一相のデジタル電流値の反転値を所定の割合で分配し、検出不能な二相の電流値として用いる。所定の割合としては、例えば下式（２）のように検出できた一相のデジタル電流値の反転値を均等に分配する。このようにすることで、電流が一相しか検出できない場合においても三相に流れる電流の総和＝０という関係性を崩さないように電流値を補間することができる。これにより、実際に流れている電流と補間した電流値に誤差は生じたとしても、電流のフィードバック制御を破綻させることなく制御することができる。

Ｉｕ＝−（Ｉｗ／２） （２）
Ｉｖ＝−（Ｉｗ／２）
ここで、Ｉｗは検出できたＷ相のデジタル電流値であり、Ｉｕ，Ｉｖは電流検出が不能なＵ相とＶ相の補間電流値である。

なお、上記説明では、検出できた一相のデジタル電流値の反転値を検出不能な二相に均等に分配したが、検出不能な二相のスイッチング素子のＯＮ時間に応じた割合で分配してもよい。

また、電流検出判定部３７において、三相とも電流が検出不能となる場合は電流検出異常と判定し、三相インバータ２を停止することで、特別な装置を付加することなく容易に電流検出異常による三相インバータ２および三相ブラシレスモータ１の保護を行うこともできる。

以上より、実施の形態１によれば、ＰＷＭ制御される三相インバータ２の各相の下アーム側スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６と直列に接続される電流検出抵抗素子Ｒ１〜Ｒ３の電圧降下に基づいて各相の電流値を検出する電流検出部３４において、電流検出判定部３７は、電流検出抵抗素子Ｒ１〜Ｒ３の電圧降下に基づいて検出した各相の電流値の総和の絶対値が第一の判定値以下である場合、当該検出した各相の電流値を採用する構成にした。このため、検出した電流値を判定に用いるようにしたので、スイッチング素子の鈍りおよび温度などの諸特性、ならびに電流検出の遅れを考慮した従来のような判定値を用いることなく電流検出の可否を判定でき、より広い期間で検出した電流を相電流として採用することができる。

また、実施の形態１によれば、第一の判定値は、各相の電流値を検出する際に生じる誤差以上の値に設定したので、より確実に電流検出の可否を判定でき、電流検出精度が向上する。
なお、各相の電流値を検出する際に生じる誤差としては、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のスイッチングノイズに起因した誤差、電流検出抵抗素子Ｒ１〜Ｒ３の誤差、アナログ電流検出回路３５の誤差、Ａ／Ｄ変換器３６の誤差などがある。

また、実施の形態１によれば、電流検出判定部３７は、所定の時間に基づいて設定された上アーム側のデューティ比を第二の判定値に用いて、上アーム側スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５のデューティ比が第二の判定値より大きい相を電流検出が不能な相を特定するようにしたので、下アーム側スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６がＯＮしない、またはＯＮ時間が短く精度よく電流検出できない相を特定できる。
あるいは、所定の時間を直接第二の判定値として用いて、下アーム側スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６のＯＮ時間が所定の時間より短い相を電流検出が不能な相に特定してもよい。
なお、所定の時間は、下アームに流れる電流を正しく検出できる程度に長い下アーム側スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６のＯＮ時間であり、スイッチング素子のデッドタイム、ゲート電圧波形の鈍り、電流検出に要する処理時間（例えば、Ａ／Ｄ変換器３６のサンプルホールド）などを考慮して決定する。

また、実施の形態１によれば、電流検出判定部３７は、各相の電流値の総和の絶対値が第一の判定値より大きい場合に電流検出が不能な相を特定し、当該電流検出が不能な相が二相ある場合、電流検出が可能な残り一相の電流値の反転値を所定の割合で分配して当該電流検出が不能な二相の電流値として採用する構成にした。このため、下アーム側の電流を一相検出できれば電流のフィードバック制御を破綻させることなく制御できる。

また、実施の形態１によれば、電流検出判定部３７は、各相の電流値の総和の絶対値が第一の判定値より大きい場合に電流検出が不能な相を特定し、当該電流検出が不能な相が一相ある場合、電流検出が可能な残り二相の電流値の和の反転値を当該電流検出が不能な一相の電流値として採用する構成にした。このため、下アーム側の電流を二相検出できれば、三相の電流値の総和＝０の関係性に基づいて、電流検出が不能な相の電流値を精度よく補間できる。

なお、各相の電流値の総和の絶対値が第一の判定値より大きく、電流検出不能な相がある場合、電流検出判定部３７が下アーム側スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６のうちのＯＮ時間が最小になる一相を特定し、この一相の電流検出が不能であるとみなして、残り二相の電流値の和の反転値を当該一相の電流値として採用する構成にしてもよい。この構成の場合にも、三相の電流値の総和＝０の関係性に基づいて、電流のフィードバック制御を破綻させることなく制御できる。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。

１ 三相ブラシレスモータ、２ 三相インバータ、３ コントローラ、４ 直流電源、３０ マイクロコンピュータ、３１ モータ制御部、３２ フィードバック制御部、３３ 駆動回路、３４ 電流検出部、３５ アナログ電流検出回路、３６ Ａ／Ｄ変換器、３７ 電流検出判定部、Ｒ１〜Ｒ３ 電流検出抵抗素子、ＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５ 上アーム側スイッチング素子、ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６ 下アーム側スイッチング素子。

Claims (7)

1. ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御される三相インバータの各相の下アーム側スイッチング素子と直列に接続される電流検出抵抗素子の電圧降下に基づいて前記各相の電流値を検出する三相インバータの電流検出装置において、
   前記電流検出抵抗素子の電圧降下に基づいて検出した前記各相の電流値の総和の絶対値が判定値以下である場合、当該検出した前記各相の電流値を採用する電流検出判定部を備えることを特徴とする三相インバータの電流検出装置。
2. 前記判定値は、前記各相の電流値を検出する際に生じる誤差以上の値に設定されていることを特徴とする請求項１記載の三相インバータの電流検出装置。
3. 前記電流検出判定部は、前記各相の電流値の総和の絶対値が前記判定値より大きい場合に電流検出が不能な相を特定し、当該電流検出が不能な相が二相ある場合、電流検出が可能な残り一相の電流値の反転値を所定の割合で分配して当該電流検出が不能な二相の電流値として採用することを特徴とする請求項１または請求項２記載の三相インバータの電流検出装置。
4. 前記電流検出判定部は、前記各相の電流値の総和の絶対値が前記判定値より大きい場合に一相または二相の電流検出が不能と判断し、前記下アーム側スイッチング素子のＯＮ時間が所定の時間より短い一相または二相を当該電流検出が不能な相に特定することを特徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれか１項記載の三相インバータの電流検出装置。
5. 前記電流検出判定部は、電流検出が不能な相が二相ある場合、電流検出が可能な残り一相の電流値の反転値を均等に分配するか、あるいは当該電流検出が不能な二相の下アーム側スイッチング素子のＯＮ時間の比に応じて分配して、当該電流検出が不能な二相の電流値として採用することを特徴とする請求項３記載の三相インバータの電流検出装置。
6. 前記電流検出判定部は、前記各相の電流値の総和の絶対値が前記判定値より大きい場合に電流検出が不能な相を特定し、当該電流検出が不能な相が一相ある場合、電流検出が可能な残り二相の電流値の和の反転値を当該電流検出が不能な一相の電流値として採用することを特徴とする請求項１から請求項５のうちのいずれか１項記載の三相インバータの電流検出装置。
7. 前記電流検出判定部は、前記各相の電流値の総和の絶対値が前記判定値より大きい場合、前記下アーム側スイッチング素子のＯＮ時間が最小になる一相を電流検出が不能な相のうちの一つとみなして、残り二相の電流値の和の反転値を当該電流検出が不能とみなした一相の電流値として採用することを特徴とする請求項１または請求項２記載の三相インバータの電流検出装置。

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