JP6157615B2 - 電力変換装置、その電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置、そのモータ駆動制御装置を備えた圧縮機および送風機、ならびに、その圧縮機あるいは送風機を備えた空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置、その電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置、そのモータ駆動制御装置を備えた圧縮機および送風機、ならびに、その圧縮機あるいは送風機を備えた空気調和機に関する。

従来、電源電流に含まれる高調波成分による障害を抑制するため、高調波電流を発生する電子機器に対して、国際的に規制が設けられている。この規制をクリアするため、コンバータにてＡＣまたはＤＣでのチョッピングにより電源短絡を行い、電源電流に含まれる高調波電流を抑制する施策がとられる。

ＤＣでのチョッピングを行うコンバータにおいて、チョッパ回路部を複数並列に接続し、それぞれの異なるスイッチング位相でスイッチングさせ、各チョッパ回路部に流れる電流の和となる入力電流において、スイッチングに起因するリプルを相殺することにより、高調波電流を抑制するインターリーブ方式のコンバータがある。この方式において、チョッパ回路部をリレーでバイパスして損失低減を図る技術が開示されている（例えば、下記特許文献１，２参照）。

特開２０１１−４５２１８号公報 特開２００９−６０７０５号公報

しかしながら、上記従来の技術（特許文献１）によれば、チョッパ回路部をバイパスした場合、電源から平滑コンデンサに至る間に接続されるリアクタもバイパスされる。そのため、高調波電流の抑制効果が得られ難い、といった問題があった。また、上記従来の技術（特許文献２）によれば、一般的に交流開閉器に比べて高価な直流開閉器を２個使う必要がある。そのため、交流開閉器を使用する場合と比較してコストがかかる、といった問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、簡易な構成で高調波電流を抑制しつつ低損失な電力変換装置、その電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置、そのモータ駆動制御装置を備えた送風機および圧縮機、ならびに、その送風機あるいは圧縮機を備えた空気調和機を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、直流リアクタ、スイッチング素子、および逆流防止素子を有し、前記直流リアクタと前記逆流防止素子との接続点に前記スイッチング素子の一端が接続されて構成され、交流電源からの交流電圧を整流する整流器の出力をチョッピングするチョッパ回路部を備える電力変換装置であって、前記チョッパ回路部より前記交流電源側に配置されたリアクタと、前記リアクタと並列に接続され、前記リアクタに前記交流電源からの交流電流を通過させるかバイパスするかを切り替える開閉器と、前記スイッチング素子および前記開閉器を制御し、前記開閉器の接点が開いている場合、前記スイッチング素子のスイッチングを停止する制御手段と、を備える。

本発明にかかる電力変換装置、その電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置、そのモータ駆動制御装置を備えた圧縮機および送風機、ならびに、その圧縮機あるいは送風機を備えた空気調和機は、簡易な構成で高調波電流を抑制しつつ低損失を実現できる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置のスイッチング制御部の構成例を示す図である。 図３は、実施の形態１にかかる電力変換装置のキャリア信号とタイマ値との関係および各駆動パルスの各波形を示す図である。 図４は、三相インバータの相補ＰＷＭ生成機能を用いた際のキャリア信号とタイマ値との関係および各駆動パルスの各波形を示す図である。 図５は、実施の形態１にかかる電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置の構成例を示す図である。 図６は、モータ駆動制御装置を備えた空気調和機の構成例を示す図である。 図７は、実施の形態２にかかる電力変換装置の構成例を示す図である。 図８は、実施の形態３にかかる電力変換装置の構成例を示す図である。

以下に、本発明にかかる電力変換装置、その電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置、そのモータ駆動制御装置を備えた圧縮機および送風機、ならびに、その圧縮機あるいは送風機を備えた空気調和機の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本実施の形態にかかる電力変換装置の構成例を示す図である。図１に示すように、電力変換装置は、単相整流器２と、チョッパ回路部３ａ，３ｂと、平滑コンデンサ７と、母線電流検出部８と、母線電圧検出部９と、スイッチング制御部１０と、整流電圧検出部１１と、交流開閉器１２と、交流リアクタ１３と、を備える。

単相整流器（以下、単に「整流器」という）２は、４個の整流ダイオード２ａ〜２ｄをブリッジ接続して構成され、単相交流電源（以下、単に「交流電源」という）１の交流電圧を整流する。チョッパ回路部３ａは、リアクタ４ａと、スイッチング素子５ａと、逆流防止素子６ａと、から構成される。チョッパ回路部３ｂは、リアクタ４ｂと、スイッチング素子５ｂと、逆流防止素子６ｂと、から構成される。図１に示すように、チョッパ回路部３ａおよびチョッパ回路部３ｂは並列接続している。各スイッチング素子５ａ，５ｂは、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ＧＡＴＥ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）により構成される。また、各逆流防止素子６ａ，６ｂは、例えば、ファストリカバリダイオードにより構成される。平滑コンデンサ７は、チョッパ回路部３ａ，３ｂの出力を平滑する。

母線電流検出部８は、整流器２から負荷（図示せず）へ流れ、負荷から整流器２に流れる電流である母線電流（Ｉｄｃ）を検出し、スイッチング制御部１０に出力する。母線電圧検出部９は、チョッパ回路部３ａ，３ｂの出力電圧を平滑コンデンサ７で平滑した電圧である母線電圧（Ｖｏ）を検出し、スイッチング制御部１０に出力する。スイッチング制御部１０は、母線電流検出部８および母線電圧検出部９の各出力信号に基づいて、スイッチング素子５ａ，５ｂを動作させる駆動パルスを生成する制御手段である。整流電圧検出部１１は、整流器２により整流された整流電圧（Ｖｄｓ）を検出し、スイッチング制御部１０に出力する。

交流開閉器１２は、交流電源１からの電源電流を交流リアクタ１３に通過させるかバイパスするかを切り替える開閉器である。交流リアクタ１３は、交流電源１からの高調波電流を抑制するリアクタである。図１に示すように、交流開閉器１２および交流リアクタ１３は、交流電源１と整流器２との間に配置され、並列に接続されている。

なお、図１に示す例では、交流電源１が単相交流電源であり、整流器２を単相整流器とした構成例を示したが、一例であり、交流電源１が三相交流電源であり、整流器２を三相整流器とした構成であってもよい。また、図１に示す例では、チョッパ回路部を２個並列接続する構成例を示したが、一例であり、３個以上のチョッパ回路部を並列接続する構成であってもよい。

なお、チョッパ回路部については、複数のチョッパ回路部を並列に接続する構成に限定するものではなく、１個のチョッパ回路部のみの構成としてもよい。以降の実施の形態においても同様に、チョッパ回路部は１個以上あればよい。

図２は、本実施の形態にかかる電力変換装置のスイッチング制御部の構成例を示す図である。図２に示すように、スイッチング制御部１０は、母線電流指令値制御部２１およびオンデューティ制御部２２を具備したオンデューティ算出部２０と、オンデューティ補正部２３と、駆動パルス生成部２４と、を備える。このスイッチング制御部１０は、例えば、マイコンのような演算手段を用いて構成される。

母線電流指令値制御部２１は、母線電圧検出部９の出力信号である母線電圧（Ｖｏ）と、例えば、予め設定される母線電圧指令値（Ｖｏ＊）とから、母線電流指令値（Ｉｄｃ＊）を演算する。この母線電流指令値（Ｉｄｃ＊）の演算は、例えば、母線電圧検出部９の出力信号である母線電圧（Ｖｏ）と母線電圧指令値（Ｖｏ＊）との差分を比例積分制御して行う。

オンデューティ制御部２２は、母線電流指令値制御部２１により演算された母線電流指令値（Ｉｄｃ＊）と母線電流検出部８により検出された母線電流（Ｉｄｃ）とから、各スイッチング素子５ａ，５ｂの基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）を演算する。この基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）の演算は、例えば、母線電流指令値制御部２１の出力である母線電流指令値（Ｉｄｃ＊）と母線電流検出部８の出力信号である母線電流（Ｉｄｃ）との差分を比例積分制御して行う。

オンデューティ補正部２３は、オンデューティ制御部２２により演算された各スイッチング素子５ａ，５ｂの基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）を補正して、スイッチング素子５ａのオンデューティ（Ｄａｏｎ）およびスイッチング素子５ｂのオンデューティ（Ｄｂｏｎ）を生成する。

駆動パルス生成部２４は、オンデューティ補正部２３により生成された各オンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）に基づいて、各スイッチング素子５ａ，５ｂを動作させる駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂ）をそれぞれ生成して出力する。

ここで、母線電流指令値制御部２１、オンデューティ制御部２２での演算に用いる制御パラメータは、例えば、オンデューティ制御部２２における比例制御ゲインが母線電圧に反比例して変化するのが望ましいなど、回路の動作状況に合わせた最適値が存在する。したがって、整流器２の出力電圧である整流電圧、母線電流（Ｉｄｃ）、母線電圧（Ｖｏ）の値に応じた計算式、もしくはテーブルを設け、回路の動作状況に合わせて制御パラメータを調整するようにしてもよい。これにより、スイッチング制御部１０では、制御性を向上することができる。

また、母線電流指令値制御部２１、オンデューティ制御部２２での演算手法として比例積分制御を挙げたが、演算手法はこれらの制御演算手法に限定するものではなく、微分項を追加して比例積分微分制御とするなど、その他の演算手法を用いてもよい。また、母線電流指令値制御部２１、オンデューティ制御部２２での演算手法を同一の手法とする必要もなく、異なる手法を用いてもよい。

ここで、オンデューティ補正部２３の動作を、各チョッパ回路部３ａ，３ｂの動作と合わせて説明する。ここでは、まず、チョッパ回路部３ａのスイッチング素子５ａをオン／オフした場合の挙動について説明する。チョッパ回路部３ａには、整流器２の出力である整流電圧（Ｖｄｓ）が入力され、チョッパ回路部３ａの出力が平滑コンデンサ７で平滑され、母線電圧（Ｖｏ）が得られる。チョッパ回路部３ａにおいて、スイッチング素子５ａがオンしたとき、逆流防止素子６ａの導通が阻止され、リアクタ４ａには整流電圧（Ｖｄｓ）が印加される。一方、スイッチング素子５ａがオフしたとき、逆流防止素子６ａが導通し、リアクタ４ａには、整流電圧（Ｖｄｓ）と母線電圧（Ｖｏ）との差分の電圧が、スイッチング素子５ａがオンしたときとは逆向きに誘導される。このとき、スイッチング素子５ａのオン時にリアクタ４ａに蓄積されたエネルギーが、スイッチング素子５のオフ時に負荷へ移送されると見ることができる。スイッチング素子５ａのオン／オフ時に、リアクタ４ａを出入りするエネルギーが等しいとすると、スイッチング素子５ａのオンデューティ（Ｄａｏｎ）、整流電圧（Ｖｄｓ）、および母線電圧（Ｖｏ）の関係は、下記（１）式で表される。

Ｖｏ＝Ｖｄｓ／（１−Ｄａｏｎ） …（１）

上記（１）式から明らかなように、スイッチング素子５ａのオンデューティ（Ｄａｏｎ）を制御することで、チョッパ回路部３ａの出力電圧、すなわち母線電圧（Ｖｏ）を制御することができる。

つぎに、チョッパ回路部３ａにおいてリアクタ４ａに流れるリアクタ電流（ＩＬａｏｎ）とオンデューティ（Ｄａｏｎ）との関係について説明する。スイッチング素子５ａがオンしている場合、上述したように、リアクタ４ａには整流電圧（Ｖｄｓ）が印加される。このとき、リアクタ４ａを交流電源１側から負荷側に流れるリアクタ電流（ＩＬａ）は、直線的に増加する。このときのリアクタ４ａに流れるリアクタ電流をＩＬａｏｎとし、リアクタ４ａのインダクタンス値をＬａとすると、このＩＬａｏｎの傾きΔＩＬａｏｎは、下記（２）式で表される。

ΔＩＬａｏｎ＝Ｖｄｓ／Ｌａ …（２）

また、スイッチング素子５ａがオフしているとき、つまり、駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ）が「Ｌ」である期間は、上述したように、リアクタ４ａには整流電圧（Ｖｄｓ）と母線電圧（Ｖｏ）との差分の電圧が、スイッチング素子５ａのオン時とは逆向きに印加され、リアクタ４ａを交流電源１側から負荷側に流れるリアクタ電流（ＩＬａ）は、直線的に減少する。このときのリアクタ４ａに流れるリアクタ電流をＩＬａｏｆｆとすると、このＩＬａｏｆｆの傾きΔＩＬａｏｆｆは、下記（３）式で表される。

ΔＩＬａｏｆｆ＝（Ｖｄｓ−Ｖｏ）／Ｌａ …（３）

同様にして、スイッチング素子５ｂのオンデューティ（Ｄｂｏｎ）、整流電圧（Ｖｄｓ）、および母線電圧（Ｖｏ）の関係は下記（４）式で表される。

Ｖｏ＝Ｖｄｓ／（１−Ｄｂｏｎ） …（４）

また、スイッチング素子５ｂがオンしている場合、リアクタ４ｂを交流電源１側から負荷側に流れるリアクタ電流（ＩＬｂ）は、直線的に増加する。このときのリアクタ４ｂに流れるリアクタ電流をＩＬｂｏｎとし、リアクタ４ｂのインダクタンス値をＬｂとすると、このＩＬｂｏｎの傾きΔＩＬｂｏｎは、下記（５）式で表される。

ΔＩＬｂｏｎ＝Ｖｄｓ／Ｌｂ …（５）

また、スイッチング素子５ｂがオフしている場合、リアクタ４ｂを交流電源１側から負荷側に流れるリアクタ電流（ＩＬｂ）は、直線的に減少する。このときのリアクタ電流をＩＬｂｏｆｆとすると、このＩＬｂｏｆｆの傾きΔＩＬｂｏｆｆは、下記（６）式で表される。

ΔＩＬｂｏｆｆ＝（Ｖｄｓ−Ｖｏ）／Ｌｂ …（６）

各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）は、上述したように、スイッチング制御部１０において、母線電圧（Ｖｏ）、整流電圧（Ｖｄｓ）、リアクタ電流（ＩＬａ）、およびリアクタ電流（ＩＬｂ）を用いて算出することができる。ここで、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オン期間が重ならない区間では、母線電流検出部８により検出される母線電流（Ｉｄｃ）は、（ＩＬａｏｎ＋ＩＬｂｏｆｆ）、または、（ＩＬａｏｆｆ＋ＩＬｂｏｎ）に等しい値となる。つまり、母線電流検出部８により検出される母線電流（Ｉｄｃ）を用いて、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）を算出することができる。

本実施の形態では、スイッチング制御部１０は、例えば、図１に示す例では、各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング周期において、スイッチング素子５ａのオンタイミングに対し、スイッチング素子５ｂのオンタイミングの位相が半周期（１８０（＝３６０／２）°）遅れるように制御する。これにより、リアクタ電流（ＩＬａ）およびリアクタ電流（ＩＬｂ）の加算電流である母線電流（Ｉｄｃ）の各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチングに起因するリプルが相殺される。例えば、ｎ個のチョッパ回路部を並列接続して本実施の形態にかかる電力変換装置を構成した場合には、各チョッパ回路部のスイッチング素子のスイッチングの位相差を（３６０／ｎ）°とすれば、母線電流（Ｉｄｃ）のリプルを最小とすることができる。なお、この複数のチョッパ回路部における各スイッチング素子のスイッチングの位相差は一例であり、このような方法に限定するものではなく、他の方法を用いて複数のチョッパ回路部における各スイッチング素子のスイッチングの位相差を決定してもよい。

つぎに、オンタイミングの位相が半周期（１８０°）異なるように、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂ）を生成する手法の一例について説明する。図３は、本実施の形態にかかる電力変換装置のキャリア信号とタイマ値との関係および各駆動パルスの各波形を示す図である。

スイッチング制御部１０において、駆動パルス生成部２４は、三角波のキャリア信号と、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）に対応した各タイマ値α，βとを比較し、その比較結果の大小に応じて、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂ）を生成する。

例えば、図３に示すように、一方のスイッチング素子（ここでは、スイッチング素子５ａ）のオンデューティ（Ｄａｏｎ）に対応するタイマ値αを基準として、他方のスイッチング素子（ここでは、スイッチング素子５ｂ）のオンデューティ（Ｄｂｏｎ）に対応するタイマ値βを、１（キャリア信号の大きさを「１」とする）から一方のスイッチング素子（ここでは、スイッチング素子５ａ）のオンデューティ（Ｄａｏｎ）に対応するタイマ値αを差し引いた値（１−α）とする。三角波のキャリア信号と、Ｄａｏｎに対応したタイマ値αおよびＤｂｏｎに対応したタイマ値β（＝１−α）と、をそれぞれ比較する。

そして、駆動パルス生成部２４は、キャリア信号よりもＤａｏｎに対応したタイマ値αが大きい場合に「Ｈｉｇｈ」、キャリア信号よりもＤａｏｎに対応したタイマ値αが小さい場合に「Ｌｏｗ」となるスイッチング素子５ａの駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ）を生成する。また、駆動パルス生成部２４は、キャリア信号よりもＤｂｏｎに対応したタイマ値β（＝１−α）が大きい場合に「Ｌｏｗ」、キャリア信号よりもＤｂｏｎに対応したタイマ値β（＝１−α）が小さい場合に「Ｈｉｇｈ」となるスイッチング素子５ｂの駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ｂ）を生成する。このように駆動パルスを生成することで、オンタイミングの位相が１８０°異なり、オン期間が等しい（Ｔａｏｎ＝Ｔｂｏｎ）スイッチング素子５ａの駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ）およびスイッチング素子５ｂの駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ｂ）が得られる。

なお、各駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂ）を生成する際のキャリア信号と各タイマ値α，βとの大小と各駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂ）の「Ｈｉｇｈ」、「Ｌｏｗ」との関係は、上述した例に限らず、各オンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）と各駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂ）の各オン期間（Ｔａｏｎ，Ｔｂｏｎ）との関係が一致していればよい。

例えば、モータ制御などに使われる汎用のマイコンには、三相インバータの相補ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を生成する機能を持つものがある。この三相インバータの各スイッチング素子のオンデューティに対応したタイマ値に基づき、各相の上下のスイッチング素子の駆動パルスを生成する場合に、上述したように位相が半周期異なる２つの駆動パルスを生成する場合、この三相インバータの相補ＰＷＭの生成機能を用いてもよい。図４は、三相インバータの相補ＰＷＭ生成機能を用いた際のキャリア信号とタイマ値との関係および各駆動パルスの各波形を示す図である。

図４に示すように、三相インバータの相補ＰＷＭ生成機能を用いた場合、三相のうちの任意の二相のタイマ値を、上述したα，β（＝１−α）の関係を用いて設定すれば、一方の相（図４に示す例ではＡ相）のアームの上側（あるいは下側）のスイッチング素子のオンデューティ（Ｄａｏｎ）に対応したタイマ値αに基づいて生成された上側（あるいは下側）のスイッチング素子用の駆動パルスと、他方の相（図４に示す例ではＢ相）のアームの下側（あるいは上側）のスイッチング素子のオンデューティ（Ｄｂｏｎ）に対応したタイマ値β（＝１−α）に基づいて生成された下側（あるいは上側）のスイッチング素子用の駆動パルスとは、位相が半周期異なる関係となる。この三相インバータの相補ＰＷＭを生成する機能を用いることにより、各駆動パルスを生成する際のキャリア信号と各タイマ値との大小と各駆動パルスの「Ｈｉｇｈ」、「Ｌｏｗ」との条件を変更することなく、ソフトウェア上においてタイマ値を設定すれば、位相が半周期異なる関係の駆動パルスを簡易に生成することができる。

ここで、各チョッパ回路部３ａ，３ｂにおいて、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）が同値であっても、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオンタイミングの位相差による整流電圧（Ｖｄｓ）の誤差、各リアクタ４ａ，４ｂの各インダクタンス値Ｌａ，Ｌｂのバラツキなどにより、上述した（２）、（３）、（５）、および（６）式に示した各スイッチング素子５ａ，５ｂのオンタイミング時の傾き（ΔＩＬａｏｎ，ΔＩＬｂｏｎ）およびオフタイミング時の傾き（ΔＩＬａｏｆｆ，ΔＩＬｂｏｆｆ）が異なる値となり、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オン期間における母線電流（Ｉｄｃ）の変化量にアンバランスが生じ、母線電流（Ｉｄｃ）に歪みを発生させ、入力電流の高調波成分が増加する。

そこで、本実施の形態では、オンデューティ補正部２３において、母線電流（Ｉｄｃ）および母線電圧（Ｖｏ）を用いて母線電流指令値制御部２１およびオンデューティ制御部２２により演算した基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）を、各チョッパ回路部３ａ，３ｂにおける各スイッチング素子５ａ，５ｂのオンタイミングの位相差による整流電圧（Ｖｄｓ）の誤差、リアクタ４ａ，４ｂのインダクタンス値Ｌａ，Ｌｂのバラツキに応じて、それぞれ各チョッパ回路部３ａ，３ｂに好適なオンデューティに補正する。これにより、上述したような入力電流の高調波成分の増加を抑制することができる。

つづいて、上記で説明した電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置について説明する。図５は、本実施の形態にかかる電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置の構成例を示す図である。上述の電力変換装置に負荷を接続した状態を示すものである。図５に示す例では、電力変換装置３０は図１に示す電力変換装置である。電力変換装置３０の負荷として、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ３１と、インバータ３１の出力である交流電圧が印加されることで駆動するモータ３２とを接続した負荷を示している。

インバータ３１は、例えば、ＩＧＢＴのようなスイッチング素子を三相ブリッジ構成もしくは二相ブリッジ構成とする。インバータ３１を制御するインバータ制御部３３は、例えば、インバータ３１からモータ３２に流れる電流を検出するモータ電流検出部３４を用いて、モータ３２が所望の回転数にて回転するような電圧指令を演算して、インバータ３１内のスイッチング素子を駆動するパルスを生成する。

また、図５に示す構成において、インバータ制御部３３によるインバータ制御は、スイッチング制御部１０と同様に、例えば、マイコンのような演算手段を用いて実現すればよい。

また、電力変換装置３０において、図５に示す負荷が接続されて構成されるモータ駆動制御装置では、電力変換装置３０への電力負荷に応じて、必要な母線電圧（Ｖｏ）が異なるという特色がある。

一般に、モータ３２の回転数が高回転になるほど、インバータ３１からの出力電圧は高くする必要があるが、このインバータ３１からの出力電圧の上限は、インバータ３１への入力電圧、つまり、電力変換装置３０の出力である母線電圧（Ｖｏ）により制限される。インバータ３１からの出力電圧が、母線電圧（Ｖｏ）により制限された上限を超えて飽和する領域を過変調領域と呼ぶ。

このようなモータ駆動制御装置においては、モータ３２が低回転である（過変調領域に到達しない）範囲では、母線電圧（Ｖｏ）を昇圧する必要はなく、モータ３２が高回転となった場合には、母線電圧（Ｖｏ）を昇圧することで、過変調領域をより高回転側にすることができる。これにより、モータ３２の運転範囲を高回転側に拡大できる。

また、モータ３２の運転範囲を拡大する必要がなければ、その分モータ３２の固定子巻線を高巻数化することができる。このとき、低回転数の領域では、モータ電圧が高くなる分、電流が少なくなり、インバータ３１での損失低減が見込まれる。モータ３２の運転範囲拡大と低回転数領域の損失改善の双方の効果を得るため、モータ３２の高巻数化の程度を適切に設計してもよい。

また、上述した電力変換装置３０を適用したモータ駆動制御装置を、送風機または圧縮機のモータの少なくとも１つを駆動するために用いて空気調和機を構成した場合においても、同様の効果が得られる。図６は、モータ駆動制御装置を備えた空気調和機の構成例を示す図である。室外ユニット４０は、図６に示すモータ駆動制御装置４１と、送風機４２と、圧縮機４３と、を備え、室内ユニット５０とともに空気調和機を構成する。モータ駆動制御装置４１は、送風機４２に使用されるモータ、または圧縮機４３に使用されるモータ、の少なくとも一方のモータについて、上述のモータ駆動制御を行う。なお、図６では、概観の概念を示しているため、配線等を図示していないが、モータ駆動制御装置４１は、送風機４２、圧縮機４３と配線等により接続されている。

つづいて、電力変換装置をモータ駆動制御装置に適用した場合において、駆動するモータの低速運転条件における、高効率化のための動作について説明する。図１において、交流開閉器１２は、励磁した状態でオンとなるａ接点型電磁開閉器とし、交流リアクタ１３は、鋼板コアを用いた商用電源用帯域の低周波交流リアクタとする。また、ここでは、電力変換装置の負荷は、インバータによる可変速型の空気調和機用の圧縮機とし、空気調和機に適用した場合について説明する。

空調負荷が小さく、出力が所定の出力以下の場合、具体的には、インバータによる圧縮機の年間運転率の高い冷暖房の中間運転条件に相当する最大出力の１／１０以下の出力において、電力変換装置では、交流開閉器１２は励磁電流を流さない接点を開いた状態で、電源電流は交流リアクタ１３を通過する。交流リアクタ１３は、中間運転条件で磁気飽和なく、かつ、スイッチング素子５ａ，５ｂがスイッチングしないパッシブ条件で電源高調波電流を抑制できる１〜１５ｍＨとする。これにより、電力変換装置では、スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチングに起因して発生する、スイッチング素子５ａ，５ｂの定常損失およびスイッチング損失、逆流防止素子６ａ，６ｂのリカバリ損失、リアクタ４ａ，４ｂの高周波鉄損がゼロになり、コンバータ損失を低減できる。特に、年間運転率の高い条件で損失を低減できるので、空調機全体の省エネに大きく寄与する。さらに、交流開閉器１２をａ接点型電磁開閉器としたことで、中間運転条件における交流開閉器１２（電磁開閉器）の励磁に伴う損失もゼロ化できる。

一方、空調負荷が大きく、インバータによる圧縮機が高出力条件の場合、具体的には、最大出力の１／１０よりも大きい出力において、電力変換装置では、交流開閉器１２の接点を閉じ、交流リアクタ１３をバイパスし、スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチングにより電流制御を行い、電源高調波電流を抑制する。交流リアクタ１３をバイパスすることで、高出力時の高電流による交流リアクタ１３の飽和による電流制御の不安定性を回避する。また、このような構成としたことで、交流リアクタ１３は、中間運転条件の低周波かつ低電流定格の交流リアクタでよいので、低コストに抑えることができる。また、交流開閉器１２について、一般的に直流開閉器に対して低コストの交流開閉器を用いることができる。このような交流リアクタ１３および交流開閉器１２を用いることで、高周波スイッチングコンバータを搭載した空調機の中間運転条件における効率改善に対して最小コストで実現可能となる。

なお、電力変換装置では、スイッチング制御部１０は、交流開閉器１２の接点が開いている場合にスイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチングを停止する制御に限定せず、スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチングを停止する場合に交流開閉器１２の接点を開く制御をしてもよい。

さらに、電力変換装置では、交流開閉器１２（電磁開閉器）が経年故障モードで接点溶着した場合に、これを検知して、中間運転条件にもスイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチングによる電流制御により高調波電流を抑制することができる。これにより、効率は低下するものの、空調機の機能は維持され、寿命の長い電力変換装置および空気調和機を得ることができる。

接点溶着の検知方法については、母線電流検出部８が、スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング停止時に電源高調波電流の有無を検知して判断を行う。交流開閉器１２、スイッチング素子５ａ，５ｂ、および空調機用インバータを１つのマイコンで制御すれば、本運転継続機能はＳ／Ｗのみで実現でき、追加コストは不要である。さらに、１つのマイコンで制御することで、接点が開いた状態および閉じた状態での電流、モータの制御ゲインを調整することもＳ／Ｗの変更のみででき、接点切り替え時にモータを連続動作させることができる。これにより、接点条件切り替え時の運転・停止による冷媒回路の損失低減、温度変化による不快感を軽減できる、空気調和機を得ることができる。

さらに、電力変換装置では、高調波電流を交流リアクタ１３で抑制することにより、中間運転条件時の無効電流が抑制されることから、逆流防止素子６ａ，６ｂの定常損失、リアクタ４ａ，４ｂの銅損も低減できる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置では、交流電源と整流器との間に、交流開閉器と、交流開閉器に並列に接続された交流リアクタと、を備え、負荷としてモータを駆動するインバータと接続してモータ駆動制御回路を構成する場合に、モータの駆動状態に応じて交流開閉器の開閉を制御することとした。これにより、簡易な構成で、接続した負荷の動作モードによらずに交流電源からの高調波電流を抑制することができ、また、モータ接続時において低速動作時での各素子における損失を低減することができる。

なお、電力変換装置において、交流電源と整流器との間の交流区間に開閉器およびリアクタを配置する場合について説明したが、開閉器およびリアクタの配置はこれに限定するものではない。開閉器およびリアクタについては、チョッパ回路部よりも交流電源側にあればよい。そのため、電力変換装置では、開閉器およびリアクタを、例えば、整流器とチョッパ回路部との間の直流区間に備える構成としてもよい。この場合、開閉器およびリアクタは、交流用ではなく直流用を用いる。

実施の形態２．
図７は、本実施の形態にかかる電力変換装置の構成例を示す図である。実施の形態１の構成（図１参照）に、直流開閉器１４を追加したものである。直流開閉器１４は、チョッパ回路部３ａ，３ｂに対して並列に配置されている。

直流開閉器１４は、励磁時に接点が開いた状態となるｂ接点型電磁開閉器である。直流開閉器１４は、中間運転条件時は接点を閉じ、中間運転条件より高い出力条件でスイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング動作による電流制御時は励磁を行い、接点を開いた状態とする。その他の構成および動作は実施の形態１と同じとする。

これにより、電力変換装置では、中間運転条件時には逆流防止素子６ａ，６ｂの定常損失、リアクタ４ａ，４ｂの銅損をバイパスすることで低減でき、実施の形態１の場合と比較して、より低損失化することができる。また、直流開閉器１４は直流リレーとなるが、電流の少ない中間運転条件、かつ、交流リアクタ１３により高調波電流が抑制される条件においてのみ接点を閉じる動作となるので、電流容量の小さなものでよく、低コストで中間運転条件時の損失を低減することができる。また、前記のような構成・動作としたことで、中間運転条件時における交流開閉器１２、直流開閉器１４自体の励磁電流の発生による損失もゼロとすることができる。

なお、実施の形態１と同様、本実施の形態の電力変換装置を、モータ駆動制御装置に適用し、そのモータ駆動制御装置を備えた送風機、圧縮機、その送風機または圧縮機のモータの少なくとも１つを駆動するために用いて空気調和機を構成することができる。

また、電力変換装置において、開閉器およびリアクタを整流器とチョッパ回路部との間の直列区間に備える構成とする場合、開閉器およびリアクタの配置は、直流開閉器１４とは並列しない配置とする。すなわち、直流開閉器１４の交流電源１側の接点は、開閉器およびリアクタとチョッパ回路部との間とする。

実施の形態３．
図８は、本実施の形態にかかる電力変換装置の構成例を示す図である。実施の形態１の構成（図１参照）から、交流開閉器１２および交流リアクタ１３を削除し、交流リアクタ１５、交流開閉器１６、整流器１７、交流開閉器１８を追加したものである。交流リアクタ１５、交流開閉器１６、整流器１７は、直列接続しており、第１の整流器である整流器２およびチョッパ回路部３ａ，３ｂに対して並列に配置されている。第２の整流器である整流器１７は、第１の整流器である整流器２と同様の構成を備える。また、交流開閉器１８は、交流電源１と整流器２との間に配置されている。

第１の交流開閉器である交流開閉器１６は、励磁時に接点が開いた状態となるｂ接点型電磁開閉器である。また、第２の交流開閉器である交流開閉器１８は、励磁時に接点が閉じた状態となるａ接点型電磁開閉器である。本実施の形態では、中間運転条件時、交流開閉器１６は接点を閉じ、交流開閉器１８は接点を開く。また、中間運転条件より高い出力条件では、交流開閉器１６は接点を開き、交流開閉器１８は接点を閉じ、スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング動作による電流制御を行う。その他の構成および動作は実施の形態１と同じとする。

これにより、電力変換装置では、中間運転条件時には逆流防止素子６ａ，６ｂの定常損失、リアクタ４ａ，４ｂの銅損をバイパスすることで低減でき、実施の形態１の場合と比較して、より低損失化することができる。また、交流開閉器１６，１８を交流リレーで構成できるため、低コストで中間運転条件時の損失を低減することができる。また、前記のような構成・動作としたことで、中間運転条件時における交流開閉器１６，１８自体の励磁電流の発生による損失もゼロとすることができる。

なお、実施の形態１と同様、本実施の形態の電力変換装置を、モータ駆動制御装置に適用し、そのモータ駆動制御装置を備えた送風機、圧縮機、その送風機または圧縮機のモータの少なくとも１つを駆動するために用いて空気調和機を構成することができる。

また、電力変換装置では、実施の形態１の交流開閉器１２と同様、交流開閉器１８の配置については、交流電源１と整流器２との間の交流区間に限定するものではない。電力変換装置では、交流開閉器１８と同じ用途の直流用の開閉器を、整流器とチョッパ回路部との間の直流区間に備える構成としてもよい。

また、電力変換装置では、スイッチング制御部１０は、実施の形態１の交流開閉器１２に対する制御と同様、交流開閉器１８の接点が開いている場合にスイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチングを停止する制御に限定せず、スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチングを停止する場合に交流開閉器１８の接点を開く制御をしてもよい。

実施の形態４．
実施の形態１〜３では、図１〜８に示されるように各開閉器に電磁開閉器を用いたが、これに限定するものではない。例えば、開閉器にシリコン（Ｓｉ）半導体用いる絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、サイリスタ、ソリッドステートリレー、炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）などのワイドバンドギャップ半導体を用いた金属−酸化物−半導体接合電界効果トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ：Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）としてもよい。

この場合、電磁開閉器より高速に回路切り替えができ、切り替え時の運転条件の揺らぎを電磁開閉器に比べて低減でき、冷媒回路の損失低減、温度変化による不快感を軽減できる、空気調和機が得られる。また、ＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体を用いた場合には、さらに低損失のため高効果化が可能である。また、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、各開閉器の小型化が可能であり、各開閉器を組み込んだ電力変換装置の小型化も可能である。

実施の形態５．
実施の形態１〜４では、電力変換装置の負荷の具体例として、空気調和機の圧縮機を用いた場合について説明したが、これに限定するものではない。例えば、給湯器、暖房用の温水発生器用の冷媒圧縮機を用いても同様の効果が得られることは言うまでもない。

以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、電力の変換に有用であり、特に、モータを駆動する場合に適している。

１ 交流電源（単相交流電源）、２ 整流器（単相整流器）、２ａ〜２ｄ 整流ダイオード、３ａ，３ｂ チョッパ回路部、４ａ，４ｂ リアクタ、５ａ，５ｂ スイッチング素子、６ａ，６ｂ 逆流防止素子、７ 平滑コンデンサ、８ 母線電流検出部、９ 母線電圧検出部、１０ スイッチング制御部、１１ 整流電圧検出部、１２ 交流開閉器、１３ 交流リアクタ、１４ 直流開閉器、１５ 交流リアクタ、１６ 交流開閉器、１７ 整流器、１８ 交流開閉器、２０ オンデューティ算出部、２１ 母線電流指令値制御部、２２ オンデューティ制御部、２３ オンデューティ補正部、２４ 駆動パルス生成部、３０ 電力変換装置、３１ インバータ、３２ モータ、３３ インバータ制御部、３４ モータ電流検出部、４０ 室外ユニット、４１ モータ駆動制御装置、４２ 送風機、４３ 圧縮機、５０ 室内ユニット。

Claims (11)

1. 直流リアクタ、スイッチング素子、および逆流防止素子を有し、前記直流リアクタと前記逆流防止素子との接続点に前記スイッチング素子の一端が接続されて構成され、交流電源からの交流電圧を整流する整流器の出力をチョッピングするチョッパ回路部を備える電力変換装置であって、
   前記チョッパ回路部より前記交流電源側に配置されたリアクタと、
   前記リアクタと並列に接続され、前記リアクタに前記交流電源からの交流電流を通過させるかバイパスするかを切り替える開閉器と、
   前記スイッチング素子および前記開閉器を制御し、前記開閉器の接点が開いている場合、前記スイッチング素子のスイッチングを停止する制御手段と、
   を備える電力変換装置。
2. 直流リアクタ、スイッチング素子、および逆流防止素子を有し、前記直流リアクタと前記逆流防止素子との接続点に前記スイッチング素子の一端が接続されて構成され、交流電源からの交流電圧を整流する整流器の出力をチョッピングするチョッパ回路部を備える電力変換装置であって、
   前記チョッパ回路部より前記交流電源側に配置されたリアクタと、
   前記リアクタと並列に接続され、前記リアクタに前記交流電源からの交流電流を通過させるかバイパスするかを切り替える開閉器と、
   前記開閉器および前記スイッチング素子を制御し、前記スイッチング素子のスイッチングを停止する場合、前記開閉器の接点を開く制御手段と、
   を備える電力変換装置。
3. 前記チョッパ回路部と並列に配置された直流開閉器、を備え、
   前記制御手段は、前記スイッチング素子、前記開閉器、および前記直流開閉器の動作を制御する、
   請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記開閉器は、Ｓｉ半導体またはワイドバンドギャップ半導体により形成されている請求項１または２に記載の電力変換装置。
5. 請求項１，２または３に記載の電力変換装置と、
   前記電力変換装置の出力である直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するインバータと、
   を備えるモータ駆動制御装置。
6. 請求項５に記載のモータ駆動制御装置と、
   前記モータ駆動制御装置によって駆動されるモータと、
   を備える圧縮機。
7. 請求項５に記載のモータ駆動制御装置と、
   前記モータ駆動制御装置によって駆動されるモータと、
   を備える送風機。
8. 請求項６に記載の圧縮機または請求項７に記載の送風機の少なくとも一方を備えた空気調和機。
9. 最大出力に対して所定の出力以下で運転可能な程度に空調負荷が小さい場合、電力変換装置の開閉器の接点を開く、
   請求項８に記載の空気調和機。
10. 電力変換装置の開閉器として電磁開閉器を用い、最大出力に対して所定の出力以下で運転可能な程度に空調負荷が小さい場合、前記電磁開閉器の接点を開いて励磁電流を流さない、
    請求項８または９に記載の空気調和機。
11. 電力変換装置の開閉器は、Ｓｉ半導体またはワイドバンドギャップ半導体により形成されている請求項８または９に記載の空気調和機。

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