JPH11178347A - 電動機駆動装置及びこれを用いた空気調和機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 昇圧チョッパ回路を用いて電動機を制御する
際に効率の向上を図る。 【解決手段】 発振器６ａで発生される三角波信号は、
電動機制御装置１５からの直流電圧指令信号Ｃ１とコン
パレータ６ｂでレベル比較され、直流電圧指令信号Ｃ１
のレベルに応じたデューティ比のＰＷＭ信号Ａ１が生成
される。このＰＷＭ信号Ａ１によってスイッチング素子
５がオン，オフ駆動され、全波整流回路２からインダク
タンス素子４を介して供給される電流をチョッピングす
る。電流検出手段１４はインダクタンス素子４の電流値
を検出しており、この検出電流値が所定の値より高いと
きには、電動機制御装置１５は発振器６ａの発振周波数
を高め、インダクタンス素子４に流れる電流が規定の閾
値を越えないようにし、この検出電流値が所定の値より
高いときには、発振器６ａの発振周波数を低くくし、ス
イッチング素子５のスイッチング損失を抑制することが
できるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータを用い
た電動機駆動装置及びこれを用いて空気調和機に係り、
特に、交流電源からの電力を昇圧チョッパ回路によって
交流電源の電圧よりも高い電圧の直流電圧に変換し、こ
の直流電圧をインバータで交流電力に変換して電動機に
供給することにより、広範囲にわたる回転速度制御を行
なうようにした電動機駆動装置及びこれを用いた空気調
和機に関する。

【０００２】

【従来の技術】昇圧チョッパ回路を用いた電動機駆動装
置の一従来例が、例えば、特願平６−１０５５６３号公
報に記載されている。これは、交流電源からの電力を昇
圧チョッパ回路によって交流電源の電圧よりも高い電圧
の直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータによっ
て交流電力に変換して電動機に供給することにより、広
範囲にわたる回転速度制御を行なうことができるように
したものである。

【０００３】図５は掛かる従来の電動機駆動装置の一例
を示すブロック図であって、１は交流電源、２は全整流
回路、３は昇圧チョッパ回路、４はインダクタンス素
子、５はスイッチング素子、６はチョッパ駆動手段、７
はフリーホイールダイオード、８は平滑コンデンサ、９
ａ，９ｂは電圧検出抵抗、１０はインバータブリッジ回
路、１０ａ〜１０ｆはスイッチング素子、１１は直流ブ
ラシレス電動機、１２はロータ磁極位置検出手段、１３
はインバータ駆動手段、１４は電流検出手段、１５は電
動機制御装置、１６は電流検出抵抗である。

【０００４】同図において、交流電源１からの電源電圧
は全波整流回路２で全波整流され、全波整流電圧Ｖｓと
して昇圧チョッパ回路３に供給される。

【０００５】この昇圧チョッパ回路３は、インダクタン
ス素子４とスイッチング素子５とフリーホイールダイオ
ード７と電流検出手段１６とから構成されている。スイ
ッチング素子５は、チョッパ駆動回路６からの一定周波
数のＰＷＭ信号Ａ１により、オン，オフ動作する。この
スイッチング素子５のオン期間、全波整流回路２からイ
ンダクタンス素子４，スイッチング素子５及び電流検出
抵抗１６を介して電流が流れでインダクタンス素子４に
エネルギーが蓄積され、、次にスイッチング素子５がオ
フすると、全波整流回路２からの電流にインダクタンス
素子４に蓄積されたエネルギーによる電流が加算され
て、フリーホイールダイオード７を介し、平滑コンデン
サ８に供給される。スイッチング素子５のオン，オフに
よってかかる動作が繰り返され、これにより、平滑コン
デンサ８には、全波整流電圧Ｖｓよりも高い昇圧された
直流電圧Ｖｄｃが得られる。

【０００６】この直流電圧Ｖｄｃは、インバータブリッ
シ回路１０に電源電圧として印加される。このインバー
タブリッジ回路１０は６個のスイッチング素子１０ａ〜
１０ｆがブリッジ接続されて構成されており、これらス
イッチ素子１０ａ〜１０ｆがインバータ駆動手段１３か
らのＰＷＭ信号Ａ２でオン，オフ駆動されることによ
り、直流電圧Ｖｄｃから交流電圧が生成され、回転駆動
信号として直流ブラシレス電動機１１に供給される。

【０００７】かかる従来の電動機駆動装置では、インバ
ータブリッジ回路１０の交流出力電圧を可変とすること
により、直流ブラシレス電動機１１の回転速度を制御で
きるようにしているが、このインバータブリッジ回路１
０の交流出力電圧を制御する方法として、インバータブ
リッジ回路１０に供給される直流電圧Ｖｄｃを制御して
行なう方法（以下、これを第１の制御方法という）と、
この直流電圧Ｖｄｃを一定として、インバータブリッジ
回路１０でのスイッチ素子１０ａ〜１０ｆのオン，オフ
動作の通流率（インバータブリッジ回路１０の通流率）
を制御して行なう方法（以下、これを第２の制御方法と
いう）とがある。

【０００８】第１の制御方法では、インバータ駆動手段
１３からのＰＷＭ信号Ａ２のデューティ比を最大として
インバータブリッジ回路１０の通流率を最大値に固定
し、チョッパ駆動回路６からのＰＷＭ信号Ａ１のデュー
ティ比を可変とすることにより、昇圧チョッパ回路４で
のスイッチング素子５の通流率（昇圧チョッパ回路３の
流通率）を変化させて平滑コンデンサ８に得られる直流
電圧Ｖｄｃを可変とするものである。

【０００９】また、第２の制御方法は、直流電圧Ｖｄｃ
が一定となるように、昇圧チョッパ回路３の通流率が制
御され、かかる状態でインバータ駆動手段１３からのＰ
ＷＭ信号のデューティ比を可変とすることにより、イン
バータブリッジ回路１０の通流率を変化させるものであ
る。

【００１０】電動機制御装置１５は、電圧検出抵抗９
ａ，９ｂによる直流電圧Ｖｄｃの分圧電圧Ｂ１を取り込
んでこの直流電圧Ｖｄｃを監視するとともに、ロータ磁
極位置検出手段１２からの直流ブラシレス電動機１１の
回転数に応じたロータ磁極位置検出信号Ｂ２を取り込
み、これにより、直流ブラシレス電動機１１の回転数を
監視している。

【００１１】ここで、インバタータブリッジ回路１０の
通流率の制御によって可能な直流ブラシレス電動機１１
の最大の回転数Ｎｍを境として、外部からの直流ブラシ
レス電動機１１の指定回転数Ｎがこの回転数Ｎｍ以下で
あるときには、上記第２の制御方法を実行し、指定回転
数Ｎが回転数Ｎｍを越えると、上記第１の制御方法を実
行する。

【００１２】直流ブラシレス電動機１１の回転速度制御
では、ロータ磁極位置検出回路１２からのロータ磁極位
置検出信号Ｂ２によって検出される直流ブラシレス電動
機１１の回転数が外部からの指定回転数Ｎに等しくなる
ように、電動機制御装置１５がチョッパ駆動手段６やイ
ンバータ駆動手段１３を制御するのであるが、上記第１
の制御方法では、電動機制御装置１５は、回転数指令信
号Ｃ２によってインバータ駆動手段１３を制御すること
によってＰＷＭ信号Ａ２のデューティ比を最大に保持さ
せながら、チョッパ駆動手段６を制御して昇圧チョッパ
回路３の通流率を制御することにより、直流ブラシレス
電動機１１の回転数が指定回転数Ｎｍと等しくなるよう
にしている。また、第２の制御方法では、電動機制御装
置１５は、電圧検出抵抗９ａ，９ｂによる分圧電圧Ｂ
１、従って、平滑コンデンサ８に得られる直流電圧Ｖｄ
ｃが規定の一定電圧値となるように、直流電圧指令信号
Ｃ１によってチョッパ駆動手段６を制御することによっ
て昇圧チョッパ回路３の通流率を制御しながら、インバ
ータ駆動手段１３を制御したＰＷＭ信号Ａ２のデューテ
ィ比を制御することにより、直流ブラシレス電動機１１
の回転数が指定回転数Ｎｍと等しくなるようにしてい
る。

【００１３】なお、電流検出手段１４は、電流検出抵抗
１６により、入力電流を常時監視しており、この入力電
流が異常に大きくなると、過電流検出信号Ｂ３を出力す
ることにより、チョッパ駆動手段６を制御してＰＷＭ信
号Ａ１をカットし、昇圧チョッパ回路３のスイッチング
素子５をオフ状態に保持するものであり、これにより、
電動機駆動装置の保護を図っている。

【００１４】ここで、この昇圧チョッパ回路３では、ス
イッチング素子５の通流率を制御して交流電源電流を正
弦波状に制御することができるために、力率を改善し、
かつ電源の高調波電流を抑制することができる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記従来の
電動機駆動装置では、昇圧チョッパ回路３のスイッチン
グ素子５がトランジスタなどの半導体素子で構成されて
いる。このため、このスイッチング素子５に流れる電流
の大きさやそのスイッチング周波数に応じたスイッチン
グ損失が生ずるが、かかるスイッチング損失はこの電流
が大きくなるほど、また、スイッチング周波数が高くな
るほど増大し、電動機駆動装置の効率を低下させること
になる。

【００１６】そこで、スイッチング周波数を低下させて
スイッチング損失の低減を図るために、スイッチング周
波数を低くすることが考えられるが、このようにする
と、インダクタンス素子４に流れる電流のリップルの振
幅が増加して流れる電流のピーク値が大きくなる。そし
て、この電流が充分大きくなると、インダクタンス素子
が磁束飽和することにより、そのインダクタンス値が低
下し、さらにこの電流が大きくなる。

【００１７】この点についてさらに具体的に説明する
と、図６は図５における入力電流Ｉｓ（これには、イン
ダクタンス素子４に蓄積されたエネルギーによる電流も
含まれている）の１周期の波形を示すものであって、イ
ンダクタンス素子４がスイッチング素子５に直列に配列
されているために、スイッチング素子５のオン，オフに
応じて全波整流回路２から流れる電流に、折線で示すよ
うに、リップル成分が重畳される。従って、入力電流と
しては、このリップル成分が重畳された分、振幅が大き
くなる。

【００１８】ところで、スイッチング周波数が高いとき
には、図６（ａ）で示すように、このリップル成分の振
幅は小さく、従って、入力電流Ｉｓはそれ程大きな振幅
とはならず、その波形も交流電源１からの交流電流にほ
ぼ近似しているが、スイッチング周波数が低くなると、
図６（ｂ）に示すように、リップル成分の振幅が大きく
なり、従って、これが重畳された入力電流Ｉｓの振幅も
大きくなる。

【００１９】また、図７に示すように、インダクタンス
素子のインダンタンス値ａは、一般に、これに流れる電
流の増加とともに、磁束密度の飽和により、減少し、あ
る電流値ｂに達すると、急激に減少する。

【００２０】そこで、図５において、インダクタンス素
子４に流れる入力電流Ｉｓの電流値が、これに重畳され
ているリップル成分により、この電流値ｂを越えると、
このインダクタンス素子４のインダクタンス値が急激に
小さくなり、このため、図６（ｃ）に示すように、この
部分での入力電流Ｉｓが急激に増加することになる。こ
のように入力電流Ｉｓが急激に増加すると、スイッチン
グ素子５でのスイッチング損失が増加するとともに、イ
ンダクタンス素子４から電磁音が発生したりし、最終的
には、電動機駆動装置の故障や破壊にいたることにな
る。

【００２１】以上のことからして、スイッチング素子５
でのスイッチング損失を低減するために、このスイッチ
ング素子５のスイッチング周波数を低くすると、リップ
ル成分の増加によるインダクタンス素子４のインダクタ
ンス値の急激な低下が発生して上記のような問題が生ず
ることになる。

【００２２】また、スイッチング素子５のスイッチング
周波数を低くしながら上記の問題を解消する方法とし
て、例えば、インダクタンス素子５のコア体積を増すこ
となどして、直流重畳特性を改善してインダクタンス値
の低下を防止することが考えられるが、この結果、コン
ダクタンス素子が大きくなって電動機駆動装置が大型化
するし、そのコストの上昇も招くことになる。

【００２３】本発明の目的は、かかる問題を解消し、ス
イッチング損失やコストの上昇を抑制しながら、スイッ
チング損失などを低減して効率の良い電動機駆動装置及
びこれを用いた空気調和機を提供することにある。

【００２４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、インバータ回路に直流電圧を供給する昇
圧チョッパ回路のスイッチング素子の駆動周波数を可変
する手段を備える。

【００２５】また、本発明は、該昇圧チョッパ回路の入
力電流或いは該昇圧チョッパ回路のスイッチング素子の
電流を検出する電流検出手段を備え、該電流検出手段に
よる電流検出値が所定の値より低いときの該スイッチン
グ素子の駆動周波数を、該電流検出手段による電流検出
値が該所定の値より高いときの該スイッチング素子の駆
動周波数よりも低くする。

【００２６】さらに、本発明は、昇圧チョッパ回路の出
力電流或いは電動機の電流を検出する電流検出手段を備
え、該電流検出手段による電流検出値が所定の値より低
いときの該昇圧チョッパ回路のスイッチング素子の駆動
周波数を、該電流検出手段による電流検出値が該所定の
値より高いときのスイッチング素子の駆動周波数より低
くする。

【００２７】さらに、本発明は、電動機の回転数を検出
する手段を備え、該手段による回転数検出値が所定の値
より低いときの昇圧チョッパ回路のスイッチング素子の
駆動周波数を、該手段による回転数検出値が該所定の値
より高いときのスイッチング素子の駆動周波数より低く
する。

【００２８】さらに、本発明は、インバータのチョッパ
デューティを検出する手段を備え、該手段によるチョッ
パデューティ検出値が所定の値より低いときの昇圧チョ
ッパ回路のスイッチング素子の駆動周波数を、該手段に
よるチョッパデューティ検出値が該所定の値より高いと
きのスイッチング素子の駆動周波数より低くする。

【００２９】さらに、本発明は、昇圧チョッパ回路の入
力電流或いは該昇圧チョッパ回路のスイッチング素子の
電流を検出する電流検出手段を備え、該電流検出手段に
よる電流検出値が最大値よりも低くなるに従って、該ス
イッチング素子の駆動周波数を低くする。

【００３０】さらに、本発明は、昇圧チョッパ回路の出
力電流或いは前記電動機の電流を検出する電流検出手段
を備え、該電流検出手段による電流検出値が最大値より
も低くなるに従って、該昇圧チョッパ回路のスイッチン
グ素子の駆動周波数を低くする。

【００３１】さらに、本発明は、電動機の回転数を検出
する手段を備え、該手段による回転数検出値が最大値よ
り低くなるに従って、該昇圧チョッパ回路のスイッチン
グ素子の駆動周波数を低くする。

【００３２】さらに、本発明は、インバータのチョッパ
デューティを検出する手段を備え、該手段によるチョッ
パデューティ検出値が最大値より低くなるに従って、昇
圧チョッパ回路のスイッチング素子の駆動周波数を低く
する。

【００３３】さらに、本発明は、昇圧チョッパ回路の入
力電流或いは該昇圧チョッパのスイッチング素子電流を
検出する電流検出手段を備え、該電流検出手段による電
流検出値が所定の値を越えないように、該スイッチング
素子の駆動周波数を可変とする。

【００３４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は本発明による電動機駆動装置の
一実施形態を示すブロック図であって、図５に対応する
部分には同一符号をつけて重複する説明を省略する。

【００３５】同図において、インダクタンス素子４は、
そこに流れる入力電流Ｉｓに応じて、そのインダクタン
ス値が図７の特性ａで変化し、この入力電流Ｉｓが電流
値ｂ以上になると、このインダクタンス値が急激に減少
するものとする。

【００３６】このため、この実施形態は、リップル成分
が重畳された入力電流の電流値がこの電流値ｂを越えな
いように、昇圧チョッパ回路３でのスイッチング素子５
のスイッチング周波数を可変とするものであり、さらに
具体的には、このスイッチング素子５のスイッチング周
波数を低くしてスイッチング素子５でのスイッチング損
失を低減するものであるが、ほぼ正弦波状に変化する入
力電流Ｉｓの振幅が最大近傍のリップル成分の重畳によ
る振幅が上記の電流値ｂ（以下、電流閾値という）を越
えそうになると、スイッチング素子５のスイッチング周
波数を高めて、リップル成分の振幅を低くするものであ
る。

【００３７】このために、電流検出手段１４による入力
電流Ｉｓの電流値の検出結果は、電流検出信号Ｂ４とし
て、電動機制御装置１５に供給される。電動機制御装置
１５は、この電流検出信号Ｂ４から、リップル成分を含
む入力電流Ｉｓが上記の電流閾値ｂを越えそうになる
と、発振周波数指令信号Ｃ３をチョッパ駆動回路６に送
り、そこから発生するＰＷＭ信号Ａ１の周波数を高め
る。これにより、スイッチング素子５のオン，オフのス
イッチング周波数が高くなり、入力電流Ｉｓに重畳され
ているリップル成分の振幅が小さくなって、この入力電
流Ｉｓが電流閾値ｂを越えるのを防止することができ
る。従って、インダクタンス素子４のインダクタンス値
は低下することがない。

【００３８】また、入力電流Ｉｓの電流値が、スイッチ
ング素子５のスイッチング周波数を低めても、電流閾値
ｂには達しない程度に低下したことを検出すると、電動
機制御装置１５はチョッパ駆動手段６に発振周波数指令
信号Ｃ３を送り、ＰＷＭ信号Ａ１の周波数を低下させて
スイッチング素子５のスイッチング周波数を低下させ
る。これにより、スイッチング素子５でのスイッチング
損失を低下させることができる。

【００３９】なお、勿論、このようにスイッチング素子
５のスイッチング周波数を変化させる場合でも、電動機
制御装置１５はチョッパ駆動手段６に直流電圧指令信号
Ｃ１を送り、上記第１の制御方法が実行されているとき
には、直流ブラシレス電動機１１の回転数が外部からの
指定回転数Ｎに等しくなるように、昇圧チョッパ回路３
の通流率を制御するし、また、上記第２の制御方法が実
行されているときには、電圧検出抵抗９ａ，９ｂによる
分圧電圧Ｂ１が上記の規定の一定電圧値となるように、
昇圧チョッパ回路３の通流率を制御する。

【００４０】図２は図１におけるチョッパ駆動手段６の
一具体例とその周辺部分を示すブロック回路であって、
６ａは発振器、６ｂはコンパレータ、６ｃはＡＮＤ回路
であり、図１に対応する部分には同一符号をつけて重複
する説明を省略する。

【００４１】同図において、チョッパ駆動手段６は、発
振器６ａとコンパレータ６ｂとＡＮＤ回路６ｃとから構
成されている。この発振器６ａは三角波状または鋸歯波
状の連続信号を発生し、また、電動機制御装置１５から
の発振周波数指令信号Ｃ３に応じてこの発振周波数が制
御される。コンパレータ６ｂはこの発振器６ａの出力信
号と電動機制御装置１５からの直流電圧指令信号Ｃ１と
をレベル比較し、この直流電圧指令信号Ｃ１のレベルに
応じたデューティ比のＰＷＭ信号Ａ１を生成する。ＡＮ
Ｄ回路６ｃはコンパレータ６ｂからのＰＷＭ信号Ａ１と
電流検出手段１４からの入力電流Ｉｓが以上に高いこと
を示す過電流検出信号Ｂ３とが供給され、この過電流検
出信号Ｂ３の期間コンパレータ６ｂからのＰＷＭ信号Ａ
１を遮断する。これにより、スイッチング素子５などが
保護される。

【００４２】図７に示したようなインダクタンス素子４
の特性から、図６で説明したように、このインダクタン
ス素子４に流れる電流にスイッチング素子５のオン，オ
フによるリップル成分が重畳されるが、このリップル成
分を含めたインダクタンス素子４に流れる電流の最大電
流値が図７での電流閾値ｂ以下となるように、昇圧チョ
ッパ回路３を設計する必要がある。ここで、かかるリッ
プル成分の振幅について説明する。

【００４３】昇圧チョッパ回路３の入力電圧、即ち、電
源電圧Ｖｓと出力電圧、即ち、直流電圧Ｖｄｃとの間に
は、理論上、次の数１で示す関係がある。

【００４４】

【数１】

【００４５】但し、ｔはスイッチング素子５を駆動する
ＰＷＭ信号Ａ１の周期、ｔｏｆｆはこのＰＷＭ信号Ａ１
のオフ時間を夫々表わす。

【００４６】ここで、電源電圧Ｖｓの最大値をＶｍ、電
源の角周波数をωとすると、上記数１は次の数２のよう
に表わされる。

【００４７】

【数２】

【００４８】一方、インダクタンス素子４に流れる電流
のリップル成分の振幅値ｉｒは、ＰＷＭ信号Ａ１のオン
期間ｔｏｎの間電源電圧Ｖｓを一定と近似すると、次の
数３で表わされる。

【００４９】

【数３】

【００５０】ここで、ｔ＝ｔｏｎ＋ｔｏｆｆであるか
ら、これと数２，数３とにより、リップル成分の振幅ｉ
ｒは次の数４で表わされることになる。

【００５１】

【数４】

【００５２】この数４において、電源電圧Ｖｓが最大の
ときのリップル成分が最も影響があるので、Ｖｓ＝Ｖ
ｍ、即ち、ｓｉｎωｔ＝１とすると、このときのリップ
ル成分の振幅ｉｒ（ｍａｘ）は、数４から、次の数５の
ように表わされる。

【００５３】

【数５】

【００５４】この数５において、電源電圧Ｖｓの最大値
Ｖｍを一定とすると、リップル成分の振幅ｉｒ（ｍａ
ｘ）は、ＰＷＭ信号Ａ１の周期に比例し（従って、ＰＷ
Ｍ信号Ａ１の周波数に反比例し）、インダクタンス素子
４のインダクタンス値に反比例し、直流電圧Ｖｄｃが高
いほど増加することがわかる。

【００５５】このような昇圧チョッパ回路３を一般的な
家庭電化製品に適用する場合には、コストの抑制及び損
失低減が重要な課題となる。この実施形態においては、
インダクタンス素子４のコストを抑制するために、この
インダクタンス素子４の寸法やコア体積などを極力小さ
くし、一方、スイッチング素子５でのスイッチング損失
を抑制するために、このスイッチング素子５の駆動周波
数をできるだけ低く設定する必要があった。ところが、
上記数５から明らかなように、スイッチング素子５の駆
動周波数を低くすると、ＰＷＭ信号Ａ１の周期ｔが大き
くなってリップル成分の振幅が増加し、インダクタンス
素子４に流れる電流のピーク値が大きくなってこのイン
ダクタンス素子４のインダクタンス値が低下することに
なる。これを防止するために、例えば、インダクタンス
素子４のコア体積を増すことなどしてそのインダクタン
ス値を大きくすることが考えられるが、このようにする
と、コストの上昇を招くことになる。

【００５６】そこで、この実施形態では、図２におい
て、電流検出手段１４から電動機制御装置１５に電流検
出信号Ｂ３を供給するようにし、電動機制御装置１５で
は、この電流検出信号Ｂ３を参照して、発振器６ａにそ
の発振周波数を制御する発振周波数指令信号Ｃ３を供給
する。

【００５７】図３はかかる発振周波数指令信号Ｃ３によ
って制御されるインダクタンス素子４に流れる電流と発
振器６ａの発振周波数との関係を示す特性図である。

【００５８】同図において、設計されたインダクタンス
素子４のインダクタンス値Ｌに対し、リップル成分を含
むインダクタンス素子４に流れる電流の最大値が電流閾
値ｂを越えないように、発振器６ａの発振周波数、従っ
て、スイッチング素子５を駆動するＰＷＭ信号Ａ１の周
波数を最大値ｆｍａｘを設定する。そして、破線ｃで示
すように、インダクタンス素子４に流れる電流が最大の
ときに、ＰＷＭ信号Ａ１の周波数を最大値ｆｍａｘと
し、この電流が小さくなるにつれてこれに比例してＰＷ
Ｍ信号Ａ１の周波数を低くしていく。このようにＰＷＭ
信号Ａ１の周波数を低くすると、リップル成分の振幅は
大きくなるが、これが重畳される電流が小さくなってい
るので、インダクタンス素子４に流れる電流は電流閾値
ｂを越えることがない。

【００５９】このようにすることにより、インダクタン
ス素子４に流れる電流は、その大きさのいかんにかかわ
らず、電流閾値ｂを越えることがないし、また、この電
流が小さいところでは、スイッチング素子５のスイッチ
ング周波数が低くなるので、スイッチング損失も低減で
きる。

【００６０】また、このように連続的に発振器６ａの発
振周波数を変化させるのではなく、例えば、特性ｄ１，
ｄ２で示すように、２段階で不連続に発振周波数を変化
させるようにしてもよい。ここで、特性ｄ１は、例え
ば、この実施形態を空気調和機の圧縮機電動機の駆動装
置に適用した場合の入力定格電流値のところで発振周波
数を変化させるものであって、インダクタンス素子４に
流れる電流がこの入力定格値よりも低いとき、発振周波
数を低くし、この入力定格電流値よりも大きくなると、
発振周波数を最大値ｆｍａｘに高めるものである。ま
た、特性ｄ１は、かかる発振周波数の変化点を特性２の
場合よりも高くしたものである。

【００６１】この場合、破線で示す特性ｃを、インダク
タンス素子４に流れる電流の値毎に電流閾値ｂを越えな
い最小の発振周波数ｆｍｉｎをとすると、特性ｄ１，ｄ
２は、この電流値が低下していくとともに、最大発振周
波数ｆｍａｘから最小発振周波数ｆｍｉｎに切り替え
る。

【００６２】この特性ｄ１は、例えば、上記の入力定格
電流まではスイッチング損失の低減を図るようにすると
きに適用されるものであり、このスイッチング損失を充
分に抑圧することができる。特性ｄ２は、特性ｄ１ほど
にはスイッチング損失の低減を期待することができない
が、高い電流値までもスイッチング損失の低減を図るこ
とができるものである。これら特性ｄ１，ｄ２は、この
実施形態を適用する製品などに応じて適宜選択できるも
のである。

【００６３】以上説明した実施形態は、空気調和機など
に用いることができ、空気調和機に用いる場合には、圧
縮機電動機の駆動装置として用いられる。

【００６４】なお、この実施形態では、電流検出抵抗１
６を用いてインダクタンス素子４に流れる電流を検出
し、この検出結果に応じてスイッチング素子５のスイッ
チング周波数を制御するものであったが、このインダク
タンス素子４に流れる電流の代わりに、このインダクタ
ンス素子４に流れる電流の値を推定できる昇圧チョッパ
回路３の出力電流や電動機１１の電流，電動機１１の回
転数，インバータブリッジ回路１０のチョッパデューテ
ィ比などを検出することにより、スイッチング素子５の
スイッチング周波数を制御するようにしてもよい。

【００６５】ここで、この実施形態では、昇圧チョッパ
回路３の入力電流が最大のときには、発振器６ａの発振
周波数、即ち、スイッチング素子５を駆動するＰＷＭ信
号Ａ１の周波数を低下させることはできず、このときに
は、スイッチング素子５でのスイッチング損失を低減さ
せることはできないが、この実施形態を、空気調和機、
特に、インバータルームエアコンなどに適用した場合に
は、消費電力の低減効果を期待できる。即ち、インバー
タルームエアコンでは、例えば、電源投入時に設定温度
と室内温度との差が大きい場合には、最大出力で動作
し、設定温度と室内温度との差が小さくなってくると、
その出力も小さくなる。つまり、電源投入時などを除い
た定常運転時では、出力が最大ではなく、同様に、昇圧
チョッパ回路３の入力電流は最大にならない。このた
め、このときには、スイッチング素子５を駆動するＰＷ
Ｍ信号Ａ１の周波数を低下させてスイッチング損失を低
減することが可能である。インバータルームエアコンで
は、定常運転が運転時間のほとんどを占めるため、これ
にこの実施形態を適用した場合には、スイッチング素子
５のスイッチング周波数を低減する状態がほとんどであ
り、従って、消費電力の低減効果が大きいことになる。

【００６６】図４は本発明の発明者の実験結果による昇
圧チョッパ回路３の入力電流に対する回路損失の特性を
示す図であって、同図（ａ）は図５に示した従来の電動
機駆動装置についてのものであり、同図（ｂ）は図１に
示した実施形態についてのものである。

【００６７】同図（ａ），（ｂ）において、回路損失と
は、図５や図１に示す全波整流回路２やインダクタンス
素子４，スイッチング素子５，フリーホイールダイオー
ド７，平滑コンデンサ８，電圧検出抵抗９ａ，９ｂ及び
電流検出手段１４夫々の損失の合計である。

【００６８】ここで、インダクタンス素子４は約３００
〜４００μＨ程度のインダクタンス値を持ち、コア材に
はアモルファス金属を用いた。スイッチング素子５に
は、定格が３０Ａ程度のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bip
olar Transistor）を用いた。また、平滑コンデンサ８
には、約１０００μＦの電解コンデンサを用いた。

【００６９】図４（ａ）では、スイッチング素子５のス
イッチング周波数（即ち、ＰＷＭ信号Ａ１の周波数）を
３５ｋＨｚ一定とし、インダクタンス素子４に流れる電
流が上記の電流閾値ｂを越えないようにしている。これ
に対し、図４（ｂ）では、昇圧チョッパ回路３の入力電
流が入力電流が１５Ａ以下のときには、スイッチング周
波数を２０ｋＨｚとし、１５Ａを越えると、２０ｋＨｚ
から３５ｋＨｚに上昇させる。これにより、図４（ｂ）
の場合は、図４（ａ）の場合に比べ、スイッチング周波
数が３５ｋＨｚから２０ｋＨｚに切り替わってからは、
スイッチング損失が低減することにより、このスイッチ
ング損失を含めた回路損失が低下している。

【００７０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明による電動
機駆動装置によれば、昇圧チョッパ回路のスイッチング
素子のスイッチング周波数を可変とすることにより、イ
ンダンタンス素子に流れる電流を所定の電流値を越えな
いように抑えることができるとともに、該スイッチング
素子のスイッチング損失を効果的に抑制することができ
る。

【００７１】また、本発明による電動機駆動装置によれ
ば、電流検出手段による電流検出値が所定の値を越えな
いように昇圧チョッパ回路のスイッチング素子の駆動周
波数を可変するので、電流検出値が所定の値より低い場
合には、スイッチング損失を抑制することができる。

【００７２】さらに、本発明による空気調和機は、以上
のような効果を奏する本発明による電動機駆動装置を用
いて運転を行なうので、効率の良い運転を実現すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による電動機駆動装置の一実施形態を示
すブロック図である。

【図２】図１におけるチョッパ駆動手段の一具体例を示
すブロック図である。

【図３】図２におけるインダクタンス素子での電流と発
振器の発振周波数との関係を示す図である。

【図４】従来の電動機駆動装置と本発明による電動機駆
動装置とでの回路損失の実験結果を示す図である。

【図５】従来の電動機駆動装置の一例を示すブロック図
である。

【図６】図４における昇圧チョッパ回路でのスイッチン
ク素子のオン，オフ動作によるインダクタンス素子に流
れる電流波形を示す模式図である。

【図７】インダクタンス素子での流れる電流に対するイ
ンダクタンス値の変化を示す図である。

【符号の説明】

１ 交流電源 ２ 全波整流回路 ３ 昇圧チョッパ回路 ４ インダクタンス素子 ５ スイッチング素子 ６ チョッパ駆動手段 ６ａ 発振器 ６ｂ コンパレータ ６ｃ ＡＮＤ回路 ７ フリーホイールダイオード ８ 平滑コンデンサ ９ａ，９ｂ 電圧検出抵抗 １０ インバータブリッジ回路 １１ 直流ブラシレス電動機 １２ ロータ磁極位置検出手段 １３ インバータ駆動手段 １４ 電流検出手段 １５ 電動機制御装置 １６ 電流検出抵抗

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｐ 6/08 Ｈ０２Ｐ 6/02 ３７１Ａ (72)発明者 加藤 浩二 栃木県下都賀郡大平町大字富田800番地 株式会社日立製作所冷熱事業部内

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源からの電源電電圧を整流する整
   流回路と、力率改善用のインダクタンス素子と該整流回
   路の出力整流電圧を該インダクタンス素子を介してオ
   ン，オフするスイッチング素子とによって該整流回路の
   出力電圧よりも高い直流電圧を生成出力する昇圧チョッ
   パ回路と、該昇圧チョッパ回路の出力直流電圧を交流電
   圧に変換するインバータ回路と、該インバータ回路の出
   力交流電圧により駆動される電動機と、該電動機を可変
   速制御する電動機制御装置とを備えた電動機駆動装置に
   おいて、 該昇圧チョッパ回路の該主スイッチング素子の駆動周波
   数を可変する手段を備えたことを特徴とする電動機駆動
   装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の電動機駆動装置におい
   て、 前記昇圧チョッパ回路の入力電流或いは前記昇圧チョッ
   パ回路の前記スイッチング素子に流れる電流を検出する
   電流検出手段を備え、 該電流検出手段による電流検出値が所定の値よりも低い
   ときの前記昇圧チョッパ回路の前記スイッチング素子の
   駆動周波数を、該電流検出手段による電流検出値が該所
   定の値よりも高いときの前記昇圧チョッパ回路の前記ス
   イッチング素子の駆動周波数よりも、低く設定すること
   を特徴とする電動機駆動装置。
3. 【請求項３】 請求項１に記載の電動機駆動装置におい
   て、 前記昇圧チョッパ回路の出力電流或いは前記電動機の電
   流を検出する電流検出手段を備え、 該電流検出手段による電流検出値が所定の値よりも低い
   ときの前記昇圧チョッパ回路の前記スイッチング素子の
   駆動周波数を、該電流検出手段による電流検出値が該所
   定の値よりも高いときの前記昇圧チョッパ回路の前記ス
   イッチング素子の駆動周波数よりも、低く設定すること
   を特徴とする電動機駆動装置。
4. 【請求項４】 請求項１に記載の電動機駆動装置におい
   て、 前記電動機の回転数を検出する手段を備え、 該回転数検出手段による回転数検出値が所定の値より低
   いときの前記昇圧チョッパ回路の前記スイッチング素子
   の駆動周波数を、該回転数検出手段による回転数検出値
   が該所定の値より高いときの前記昇圧チョッパ回路の前
   記スイッチング素子の駆動周波数よりも、低く設定する
   ことを特徴とする電動機駆動装置。
5. 【請求項５】 請求項１に記載の電動機駆動装置におい
   て、 前記インバータ回路のチョッパデューティ比を検出する
   手段を備え、 該手段によるチョッパデューティ検出値が所定の値より
   も低いときの前記昇圧チョッパ回路の前記スイッチング
   素子の駆動周波数を、該チョッパデューティ検出手段に
   よるチョッパデューティ検出値が該所定の値より高いと
   きの前記昇圧チョッパ回路の前記スイッチング素子の駆
   動周波数よりも、低く設定することを特徴とする電動機
   駆動装置。
6. 【請求項６】 請求項１に記載の電動機駆動装置におい
   て、 前記昇圧チョッパ回路の入力電流或いは前記昇圧チョッ
   パ回路の前記スイッチング素子の電流を検出する電流検
   出手段を備え、 該電流検出手段による電流検出値が最大値よりも低くな
   るに従って、前記昇圧チョッパ回路の前記主スイッチン
   グ素子の駆動周波数を低くすることを特徴とする電動機
   駆動装置。
7. 【請求項７】 請求項１に記載の電動機駆動装置におい
   て、 前記昇圧チョッパ回路の出力電流或いは前記電動機の電
   流を検出する電流検出手段を備え、 該電流検出手段による電流検出値が最大値よりも低くな
   るに従って、前記昇圧チョッパ回路の前記スイッチング
   素子の駆動周波数を低くすることを特徴とする電動機駆
   動装置。
8. 【請求項８】 請求項１に記載の電動機駆動装置におい
   て、 前記電動機の回転数を検出する手段を備え、 該手段による回転数検出値が最大値より小さくなるに従
   って、前記昇圧チョッパ回路の前記主スイッチング素子
   の駆動周波数を低くすることを特徴とする電動機駆動装
   置。
9. 【請求項９】 請求項１に記載の電動機駆動装置におい
   て、 前記インバータのチョッパデューティを検出する手段を
   備え、 該手段によるチョッパデューティ検出値が最大値より低
   くなるに従って、前記昇圧チョッパ回路の前記スイッチ
   ング素子の駆動周波数を低くすることを特徴とする電動
   機駆動装置。
10. 【請求項１０】 請求項１に記載の電動機駆動装置にお
    いて、 前記昇圧チョッパ回路の入力電流或いは前記昇圧チョッ
    パ回路の前記スイッチング素子の電流を検出する電流検
    出手段を備え、 該電流検出手段による電流検出値が所定の値を越えない
    ように、前記昇圧チョッパ回路の前記主スイッチング素
    子の駆動周波数を可変とすることを特徴とする電動機駆
    動装置。
11. 【請求項１１】 請求項１〜１０のいずれかに記載の電
    動機駆動装置を用いて、前記電動機を圧縮機用電動機と
    することを特徴とする空気調和機。