KR20090031530A - 전기 모터 제어 방법, 시스템 및 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 모터 제어를 위한 시스템과 방법을 제공한다. 위상 검출부가 전력 공급부에 결합된다. 상기 위상 검출부의 출력은 모터 전류의 제로 크로싱과 및 라인 전압의 제로 크로싱과 싱크로나이즈된다. 상기 위상 검출부의 출력과 정류부 구동부 사이에 결합된 디지털 마이크로 프로세서는 모터 전압의 상이 처음으로 제로 전압을 크로싱하는 시간을 센싱하고, 모터 전류의 상이 두번째로 제로 전류를 크로싱하는 시간을 센싱한다. 디지털 마이크로 프로세서는 상기 첫번째와 두번째 시간 사이의 시간 차이를 계산하고, 상기 시간 차이를 이용하여 모터의 위상 지연을 계산한다. 상기 마이크로 프로세서는 상기 모터 지연을 이용하여 정류부가 모터로 효율적으로 전력 공급을 명령할 수 있도록 파이어링 시간(Firing Time)을 계산한다.
모터, 역률, 전력

Description

전기 모터 제어 방법, 시스템 및 장치 {Method, System, and Apparatus for Controlling an Electric Motor}
본 발명은 일반적으로 전기 모터를 사용하는 기구 및 장비에 적용될 수 있으며, 특히, 에너지 보존을 위하여 전기 모터를 제어하는 방법, 시스템 및 장치에 적용될 수 있다.
역률(Power Factor)은, 전기적 부하에 있어서, 평균 전력 및 피상 전력(Apparent Power)의 비율을 측정한다. 역률은 0 부터 1 사이의 값을 가진다. 0은 상기 부하가 순수하게 리액티브(Reactive)할 경우의 역률값이며, 1은 상기 부하가 순수하게 저항성(Resistive)일 경우의 역률값이다. 실제로, 전기적 소자의 역률값은 0과 1 사이의 임의의 값을 가지며, 역률 값이 1에 가까울수록 전기적 소자에서 에너지는 더 효율적으로 소비되고, 적은 전력이 낭비된다. 따라서, 전기적 유도 모터 등과 같은 높은 리액티브 소자를 사용하는 전기 소비자의 경우, 퍼포먼스를 향상시키고 많은 양의 전력이 소모되는 것을 방지하기 위하여, 피상 부하(Apparent Load)에 대한 역률을 조정(adjust)하는 과정을 밟는 것이 바람직하다. 일예로, 역률이 0.85인 분쇄기가 220V 라인전압을 통하여 100kW를 소모하는 경우, 118kW의 피상 전력이 상기 분쇄기로 공급되어야 한다. 하지만 역률이 0.95로 향상 되면, 공급되어야 하는 피상 전력의 양은 105.3kW로 감소한다. 많은 유틸리티 회사들은 역률을 조정하기 위하여 상기 소비자들로 하여금 추가적인 조치를 취하도록 한다.
역률 개선(Improvement)으로 인한 이익을 받을 수 있는 곳은 큰 공장들뿐이 아니다. AC 모터는 압축기에서부터 승강기에 이르기까지 많은 다양한 전기 기구 및 장비에 적용된다. 상기 AC 모터들은 일반적으로 그들의 입력 임피던스(input impedance)에 대하여 유도적인 성질(inductive)을 띄기 때문에, 로드 상태(load condition)가 가볍(light)거나 로드가 가변되는 소정 주기동안, 종종 바람직한 역률값보다 낮은 역률값을 가진다. AC 모터들의 역률을 개선하기 위하여, 컨트롤러들이 당해 분야에서 개발되고 알려져 왔다. 일예로, 미국 특허번호 4,459,528의 '3상 역률 컨트롤러를 위한 위상 검출부(Nola '528), 미국 특허번호 4,266,177의 'AC 유도 모터를 위한 역률 컨트롤 시스템(Nola '177), 및 미국 특허번호 5,821,726의 'AC 유도 모터 컨트롤러를 위하여 밸랜스 및 싱크로나이즈된 위상 검출부(Anderson)'을 들 수 있으며, 상기 언급된 예들은 이하 내용에서 참조된다.
일반적으로, 많은 AC 모터 컨트롤러에서 취하고 있는 역률 완화(mitigation) 접근 방식은 전류 및 전압 페이저(Phasor) 사이의 위상 차를 센싱한 후, 각 AC 모터 상 내에 있는 사이리스터(Thyristor)의 시동(Actuation)을 조정하기 위하여 컨트롤러를 사용하는 방식이다. 상기 사이리스터의 시동은 상기 전압 및 전류 위상 지연 감소를 시도하기 위하여 조정된다. 이상적인 상황에서, 만일 상기 전류와 전압 페이저들 사이의 위상이 0이 되면, 해당 로드는 전력 공급부에서 순수하게 저항 성(Resistive)으로 보인다. 따라서, 역률은 1에 접근하게 된다. 만일 역률값 1이 완전하게 실제로 구현될 수 없더라도, 역률의 개선은, 심지어 조그만 개선이라도, 전력 소모에 있어서 실질적 차이를 가져올 수 있다.
지난 몇 해 동안, 전기적 모터에 있어서 역률을 개선하기 위한 많은 다양한 접근 방식들이 개발되어 왔다. 일예로, 미국 특허번호 4,052,648(AC 유도 모터들을 위한 역률 제어시스템(Nola '648))은 완전하게 로드가 걸려있지 않은 유도 모터들을 위한 전력 감소 시스템을 언급하고 있다. 이하에서 미국 특허번호 4,052,648은 참조된다. 전류와 전압 사이의 위상 각(모터 역률)이 제어된다. Nola '648 시스템에서, 모터 파워 역률은 명령된(commanded) 역률 신호와 동작 역률의 차이에서 기인한 기능(function)에 의하여 모터와 연결된 사이리스터를 통하여 제어된다.
미국 특허번호 4,266,166의 'AC 유도 모터들을 위한 역률 제어시스템(Nola '177)'은 모터 로드들이, 풀 모터 전압의 턴-온의 속도를 증가하는 등의 사유로 인하여, 갑작스럽게 변화하는 컨디션에 대응(respond)하기 위한 시스템이다. Nola '177 시스템에서, 위상 비교는 전압과 전류에 의하여 발생한 사각파(Square Wave)를 합(Combine)하고, 모터 전류와 전압 사이의 위상각과 시간 너비(Time Width)가 동일한 펄스 시리즈를 생성함으로서 이루어진다. 상기 펄스의 가변 너비(Variable width)는 상기 위상 차이에 진폭이 비례하는 진폭-가변형(Variable-Amplitude) DC 신호로 변한다. 상기 위상 차이 신호는 동작을 위하여 요구되는 최소 역률을 나타내는 명령 전압 신호(Command Voltage Signal)와 비교된다. 비교 결과인 차이 신호는, 회로 에러 신호로서, 선택된 역률에서 모터 동작이 유지되도록, 유도 모터와 직렬 연결된 트라이엑의 온 타임을 제어하기 위하여 사용된다. 상기와 같은 과정을 통하여 완전히 로드된 모터(Fully Loaded Motor)보다 낮아지도록 파워 입력을 현격하게 감소시키는 효과가 있다.
상기 펄스들을 DC 신호로 변화시키는 과정은 상기 펄스들이 완만한 DC 신호로 생성되도록 필터링하는 과정을 본질적(Inherent)으로 필요로 한다. 이는, 일예로, 아날로그 적분기를 사용함으로써 성취할 수 있다. 아날로그 적분기들은, 그 고유의 특성에 의하여, 컨트롤러가 보는 변화와 위상각의 실제 변화 사이의 시간 지연을 생성할 수 있다. 상기 지연은 로드 변화에 대응(Respond)할 수 있는 모터 능력에 비교하면 상당히 클 수 있다. 따라서, 미국 특허번호 4,266,177에 보여진 디자인들은 모터의 로드가 갑작스럽게 증가하는 기간 동안의 시간 지연을 상쇄할 수 있는 추가 회로를 필요로 할 수 있다.
미국 특허번호 5,821,726는 모터 로드의 큰 증가에 대한 대응을 서술한다. 가벼운 부하 상태로부터 풀(fully) 부하 상태로 변화하는 것에 대한 대응 속도가 모터의 정지 또는 진동을 방지하기에 부족할 수 있다. 특히, 최소 역률 명령 설정이 상대적으로 높은 경우에 그러하다. 일예로, 비록 Nola 시스템들이 상당히 빨리 대응한다고 하더라도, 오일 웰 펌프, 모터 발생기 세트, 스탬핑 머신, 냉장고, 압축기 등과 같은 기구에서 발생하는 갑작스런 큰 로드 변화에 대응하기 위한 추가 개선이 이루어질 수 있다.
완만한 DC 신호를 생성하기 위하여 상기 펄스들로 이루어진 펄스 트레인을 필터링하는 것은 컨트롤러의 대응을 저해할 수 있다. 컨트롤러와 연결된 높은 효 율(efficiency)를 가지는 모터도 컨트롤러의 높은 효율 모터에 대한 대응 능력 부족으로 인하여 바람직하지 않은 과도한 진동 주기(period)로 진입할 수 있다.
따라서, 유도 모터에서 위상 지연에 대한 컨트롤을 개선할 수 있는 능력을 가지고 그만큼 에너지를 절약할 수 있는, 빠른 대응속도를 가진 컨트롤러의 공급이 요구된다. 또한, 유도 모터를 포함하는 다양한 종류의 전기 기구들과 작업할 수 있는 능력을 가지고, 그에 따라 역률과 초기 구동 특성(Start-up Characteristic)을 개선할 수 있는 컨트롤러의 공급이 요구된다. 또한, 프로그램될 수 있고 특정 로드 및 작동 상태에 적합하도록 커스터마이징될 수 있는 역률 개선 컨트롤러(Power Factor Improving Controller) 공급이 요구된다.
본 발명은 모터의 역률을 조정할 수 있도록 디지털 마이크로 프로세서를 가지는 컨트롤러 시스템을 포함한다.
도 1은 컨트롤러 시스템(100)의 일실시예의 블록도이다. 컨트롤러 시스템(100)은 모터의 역률을 제어함으로서 모터(미도시) 작동(operation)의 효율(efficiency)을 개선한다. 컨트롤러 시스템은 모터의 작동 효율이 개선되도록 모터 역률을 제어한다. 도 1은 단상 모터 등 본 발명을 단상에 적용한 예를 도시하고 있지만, 당업자는 3상 모터와 같이 다상 모터에 멀티 스태이지들을 적용할 수 있음을 예상할 수 있다. 본 발명은 단상 외에 다상에도 적용될 수 있으며 이는 본 발명의 권리범위에 속한다.
컨트롤러 시스템(100)은 전력 공급부(101, 102), 위상 검출부(103), 디지털 마이크로 프로세서(105), 정류부 구동부(107), 및 정류부(109)로 구성된다. 첫번째 전력 공급부(101)는 위상 검출부(103)에 연결되어 라인 전압(109)을 위상 검출부(103)의 첫번째 위상 검출부 입력을 통하여 공급한다. 또한, 전력 공급부(101)은 그라운드(137)와 연결된다. 위상 검출부(103)는 또한, 모터의 모터 터미널 전압(121)과 두번째 위상 검출부 입력을 통하여 결합된다. 위상 검출부(103)는 디지털 프로세서(105)와 결합되어 모터 전류의 제로 크로싱 및 라인 전압(119)의 제로 크로싱과 싱크로나이즈된 신호들을 디지털 프로세서(105)로 공급한다. 디지털 마이크로 프로세서(105)는 상기 싱크로나이즈된 신호들을 이용하여 모터의 위상 지연을 계산하고, 이를 바탕으로 정류부 구동부(107)의 파이어링 시간을 계산한다. 정류부 구동부(107)는 모터로 전력 공급을 명령하도록 정류부(109)를 파이어(Fire)하거나 턴-온한다. 정류부 구동부(107)는 정류부(109)가 모터로 전력을 공급하도록 계산된 파이어링 시간에 따라 정류부(109)을 파이어링 또는 턴-온한다.
두번째 전력 공급부(102)는 낮은 레벨의 라인 전압(119)과 모터 터미널 전압(121)을 위상 검출부(103)로 공급한다. 위상 검출부(103)에서 낮은 레벨의 라인 전압(119)과 모터의 모터 터미널 전압(121)은 각각 위상 검출부(103)의 '115' 입력(e.g.,+15 Volts)와 '117' 입력(e.g.,-15 Volts)와 결합한다. 라인 전압(119)는 또한 정류부(109)의 입력과 결합한다. 첫번째 위상 검출부 출력(125)은 모터 전류의 제로 크로싱과 싱크로나이즈되며, 두번째 위상 검출부 출력(127)은 라인 전압(119)의 제로 크로싱과 싱크로나이즈된다. 상기 위상 검출부(103)의 첫번째 및 두번째 출력은 디지털 마이크로 프로세서(105)와 결합한다. 디지털 마이크로 프로세서(105)는 모터 전압의 상이 제로 전압을 크로싱하는 첫번째 시간을 센싱하고, 모터 전류의 상이 제로 전류를 크로싱하는 두번째 시간을 센싱한다. 디지털 마이크로 프로세서(105)는 내부적으로 클록을 가지고 있다. 따라서 디지털 마이크로 프로세서(105)는 쉽게 상기 첫번째와 두번째 시간을 센싱할 수 있다. 디지털 마이크로 프로세서(105)는 상기 첫번째와 두번째 시간의 차이를 판별하고, 상기 시간의 차이를 이용하여 모터의 위상 지연을 계산한다. 디지털 마이크로 프로세서(105)는 정류부(109)의 파이어링 시간을 계산하기 위하여 상기 위상 지연을 이용한다. 상기 파이어링 시간은 상기 위상 지연 또는 상기 모터의 로드 중 적어도 하나에 따라 가변한다.
디지털 마이크로 프로세서(105)의 첫번째와 두번째 출력(129, 131)은 각각 정류부 구동부(107)의 첫번째와 두번째 입력(133, 135)에 결합한다. 정류부 구동부(107)는 SCR(Silicon Controlled Rectifier) 구동부일 수 있다. 상기 첫번째와 두번째 출력(129, 131)은 위상 검출부(103)의 제로 전압 크로싱에 싱크로나이즈된다. 정류부 구동부(107)는 현대적인 디자인이거나, 상기에서 언급한 Nola 및 Anderson 컨트롤러에 사용한 것과 유사할 수 있으며, SCR이나 트라이엑과 같은 어떠한 종류의 사이리스터도 구동할 수 있다. 정류부 구동부(107)은 하나 또는 그 이상의 정류부(109)를 제어할 수 있다. 일예로, 정류부 구동부(107)는 하나 또는 그 이상의 사이리스터(111, 113)을 구동할 수 있으며, 이는 상기에서 언급한 Nola 및 Anderson 컨트롤러에 도시 또는 서술되어 있다. 정류부 구동부(108)는 정류부(109)를 파이어링하여, 모터 터미널 전압(121)이 상기 모터로 공급되도록 한다.
디지털 마이크로 프로세서(105)를 사용하여 전압과 전류 사이의 위상 지연을 판별하고, 정류부 구동부(107)를 제어함으로서, 컨트롤러 시스템(100)으로 하여금 상기 모터의 위상 지연을 감소시키도록 하고 그에 따라 역률이 최대화될 수 있다. 따라서, 디지털 마이크로 프로세서(105)는 모터의 위상 지연을 정확하게 계산할 수 있고, 따라서 정류부(109)는 파이어링되면 상기 모터로 전력을 효율적으로 공급할 수 있다.
도 2는 위상 검출부(103)를 도시하고 있다. 위상 검출부(103)는, Nola 및 Anderson 컨트롤러에 사용된 위상 검출부들과 같이, 아날로그 회로로 구성될 수 있다. 위상 검출부(103)는 전압 및 전류 입력을 공급할 수 있는 적어도 하나 이상의 전압 분배기와, 전압 및 전류 파형을 사각파로 변환(Conversion)하고 증폭(Amplification)할 수 있는 적어도 하나 이상의 OP 앰프를 포함한다. 위상 검출부(103)의 전압 분배기는 본 발명의 다른 구성요소로 전압 및 전류 입력신호를 공급할 수 있다. 모터 터미널 전압(121)은 첫번째 OP 앰프(U1, 215)의 첫번째 반전 입력(207)으로, 첫번째 전압 분배기(201)를 통해, 결합된다. 모터 터미널 전압(121)은 첫번째 OP 앰프(215)의 첫번째 반전(Inverting) 입력(207) 단자로 공급된다. 라인 전압(119)는 첫번째 OP 앰프(215)의 첫번째 비반전(Non-Inverting) 입력(209)으로, 두번째 전압 분배기(203)를 통해, 결합된다. 라인 전압(119)은 첫번째 OP 앰프(215)의 첫번째 비반전 입력(209) 단자로 공급된다. 그리고 라인 전압(119)은 두번째 OP 앰프(U2, 217)의 두번째 반전 입력(211)으로, 세번째 전압 분배기를 통해, 결합된다. 라인 전압(119)은 두번째 OP 앰프(217)의 두번째 반전 입력(211) 단자로 공급된다. 두번째 OP 앰프(217)의 두번째 비반전 입력은 그라운드(137)와 결합된다. 두번째 OP 앰프(217)의 두번째 비반전 입력 단자는 그라운드(137)와 연결된다.
전압 분배기들, 도시된 바와 같이 50 K ohm과 7.5 K ohm 저항들로 이루어진 전압 분배기들은, 전압을 모터의 전력 공급부 전압 레벨로부터 OP 앰프 레벨로 감소시킨다. 상기 소정의 저항값들은 실시예이며, 당업자들은 다른 전압 조정값이나 저항값을 작동 환경에 따라 사용할 수 있다. 상기에서 언급한 전압 레벨이나 다른 저항값을 가진다고 하여도 이는 본 발명의 권리범위에 속한다. 미분기 또는 추가 필터 구성요소가 첫번째 및 두번째 OP 앰프(215, 217)의 입력 신호들을 조정하기 위하여 제공될 수 있다. 첫번째 전압 분배기(201)는 모터 터미널 전압(121)으로부터 입력을 획득하고 첫번째 OP 앰프(215)의 반전 터미널로 공급한다. 첫번째 전압 분배기(201)는 모터 터미널 전압(121)으로부터 공급받은 전압을 내부 저항값에 따라 분배하여 첫번째 OP 앰프(215)의 반전 터미널로 공급한다. 두번째 전압 분배기(203)는 라인 전압(119)으로부터 입력을 획득하고 첫번째 OP 앰프(215)의 비반전 터미널로 공급한다. 두번째 전압 분배기(203)는 라인 전압(119)으로부터 공급받은 전압을 내부 저항값에 따라 분배하여 첫번째 OP 앰프(215)의 비번전 터미널로 공급한다. 세번째 전압 분배기는 라인 전압(119)으로부터 입력을 획득하고 두번째 OP 앰프(217)의 신호로 공급한다.
'221' 캐패시터는 첫번째 OP 앰프(215)의 반전 터미널과 비반전 터미널에 결합되어 있다. '223' 커패시터는 첫번째 OP 앰프(215)의 비반전 터미널과 그라운드(137)에 결합되어 있다. '221', '223' 커패시터는 라인 전압(119)과 모터 터미널 전압(121)의 노이즈를 필터링한다.
첫번째 OP 앰프(215)는 모터 터미널 전압(121)을 라인 전압(119)과 비교한다. 첫번째 OP 앰프(215)는 도시된 470 K ohm 저항과 같은 저항(219)을 통해 컨피규어(Configure)되어 있다. 상기 양의 피드백(positive feedback)은 첫번째 OP 앰프(215)로 하여금 이력현상(hysteresis)을 지닌 비교기(Comparator)로 동작하도록 한다. 첫번째 OP 앰프(215)의 첫번째 증폭기 출력(첫번째 위상 증폭부 출력 125)은 모터 전류의 위상 지연에 싱크로나이즈된 사각파이다. 두번째 OP 앰프(217)의 두번째 증폭기 출력(두번째 위상 검출부 출력 127)은 라인 전압(119)의 제로 크로싱과 싱크로나이즈된 사각파를 생성하는 사각파 발생기로 동작한다. 첫번째 OP 앰프(215)의 첫번째 증폭기 출력(125)는 모터 전류의 제로 크로싱과 싱크로나이즈된다. 두번째 OP 앰프(217)의 두번째 증폭기 출력(127)은 라인 전압(119)의 제로 크로싱과 싱크로나이즈된다.
또한, 첫번째 전압 분배기(201)은 전류 변환기(미도시)로 대체될 수 있다. 전류 변화기는 '219' 저항과 첫번째 OP 앰프(215)에 결합된 두번째 전압 분배기(203)를 대체할 수 있다. 대체된 상기 전류 변환기는 모터 전류의 제로 크로싱을 측정할 수 있다.
디지털 마이크로 프로세서(105)는 첫번째 및 두번째 증폭기 출력들(125, 127)과 정류부 구동부(107) 사이에 결합되어 있다. 디지털 마이크로 프로세서(105)는 위상 지연의 즉각적인 신호(instantaneous signal)를 생성하는 첫번째 OP 앰프(215)와 두번째 OP 앰프(217)의 스위칭 상태의 시간차를 계산함으로서 모터 전류와 전압의 위상각 차이와 같은 위상 지연을 판별한다. 첫번째 OP 앰프(215)와 두번째 OP 앰프(217)가 스위칭 됨에 따라 위상 지연 신호가 생성된다. 디지털 마이크로 프로세서(105)는 양 OP 앰프의 스위칭 시간차를 계산하여 모터 전류와 전압의 위상 지연을 판별한다. 상기 위상 지연은 정류부 구동부(107)의 파이어링을 제어하기 위하여 사용된다. 따라서 정류부 구동부(107)을 파이어링하면, 정류부(109)가 모터로 전력을 공급하도록 파이어링된다.
도 3은, 라인 전압(119)과 시스템(100)의 출력에 의하여 생성된 모터 전류의 명목상(nominal) 파형 및 대응하는 첫번째, 두번째 OP 앰프(215, 217)의 출력을 도시한다.
위상이 어떻게 검출되는지 이해하기 위하여, 첫번째 OP 앰프(215)의 출력을 고려하는 것이 도움이 된다. 사이리스터 111, 113가 턴-오프(제로 모터 전압)되면, 첫번째 OP 앰프(215)의 반전 및 비반전 터미널 사이의 차이는 센싱된 라인 전압(119)과 동일해진다. 만일 사이러스터 111, 113이 턴-온되면, 라인과 모터 터미널 사이의 전압 차이는 매우 낮다. 센싱된 라인 전압(119; 비반전 입력)이 센싱된 모터 전압(반전 입력)보다 클 경우, 첫번째 OP 앰프(215)의 출력은 +15 volts 이다. 라인 전압(119)은 첫번째 OP 앰프(215)의 비반전 입력단자로 입력되는 전압을 통해 센싱할 수 있으며, 모터 전압은 첫번째 OP 앰프(215)의 반전 입력단자로 입력되는 전압을 통해 센싱할 수 있다. 상기 현상은, 일예로, 제로 전류에 의하여 지시된 대로 사이리스터 111, 113이 턴-오프되고 라인 전압(119)이 양의 영역에 머무는 반 사이클(positive half-cycle of line voltage) 동안 발생한다. 양의 패드백과 합(Combine)해진 첫번째 OP 앰프(215)의 양의 출력은 센싱된 라인 전압(119)을 증가시키고, 첫번째 OP 앰프(215)의 상태는 센싱된 모터 전압(반전 입력)이 센싱된 라인 전압(119)보다 상당히 크기 전에는 바뀌지 않는다. 상태 변화는 사이리스터 111, 113이, 라인 전압(119)의 음의 반 사이클 동안, 다시 턴 오프되어야 발생한다. 따라서, 첫번째 OP 앰프(215)의 출력은 라인 전압(119)이 양의 반 사이클 영역에 머물고 사이리스터 111, 113이 턴-오프된 때부터 라인 전압(119)이 음의 반 사이클 영역에 머물고 사이리스터 111, 113이 다시 턴-오프될 때까지 양의 값을 가진다. 상기 파형은 첫번째 OP 앰프(215)로 도 3에 도시되어 있다.
한편, 두번째 OP 앰프(217)는 라인 전압(119)만 센싱하고, 라인 전압(119)이 에서 음으로 변하면 두번째 OP 앰프(217)의 상태도 양에서 음으로 스위칭한다. 첫번째 OP 앰프(215) 및 두번째 OP 앰프(217)의 상태는 해당 OP 앰프의 출력(output)이 양의 값을 가지면 양이고, 음의 값을 가지면 음이다.
결과적으로, 디지털 마이크로 프로세서(105) 또는 마이크로 컨트롤러나 디지털 신호 처리기는 첫번째 OP 앰프(215)와 두번째 OP 앰프(217)의 스위칭 상태 사이의 시간 차를 계산하고 위상 각을 판별하는데 사용될 수 있다. 디지털 마이크로 프로세서는 첫번째 및 두번째 OP 앰프 스위칭 시간 차이로부터 위상 각을 판별할 수 있다. 이를 통하여 즉각적인 위상 각 신호가 생성될 수 있다. 판별된 위상 각으로부터 위상 각 신호를 생성한다. 위상 검출 알고리즘은 다음 수학식 1과 같다.
Figure 112008090669439-PCT00001
여기서, T1은 전류가 제로 크로싱하는 시간, T2는 전압이 제로 크로싱하는 시간, K는 밀리세컨드 단위로 표현된 T1과 T2의 차이를 위하여 360°를 밀리세컨드 단위로 표현된 전압의 한 사이클 시간으로 나눈 값,
Figure 112008090669439-PCT00002
는 각도로 표현된 위상 지연이다.
위상지연은 사이리스터 111, 113의 파이어링(온 또는 오프 시간들)을 계산하기 위하여 사용된다.
디지털 마이크로 프로세서(105) 또는 마이크로 컨트롤러나 디지털 시그널 처리기는 위상 지연과 관련된 위상 에러 신호를 판별하는데 사용된다. 위상 에러 신호 판별은 첫번째 OP 앰프(215)와 두번째 OP 앰프(217)의 스위칭 상태 사이의 시간 차이를 계산하여 할 수 있다. 위상 에러 신호는 첫번째 및 두번째 OP 앰프의 스위칭 시간 차이로부터 계산하여 판별할 수 있다. 위상 에러 검출 알고리즘은 다음 수학식 2와 같다.
Figure 112008090669439-PCT00003
여기서 θD는 바람직한 위상 각을 밀리세컨드로 표현한 값, θFB는 모터 전류의 제로 크로싱 시간에서 모터 전압의 제로 크로싱 시간을 뺀 값을 밀리세컨드로 표현한 값, K는 360°를 밀리세컨드 단위로 표현된 전압의 한 사이클 시간으로 나눈 값(e.g., 만일 전압의 사이클이 60이라면, 360°를 16.667 밀리세컨드로 나눈 값),
Figure 112008090669439-PCT00004
는 각도로 표현된 위상 에러 신호이다.
수학식 1의 K는 시간 단위로 (더 일반적으로) 표현되었고, 수학식 2의 K는 밀리세컨드 단위로 표현되었다. 상기 위상 에러 신호는 시스템 100에서 사이리스터 111, 113의 파이어링(온 또는 오프 시간들)을 제어하기 위하여 사용된다.
일예로, 도 4에서 사이리스터 111, 113이 다시 턴-온되었을 때의 위상 각과 관련된 모터 특성의 특징적인 곡선 세트(4a~4e)를 도시하고 있다. 턴-온되었을 때 시간을 파이어링 각으로 참조할 수 있다. 도 4에서는 일직선으로 오른쪽 윗방향을 향하여 직선을 도시하고 있다. 직선은 다음 수학식 3을 따라 계산될 수 있다.
y=Ax-B
여기서, x는 측정된 위상 각, A는 게인 값, B는 오프 셋 값, y는 파이어링 각이다. x는 수학식 1의
Figure 112008090669439-PCT00005
가 될 수 있으며, 도 4에서 게인 값은 4이고, 도 4에서 오프 셋 값은 128이다.
곡선 4a의 정점 영역(Vertical Portion)은 모터 로드가 풀(full, 로드가 100%)인 경우 약 50도의 위상 지연을 가지며, 곡선 4e의 정점 영역(Vertical Portion)은 모터의 로드가 없는 경우 즉, 로드가 0%인 경우, 약 75도의 위상 지연을 가진다. 곡선 4a와 4e 사이의 곡선(4b, 4c, 4d)들은 각각 75%, 50%, 25%의 로드 를 가지는 모터 작동의 예를 도시하고 있다.
곡선 4a 내지 4e에 도시된 실시예에서, 사이리스터 111 또는 113은 제로 전압 크로싱 때 턴-오프 되도록 명령된다. 그러나, 이 경우에도, 사이리스터 111을 통과하는 전류가 있기 때문에, 사이리스터 111은 이 전류가 0이 되기 전까지 턴-오프될 수 없다. 제로 전압 크로싱 후 소정 시간이 경과하면, 상기 사이리스터 111을 통과하는 전류가 0이 되는데, 이때까지 시간이 위상 지연 시간이다. 위상 지연 시간에 사이리스터 111은 턴-오프된다. 만일, 상기 전류가 0이 되는 제로 전류 크로싱이 발생하기 전에 컨트롤러 시스템(100)에서 사이리스터 파이어 온을 명령할 경우, 사이리스터 111은 턴-오프되지 않는다. 만일, 제로 전류 크로싱이 발생하기 전에 컨트롤러 시스템(100)에서 사이리스터 파이어 온을 명령하면, 사이리스터 111은 켜진 상태를 유지한다. 만일 파이어링 시간이 상기 위상 지연 시간보다 적은 경우, 사이리스터 111은 켜진 상태를 유지하고, 상기 위상 지연은 일정하게 유지된다.
만일, 파이어링 시간이 상기 위상 지연보다 큰 경우, 사이리스터 111은 제로 전류 크로싱(위상 지연) 때 턴 오프되고, 파이어링 시간에 다시 턴-온된다. 이로 인하여 모터는 사이리스터 111이 오프되어 있는 동안에 제로 전압을 수신할 수 있다. 풀 사이클 동안 평균 전압은 낮아지고 위상 지연은 감소한다. 즉, 역률이 높아진다. 사이리스터 111이 오프되어 있는 동안 모터로 제로 전압이 입력되므로 하나의 전압 사이클 동안 모터에서 소모되는 평균 전압은 낮아지고 위상 지연은 감소한다. 따라서 역률이 증가한다. 일정한 로드 하에서 파이어링 시간을 위상과 파 이어링 시간이 동일한 점 이상으로 증가하면, 도 4의 곡선 4a에서 4e가 발생한다. 일정한 로드 하에서 파이어링 시간을 위상 지연보다 증가하면, 도 4의 곡선 4a 내지 4e가 발생한다. 곡선 4a 내지 4e는 모터의 특성 또는 모터의 위상 및 파이어링 시간의 관계를 나타낸다.
일예로, 곡선 4a에 도시된 바와 같이 풀 로드일 경우 풀 전압에 가까운 값을 가지는 것이 바람직하고, 곡선 4e에 도시된 바와 같이 로드가 없는 경우 최소 위상 지연을 가지는 것이 바람직한다. 일예로, 시스템 100은 곡선 4a와 같이 풀 로드인 경우 약 50도의 파이어링 각을 출력하고, 곡선 4e와 같이 로드가 없는 경우 약 110도의 파이어링 각을 출력한다. 유감스럽게도, 로드가 없는 상태에서 110도의 파이어링 각을 출력하면, 모터 구동에 필요한 전압이 충분하지 못하기 때문에 모터는 셧-다운한다. 파이어링 각도가 100도이고 로드가 없는 경우, 위상은 약 57도이며, 파이어링 각도가 55도인 경우 위상은 약 46도이다. 이 두 포인트와 수학식 3과 같은 수식을 이용하여 바람직한 파이어링 각도를 계산할 수 있다. 곡선 4d와 같은 로드인 경우, 시스템 100은 수학식 3의 직선이 곡선 4d를 크로싱하는 지점의 파이어링 각을 출력한다. 시스템 100은 수학식 3과 현재 모터 로드 곡선의 크로싱 지점의 파이어링 각 등에 따라 모터를 제어한다. 모터 로드가 변할 경우, 위상 각은 새로운 로드 곡선과 수학식 3의 크로싱 지점으로 변경된다. 이러한 제어방식은, 입력 즉 위상이 변함에 따라 출력이 변한다는 점에서 폐루프 제어시스템이라고 볼 수 있다. 모터 로드가 변하면, 변한 모터 로드 곡선과 수학식 3의 크로링 지점의 각도를 컨트롤러 시스템(100)이 파이어링 각도로 출력한다. 따라서, 컨트롤러 시 스템(100)의 위상 즉 입력이 변화함에 따라 출력인 파이어링 각도가 변한다. 그러므로 일종의 폐루프 제어시스템이다. 수학식 3은 당업자에 의하여 시스템 100이 안정화(Stabilize) 되도록 조정될 수 있다. 일예로, 만일 수학식 3이 'y=20x-1000'와 같이 이 수직선에 가까워지면, 피드백 제어시스템은 불안정해진다.
수학식 3은 시스템 100의 모터의 위상 각을 제어하는 알고리즘의 일실시예를 표시하고 있다. 위상 각을 조정하는 알고리즘은 상수 128과 게인 값 4를 가변함으로서 조정될 수 있다. 위상 각을 제어하는 알고리즘의 하나의 구현예는 도 5에 도시되어 있다.
도 5는 도 1의 디지털 마이크로 프로세서(105)에 구현된 위상 각 제어 알고리즘의 일실시예의 블록도이다. 위상 각 제어 알고리즘은 수학식 3의 상수 128 및 게인 4 등을 가변함으로서 조정할 수 있다. 다시 말하자면, 도 5의 일실시예는 파이어링 시간을 수학식 3을 통하여 밀리세컨드 단위로 계산하지만, 다른 여러 수학식들도 사용될 수 있다. 시스템 100은 사이리스터 111, 113의 파이어링을 디지털 마이크로 프로세서(105)를 통하여 제어한다. 디지털 마이크로 프로세서(105)는 위상 각(e.g., 도 5의 505의 출력 및 수학식 1)을 시간으로 계산한다. 시스템(100)은 디지털 마이크로 프로세서(105)에서 계산한 위상 각 및 수학식 3을 이용하여 사이리스터 파이어링 시간을 계산한다.
일예로, 디지털 마이크로 프로세서(105)에서 모터 전압의 제로 크로싱 시간을 밀리세컨드 단위 등으로 계산한다(501). 디지털 마이크로 프로세서(105)에서 모터 전류의 제로 크로싱 시간을 밀리세컨드 단위 등으로 계산한다(503). 디지털 마 이크로 프로세서(105)는 모터 전류와 모터 전압의 제로 크로싱 시간의 시간 차이를 계산한다(505). 상기 시간 차이는 모터와 전류의 위상 지연를 계산하는데 사용된다(507). 일예로, 위상 지연은 상기 시간 차이에 '21.6 각/밀리세컨드(degrees/milliseconds)'를 곱하여 계산할 수 있다. 디지털 마이크로 프로세서(105)는 상기 위상 지연에 게인을 곱한다(509). 일예로, 수학식 3과 같이 상기 위상 지연에 게인 4를 곱할 수 있다. 디지털 마이크로 프로세서(105)는 509의 위상 지연에 오프셋을 적용(511)하여 정류부 구동부(107)의 파이어링 각을 계산하는데 사용한다(513). 일예로, 수학식 3과 같이, 509의 위상 지연에서 128을 제한다. '513' 단계에서 정류부 구동부(107)의 파이어링 각은 각도로 계산된다. 디지털 마이크로 프로세서(105)는 513의 파이어링 각에 0.046을 곱하여(515) 상기 파이어링 각을 각도에서 밀리세컨드 단위로 변환한다. 밀리세컨드 단위로 표현된 파이어링 각은 모터 전압의 제로 크로싱 시간과 함께 정류부 구동부(107)의 파이어링 시간을 밀리세컨드 단위 등으로 계산하기 위하여 사용된다(517).
하나의 전압 사인파는 360도이며, 0도에서 제로 크로싱한다. 90도의 파이어링 각은 그러한 사인파의 피크, 즉 최고점에서 발생한다. 상기 파이어링 시간은 밀리세컨드 단위이다. 60 사이클 AC 전압에 있어서, 하나의 사인파는 시작부터 끝까지 16 2/3 밀리세컨드이다. 60 헤르츠 AC 전압에 있어서, 하나의 사인파의 주기시간은 16 2/3 밀리세컨드이다. 90도의 파이어링 각의 경우, 파이어링 시간은 16 2/3 밀리세컨드의 1/4인 4.1666 밀리세컨드이다. 상기 21.6 각/밀리세컨드의 값은 360도를 16 2/3 밀리세컨드로 나눔으로써 얻을 수 있다. 상기 0.046 값은 16 2/3 밀 리세컨드를 360도로 나눔으로써 얻을 수 있다.
당업자가 본 발명의 알고리즘과 관련된 숫자를 수정하거나 시스템 100의 구성요소에 비례 적분 제어기 또는 기타 유사한 제어기를 추가하여 시스템 100을 옵티마이즈하거나 불안정성을 향상하는 것은 예상 가능한 일이다. 이는 본 발명의 권리범위에 속한다. 따라서, 상기에서 언급함 방법과 함께 디지털 마이크로 프로세서(105)를 사용하는 개선된 위상 지연 또는 역률 검출 방식은 본 발명의 실시예이다.
도 6은 모터의 위상 지연을 계산하기 위하여 모터 전압 및 전류의 제로 크로싱을 센싱하고 그 시간 차이를 판별하는 모터 역률 제어방법의 흐름이 도시된 도이다. 본 방법은 몇 번(X)의 사이클 동안 모터를 풀(full) 전력으로 구동시키는 과정을 포함한다(601). 이는 상기 모터가 풀(full) 작동 속도에 도달하도록 하기 위함이다. 모터 전압의 제로 크로싱을 검출하기 위한 판별작업이 이루어진다(603). 모터 전압의 제로 크로싱 여부를 검출한다. 디지털 마이크로 프로세서(105)를 이용하여, 모터 전압의 상이 첫번째로 제로 크로싱하는 시간이 센싱된다. 디지털 마이크로 프로세서(105) 내부의 타이머 또는 타이밍 루프가 모터 전압의 제로 전압 크로싱을 검출하는 순간 시작된다(605). 모터 전류의 제로 크로싱을 검출하기 위한 판별작업이 이루어진다(605). 모터 전류의 제로 크로싱 여부를 검출한다. 디지털 마이크로 프로세서(105)를 이용하여, 두번째로 모터 전류의 상이 제로 전류 크로싱하는 시간을 센싱한다. 상기 첫번째와 두번째 시간들은 모터의 위상 지연을 계산하기 위하여 사용된다(609). 디지털 마이크로 프로세서(105)를 이용하여, 상기 첫번 째와 두번째 시간의 차이가 판별된다. 디지털 마이크로 프로세서(105)를 통하여, 상기 판별된 시간의 차이는 모터의 위상 지연을 계산하는데 사용된다. 상기 파이어링 각은 모터의 위상 각을 바탕으로 계산된다(611). 상기 파이어링 각은 정류부 구동부(107)를 파어이할 때를 결정하고 궁극적으로 정류부(111)를 파이어할 때를 결정한다(613). '603'~'613'까지의 단계들은 모터의 위상 지연을 계산하기 위하여 모터의 전압 및 전류의 제로 크로싱 시간을 센싱하고 그 차이를 이용하는 과정으로 이루어진 모터의 역률 제어방법을 제공하기 위하여 반복된다. 따라서, 디지털 마이크로 프로세서(105)를 통하여, 정류부(109)의 파이어링 시간을 계산하기 위하여 위상 지연이 사용되고, 파이어링 시간을 상기 위상 지연이나 모터의 로드 중 적어도 하나에 의해 가변한다.
본 발명은 구체적인 실시예들을 참조하여 설명되어 있다. 그러나, 다양한 변형이나 변화들은 본 발명의 범위를 벗어나지 않고도 실현될 수 있음은 예사오딜 수 있다. 구체적인 특정사항이나 수치들은 실시예로 간주될 것이며, 본 발명의 권리범위를 제한하지 아니하고, 특정사항이나 수치들의 변형들은 본 발명의 권리범위에 속하는 것으로 간주될 것이다.
본 발명의 구체적인 실시예와 관련된 효과, 결과, 이익, 장점, 해결책 등이 상기에서 언급되었다. 그러나, 상기에서 언급된 효과, 결과, 이익, 장점, 해결책 등이나 다른 여하한 효과, 결과, 이익, 장점, 해결책을 발생하는 구성요소들은 본 발명에 있어서 필수적이거나 불가결하거나 필요한 것으로 간주되어서는 아니된다. 여기서 사용된 바와 같이, '구성된', '구성하고 있는', '포함하는' 등의 용어나 관 련 용어는 제한이 없는 권리범위를 포함하도록 의도된 단어이며, 과정, 방법, 방식, 장치, 기구 등 구성요소들을 포함하고 있는 과정, 방법, 방식, 장치, 기구 등은 그러한 구성요소뿐만 아니라 명시적으로 표현되어 있지 아니하거나 포함하고 있지 아니한 구성요소들도 포함할 수 있다. 나아가, 본 발명의 어떠한 구성요소도 본 발명의 실시에 있어서 필요하다고 기재되어 있지 않은 이상 꼭 필요하다고 간주되지 않는다.
도 1은 본 발명의 일실시예와 관련된 모터의 제어시스템을 도시한 블록도,
도 2는 본 발명의 일실시예와 관련된 위상 검출 회로(Phase Detection Circuit; PDC)의 개략도,
도 3은 도 2에 도시된 PDC의 입출력 신호의 웨이브형태를 도시한 도,
도 4는 본 발명의 일실시예와 관련하여 묘사된 사이리스터의 파이어링 각과 위상각을 연결하는 모터 곡선 세트(Set)를 도시한 도,
도 5는 본 발명의 일실시예와 관련된 컨트롤러 시스템 알고리즘의 블록도,
도 6은 본 발명의 일실시예와 관련된 모터 제어방법을 도시한 순서도이다.

Claims (20)

  1. 위상 검출부와 결합한 전력 공급부; 및
    상기 위상 검출부의 첫번째 위상 검출부 출력과 두번째 위상 검출부 출력 및 정류부 사이에 결합된 디지털 마이크로 프로세서를 포함하며;
    상기 첫번째 위상 검출부 출력은 모터 전류의 제로 크로싱에 싱크로나이즈되며, 상기 두번째 위상 검출부 출력은 상기 전력 공급부의 라인 전압의 제로 크로싱과 싱크로나이즈되고,
    상기 디지털 마이크로 프로세서는 상기 모터 전압이 처음으로 제로 크로싱하는 시간을 센싱하고, 상기 모터 전류가 두번째로 제로 크로싱하는 시간을 센싱하고, 상기 첫번째와 두번째 시간의 차이를 판별하고, 상기 시간의 차이를 이용하여 모터의 위상 지연을 계산하고, 상기 위상 지연을 이용하여 상기 정류부의 파이어링(firing) 시간을 계산하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 위상 지연을 다음 수학식을 이용하여 계산하는 것을 특징으로 하는 시스템.
    Figure 112008090669439-PCT00006
    (단,
    Figure 112008090669439-PCT00007
    는 각도로 표현된 위상 지연, T1은 상기 전류가 제로 크로싱하는 시 간, T2는 상기 전압이 제로 크로싱하는 시간, K는 밀리세컨드 단위로 표현된 T1과 T2의 차이를 위하여 360°를 밀리세컨드 단위로 표현된 전압의 한 사이클 시간으로 나눈 값)
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 정류부의 파이어링 시간을 다음 수학식을 이용하여 계산하는 것을 특징으로 하는 시스템.
    y=A
    Figure 112008090669439-PCT00008
    -B
    (단, y는 파이어링 시간, A는 게인 값, B는 오프 셋 값)
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 위상 지연과 관련된 위상 에러 신호는 다음 수학식을 이용하여 계산하는 것을 특징으로 하는 시스템.
    Figure 112008090669439-PCT00009
    (단,
    Figure 112008090669439-PCT00010
    는 위상 에러 신호, θD는 요구되는 위상 각을 밀리세컨드로 표현한 값, θFB는 상기 모터 전류의 제로 크로싱하는 두번째 시간에서 상기 모터 전압이 제로 크로싱하는 첫번째 시간을 뺀 값을 밀리세컨드로 표현한 값, K는 360°를 밀리세컨드로 표현한 전압의 한 사이클 시간으로 나눈 값)
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 정류부의 파이어링 시간은 다음 수학식을 이용하여 계산하는 것을 특징으로 하는 시스템.
    y=Ax-B
    (단, y는 파이어링 시간, A는 게인 값, B는 오프 셋 값, x는 상기 모터의 측정된 위상 각)
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 파이어링 시간은 상기 위상 지연이나 상기 모터의 로드 중 적어도 하나에 따라 가변하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 위상 검출부는 상기 전력 공급부의 라인 전압과 결합된 첫번째 위상 검출부 입력과, 상기 모터의 모터 터미널 전압과 결합된 두번째 위상 검출부 입력을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  8. 위상 검출부와 결합된 전력 공급부; 및
    상기 위상 검출부와 정류부 구동부 사이에 결합된 디지털 마이크로 프로세서를 포함하며;
    상기 위상 검출부는 첫번째 위상 검출부 입력, 두번째 위상 검출부 입력, 및 위상 검출부 출력을 가지며, 상기 두번째 위상 검출부 입력은 첫번째 OP 앰프의 첫번째 반전(inverting) 입력에 첫번째 전압 분배기를 통하여 결합되며, 상기 첫번째 위상 검출부 입력은 상기 첫번째 OP 앰프의 첫번째 비반전(non-inverting) 입력에 두번째 전압 분배기를 통하여 결합되고 두번째 OP 앰프의 두번째 반전 입력에 세번째 전압 분배기를 통하여 결합되며, 첫번째 OP 앰프의 첫번째 증폭기 출력은 모터 전류의 제로 크로싱과 싱크로나이즈되고 두번째 OP 앰프의 두번째 증폭기 출력은 라인 전압의 제로 크로싱과 싱크로나이즈되며,
    상기 마이크로 프로세서는 상기 위상 검출부의 첫번째 및 두번째 증폭기 출력과 정류부 구동부 사이에 결합되어, 상기 정류부 구동부의 파이어링을 제어할 수 있도록 첫번째 및 두번째 OP 앰프의 상태 스위칭 시간의 차이를 계산하고 상기 모터의 전류와 전압의 위상 지연을 판별하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 정류부 구동부는 상기 모터의 모터 터미널 전압과 상기 정류부 구동부 사이에 결합된 적어도 하나의 사이리스터(Thyristor)를 파이어(fire)하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 위상 지연을 다음 수학식을 이용하여 계산하는 것을 특징으로 하는 시 스템.
    Figure 112008090669439-PCT00011
    (단,
    Figure 112008090669439-PCT00012
    는 각도로 표현된 위상지연, T1은 상기 전류가 제로 크로싱하는 시간, T2는 상기 전압이 제로 크로싱하는 시간, K는 밀리세컨드 단위로 표현된 T1과 T2의 차이를 위하여 360°를 밀리세컨드 단위로 표현된 전압의 한 사이클 시간으로 나눈 값)
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 정류부의 파이어링 시간을 다음 수학식을 이용하여 계산하는 것을 특징으로 하는 시스템.
    y=A
    Figure 112008090669439-PCT00013
    -B
    (단, y는 상기 정류부의 파이어링과 관련된 파이어링 시간, A는 게인 값, B는 오프 셋 값)
  12. 제 8 항에 있어서,
    상기 위상 지연은 다음 수학식을 이용하여 계산하는 것을 특징으로 하는 시스템.
    Figure 112008090669439-PCT00014
    (단,
    Figure 112008090669439-PCT00015
    는 위상 지연, θD는 요구되는 위상 각을 밀리세컨드로 표현한 값, θFB는 상기 모터 전류의 제로 크로싱하는 두번째 시간에서 상기 모터 전압이 제로 크로싱하는 첫번째 시간을 뺀 값을 밀리세컨드로 표현한 값, K는 360°를 밀리세컨드로 표현한 전압의 한 사이클 시간으로 나눈 값)
  13. 제 8 항에 있어서,
    상기 정류부의 파이어링 시간은 다음 수학식을 이용하여 계산하는 것을 특징으로 하는 시스템.
    y=Ax-B
    (단, y는 상기 정류부의 파이어링과 관련된 파이어링 시간, A는 게인 값, B는 오프 셋 값, x는 상기 모터의 측정된 위상 각)
  14. 모터를 제어하는 방법에 있어서,
    디지털 마이크로 프로세서를 이용하여 상기 모터 전압이 제로 크로싱하는 첫번째 시간을 센싱하는 단계,
    디지털 마이크로 프로세서를 이용하여 상기 모터 전류의 상이 제로 크로싱하는 두번째 시간을 센싱하는 단계,
    디지털 마이크로 프로세서를 이용하여, 상기 첫번째와 두번째 시간의 차이를 판별하는 단계,
    디지털 마이크로 프로세서를 이용하여, 상기 시간의 차리를 이용하여 상기 모터의 위상 지연을 계산하는 단계; 및,
    디지털 마이크로 프로세서를 이용하여, 상기 위상 지연을 이용하여 정류부의 파이어링 시간을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 디지털 마이크로 프로세서의 타이머를 상기 모터 전압의 상이 제로 크로싱하는 첫번째 시간부터 시작하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 방법.
  16. 제 14 항에 있어서,
    상기 위상 지연을 다음 수학식을 이용하여 계산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 방법.
    Figure 112008090669439-PCT00016
    (단,
    Figure 112008090669439-PCT00017
    는 각도로 표현된 위상지연, T1은 상기 전류가 제로 크로싱하는 시간, T2는 상기 전압이 제로 크로싱하는 시간, K는 밀리세컨드 단위로 표현된 T1과 T2의 차이를 위하여 360°를 밀리세컨드 단위로 표현된 전압의 한 사이클 시간으로 나눈 값)
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 정류부의 파이어링 시간을 다음 수학식을 이용하여 계산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 방법.
    y=A
    Figure 112008090669439-PCT00018
    -B
    (단, y는 상기 정류부의 파이어링과 관련된 파이어링 시간, A는 게인 값, B는 오프 셋 값)
  18. 제 14 항에 있어서,
    상기 파이어링 시간을 상기 위상 지연 또는 상기 모터의 로드 중 적어도 하나에 따라 가변하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 방법.
  19. 제 14 항에 있어서,
    상기 정류부의 파이어링 시간을 다음 수학식을 이용하여 계산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 방법.
    y=Ax-B
    (단, y는 상기 정류부의 파이어링과 관련된 파이어링 시간, A는 게인 값, B는 오프 셋 값, x는 상기 모터의 측정된 위상 각)
  20. 제 14 항에 있어서,
    상기 위상 지연과 관련된 위상 지연 에러 신호를 다음 수학식을 이용하여 계산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 방법.
    Figure 112008090669439-PCT00019
    (단,
    Figure 112008090669439-PCT00020
    는 위상 지연, θD는 요구되는 위상 각을 밀리세컨드로 표현한 값, θFB는 상기 모터 전류의 제로 크로싱하는 두번째 시간에서 상기 모터 전압이 제로 크로싱하는 첫번째 시간을 뺀 값을 밀리세컨드로 표현한 값, K는 360°를 밀리세컨드로 표현한 전압의 한 사이클 시간으로 나눈 값)
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