JP4989698B2 - 電力変換装置、それを備えたモーター駆動制御装置、それを搭載した圧縮機及び送風機、並びに、その圧縮機又は送風機を搭載した空気調和機、冷蔵庫及び冷凍庫 - Google Patents
電力変換装置、それを備えたモーター駆動制御装置、それを搭載した圧縮機及び送風機、並びに、その圧縮機又は送風機を搭載した空気調和機、冷蔵庫及び冷凍庫 Download PDFInfo
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また、第2の目的は、上記の電力変換装置を備え、チョッパー回路によってインバーター回路へ出力する電圧を昇圧させてインバーター回路の出力電圧不足を解消することのできるモーター駆動制御装置を得ることである。
そして、第3の目的は、上記の電力変換装置を備えることによって、上記の機能を備えた圧縮機、送風機、空気調和機、冷蔵庫及び冷凍庫を得ることである。
(電力変換装置の全体構成)
図1は、本発明の実施の形態1に係る電力変換装置の構成図である。
図1で示されるように、三相交流電源1から延びる3本の出力線は、整流ダイオード2aのアノード側と整流ダイオード2dのカソード側との接続線、整流ダイオード2bのアノード側と整流ダイオード2eのカソード側との接続線、及び、整流ダイオード2cのアノード側と整流ダイオード2fのカソード側との接続線にそれぞれ接続されている。これらの整流ダイオード2a〜2fによって三相整流器2が構成されている。また、整流ダイオード2a〜2cのカソード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路3の入力正極側に接続されている。また、整流ダイオード2d〜2fのアノード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路3の入力負極側に接続されている。このチョッパー回路3の出力側に対して、並列に平滑コンデンサー8が接続されている。また、前述の整流ダイオード2d〜2fのアノード側及びチョッパー回路3の入力負極側を接続する接続線上には、母線電流検出器9が設置されている。また、前述の平滑コンデンサー8の両端には、出力電圧検出器10が並列接続されている。この母線電流検出器9及び出力電圧検出器10は、スイッチング制御手段11に接続されており、それぞれ、チョッパー回路3の入力電流及び平滑コンデンサー8の両端電圧をスイッチング制御手段11に送信する。また、このスイッチング制御手段11は、後述するチョッパー回路3におけるスイッチング素子のON/OFF制御をするためにチョッパー回路3に接続されている。
また、三相整流器2における整流ダイオード2a〜2fとして、SiC系のショットキーバリアダイオード等の素子が使用される構成としてもよい。これによって、導通時の抵抗が低いという特徴を活かし、損失低減を図ることができる。
また、三相整流器2は、本発明における「整流器」に相当するものである。
図2は、本発明の実施の形態1に係る電力変換装置におけるスイッチング制御手段11のブロック構成図である。
図2で示されるように、外部からチョッパー回路3の出力電圧に対する出力電圧指令値を入力する母線電流指令値演算部21の出力側は、オンデューティー演算部22の入力側に接続されている。そのオンデューティー演算部22の出力側は、駆動パルス生成部23の入力側に接続されている。
外部からチョッパー回路3の出力電圧に対する出力電圧指令値を入力する母線電流指令値演算部21は、さらに、出力電圧検出器10によって検出されたチョッパー回路3の出力電圧(平滑コンデンサー8の両端電圧)(以下、出力電圧検出値という)を入力し、この出力電圧指令値及び出力電圧検出値に基づいて、母線電流指令値を算出し、この母線電流指令値をオンデューティー演算部22に出力する。次に、この母線電流指令値を入力したオンデューティー演算部22は、さらに、母線電流検出器9によって検出された母線電流(チョッパー回路3の入力電流)(以下、母線電流検出値という)を入力し、この母線電流指令値及び母線電流検出値に基づいて、オンデューティーを算出し、このオンデューティーを駆動パルス生成部23に出力する。ここで、オンデューティーとは、後述するチョッパー回路3におけるスイッチング素子に対するON時間、及び、ON時間とOFF時間との和の比を示すものである。さらに、このオンデューティーを入力した駆動パルス生成部23は、このオンデューティーに基づいて、後述するチョッパー回路3におけるスイッチング素子のON/OFF動作を実施させる駆動パルスを生成する。
図3は、本発明の実施の形態1に係る電力変換装置におけるチョッパー回路3の構成図である。
図3で示されるように、一端がチョッパー回路3の入力正極側であるリアクター4の他端は、ダイオード7aのアノード側とスイッチング素子7dのコレクター側との接続線、ダイオード7bのアノード側とスイッチング素子7eのコレクター側との接続線、及び、ダイオード7cのアノード側とスイッチング素子7fのコレクター側との接続線にそれぞれ接続されている。このスイッチング素子7d〜7fは、例えば、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)である。また、ダイオード7a〜7cのカソード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路3の出力正極側を形成している。また、スイッチング素子7d〜7fのエミッター側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路3の出力負極側を形成しており、チョッパー回路3におけるこの出力負極側及び入力負極側は共通となっている。すなわち、ダイオード7a〜7c及びスイッチング素子7d〜7fのそれぞれの直列回路を多相ブリッジ接続した構成となっている。以上のような構成によるチョッパー回路3は、昇圧型のチョッパー回路を構成する。また、上記のダイオード7a〜7c及びスイッチング素子7d〜7fによってブリッジ回路19を形成しており、このブリッジ回路19はモジュール化されている。さらに、図示しないが、スイッチング素子7d〜7fのゲート側は、スイッチング制御手段11に接続されており、このスイッチング制御手段11によって、スイッチング素子7d〜7fのON/OFF動作の制御が実施されることによってチョッパー回路3の出力電圧が制御される。
図4で示されるように、ダイオード31a〜31cのアノード側が、それぞれ、スイッチング素子32a〜32cのコレクター側にパターン配線34によって接続されている。また、ダイオード31a〜31cのカソード側は、それぞれ互いにパターン配線34によって接続されている。また、スイッチング素子32a〜32cのエミッター側も、それぞれパターン配線34によって接続されている。さらに、ダイオード31a及びスイッチング素子32a、ダイオード31b及びスイッチング素子32b、及び、ダイオード31c及びスイッチング素子32cのそれぞれの近傍には放熱フィン33が設置されている。
また、ブリッジ回路においてディスクリート素子によって複数系統が構成される場合、各素子の温度条件が異なることによる素子特性のバラツキ発生、及び、パターンの複雑化による各系統の配線インピーダンスのバラツキにより、各素子に流れる電流にはアンバランスが発生しやすい。この場合、各素子におけるエネルギー損失もアンバランスとなるため、温度条件はさらにばらつき、電流アンバランスを加速させることになる。この電流アンバランス発生を考慮すれば、各素子の電流容量又は系統数に余裕を持った選定が必要となるため、素子全体での電流容量は1系統の場合の電流容量よりも多くなり、コストアップ及び回路の大型化を伴う。
さらに、複数の各素子において共通に放熱フィンを設置する場合、実装時に各素子の高さを揃える必要があるため、実装にかかる工数が増加し、実装費用の面でコストアップを伴う。
モジュール41は、ブリッジ回路19をモジュール化したものであり、ダイオード42a〜42cは、図3におけるダイオード7a〜7cに相当し、また、スイッチング素子43a〜43cは、図3におけるスイッチング素子7d〜7fに相当する。また、モジュール41には、放熱フィン44が設けられている。そして、モジュール41におけるダイオード42a〜42c及びスイッチング素子43a〜43cは、それぞれ金属配線45によって配線され、ブリッジ回路19を形成している。すなわち、この金属配線45は、前述した図4におけるパターン配線34に相当し、このモジュール41の内部で配線されている。
また、ブリッジ回路19をモジュール化することによって、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができる。
また、モジュール41内部の各素子は、温度条件が等しくなるため、素子特性のバラツキが発生せず、前述したように配線長も短いため各系統の配線インピーダンスのバラツキも発生しない。したがって、電流アンバランスも発生しにくくなるため、各素子の電流容量、系統数、及び、放熱フィンを最適に選定でき、コストアップ及び回路の大型化を抑制できる。
そして、図4において説明したようにディスクリート素子使用時における、放熱フィン取付のための高さ揃え等の工数を減らせるため、コストアップを抑制できる。
次に、上記のように構成された本実施の形態に係る電力変換装置の動作について説明する。
まず、図1で示されるように、三相交流電源1からの交流電圧は、三相整流器2によって整流される。その整流された電圧は、チョッパー回路3に入力される。
ここで、まず、図3で示されるダイオード7a及びスイッチング素子7dに着目して説明する。前述したチョッパー回路3に入力された電圧によって、リアクター4に電流が流れる。このとき、スイッチング制御手段11によってスイッチング素子7dのゲート側に印加される駆動パルス(以下、駆動パルスaという)によって、スイッチング素子7dのON/OFF動作が制御されるが、スイッチング素子7dがON状態となっている場合、リアクター4に流れる電流(以下、リアクター電流という)は、スイッチング素子7dを流れ、その電流値は直線的に増加する。次に、駆動パルスaによって、スイッチング素子7dがOFF状態となった場合、リアクター電流は、ダイオード7aを流れ、リアクター4には、スイッチング素子7dがON状態のときとは逆極性の電圧が印加され、リアクター電流の電流値は直線的に減少する。以上のようなスイッチング素子7dのON/OFF動作が繰り返され、リアクター電流は上下に変動する波形となる。ここで、上記の動作をエネルギーの観点から説明すると、スイッチング素子7dがON状態である場合には、増加するリアクター電流によってリアクター4にエネルギーが蓄積され、一方、スイッチング素子7dがOFF状態である場合には、リアクター4に蓄積されたエネルギーが出力側に移送され平滑コンデンサー8に蓄積され、チョッパー回路3における直流である出力電圧は、その入力電圧よりも高くなり昇圧される。このとき、スイッチング制御手段11が、オンデューティーを制御することによって、チョッパー回路3の出力電圧の大きさを制御することができる。
なお、上記のように、スイッチング素子7d〜7fをそれぞれ同時にON動作及びOFF動作させるために、スイッチング制御手段11は、駆動パルスa〜cを別個独立に印加させるのではなく、同一信号の駆動パルスを印加するものとしてもよい。
上記のブリッジ回路19aとして、例えば、IPM(Inteligent Power Module)のような汎用的に用いられるモジュールを使用することができるため、モジュールを新たに作成する必要がなく、コスト及び開発負荷の低減が可能である。これは、前述のブリッジ回路19について適用することもできる。
以上のような構成及び動作のように、チョッパー回路3においてはダイオード7a〜7c及びスイッチング素子7d〜7f、又は、チョッパー回路3aにおいてはスイッチング素子18a〜18fによって3系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく、また、ブリッジ回路19及びブリッジ回路19aはモジュール化されているので、回路の大型化を抑制し、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができる。
また、配線長も短くなるため、サージ電圧の要因となる配線インダクタンスを低減できる。
また、モジュール41内部の各素子は、温度条件が等しくなるため、素子特性のバラツキが発生せず、前述したように配線長も短いため各系統の配線インピーダンスのバラツキも発生しない。したがって、電流アンバランスも発生しにくくなるため、各素子の電流容量、系統数、及び、放熱フィンを最適に選定でき、コストアップ及び回路の大型化を抑制できる。
さらに、上記のブリッジ回路19又はブリッジ回路19aとして、例えば、IPM(Inteligent Power Module)のような汎用的に用いられるモジュールを使用することができるため、モジュールを新たに作成する必要がなく、コスト及び開発負荷の低減が可能である。
なお、上記のように、スイッチング素子7d〜7fをそれぞれ同時にON動作及びOFF動作させるために、スイッチング制御手段11は、スイッチング素子7d〜7fに駆動パルスを別個独立に印加させるのではなく、同一信号の駆動パルスを印加するものとしてもよい。
また、例えば、チョッパー回路3bの負荷としてモーターを接続した場合におけるモーターの低速駆動時等、負荷の小さい場合の効率改善を図ることが可能である。
また、図12で示される構成では、任意に昇圧及び降圧を可能とできるため、前述の昇圧又は降圧による効果を得られることは言うまでもない。
本実施の形態に係る電力変換装置については、前述の実施の形態1に係る電力変換装置と相違する点を中心に説明する。
図14は、本発明の実施の形態2に係る電力変換装置におけるチョッパー回路3fの構成図である。
図14で示されるように、リアクター4〜6の一端はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路3fの入力正極側を形成している。また、ダイオード7aのアノード側とスイッチング素子7dのコレクター側との接続線は、リアクター4の他端に接続されている。同様に、ダイオード7bのアノード側とスイッチング素子7eのコレクター側との接続線は、リアクター5の他端に接続されており、また、ダイオード7cのアノード側とスイッチング素子7fのコレクター側との接続線は、リアクター6の他端に接続されている。また、ダイオード7a〜7cのカソード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路3fの出力正極側を形成している。また、スイッチング素子7d〜7fのエミッター側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路3fの出力負極側を形成しており、チョッパー回路3fにおけるこの出力負極側及び入力負極側は共通となっている。すなわち、ダイオード7a〜7c及びスイッチング素子7d〜7fのそれぞれの直列回路を多相ブリッジ接続した構成となっている。以上のような構成によるチョッパー回路3fは、昇圧型のチョッパー回路を構成する。また、上記のダイオード7a〜7c及びスイッチング素子7d〜7fによってブリッジ回路19fを形成しており、このブリッジ回路19fはモジュール化されている。さらに、図示しないが、スイッチング素子7d〜7fのゲート側は、スイッチング制御手段11に接続されており、このスイッチング制御手段11によって、スイッチング素子7d〜7fのON/OFF動作の制御が実施されることによってチョッパー回路3fの出力電圧が制御される。
また、リアクター4〜6が各相アームにそれぞれ設けられるため、リアクター1個当たりに流れる電流が小さく、小さい電流容量のもので実現することができ、大電流での製造に向かない巻線仕様や、コア材を使用することが可能となる。例えば、本実施の形態ではブリッジ回路19fでのスイッチングが実施されるため、この周波数成分はリアクターに流れる電流にも含まれる。一般に、高周波電流は、表皮効果により、導体の外側にのみ流れるため、導体の交流抵抗が増加し、銅損が増加するが、リッツ線等の巻線を使用すると、表皮効果による交流抵抗の増加を抑制できる。このリッツ線は細線の撚り線であるため、大電流向けの製造が困難であるが、本実施の形態では、リアクター1個当たりの電流容量を小さくすることができるため、リッツ線を適用することができ、リアクターにおける損失を低減し、回路効率を改善することが可能となる。
次に、上記のように構成された本実施の形態に係る電力変換装置の動作について説明する。
まず、図1で示されるように、三相交流電源1からの交流電圧は、三相整流器2によって整流される。その整流された電圧は、チョッパー回路3に入力される。
ここで、まず、図14で示されるダイオード7a、スイッチング素子7d及びリアクター4に着目して説明する。前述したチョッパー回路3fに入力された電圧によって、リアクター4に電流が流れる。このとき、スイッチング制御手段11によってスイッチング素子7dのゲート側に駆動パルスaが印加され、スイッチング素子7dのON/OFF動作が制御されるが、スイッチング素子7dがON状態となっている場合、リアクター4に流れる電流(以下、リアクター電流Aという)は、スイッチング素子7dを流れ、その電流値は直線的に増加する。次に、駆動パルスaによって、スイッチング素子7dがOFF状態となった場合、リアクター電流Aは、ダイオード7aを流れ、リアクター4には、スイッチング素子7dがON状態のときとは逆極性の電圧が印加され、リアクター電流Aの電流値は直線的に減少する。以上のようなスイッチング素子7dのON/OFF動作が繰り返され、リアクター電流Aは上下に変動する波形となる。ここで、上記の動作をエネルギーの観点から説明すると、スイッチング素子7dがON状態である場合には、増加するリアクター電流Aによってリアクター4にエネルギーが蓄積され、一方、スイッチング素子7dがOFF状態である場合には、リアクター4に蓄積されたエネルギーが出力側に移送され平滑コンデンサー8に蓄積され、チョッパー回路3fにおける直流である出力電圧は、その入力電圧よりも高くなり昇圧される。このとき、スイッチング制御手段11が、オンデューティーを制御することによって、チョッパー回路3fの出力電圧の大きさを制御することができる。
また、前述のスイッチング動作のタイミングのずれは、例えば、それぞれの駆動パルスが120度の位相差となるようにすれば、スイッチング動作に起因する周波数成分は3倍の周波数となり、リップルは最小とすることができる。
また、スイッチング素子7d〜7fのスイッチング周波数を低周波化しても、実施の形態1に係るチョッパー回路3の入力電流すなわちリアクター電流におけるスイッチング動作に起因する周波数成分と同等とすることができる。これを利用すれば、入力電流におけるスイッチング動作に起因する周波数成分を増加させることなく、スイッチング素子7d〜7fのスイッチング周波数を低周波化することができる。この場合、スイッチング素子7d〜7fにおけるスイッチング回数を低減できるため、スイッチング素子7d〜7fにおけるスイッチング損失を低減し、高効率化が図れる。
ここで、リアクター4〜6において流れる電流が減少しても0とならない動作状態、すなわち、前述の図15で示される動作状態を連続モードと呼ぶものとする。一方、リアクター4〜6に流れる電流が減少して0となる区間が存在する動作状態、すなわち、図17で示される動作状態を不連続モードと呼ぶものとする。また、スイッチング素子7d〜7fがOFF状態の時にリアクター4〜6に流れる電流が減少して0になった瞬間に、スイッチング素子7d〜7fがON状態となる動作状態、すなわち、図16で示される動作状態を、連続モードと不連続モードの境界という意味で臨界モードと呼ぶものとする。
一方、本実施の形態においては、スイッチング素子7d〜7fのそれぞれのON/OFF動作のタイミングをずらして制御するので、入力電流はリアクター電流A〜Cの加算となるため、図16で示される臨界モード又は図17で示される不連続モードによって制御されても、入力電流としては、図15で示される連続モードにおけるリアクター電流A〜Cのように電流が0とならない波形となるため、高調波成分を低減することができる。また、臨界モード又は不連続モードの場合、リアクター4〜6に必要とされるインダクタンス値を、連続モードの場合と比較して、小さくしてもよいため、リアクター4〜6を小型化できる。
上記のブリッジ回路19gとして、例えば、IPM(Inteligent Power Module)のような汎用的に用いられるモジュールを使用することができるため、モジュールを新たに作成する必要がなく、コスト及び開発負荷の低減が可能である。これは、前述のブリッジ回路19fについて適用することもできる。
以上のような構成及び動作のように、チョッパー回路3fにおいてはダイオード7a〜7c、スイッチング素子7d〜7f及びリアクター4〜6、又は、チョッパー回路3gにおいてはスイッチング素子18a〜18f及びリアクター4〜6によって3系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく、また、ブリッジ回路19f及びブリッジ回路19gはモジュール化されているので、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができる。
また、チョッパー回路3f及びチョッパー回路3gの入力電流は、リアクター4〜6にそれぞれ流れるリアクター電流A〜Cの加算となるため、入力電流に含まれるスイッチング動作に起因する周波数成分は高周波化し、リップルが小さくなるため、低ノイズ化を図ることができる。
また、ブリッジ回路19fにおけるスイッチング素子7d〜7f又はブリッジ回路19gにおけるスイッチング素子18d〜18fのスイッチング動作のタイミングのずれは、例えば、それぞれの駆動パルスが120度の位相差となるようにすれば、スイッチング動作に起因する周波数成分は3倍の周波数となり、リップルは最小とすることができる。
また、ブリッジ回路19fにおけるスイッチング素子7d〜7f又はブリッジ回路19gにおけるスイッチング素子18d〜18fのスイッチング周波数を低周波化しても、実施の形態1に係るチョッパー回路3の入力電流すなわちリアクター電流におけるスイッチング動作に起因する周波数成分と同等とすることができる。これを利用すれば、入力電流におけるスイッチング動作に起因する周波数成分を増加させることなく、スイッチング素子7d〜7f又はスイッチング素子18d〜18fのスイッチング周波数を低周波化することができる。この場合、スイッチング素子7d〜7f又はスイッチング素子18d〜18fにおけるスイッチング回数を低減できるため、スイッチング素子7d〜7f又はスイッチング素子18d〜18fにおけるスイッチング損失を低減し、高効率化が図れる。
また、本実施の形態に係るチョッパー回路3fにおけるブリッジ回路19f、又は、チョッパー回路3gにおけるブリッジ回路19gは、実施の形態1における図5で示されるようなモジュール化された構成とすることで、モジュール化されたブリッジ回路19と同様の効果を得ることができるのは言うまでもない。
また、リアクター4〜6が各相アームにそれぞれ設けられるため、リアクター1個当たりに流れる電流が小さく、小さい電流容量のもので実現することができ、大電流での製造に向かない巻線仕様や、コア材を使用することが可能となる。
また、本実施の形態のように、スイッチング素子7d〜7f又はスイッチング素子18d〜18fのそれぞれのON/OFF動作のタイミングをずらして制御する場合、入力電流はリアクター電流A〜Cの加算となるため、図16で示される臨界モード又は図17で示される不連続モードによって制御されても、入力電流としては、図15で示される連続モードにおけるリアクター電流A〜Cのように電流が0とならない波形となるため、高調波成分を低減することができる。
また、臨界モード又は不連続モードの場合、リアクター4〜6に必要とされるインダクタンス値を、連続モードの場合と比較して、小さくてもよいため、リアクター4〜6を小型化できる。
さらに、ブリッジ回路19f及びブリッジ回路19gとして、例えば、IPM(Inteligent Power Module)のような汎用的に用いられるモジュールを使用することができるため、モジュールを新たに作成する必要がなく、コスト及び開発負荷の低減が可能である。
なお、上記のように、スイッチング制御手段11によって、周波数を同一として、スイッチング素子7d〜7fのON/OFF動作のタイミングをずらして制御するものとしたが、これに限られるものではなく、同時にON動作及びOFF動作させる動作としてもよいのは言うまでもない。
また、例えば、チョッパー回路3hの負荷としてモーターを接続した場合におけるモーターの低速駆動時等、負荷の小さい場合の効率改善を図ることが可能である。
なお、上記のように、スイッチング制御手段11によって、周波数を同一として、スイッチング素子7d〜7fのON/OFF動作のタイミングをずらして制御するものとしたが、これに限られるものではなく、同時にON動作及びOFF動作させるものとしてもよいのは言うまでもない。
また、図21で示される構成では、任意に昇圧及び降圧を可能とできるため、前述の昇圧又は降圧による効果を得られることは言うまでもない。
(モーター駆動制御装置の全体構成)
図23は、本発明の実施の形態3に係るモーター駆動制御装置の構成図である。本実施の形態に係るモーター駆動制御装置について、前述の実施の形態1に係る電力変換装置との相違する点を中心に説明する。
図23で示されるように、本実施の形態に係るモーター駆動制御装置は、図1で示される電力変換装置の出力側、すなわち、平滑コンデンサー8の両端に、チョッパー回路3からの出力を交流電圧に変換して、後述するモーター15に供給するインバーター回路12が接続されている。このインバーター回路12において、還流ダイオードが逆並列接続したスイッチング素子12a〜12cのコレクター側がそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、インバーター回路12の入力正極側を形成している。また、このスイッチング素子12a〜12cのエミッター側はそれぞれ還流ダイオードが逆並列接続したスイッチング素子12d〜12fのコレクター側に接続されている。このスイッチング素子12d〜12fのエミッター側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、インバーター回路12の入力負極側を形成している。このスイッチング素子12a〜12fによって、インバーター回路12が形成されている。また、スイッチング素子12aのエミッター側及びスイッチング素子12dのコレクター側との接続線、スイッチング素子12bのエミッター側及びスイッチング素子12eのコレクター側との接続線、及び、スイッチング素子12cのエミッター側及びスイッチング素子12fのコレクター側との接続線からそれぞれインバーター回路12の出力線が延びており、この3本の出力線はモーター15に接続されている。この出力線には、モーター15に供給される電流を検出するモーター電流検出器13が設置されている。このモーター電流検出器13及び平滑コンデンサー8の両端電圧を検出する出力電圧検出器10は、インバーター駆動手段14に接続されている。このインバーター駆動手段14は、出力電圧検出器10によって検出される平滑コンデンサー8の両端電圧、及び、モーター電流検出器13によって検出されるモーター15に供給される電流に基づいて、インバーター回路12のスイッチング素子12a〜12fのON/OFF動作を制御する駆動信号を生成する。
一般にモーター15におけるモーター巻線の巻数Nを増加させた場合、下記の式(1)で示されるように、巻線抵抗Rは、その巻数Nの二乗に比例する。このときの比例定数をk1とする。
本実施の形態におけるインバーター回路12の構成は、実施の形態1における図7で示されるブリッジ回路19a、及び、実施の形態2における図18におけるブリッジ回路19gと同一構成であるため、同一のモジュールを使用することが可能となる。さらに、各スイッチング素子を駆動するドライバー回路も共通の構成とすれば、チョッパー回路及びインバーター回路の各基板における構成は大部分が同一の構成とすることができる。これによって、生産におけるコスト低減、又は、開発負荷の軽減が可能となる。
また、モーター15の高速駆動時には、インバーター回路12の出力電圧が不足することにより高速駆動範囲が制限されるが、本実施の形態によれば、チョッパー回路3等によって昇圧し、インバーター回路12への入力直流電圧も高くなるので、インバーター回路12の出力電圧不足を解消し、高速駆動範囲の拡大も可能となり、高性能なモーター駆動制御装置を得ることができる。
また、チョッパー回路3等の昇圧機能によってインバーター回路12の出力電圧を高電圧化することによってモーター15のモーター電流は低減することから、インバーター回路12を構成するスイッチング素子12a〜12fのON動作時に流れる電流が低減するので、インバーター回路12における導通損失を低減することが可能となり、モーター15の高速駆動時の高効率化が図れる。
また、モーター巻線の巻数を増加させることによってモーター電流は減少するので、インバーター回路12における導通損失の低減が可能となり、このとき、巻数を増加したとしても、モーター15におけるモーター銅損を増加させることもない。このとき、巻数を増加させると、誘起電圧が増加し、モーター15の高速駆動範囲を減少させてしまうが、本実施の形態によれば、チョッパー回路3等によって昇圧して、インバーター回路12の出力電圧を高電圧化できるため、モーター15の高速駆動範囲を減少させることなくモーター15の高巻数化を図ることができる。
また、モーター15の低速駆動時等、負荷が小さく、インバーター回路12の出力電圧が低い範囲では、スイッチング制御手段11によってスイッチング素子7d〜7fをOFF状態とすることによって、チョッパー回路3等の動作を停止させ、チョッパー回路3等における導通損失を抑制することが可能である。
さらに、モーター15の低速駆動時等、低負荷での駆動時、駆動に必要なインバーター回路12の出力電圧に対し三相全波整流方式により生成した直流電圧は高い。このため、チョッパー回路3等及びインバーター回路12におけるスイッチング素子の損失は大きく、また、インバーター回路12ではデッドタイムによる電圧誤差による騒音が課題となる。このとき、チョッパー回路として実施の形態1に係るチョッパー回路3b〜3e、又は、実施の形態2に係るチョッパー回路3h〜3kを適用し、出力電圧を降圧する場合には、インバーター回路12に印加される直流電圧を低くでき、これにより直流電圧を最適化することでブリッジ回路やインバーター回路12におけるスイッチング素子における損失の低減、及び、インバーター回路12におけるデッドタイムによる電圧誤差の低減により騒音低減が図れる。
(空気調和機101の全体構成)
図24は、本発明の実施の形態4に係る空気調和機の全体構成の例を示す図である。
図24で示されるように、本実施の形態に係る空気調和機101は、室外機102及び室内機105を備えている。この室外機102は、図示しない冷媒回路に接続され冷凍サイクルの一部を構成する圧縮機103及び図示しない熱交換器を備え、また、この熱交換器に送風する送風機104を備えている。そして、この圧縮機103及び送風機104は、前述した実施の形態3に係るモーター駆動制御装置によって制御されるモーターによって回転駆動される。
以上のような構成によって、前述の実施の形態1〜実施の形態3と同様の効果を得ることができることは言うまでもない。
また、前述のようにチョッパー回路による電圧の昇圧、又は、モーターの高巻数化によってモーター電流が低減するため、圧縮機103及び送風機104内部での発熱を抑制することができる。
(冷蔵庫111の全体構成)
図25は、本発明の実施の形態5に係る冷蔵庫の全体構成の例を示す図である。
図25で示されるように、本実施の形態に係る冷蔵庫111は、図示しない冷媒回路によって接続され冷凍サイクルの一部を構成する圧縮機112、及び、冷却室113内に設けられた冷却器114を備え、この冷却器114によって生成された冷気を冷蔵室及び冷凍室等に送るための送風機115を備えている。そして、この圧縮機112及び送風機115は、前述した実施の形態3に係るモーター駆動制御装置によって制御されるモーターによって回転駆動される。
以上のような構成によって、前述の実施の形態1〜実施の形態3と同様の効果を得ることができることは言うまでもない。
また、前述のようにチョッパー回路による電圧の昇圧、又は、モーターの高巻数化によってモーター電流が低減するため、圧縮機112及び送風機115内部での発熱を抑制することができる。
Claims (27)
- 交流電圧を整流する整流器と、
少なくとも1組のダイオードと、該ダイオードのアノード側に一端が接続された制御対象スイッチング素子との直列回路によって構成され、各前記ダイオードのカソード側が互いに接続され(以下、その接続線を「接続線A」という)、各前記制御対象スイッチング素子の他端が互いに接続された(以下、その接続線を「接続線B」という)多相ブリッジ回路、及び、前記直列回路ごとに前記多相ブリッジ回路における前記ダイオードと前記制御対象スイッチング素子との接続線に1つのリアクターの一端が接続されて構成されたチョッパー回路と、
一端が前記接続線Aに、そして、他端が前記接続線Bに接続された平滑コンデンサーと、
前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御するスイッチング制御手段と、
を備え、
前記整流器の出力正極側は各前記リアクターの他端に接続され、その出力負極側は前記接続線Bに接続され、
該スイッチング制御手段は、
前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御することによって前記チョッパー回路の出力電圧を昇圧させ、
各前記リアクターに流れる電流の動作について、連続モード、不連続モード又は臨界モードのいずれかに切り替えることを可能とした
ことを特徴とする電力変換装置。 - 交流電圧を整流する整流器と、
少なくとも1組の制御対象スイッチング素子と、該制御対象スイッチング素子の一端にカソード側が接続されたダイオードとの直列回路によって構成され、各前記制御対象スイッチング素子の他端が互いに接続され(以下、その接続線を「接続線C」という)、各前記ダイオードのアノード側が互いに接続された(以下、その接続線を「接続線D」という)多相ブリッジ回路、及び、前記直列回路ごとに前記多相ブリッジ回路における前記制御対象スイッチング素子と前記ダイオードとの接続線に1つのリアクターの一端が接続されて構成されたチョッパー回路と、
一端が各前記リアクターの他端に、そして、他端が前記接続線Dに接続された平滑コンデンサーと、
前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御するスイッチング制御手段と、
を備え、
前記整流器の出力正極側は前記接続線Cに接続され、その出力負極側は前記接続線Dに接続され、
該スイッチング制御手段は、
前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御することによって前記チョッパー回路の出力電圧を降圧させ、
各前記リアクターに流れる電流の動作について、連続モード、不連続モード又は臨界モードのいずれかに切り替えることを可能とした
ことを特徴とする電力変換装置。 - 交流電圧を整流する整流器と、
少なくとも1組の制御対象スイッチング素子と、該制御対象スイッチング素子の一端にカソード側が接続されたダイオードとの直列回路によって構成され、各前記制御対象スイッチング素子の他端が互いに接続され(以下、その接続線を「接続線E」という)、各前記ダイオードのアノード側が互いに接続された(以下、その接続線を「接続線F」という)多相ブリッジ回路、及び、前記直列回路ごとに前記多相ブリッジ回路における前記制御対象スイッチング素子と前記ダイオードとの接続線に1つのリアクターの一端が接続されて構成されたチョッパー回路と、
一端が前記接続線Fに、そして、他端が各前記リアクターの他端に接続された平滑コンデンサーと、
前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御するスイッチング制御手段と、
を備え、
前記整流器の出力正極側は前記接続線Eに接続され、その出力負極側は各前記リアクターの他端に接続され、
該スイッチング制御手段は、
前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御することによって前記チョッパー回路の出力電圧を昇圧又は降圧させ、
各前記リアクターに流れる電流の動作について、連続モード、不連続モード又は臨界モードのいずれかに切り替えることを可能とした
ことを特徴とする電力変換装置。 - 交流電圧を整流する整流器と、
少なくとも1組のダイオードと、該ダイオードのアノード側に一端が接続された制御対象スイッチング素子との直列回路によって構成され、各前記ダイオードのカソード側が互いに接続され(以下、その接続線を「接続線A」という)、各前記制御対象スイッチング素子の他端が互いに接続された(以下、その接続線を「接続線B」という)多相ブリッジ回路、及び、前記多相ブリッジ回路における前記ダイオードと前記制御対象スイッチング素子との各接続線に一端が接続されたリアクターで構成されたチョッパー回路と、
一端が前記接続線Aに、そして、他端が前記接続線Bに接続された平滑コンデンサーと、
前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御するスイッチング制御手段と、
前記整流器の出力側に接続され、その出力電流を検出する母線電流検出器と、
前記平滑コンデンサーの両端に接続され、その両端電圧を検出する出力電圧検出器と、
を備え、
前記整流器の出力正極側は前記リアクターの他端に接続され、その出力負極側は前記接続線Bに接続され、
該スイッチング制御手段は、
前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御することによって前記チョッパー回路の出力電圧を昇圧させ、
前記母線電流検出器によって検出された前記出力電流、及び、前記出力電圧検出器によって検出された前記両端電圧に基づいて、前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。 - 交流電圧を整流する整流器と、
少なくとも1組の制御対象スイッチング素子と、該制御対象スイッチング素子の一端にカソード側が接続されたダイオードとの直列回路によって構成され、各前記制御対象スイッチング素子の他端が互いに接続され(以下、その接続線を「接続線C」という)、各前記ダイオードのアノード側が互いに接続された(以下、その接続線を「接続線D」という)多相ブリッジ回路、及び、前記多相ブリッジ回路における前記制御対象スイッチング素子と前記ダイオードとの各接続線に一端が接続されたリアクターで構成されたチョッパー回路と、
一端が前記リアクターの他端に、そして、他端が前記接続線Dに接続された平滑コンデンサーと、
前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御するスイッチング制御手段と、
前記整流器の出力側に接続され、その出力電流を検出する母線電流検出器と、
前記平滑コンデンサーの両端に接続され、その両端電圧を検出する出力電圧検出器と、
を備え、
前記整流器の出力正極側は前記接続線Cに接続され、その出力負極側は前記接続線Dに接続され、
該スイッチング制御手段は、
前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御することによって前記チョッパー回路の出力電圧を降圧させ、
前記母線電流検出器によって検出された前記出力電流、及び、前記出力電圧検出器によって検出された前記両端電圧に基づいて、前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。 - 交流電圧を整流する整流器と、
少なくとも1組の制御対象スイッチング素子と、該制御対象スイッチング素子の一端にカソード側が接続されたダイオードとの直列回路によって構成され、各前記制御対象スイッチング素子の他端が互いに接続され(以下、その接続線を「接続線E」という)、各前記ダイオードのアノード側が互いに接続された(以下、その接続線を「接続線F」という)多相ブリッジ回路、及び、前記多相ブリッジ回路における前記制御対象スイッチング素子と前記ダイオードとの各接続線に一端が接続されたリアクターで構成されたチョッパー回路と、
一端が前記接続線Fに、そして、他端が前記リアクターの他端に接続された平滑コンデンサーと、
前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御するスイッチング制御手段と、
前記整流器の出力側に接続され、その出力電流を検出する母線電流検出器と、
前記平滑コンデンサーの両端に接続され、その両端電圧を検出する出力電圧検出器と、
を備え、
前記整流器の出力正極側は前記接続線Eに接続され、その出力負極側は前記リアクターの他端に接続され、
該スイッチング制御手段は、
前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御することによって前記チョッパー回路の出力電圧を昇圧又は降圧させ、
前記母線電流検出器によって検出された前記出力電流、及び、前記出力電圧検出器によって検出された前記両端電圧に基づいて、前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。 - 交流電圧を整流する整流器と、
少なくとも1組のダイオードである還流ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子と、該ダイオードのアノード側に一端が接続された制御対象スイッチング素子との直列回路によって構成され、各前記ダイオードのカソード側が互いに接続され(以下、その接続線を「接続線A」という)、各前記制御対象スイッチング素子の他端が互いに接続された(以下、その接続線を「接続線B」という)多相ブリッジ回路、及び、前記多相ブリッジ回路における前記ダイオードと前記制御対象スイッチング素子との各接続線に一端が接続されたリアクターで構成されたチョッパー回路と、
一端が前記接続線Aに、そして、他端が前記接続線Bに接続された平滑コンデンサーと、
前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御するスイッチング制御手段と、
を備え、
前記整流器の出力正極側は前記リアクターの他端に接続され、その出力負極側は前記接続線Bに接続され、
該スイッチング制御手段は、
前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御することによって前記チョッパー回路の出力電圧を昇圧させ、
前記スイッチング素子をOFF動作に制御する
ことを特徴とする電力変換装置。 - 交流電圧を整流する整流器と、
少なくとも1組の制御対象スイッチング素子と、該制御対象スイッチング素子の一端にカソード側が接続されたダイオードである還流ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子との直列回路によって構成され、各前記制御対象スイッチング素子の他端が互いに接続され(以下、その接続線を「接続線C」という)、各前記ダイオードのアノード側が互いに接続された(以下、その接続線を「接続線D」という)多相ブリッジ回路、及び、前記多相ブリッジ回路における前記制御対象スイッチング素子と前記ダイオードとの各接続線に一端が接続されたリアクターで構成されたチョッパー回路と、
一端が前記リアクターの他端に、そして、他端が前記接続線Dに接続された平滑コンデンサーと、
前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御するスイッチング制御手段と、
を備え、
前記整流器の出力正極側は前記接続線Cに接続され、その出力負極側は前記接続線Dに接続され、
該スイッチング制御手段は、
前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御することによって前記チョッパー回路の出力電圧を降圧させ、
前記スイッチング素子をOFF動作に制御する
ことを特徴とする電力変換装置。 - 交流電圧を整流する整流器と、
少なくとも1組の制御対象スイッチング素子と、該制御対象スイッチング素子の一端にカソード側が接続されたダイオードである還流ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子との直列回路によって構成され、各前記制御対象スイッチング素子の他端が互いに接続され(以下、その接続線を「接続線E」という)、各前記ダイオードのアノード側が互いに接続された(以下、その接続線を「接続線F」という)多相ブリッジ回路、及び、前記多相ブリッジ回路における前記制御対象スイッチング素子と前記ダイオードとの各接続線に一端が接続されたリアクターで構成されたチョッパー回路と、
一端が前記接続線Fに、そして、他端が前記リアクターの他端に接続された平滑コンデンサーと、
前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御するスイッチング制御手段と、
を備え、
前記整流器の出力正極側は前記接続線Eに接続され、その出力負極側は前記リアクターの他端に接続され、
該スイッチング制御手段は、
前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御することによって前記チョッパー回路の出力電圧を昇圧又は降圧させ、
前記スイッチング素子をOFF動作に制御する
ことを特徴とする電力変換装置。 - 前記リアクターの数は、前記直列回路と同数であり、
該直列回路ごとに、前記ダイオードと前記制御対象スイッチング素子との接続線に、1つの前記リアクターの一端が接続された
ことを特徴とする請求項4〜請求項6のいずれかに記載の電力変換装置。 - 前記リアクターの数は、前記直列回路と同数であり、
該直列回路ごとに、前記ダイオードと前記制御対象スイッチング素子との接続線に、1つの前記リアクターの一端が接続された
ことを特徴とする請求項7〜請求項9のいずれかに記載の電力変換装置。 - 前記スイッチング制御手段は、前記多相ブリッジ回路における前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作のタイミングを各相でずらして制御する
ことを特徴とする請求項1〜請求項3のいずれかに記載の電力変換装置。 - 前記スイッチング制御手段は、前記多相ブリッジ回路における前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作のタイミングを各相でずらして制御する
ことを特徴とする請求項10記載の電力変換装置。 - 前記スイッチング制御手段は、前記多相ブリッジ回路における前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作のタイミングを各相でずらして制御する
ことを特徴とする請求項11記載の電力変換装置。 - 前記スイッチング制御手段は、前記リアクターに流れる電流の動作について、連続モード、不連続モード又は臨界モードのいずれかに切り替えることを可能とした
ことを特徴とする請求項10又は請求項13記載の電力変換装置。 - 前記スイッチング制御手段は、前記リアクターに流れる電流の動作について、連続モード、不連続モード又は臨界モードのいずれかに切り替えることを可能とした
ことを特徴とする請求項11又は請求項14記載の電力変換装置。 - 前記整流器の出力側に接続され、その出力電流を検出する母線電流検出器と、
前記平滑コンデンサーの両端に接続され、その両端電圧を検出する出力電圧検出器と、
を備え、
前記スイッチング制御手段は、前記母線電流検出器によって検出された前記出力電流、及び、前記出力電圧検出器によって検出された前記両端電圧に基づいて、前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御する
ことを特徴とする請求項1〜請求項3、請求項12のいずれかに記載の電力変換装置。 - 前記整流器の出力側に接続され、その出力電流を検出する母線電流検出器と、
前記平滑コンデンサーの両端に接続され、その両端電圧を検出する出力電圧検出器と、
を備え、
前記スイッチング制御手段は、前記母線電流検出器によって検出された前記出力電流、及び、前記出力電圧検出器によって検出された前記両端電圧に基づいて、前記制御対象スイッチング素子のON/OFF動作を制御する
ことを特徴とする請求項7〜請求項9、請求項11、請求項14、請求項16のいずれかに記載の電力変換装置。 - 前記多相ブリッジ回路における前記ダイオードに代えて、還流ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子が接続され、前記ダイオードの接続方向と前記還流ダイオードの接続方向の向きが同一であり、
前記スイッチング制御手段は、前記還流ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子をOFF動作に制御する
ことを特徴とする請求項1〜請求項6、請求項10、請求項12、請求項13、請求項15、請求項17のいずれかに記載の電力変換装置。 - 前記整流器の出力正極側と前記チョッパー回路の出力正極側との間に接続された逆流防止素子を備えた
ことを特徴とする請求項1〜請求項19のいずれかに記載の電力変換装置。 - 前記整流器の出力正極側と前記チョッパー回路の出力正極側との間に接続された開閉素子を備えた
ことを特徴とする請求項1〜請求項19のいずれかに記載の電力変換装置。 - 請求項1〜請求項21のいずれかに記載の電力変換装置と、
該電力変換装置の出力である直流電圧を交流電圧に変換してモーターを駆動するインバーター回路と、
該インバーター回路を駆動するインバーター駆動手段と、
を備えた
ことを特徴とするモーター駆動制御装置。 - 請求項22記載のモーター駆動制御装置と、
該モーター駆動制御装置によって駆動されるモーターと、
を備えた
ことを特徴とする圧縮機。 - 請求項22記載のモーター駆動制御装置と、
該モーター駆動制御装置によって駆動されるモーターと、
を備えた
ことを特徴とする送風機。 - 請求項23記載の圧縮機又は請求項24記載の送風機の少なくとも一方を備えた
ことを特徴とする空気調和機。 - 請求項23記載の圧縮機又は請求項24記載の送風機の少なくとも一方を備えた
ことを特徴とする冷蔵庫。 - 請求項23記載の圧縮機又は請求項24記載の送風機の少なくとも一方を備えた
ことを特徴とする冷凍庫。
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