JP2020524971A - Ｐｗｍ制御方式のインバータによって給電される回転多相電気機器の相電流を決定する方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、ＰＷＭ制御方式のインバータによって給電される回転多相電気機器の相電流（ｉａ，ｉｂ，ｉｃ）を決定する方法に関する。この場合、少なくとも１つの特定のＰＷＭ周期で印加される注入電圧が決定される。さらに、相電流ベクトルについて評価方向が決定され、評価方向に応じて、個々の相電流（ｉａ，ｉｂ，ｉｃ）について電流測定の分布が決定される。次に、相電流（ｉａ，ｉｂ，ｉｃ）が、あらかじめ決定された電流測定の分布の関数として決定される。

Description

本発明は、ＰＷＭ制御方式のインバータによって給電される回転多相電気機器の相電流を決定する方法に関する。

このような方法は、例えば、Ｐ．Ｌａｎｄｓｍａｎｎ等による科学論文［“Ｓｉｌｅｎｔ ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ ｆｏｒ ｓｌａｉｅｎｃｙ ｂａｓｅｄ ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ ｃｏｎｔｒｏｌ ｂｙ ｍｅａｎｓ ｏｆ ｃｕｒｒｅｎｔ ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ”，Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ （ＩＣＩＴ），２０１３ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，３９８〜４０３ページ］に開示されている。この論文には、電気機器の相電流を決定することによって位置センサを使用せずに電気機器のロータ位置を決定しようと試みるセンサレス制御が示されている。この場合、少ない回転速度で、機械の磁気異方性によってロータ位置を決定する、いわゆる「異方性に基づいた方法が用いられる。

高度に動的な駆動の場合には、電気機器の調整可能な相電圧を生成するために、パルス幅変調（ＰＷＭ）を用いたインバータが一般に使用される。インバータの制御信号は、制御によって決定された印加されるべき電圧ベクトルをＰＷＭデューティサイクルに換算する空間ベクトル変調を用いて計算される。例えばＳ．Ｋｉｍによる科学論文［ＰＷＭ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｉｎｇａｌ Ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ Ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ Ｍｅｔｈｏｄ ｉｎ ＩＰＭＳＭ， ２０１２， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ］に開示されている異方性に基づいた一般的な方法では、電圧ポインタの意図的な変更によって、位置に依存した電流変化が生成され、この電流変化は電流測定によって適切な時点で検出される。この場合、操作量を調整するために必要な電圧には、例えば高周波電圧が重畳される。高周波電圧によって生成される高周波の電流変化は、対応するロータ位置情報を含む。

使用される電流センサおよびＰＷＭ制御に応じて、ＰＷＭ周期当たりの相電流は、ＰＷＭ同期方式でインバータの一方または両方の受動的な切換状態で検出することができる。相電流は、２つの受動的な切換状態のうちの一方でしか測定することができず、これは、例えば、インバータの下側経路におけるシャント測定の場合であり、できるだけ多くの電流測定を実施できるようにするために、この受動的な切換状態を時間的に最大限に利用することが有意義である。これに対して、相電流を両方の受動的な切換状態で測定できる場合には、両方の受動的な切換状態も同じ長さの時間にわたって設定することが望ましい。

個々の相電流をオーバーサンプリングすることによって、例えばＰ．Ｌａｎｄｓｍａｎｎによる科学論文に示されているように、妨害の影響を低減することができ、相電流の信号対雑音比を対応して改善することができる。この場合、オーバーサンプリングとは、相電流がインバータの受動的な切換状態で連続して数回測定され、次いで、測定された電流値の平均がとられ、それぞれの相電流について最終値が得られることであると理解されるべきである。

次いで、決定された相電流は、例えば、固定されたロータ磁束または注入電圧を基準にした座標系として設計してもよい２次元置換システムに変換することができる。これに続いて、基本波電流から高周波電流成分を分離するために、復調処理を行うことができる。これに続いて、例えば、高周波電流成分に依存してロータ位置を決定することができる。

本発明は、ＰＷＭ制御方式のインバータによって給電される回転多相電気機器の相電流を決定する方法に関する。電気機器は、例えば、永久励磁同期機械であってもよい。この方法は、
ａ．制御器サンプリング周期中のある時点における注入電圧を決定するステップであって、この時点の後の少なくとも１つのＰＷＭ周期に電気機器を制御するために注入電圧を印加するステップと、
ｂ．ステップａで決定された注入電圧および／または電気機器の動作点および／または相電流ベクトルの温度依存性の関数として電気機器の相電流ベクトルの評価方向を決定するステップと、
ｃ．少なくとも１つのＰＷＭ周期内にインバータの少なくとも１つの受動的な切換状態で実施することが望ましい電流測定の数を電気機器のそれぞれの相電流について決定するステップと、
ｄ．ステップｃで決定した電流測定のそれぞれの数の関数として、電気機器内の少なくとも１つのＰＷＭ周期に流れる相電流を決定するステップと、
を含む。

この場合、相電流は、通常、異なる情報内容を有することが有利である。この情報内容は、２次元座標系において方向に依存するものとみなされるべきである。情報内容は、注入電圧によって引き起こされる高周波電流変化に含まれ、この変化に依存して、例えば、電気機器のロータ位置を推論することができる。この場合、相電流ベクトルは、例えばロータ位置エラーと相関している。

電流測定の分布を決定する場合に評価方向が含まれるように個々の相電流について電流測定の数を決定することによって、最大の情報内容を有する相電流を最も頻繁に測定することができる。これにより、この相電流については信号対雑音比が改善され、したがって、この相電流に含まれる情報をより少ないエラーにより決定することができる。

評価の方向は、最大の情報内容を有する相電流の方向と一致するように決定される。これは、例えば、高周波電流変化が最も大きい方向の相電流である。

電気機器の飽和状態を決定することによって磁石温度を決定する方法においても、相電流ベクトルが最大の温度依存性を有する評価方向を選択することによって信号対雑音比を改善することができる。

この場合、制御器サンプリング周期は、電気機器に印加されるべき注入電圧を決定する役割を果たす２つの制御器サンプリングステップ間の所要時間として理解されるべきである。

注入電圧は制御器を用いて決定される。この場合、電気機器を制御するための制御器によって、対応する基本波電流を生成する電圧があらかじめ設定され、この電圧と、付加的な高周波電圧とから注入電圧が構成される。この場合、基本波電流は、例えば、所定の回転速度または所定のトルクによって機械の所望の動作を保証する。高周波電圧によって、例えば、位置に依存した電流変化を達成することもでき、例えば、この電流変化から電気機器のロータ位置について推論することが可能である。

基本波電流を調整するために使用される電流制御は、ロータ位置推定もしくは温度推定よりもノイズに敏感ではないので、相電流毎の電流測定の数の調整によってもたらされるこの電流制御の劣悪化は無視できるほど小さい。このような異方性に基づいた方法では、改善された信号対雑音比により雑音発生が一層少なくなる。

それぞれの相電流についての電流測定値の数の決定は、あらかじめ決定された評価方向の関数として、例えば、一般的なクラーク変換を用いて行われる。これは、最大の情報内容を有する相電流については最大数の電流測定が決定されることを意味する。

この場合、電流測定とは、それぞれ１つの相電流が少なくとも１つの電流センサによってそれぞれ検出され、この電流センサがそれぞれの相電流の電流値を得るために少なくとも１つのアナログ−デジタル変換器（ＡＤ変換器）によってサンプリングされることとして理解される。通常、全てのＡＤ変換器が全ての電流センサをサンプリングできると仮定することができる。

インバータの受動的な切換状態は、インバータの全てのハイサイドトランジスタまたはインバータの全てのローサイドトランジスタが導通している状態として理解されるべきである。

本発明による方法の一実施形態では、ステップｃでそれぞれの相電流について決定される電流測定の数は、合計して全ての相電流についてインバータの少なくとも１つの受動的な切換状態における電流測定の最大可能数に対応する。

この場合、対応する相電流の信号対雑音比をさらに最適化するために、可能な電流測定のための期間が最大限に利用されることが有利である。

少なくとも１つの受動的な切換状態における電流測定の最大可能数は、とりわけ、受動的な切換状態自体の所要時間に依存するが、ＡＤ変換器のサンプリング速度の所要時間およびＡＤ変換器のデッドタイムにも依存する。

本発明による方法の実施形態によれば、ステップｄで、少なくとも１つの相電流が複数のＡＤ変換器によって決定される。

この場合、１つのＡＤ変換器のみを用いた場合よりも合計でより多くの電流測定を実施することができ、これにより、それぞれの相電流の信号対雑音比をさらに改善することができることが有利である。

本発明による方法の一実施形態によれば、少なくとも１つの相電流が、複数のＡＤ変換器によって、少なくとも１つの相電流を時間的に互いにずらしてサンプリングすることによって決定される。

この場合、電流測定時に存在する場合のある妨害が２重に検出されないことが利点である。

時間的にずらされているとは、複数のＡＤ変換器によってそれぞれの相電流を検出するための時間が同一でないことと理解される。それぞれのＡＤ変換器の変換時間の一部分だけサンプリング時点がずらされていれば十分である。

本発明による方法の実施形態によれば、ステップｄで、電流測定は少なくとも１つの受動的な切換状態の中央で行われる。

この場合、少なくとも１つの受動的な切換状態の中央とは、電流測定の測定時点が受動的な切換状態の時間的な中央の周辺で実施されることと理解されるべきである。

この場合、平均的な測定時点が受動的な切換状態の中央にあり、したがってＰＷＭの開始時もしくは中央のＰＷＭ制御時にＰＷＭの中央にある場合には、測定された相電流に対するＰＷＭ制御の影響を無視することができることが有利である。

本発明による方法の一実施形態では、ステップｄで、それぞれの相電流の電流測定が互いに鏡面対称的に行われる。

この場合、相電流が、受動的な切換状態においてほぼ線形に降下すると仮定すると有利である。この場合、それぞれの相電流の鏡面対称的なサンプリングと、これに続くサンプリングされた電流値の平均化とによって中央の測定時点を流れる全ての相について相電流を決定することができる。

鏡面対称的とは、例えば、第１および第２の相電流が測定されることが望ましい場合に、最初に第１の相電流が１回測定され、次に第２の相電流が１回測定され、これに続いてもう一度第１の相電流が測定されることと理解される。

本発明による方法の一実施形態によれば、ステップｃで、方向に関して評価方向から最も逸脱する相電流については電流測定の数としてゼロが決定され、この相電流はステップｄで、第一のキルヒホッフの法則を用いて他の相電流の関数として決定される。

この場合、方向に関して評価方向から最も逸脱する相電流が最も少ない情報内容を有することも有利である。この場合、この相電流は全く測定されず、他の相電流から計算される。したがって、より情報がリッチな残りの相電流ついてより多くの電流測定を行うことができ、これにより、これらの相電流に対する信号対雑音比をさらに改善することができる。方向に関して評価方向から最も逸脱する相電流は、この相電流では、評価方向を指す単位ベクトルと相電流方向を指す単位ベクトルとの内積の大きさが最小であることよって定義される。このことは、相電流の方向を「軸」とみなすことができ、したがって、相電流の反対方向、すなわち、方向に関連していわば相電流の負の値を常に考慮する必要があることを明らかにする。

本発明による方法の一実施形態によれば、ステップｄの後にステップｅおよびステップｆが行われ、ステップｅでは、ステップｃで決定されたそれぞれの相電流についての電流測定の数に応じて、および／またはステップｂで決定された評価方向に応じて、クラーク変換が行われ、ステップｆでは、評価方向の相電流ベクトルが、クラーク変換およびステップｄで決定された電流測定の数がゼロよりも大きい相電流の関数として決定される。

この場合、電流測定の数がゼロである相電流が計算に使用されないので、電流成分が評価方向に特に効率的に計算されることが有利である。

さらに本発明は電気機器に関し、電気機器は、回転および多相式に構成されており、ＰＷＭ制御方式のインバータによって給電される。電気機器は、本発明による方法を実施するように設定されている。

ＰＷＭ制御方式のインバータによって給電される回転多相電気機器の相電流を決定するための本発明による方法の例示的な実施形態を示す。 図１に示した方法およびＡＤ変換器によってそれぞれの相電流の電流測定が行われる時点のための例示的な相電流−時間線図を示す。 本発明による方法を実施するように構成された多相電気機器の例示的な実施形態を示す。

図１は、本発明による方法の第一の例示的な実施形態を示す。

この方法によって、ＰＷＭ制御方式のインバータによって給電される三相回転電気機器の相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃが決定される。決定された相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃに基づいて、例えば、電気機器のロータ位置を推定することができる。

最初に、ステップａにおいて、制御器サンプリング周期中のある時点で注入電圧が決定され、注入電圧は、この時点の後の少なくとも１つのＰＷＭ周期に電気機器を制御するために印加される。注入電圧は制御器によって決定される。注入電圧は、対応する基本波電流を生成する電気機器を制御するための制御器によってあらかじめ設定された電圧と、付加的な高周波電圧とから構成される。基本波電流は、例えば、所定の回転速度または所定のトルクによって機械の所望の動作を保証する。さらに高周波電圧によって、例えば、位置に依存した電流変化を達成することができ、例えば、この電流変化から電気機器のロータ位置について推論することができる。

ステップｂでは、ステップａで決定された注入電圧に応じて評価方向を決定することができる。評価の方向は、この場合、例えば、操作量を調整するために必要な電圧に加えて供給される高周波の電圧注入の方向に基づいている。これは、高周波電圧によって生成される高周波の電流変化が、対応するロータ位置情報を含み、電流変化の方向が、高周波の電圧注入の方向に相関することに基づいている。例えば、全てのロータ位置情報が相電流ｉ_ａに含まれていると仮定した場合、相電流ｉ_ａの方向が相電流ベクトルのための評価方向として決定される。

ステップｂの後、ステップｃでは、少なくとも１つのＰＷＭ周期内にインバータの少なくとも１つの受動的な切換状態において、三相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃのそれぞれについていくつの電流測定を実施することが望ましいかを決定する。これは、ステップｂで決定された評価の方向に応じて決定される。ステップｂにおいて、評価方向は、例えば、相電流ｉ_ａの方向に決定されたので、相電流ｉ_ａのための電流測定の数は、相電流ｉ_ａのための信号対雑音比を最適化するために最大化される。さらに、相電流ｉ_ｂには、電流測定の数として１しか割り当てることができず、相電流ｉ_ｃには、電流測定の数としてゼロを割り当てることさえもできる。電流測定の最大数は、例えば、ＡＤ変換器のサンプリング時間およびＡＤ変換器のデッドタイムに依存する。全体とし受動的な切換状態につき限られた数の電流測定のみを行うことができ、次いで、この数を個々の相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃに適宜に分配することができる。

次に、ステップｄで相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃが決定され、この決定は、ステップｃで決定された電流測定のそれぞれの数に依存して行われる。相電流ｉ_ｂの１回の電流測定は、相電流ベクトルを一義的に決定できるために必要である。既に述べたように、この場合、相電流ｉ_ｃは、相電流ｉ_ａおよび相電流ｉ_ｂから第一のキルヒホッフの法則を用いて次のように求めることができるので、相電流ｉ_ｃのための電流測定は不要である。

随意に、ステップｄの後にさらにステップｅおよびステップｆを行うこともできる。この場合、ステップｅでは、それぞれの相電流についてステップｃで決定された電流測定の数に応じて、またはステップｂで決定された評価の方向に応じて、クラーク変換が決定される。次に、ステップｆにおいて、評価方向の相電流ベクトルが、ステップｆで決定されたクラーク変換と、ステップｄで決定された、電流測定の数がゼロよりも大きい相電流とに依存して決定される。したがって、この例では、評価に使用されるクラーク変換は、相電流ｉ_ａおよびｉ_ｂにのみ依存している。

図２は、図１に示した方法と、ＡＤ変換器によってそれぞれの相電流の電流測定を行う時点とを示すのための例示的な相電流−時間の線図を示す。時間ｔにわたる相電流ｉ_ａおよびｉ_ｂの波形が示されている。ＰＷＭ周期１０の所要時間も示されており、ＰＷＭ周期１０は、ＰＷＭスタート１１およびＰＷＭ中央１２を有する。さらに、第１のＡＤ変換器ＡＤ１および第２のＡＤ変換器ＡＤ２のサンプリング特性が示されており、第１のＡＤ変換器ＡＤ１および第２のＡＤ変換器ＡＤ２は、必要に応じて、電流センサを介してそれぞれ全ての相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂおよびｉ_ｃをサンプリングすることができる。この場合、電流測定は、ＰＷＭスタート１１およびＰＷＭ中央１２の周辺の両方で行う。

図１に示すように、相電流ｉ_ａは最大の情報内容を有するので、一般に最大の頻度で測定することが望ましい。このような理由で、ＡＤ変換器ＡＤ１を用いてＰＷＭスタート１１の周辺では相電流ｉ_ａは２重にサンプリングされ、相電流ｉ_ｂは１回だけサンプリングされ、これにより電流値ｉ_ａ（０），ｉ_ｂ（０），ｉ_ａ（１）がもたらされる。これに対して、第２のＡＤ変換器ＡＤ２によって位相電流ｉ_ａのみがＰＷＭスタート１１の周辺で測定され、対応して電流値ｉ_ａ（２），ｉ_ａ（３）およびｉ_ａ（４）がもたらされる。

相電流ｉ_ａおよびｉ_ｂは、第１のＡＤ変換器ＡＤ１によって互いに鏡面対称的にサンプリングされることに留意されたい。したがって、相電流ｉ_ａの２回の測定は、一般に相電流ｉ_ｂの測定を構成する。さらに、ＡＤ変換器ＡＤ１およびＡＤ２は、互いにわずかにずれてサンプリングする。

ＡＤ変換器ＡＤ１およびＡＤ２による電流測定の分配および実施は、後続のＰＷＭ周期のＰＷＭ中央１２の周辺、およびＰＷＭのスタートの周辺で繰り返される。

相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃを最終的に決定するために、相電流ｉａについて検出された電流値ｉ_ａ（０），ｉ_ａ（１），ｉ_ａ（２），ｉ_ａ（３）、およびｉ_ａ（４）の平均値がとられる。さらに、相電流ｉ_ｂについては、検出された電流値ｉ_ｂ（０）が用いられ、平均した相電流ｉ_ａと相電流ｉ_ｂとから第一のキルヒホッフの法則を用いて相電流ｉ_ｃが計算される。

図３は、本発明による方法を実施するように構成された多相電気機器（１００）の例示的な実施形態を示す。

この場合、電気機器１００は、ステータ‐ロータユニット１１０を有する。このステータ‐ロータユニット１１０は、例えばＢ６ブリッジとして構成することができるインバータ１２０によって給電される。インバータ１２０は、ＰＷＭ発生ユニット１３０によって制御され、ＰＷＭ発生ユニット１３０は、電流制御器１４０から受信した設定を対応するＰＷＭデューティサイクルに変換する。電流制御器１４０は、このためにステータ−ロータユニット１１０の相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃをサンプリングするように設定されているが、ここには図示されていない。さらに、電気機器１００は、相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃが、例えば図１に示す本発明による方法によって決定されるように、電流制御をコントロールするように設定された処理ユニット１５０を有することができる。

Claims (9)

1. ＰＷＭ制御方式のインバータによって給電される回転多相電気機器の相電流（ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃ）を決定する方法において、
   ａ．制御器サンプリング周期中のある時点における注入電圧を決定するステップであって、この時点の後の少なくとも１つのＰＷＭ周期（１０）に電気機器を制御するために注入電圧を印加するステップと、
   ｂ．ステップａで決定された注入電圧および／または電気機器の動作点および／または相電流ベクトルの温度依存性の関数として電気機器の相電流ベクトルの評価方向を決定するステップと、
   ｃ．少なくとも１つのＰＷＭ周期（１０）内にインバータの少なくとも１つの受動的な切換状態で実施することが望ましい電流測定の数を電気機器のそれぞれの相電流（ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃ）について決定するステップと、
   ｄ．ステップｃで決定した電流測定のそれぞれの数の関数として、電気機器内の少なくとも１つのＰＷＭ周期（１０）に流れる相電流（ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃ）を決定するステップと、
   を含む方法。
2. 請求項１に記載の方法において、
   ステップｃでそれぞれの相電流（ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃ）について決定される電流測定の数が、合計して全ての相電流（ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃ）について、インバータの少なくとも１つの受動的な切換状態における電流測定の最大可能数に対応する方法。
3. 請求項１または２に記載の方法において、
   ステップｄで、複数のＡＤ変換器によって少なくとも１つの相電流（ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃ）を決定する方法。
4. 請求項３に記載の方法において、
   複数のＡＤ変換器が少なくとも１つの相電流（ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃ）を時間的に互いにずらしてサンプリングすることによって、少なくとも１つの相電流（ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃ）を決定する方法。
5. 請求項１〜４までのいずれか一項に記載の方法において、
   ステップｄにおいて、少なくとも１つの受動的な切換状態の中央で電流測定を行う方法。
6. 請求項１〜５までのいずれか一項に記載の方法において、
   ステップｄで、それぞれの相電流（ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃ）の電流測定を互いに鏡面対称的に行う方法。
7. 請求項１〜６までのいずれか一項に記載の方法において、
   ステップｃで、方向に関して評価方向から最も逸脱する相電流（ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃ）については電流測定の数としてゼロを決定し、ステップｄで、前記相電流（ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃ）を第一のキルヒホッフの法則を用いて他の相電流（ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃ）の関数として決定する方法。
8. 請求項１〜７までのいずれか一項に記載の方法において、
   ステップｄの後にステップｅおよびステップｆを行い、ステップｅでは、ステップｃで決定したそれぞれの相電流（ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃ）についての電流測定の数に応じて、および／または、ステップｂで決定された評価方向に応じて、クラーク変換を行い、ステップｆでは、評価方向の相電流ベクトルが、クラーク変換およびステップｄで決定された電流測定の数がゼロよりも大きい相電流（ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃ）の関数として決定する方法。
9. 電気機器（１００）であって、該電気機器が回転および多相式に構成されており、ＰＷＭ制御方式のインバータ（１２０）によって給電されている電気機器（１００）において、
   該電気機器（１００）が、請求項１〜８までのいずれか一項に記載の方法を実施するように設定されていることを特徴とする電気機器（１００）。