JPWO2015068300A1 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
JPWO2015068300A1
JPWO2015068300A1 JP2015546262A JP2015546262A JPWO2015068300A1 JP WO2015068300 A1 JPWO2015068300 A1 JP WO2015068300A1 JP 2015546262 A JP2015546262 A JP 2015546262A JP 2015546262 A JP2015546262 A JP 2015546262A JP WO2015068300 A1 JPWO2015068300 A1 JP WO2015068300A1
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
current
phase
winding
rotating machine
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2015546262A
Other languages
English (en)
Other versions
JP6091646B2 (ja
Inventor
辰也 森
辰也 森
古川　晃
晃 古川
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Application granted granted Critical
Publication of JP6091646B2 publication Critical patent/JP6091646B2/ja
Publication of JPWO2015068300A1 publication Critical patent/JPWO2015068300A1/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/0092—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof measuring current only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H02M7/53876—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

電力変換装置であって、複数の多相巻線を有する交流回転機と、複数のスイッチング信号に基づいて直流電源の直流電圧を電力変換して前記複数の多相巻線に電圧を印加する複数の電力変換手段と、前記複数の多相巻線のうちの何れか１つの多相巻線に電圧を印加する前記電力変換手段と前記直流電源との間を流れる電流である第１の母線電流を検出する第１の電流検出手段と、前記第１の母線電流に基づいて前記１つの多相巻線を流れる電流を演算する第１の相電流演算手段とを有し、前記第１の電流検出手段は、前記複数のスイッチング信号に基づく複数の電圧ベクトルが隣接するか又は一致するタイミングにて前記第１の母線電流を検出する。

Description

本発明は、電力変換装置に関するものである。
従来のモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置においては、ＰＷＭ各相デューティ指令値に基づいてモータを駆動制御すると共に、１シャント式電流検出器で前記モータの各相モータ電流を検出するようになっているモータ制御装置において、インバータの電源電圧、各相デューティ指令値、モータの逆起電圧情報、電流検出器で検出された各相モータ電流、ＰＷＭの配置情報及びモータの電気的特性式より、電流検出補正値を算出する電流検出補正部を具備し、電流検出補正値により電流検出器で検出された各相モータ電流をモータ平均電流に補正してモータを駆動制御するようにしている(例えば、特許文献１）。
特開２０１３−６２９１３号公報
杉本英彦他著、「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」、総合電子出版社、３５〜３７頁
このようなモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置においては、平均電流に補正するにあたって、電流検出補正部において、インバータの電源電圧、各相デューティ指令値、モータの逆起電圧情報、電流検出器で検出された各相モータ電流、ＰＷＭの配置情報及びモータの電気的特性式を用いて電流検出補正値を算出する構成であり、補正値の算出にあたって多量の演算を必要するため、廉価なマイコンへの実装を困難にするという課題がある。
さらに、モータの温度変動によって、モータの抵抗Rや逆起電圧EMFに比例する磁束鎖交数が変動し、また、モータのインダクタンスLはモータの巻線に電流を通電した際に、磁気飽和の影響を受けて変動する。このようにモータ定数が変動し、それと電流検出補正部が記憶しているモータ定数とに誤差を生ずると、電流検出器で検出された各相モータ電流とモータ平均電流の差分と、電流検出補正値との間に誤差を生じ、電流検出器で検出された各相モータ電流をモータ平均電流に補正できないといった課題もある。また、電流検出補正部にてモータ定数の変動を考慮した補正を実施するように対策したとしても、その対策に更に演算が必要となるといった新たな課題も生ずる。
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、少量の演算で廉価なマイコンの実装を容易にした上で、モータ平均電流を得ることを目的としている。
本発明に係る電力変換装置は、複数の多相巻線を有する交流回転機と、直流電源と、複数の電圧指令を出力する電圧指令演算部と、前記複数の電圧指令に基づいて、複数のスイッチング信号を出力するスイッチング信号生成手段と、前記複数のスイッチング信号に基づいて前記直流電源の直流電圧を電力変換して前記複数の多相巻線に電圧を印加する複数の電力変換手段と、前記複数の多相巻線のうちの何れか１つの多相巻線に電圧を印加する前記電力変換手段と前記直流電源との間を流れる電流である第１母線電流を検出する第１の電流検出手段と、検出した前記第１母線電流に基づいて前記１つの多相巻線を流れる電流を演算する第１の相電流演算手段とを有し、前記第１の電流検出手段は、前記複数のスイッチング信号に基づく複数の電圧ベクトルが隣接するか又は一致するタイミングにて前記第１母線電流を検出することを特徴とする。
複数の電圧ベクトルが隣接するか又は一致するタイミングにおいては、前記第１の多相巻線と前記第２の多相巻線を流れる電流の変動が小さくなる。そのタイミングで前記第１母線電流を検出することによって、前記第１の多相巻線を流れる電流の平均値に近い値が得られる。よって、本発明に係る電力変換装置においては、特許文献１のように電流検出補正部で、インバータの電源電圧、各相デューティ指令値、モータの逆起電圧情報、電流検出器で検出された各相モータ電流、ＰＷＭの配置情報及びモータの電気的特性式を用いて電流検出補正値を算出するといった多量の演算は必要がなく、少ない演算量で実施できることによって廉価なマイコンの適用を容易にし、さらに、交流回転機の定数の変動に対する影響を抑えた上で、前記モータ平均電流に近い値を得ることができるといった従来にない顕著な効果を得ることができる。
本発明の上記以外の目的、特徴、観点及び効果は、図面を参照する以下の本発明の詳細な説明から、さらに明らかになるであろう。
本発明の実施の形態１における電力変換装置の全体を示す構成図である。 実施の形態１の交流回転機の固定子の第１巻線と第２巻線の位相を示す図である。 実施の形態１の交流回転機の固定子のＵ相の等価回路を示す図である。 実施の形態１の交流回転機の固定子の等価回路を回転二軸（ｄ−ｑ軸）に座標変換したとき、d軸の等価回路をブロック図形式で表した図である。 実施の形態１の交流回転機の固定子の等価回路を回転二軸（ｄ−ｑ軸）に座標変換したとき、ｑ軸の等価回路をブロック図形式で表した図である。 実施の形態１の第１のスイッチング信号と第１の電圧ベクトル、及び第１の母線電流と第１の３相巻線を流れる電流の関係を示す図である。 実施の形態１の第１の電圧ベクトルを示す図である。 実施の形態１の第２のスイッチング信号と第２の電圧ベクトルの関係を示す図である。 実施の形態１の第２の電圧ベクトルを示す図である。 実施の形態１のスイッチング信号生成手段における、第１、第２のスイッチング信号の発生方法、電流検出手段における第１母線電流の検出タイミングに関しての、スイッチング信号の周期Tsにおける動作説明図である。 図１０に第１の３相巻線を流れる電流を追加した図である。 図４におけるｄ軸電圧Vd1、Vd2に同符号かつ同振幅のステップ電圧を加えた波形を示す図である。 図４におけるｄ軸電圧Vd1、Vd2に異符号かつ同振幅のステップ電圧を加えた波形を示す図である。 実施の形態１において、第１のベクトルV1と第２のベクトルV2の位相差Δθを示す図である。 実施の形態１において、横軸は位相差Δθ[度]であり、縦軸は第１の３相巻線に対する電流振幅変動量の、単一の３相巻線を有する交流回転機との相対値を示す図である。 実施の形態１において、横軸は位相差Δθ[度]であり、縦軸は第２の３相巻線に対する電流振幅変動量の、単一の３相巻線を有する交流回転機との相対値を示す図である。 単一の３相巻線を有する交流回転機のｄ軸等価回路を示す図である。 単一の３相巻線を有する交流回転機のｑ軸等価回路を示す図である。 実施の形態２におけるスイッチング信号生成手段の動作を説明する図である。 実施の形態３におけるスイッチング信号生成手段の動作を説明する図である。 実施の形態４におけるスイッチング信号生成手段の動作を説明する図である。 実施の形態５における電力変換装置の全体を示す構成図である。 実施の形態５の第２のスイッチング信号と第２の電圧ベクトル、及び第２の母線電流と第２の３相巻線を流れる電流の関係を示す図である。 実施の形態６の交流回転機の固定子の第１巻線と第２巻線の位相差を示す図である。 実施の形態６の第１の電圧ベクトルを示す図である。 実施の形態６の第２の電圧ベクトルを実線で示し、第１の電圧ベクトルを破線で示す図である。 実施の形態６における第１の電圧ベクトルV1(1)を、ｄ軸方向成分V1(1)_d、ｑ軸方向成分V1(1)_qで表した図である。 実施の形態６における第２の電圧ベクトルV1(2)を、ｄ軸方向成分V1(2)_d、ｑ軸方向成分V1(2)_qで表した図である。 実施の形態６における第１の電圧ベクトルV2(1)をｄ軸方向成分V2(1)_d、ｑ軸方向成分V2(1)_qで表した図である。 実施の形態６における第２の電圧ベクトルV2(2)をｄ軸方向成分V2(2)_d、ｑ軸方向成分V2(2)_qで表した図である。 実施の形態７の交流回転機の固定子の第１巻線と第２巻線の位相差を示す図である。 実施の形態７の第１の電圧ベクトルを示す図である。 実施の形態７の第２の電圧ベクトルを実線で示し、第１の電圧ベクトルを破線で示す図である。 実施の形態８の交流回転機の固定子の第１巻線と第２巻線の位相差を示す図である。 実施の形態８の第１の電圧ベクトルを示す図である。 実施の形態８の第２の電圧ベクトルを実線で示し、第１の電圧ベクトルを破線で示す図である。 実施の形態８のスイッチング信号生成手段における、第１、第２のスイッチング信号の発生方法、電流検出手段における第１母線電流の検出タイミングに関しての、スイッチング信号の周期Tsにおける動作説明図である。 実施の形態９における電圧指令ベクトルの電圧位相を説明する図である。 実施の形態９においてスイッチング信号生成手段における２通りの組み合わせの切り替え例を示す図である。 実施の形態９において電圧指令ベクトルの角度θvに応じて第１の電圧指令Vu1、Vv1、Vw1の電圧大小関係が切り替わる様子を示す図である。 実施の形態１０における電力変換装置の全体を示す構成図である。 実施の形態１０におけるスイッチング信号生成手段における２通りの組み合わせの切り替え方法を示す図である。 実施の形態１０におけるｑ軸位相θqと電圧ベクトルとの関係を説明する図である。 実施の形態１０におけるｑ軸位相θqと電圧ベクトルとの関係を説明する図である。 実施の形態１１における電力変換装置の全体を示す構成図である。 実施の形態１１におけるスイッチング信号生成手段における２通りの組み合わせの切り替え方法を示す図である。 実施の形態１１における第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとの平均ベクトルを示す図である。 実施の形態１２における電力変換装置の全体を示す構成図である。 実施の形態１２における電流指令Iu、Iv、Iwの波形例を示す図である。 実施の形態１２におけるスイッチング信号生成手段における２通りの組み合わせの切り替え方法を示す図である。
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１における電力変換装置の全体を示す構成図である。この電力変換装置は、例えば、モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置に使用される。交流回転機1aは、第１の３相巻線U1、V1、W1及び第２の３相巻線U2、V2、W2を有し、第１の３相巻線と第２の３相巻線とに機械的位相差を有しない永久磁石同期回転機である。直流電源2は、第１の電力変換手段3及び第２の電力変換手段4に直流電圧Vdcを出力する。この直流電源としては、バッテリー、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧を出力する全ての機器を含む。また、第１の電力変換手段3、第２の電力変換手段4に対して各々直流電源を設けても良い。
第１の電力変換手段3は、第１のスイッチング信号Qup1〜Qwn1に基づき、半導体スイッチSup1〜Swn1をオンオフすることによって、直流電源2から入力した直流電圧Vdcを電力変換して交流回転機１aの第１の３相巻線U1、V1、W1に電圧を印加する。半導体スイッチSup1〜Swn1としては、IGBT、バイポーラトランジスタ、MOSパワートランジスタ等の半導体スイッチとダイオードを逆並列に接続したものを用いる。ここで、第１のスイッチング信号Qup1、Qun1、Qvp1、Qvn1、Qwp1、Qwn1は、第１の電力変換手段3において、Sup1、Sun1、Svp1、Svn1、Swp1、Swn1をそれぞれオンオフするためのスイッチング信号である。
第２の電力変換手段4は、第２のスイッチング信号Qup2〜Qwn2に基づき、半導体スイッチSup2〜Swn2をオンオフすることによって、直流電源2から入力した直流電圧Vdcを電力変換して交流回転機１aの第２の３相巻線U2、V2、W2に電圧を印加する。半導体スイッチSup2〜Swn2としては、IGBT、バイポーラトランジスタ、MOSパワートランジスタ等の半導体スイッチとダイオードを逆並列に接続したものを用いる。第２のスイッチング信号Qup2、Qun2、Qvp2、Qvn2、Qwp2、Qwn2は、第２の電力変換手段４において、Sup2、Sun2、Svp2、Svn2、Swp2、Swn2をそれぞれオンオフするためのスイッチング信号である。
スイッチング信号生成手段5aは、電圧指令演算部6から出力された第１の電圧指令Vu1、Vv1、Vw1に基づいてパルス幅変調(PWM変調)することによって、Vu1、Vv1、Vw1に応じたパルス幅を持つスイッチング信号Qup1〜Qwn1を出力する。同様に、スイッチング信号生成手段5aは、電圧指令演算部6から出力された第２の電圧指令に基づいてパルス幅変調(PWM変調)することによって、Vu2、Vv2、Vw2に応じたパルス幅を持つスイッチング信号Qup2〜Qwn2を出力する。
電圧指令演算部6は、交流回転機1aを駆動するための第１の電圧指令Vu1、Vv1、Vw1及び第２の電圧指令Vu2、Vv2、Vw2を演算し、スイッチング信号生成手段5ａへ出力する。第１の電圧指令Vu1、Vv1、Vw1及び第２の電圧指令Vu2、Vv2、Vw2の演算方法としては、図１における制御指令として交流回転機1aの速度(周波数)指令fに設定した上で、第１の電圧指令及び第２の電圧指令の振幅を決定するV/F制御や、制御指令として交流回転機1aの電流指令に設定し、それと後述する第１の相電流演算手段8より出力された第１の３相巻線を流れる電流Iu1、Iv1、Iw1との偏差に基づいて、その偏差を零とすべく比例積分制御によって第１の電圧指令Vu1、Vv1、Vw1及び第２の電圧指令Vu2、Vv2、Vw2を演算する電流フィードバック制御などを使用する。但し、V/F制御はフィードフォワード制御であって、第１の３相電流Iu1、Iv1、Iw1を必要としない。よって、この場合、電圧指令演算部6への第１の３相電流Iu1、Iv1、Iw1の入力は必須ではない。
第１の電流検出手段7は、直流電源２と第１の電力変換手段3との間を流れる電流である第１母線電流Idc1を検出し、第１の相電流演算手段8へ出力する。第１の電流検出手段7は、シャント抵抗7aと、シャント抵抗7aを流れる電流をサンプルホールドすることで第１の母線電流Idc1を検出するサンプルホールド器7bによって構成される。シャント抵抗7aの代わりに計器用変流器(CT)を用いてもよく、この場合、計器用変流器の出力電圧をサンプルホールド器7bでサンプルホールドすることで第１の母線電流Idc1を検出する。
続いて、交流回転機1aについて詳細に述べる。交流回転機1aは、図２のように、中性点N1で接続された第１の３相巻線（多相巻線）U1、V1、W1及び中性点N2で接続された第２の３相巻線（多相巻線）U2、V2、W2が電気的に接続されることなく回転機の固定子に納められている３相交流回転機である。なお、U1巻線とU2巻線、V1巻線とV2巻線、W1巻線とW2巻線に機械的位相差はない。この２つの巻線は電気的に接続されていないが、交流回転機1aが構成する磁気回路により磁気的に結合されており、丁度トランスの一次側と二次側のような結合状態にある。このため、並列して配置されたU1相とU2相の等価回路は図３のように表すことができる。
図３において、Vu1、Vu2はそれぞれ各中性点からのU相電圧、Ru1、Ru2は電機子巻線抵抗、eu1、eu2は誘起電圧、Muは電機子巻線相互インダクタンス、Lu1-Mu、Lu2-Muはそれぞれ第１巻線、第２巻線の漏れインダクタンス(電機子巻線自己インダクタンス−電機子巻線相互インダクタンス)を表している。またｎはトランスで言う巻数比である。なお、これらの値のうち、特にLu1-MuとMu、及びLu2-MuとMuはモータ制御で用いる相(U-V相間又はV-W相間又はV-W相間)間の値とは異なり、並列して配置された第１の３相巻線と第２の３相巻線における２相間の値であることに注意を要する。
また、一般には交流回転機では並列する巻線の巻数は同じであるので、n=1である。またこの時、V1相とV2相、W1相とW2相の等価回路でも同じであるので、UVW３相の特性が等しい場合、３相から回転二軸（ｄ−ｑ軸）上に座標変換を行っても、この回転二軸（ｄ−ｑ軸）上での等価回路は図３に示した等価回路と同じである。
以上のように、交流回転機1aの２つの３相巻線は磁気的に結合しているので、相互に干渉電圧が生じる。UVW３相の交流回転機1aの等価回路を回転二軸（ｄ−ｑ軸）に座標変換したとき、それぞれの相の回路構成は上記のように図３と同じであるが、そのd軸の等価回路をブロック図形式で表したものを図４に示す。図中で、Vd1、Vd2はそれぞれ第１、第２の３相巻線に対するd軸電圧であり、Id1、Id2はそれぞれ第１、第２の３相巻線に対するd軸電流である。また、図中Vid12、Vid21で表される電圧が、他の巻線組からの干渉電圧を示している。
なお、図中のsはラプラス変換の微分演算子、Rは電機子巻線抵抗、Ldはd軸自己インダクタンス、Mdはd軸相互インダクタンスをそれぞれ表す。図４は回転二軸（ｄ−ｑ軸）のうち、d軸の等価回路を表したものであるが、q軸上の等価回路も同様の構成であり、図５にブロック図形式で示す。図中で、Vq1、Vq2はそれぞれ第１、第２の３相巻線に対するq軸電圧であり、eq1、eq2はそれぞれ誘起電圧であり、iq1、iq2はそれぞれ第１、第２の３相巻線に対するq軸電流である。また、図中Viq12、Viq21で表される電圧が、他の巻線組からの干渉電圧を示している。なお、図中Lqはq軸自己インダクタンス、Mqはq軸相互インダクタンスをそれぞれ表す。
次に、第１のスイッチング信号Qup1〜Qwn1に基づく第１の電圧ベクトル、及び第１の母線電流Idc1と第１の３相巻線を流れる電流Iu1、Iv1、Iw1との関係について述べる。図６に、第１のスイッチング信号Qup1〜Qwn1と第１の電圧ベクトル、及び第１の母線電流と第１の３相巻線を流れる電流Iu1、Iv1、Iw1の関係を示す。図６において、Qup1〜Qwn1は、その値が１のときQup1〜Qwn1に対応する半導体スイッチSup1〜Swn1がオンし、一方、その値が０のときQup1〜Qwn1に対応する半導体スイッチSup1〜Swn1がオフする。
次に、オンする半導体スイッチと第１の巻線に印加される電圧Vu1、Vv1、Vw1と第１の電圧ベクトルの関係は図６の通りであり、この関係については、例えば非特許文献１などに記載されている公知の技術なので、ここでは詳細な説明については省略する。第１の電圧ベクトルにおける添え字(1)は、第１の電圧ベクトルを示すために設けたものであり、後述する第２の電圧ベクトルと区別するために設けている。第１の電圧ベクトルを図示すると、図７のようになり、V1(1)〜V6(1)は６０度ずつ位相差を持つベクトルであり、V1(1)は第１の３相巻線のU1相方向、V3(1)は第１の３相巻線のV1相方向、V5(1)は第１の３相巻線のW1相方向に一致し、また、V0(1)、V7(1)は大きさが零の電圧ベクトルである。また、第１のスイッチング信号及び第１の電圧ベクトルと、第１の母線電流の関係を図６に示す。
第１の相電流演算手段8は、第１母線電流Idc1及び第１のスイッチング信号Qup1〜Qwn2に基づいて、図６に示した関係から、第１巻線の電流Iu1、Iv1、Iw1を出力する。但し、３相３線式の回転機においては３相を流れる電流の和が零となることを利用して、第１巻線の電流Iu1、Iv1、Iw1のうち、いずれか２相分の電流を演算し出力する構成としてもよい。
次に、第２のスイッチング信号Qup2〜Qwn2に基づく第２の電圧ベクトルとの関係について述べる。図８に、第２のスイッチング信号Qup2〜Qwn2と第２の電圧ベクトルとの関係を示す。図８において、Qup2〜Qwn2は、その値が１のときQup2〜Qwn2に対応する半導体スイッチSup2〜Swn2がオンし、一方、その値が０のときQup2〜Qwn2に対応する半導体スイッチSup2〜Swn2がオフする。オンする半導体スイッチと第２の巻線に印加される電圧Vu2、Vv2、Vw2と第２の電圧ベクトルの関係は図８の通りである。
第２の電圧ベクトルを図示すると、図９のようになり、V1(2)〜V6(2)は６０度ずつ位相差を持つベクトルであり、V1(2)は第２の３相巻線のU2相方向、V3(2)は第２の３相巻線のV2相方向、V5(2)は第２の３相巻線のW2相方向に一致し、V0(2)、V7(2)は大きさが零の電圧ベクトルである。なお、先に述べたように実施の形態１における交流回転機1aは、第１の３相巻線と第２の３相巻線とに位相差を有しないので、図７、図９におけるU1相とU2相、V1相とV2相及びW1相とW2相は全て同位相の関係にある。よって、「V1(1)とV1(2)」、「V2(1)とV2(2)」、「V3(1)とV3(2)」、「V4(1)とV4(2)」、「V5(1)とV5(2)」、及び「V6(1)とV6(2)」も全て同位相の関係にある。これら同位相の関係にあるベクトルの関係を本発明では「一致する」と定義する。
図１０は、実施の形態１のスイッチング信号生成手段5aにおける、第１のスイッチング信号Qup1〜Qwn1及び第２のスイッチング信号Qup2〜Qwn2の発生方法、電流検出手段７における第１母線電流Idc1の検出タイミングに関しての、スイッチング信号の周期Tsにおける動作説明図である。なお、Qun1、Qvn1、Qwn1、Qun2、Qvn2、Qwn2は図６、図８に示すように、それぞれQup1、Qvp1、Qwp1、Qup2、Qvp2、Qwp2と反転(１ならば0、0ならば1、但し、デッドタイム期間を除く)の関係にあるため省略している。時刻t1(n)においてQup1、Qup2を１、かつQvp1、Qwp1、Qvp2、Qwp2を０とし、そのスイッチングパターンを時刻t1(n)よりΔt1経過後の時刻t2(n)まで継続する。
図６，図１０より、時刻t1(n)〜t2(n)において、第１の電圧ベクトルはV1(1)、第２の電圧ベクトルはV1(2)であり、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する。時刻t1(n)〜t2(n)のタイミングにおける、時刻ts1-1(n)にて第１の母線電流Idc1を検出する。Δt1は、第１の電力変換手段3や第２の電力変換手段4のデッドタイム時間と第１の電流検出手段７が第１の母線電流Idc1を検出するのに要する時間(例えば、検出波形に含まれるリンギングが収束するのに要する時間やサンプルホールドに要する時間)の和よりも長い時間に設定される。
図６，図１０より、時刻t1(n)〜t2(n)においては、第１の電圧ベクトルはV1(1)であり、時刻ts1-1(n)で検出されたIdc1はU１相を流れる電流Iu1に等しい。次に、時刻t2(n)において、Qvp1、Qvp2を１とし、そのスイッチングパターンを時刻t3(n)まで継続する。図６，図１０より、時刻t2(n)〜t3(n)において、第１の電圧ベクトルはV2(1)、第２の電圧ベクトルはV2(2)となり、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する。そのタイミングにおける、時刻ts1-2(n)にて再度第１の母線電流Idc1を検出する。
Δt2は、Δt1と同様に第１の電力変換手段3や第２の電力変換手段4のデッドタイム時間と第１の電流検出手段７が第１の母線電流Idc1を検出するのに要する時間の和よりも長い時間に設定される。一般的には、Δt1=Δt2に設定される。図６，図１０より、時刻ts1-2(n)で検出された第１の母線電流Idc1はW１相を流れる電流の符号反転値-Iw1に等しい。そして、時刻t3(n)にて、Qwp1、Qwp2を１とする。Qup1〜Qwp2のパルス幅(1の値を継続する時間)は、第１の電圧指令Vu1、Vv1、Vw1、第２の電圧指令Vu2、Vv2、Vw2によって決定されるため、該パルス幅に応じてQup1〜Qwp2が０となるタイミングが定まる。
このように、実施の形態１においては、第１巻線と第２巻線とに位相差を有しない交流回転機1aに対し、時刻t1(n)〜t2(n)、t2(n)〜t3(n)において、それぞれ「V１(１)、V１(２)」、「V２(１)、V２(２)」といった、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせが２通り生成されるように、第１のスイッチング信号を出力すると共に第２のスイッチング信号を出力し、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致するタイミングにて、第１の母線電流Idc1を検出する。
以下、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致するタイミングで第１の母線電流を検出することによる効果について説明する。図６，図１０より、第１の母線電流Idc1に基づいて、第１の３相巻線を流れる電流Iu1、Iv1、Iw1を検出するには、第１の電圧ベクトルにおいてV0(1)、V7(1)以外のV1(1)〜V6(1)のうち、第１の母線電流Idc1からIu1、Iv1、Iw1のうち、２相が再生できる組み合わせとして２通り、もしくは３相が再生できる組み合わせとして３通り出力する必要がある。その２通り又は３通りの第１の電圧ベクトル及び第２の電圧ベクトルを出力する時間は、先に述べたように、各ベクトルを出力する度に、第１の電力変換手段3や第２の電力変換手段4のデッドタイム時間と第１の電流検出手段７が第１の母線電流Idc1を検出するのに要する時間以上必要であり、その期間中にIu1、Iv1、Iw1やIu2、Iv2、Iw2は変動する。
図１１は、図１０に第１の３相巻線を流れる電流Iu1、Iv1、Iw1を追加したものである。同図より、Δt1、Δt2の区間でIu1はそれぞれΔIu1_1、ΔIu1_2だけ変動し、Iw1はそれぞれΔIw1_1、ΔIw1_2だけ変動する。Iu1の平均電流、Iw1の平均電流は、それぞれIu1の検出値、Iw1の検出値とは一致せず、検出誤差が発生する。図１１では第１の母線電流Idc1より、第１の３相巻線を流れる電流としてIu1、Iw1を検出する例のため、Ivの変動については記入していないが、変動する。
特許文献１では、この検出誤差に対して、電流検出補正部ではインバータの電源電圧、各相デューティ指令値、モータの逆起電圧情報、電流検出器で検出された各相モータ電流、ＰＷＭの配置情報及びモータの電気的特性式を用いて電流検出補正値を算出し、平均電流に補正する例が示されている。しかしながら、補正値の算出にあたって多量の演算を必要するため、廉価なマイコンへの実装を困難にするという課題がある。さらに、モータの温度変動によって、モータの抵抗Rや逆起電圧EMFに比例する磁束鎖交数は変動し、またモータのインダクタンスLはモータの巻線に電流を通電した際に、磁気飽和の影響を受けて変動する。このようにモータ定数が変動し、それと電流検出補正部が記憶しているモータ定数とに誤差を生ずると、電流検出器で検出された各相モータ電流とモータ平均電流の差分と、電流検出補正値との間に誤差を生じ、電流検出器で検出された各相モータ電流をモータ平均電流に補正できないといった課題もある。また、電流検出補正部にてモータ定数の変動を考慮した補正を実施するように対策したとしても、その対策に更に演算が必要となるといった新たな課題も生ずる。
本発明では、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致するタイミングにて第１の母線電流Idc1を検出するようにしたことによって、そのタイミングにおける第１の３相巻線を流れる電流Iu1、Iv1、Iw1の変動を低減できるため、特許文献１のように電流検出補正部での補正値の演算を要することなく、精度良く第１の３相巻線を流れる電流Iu1、Iv1、Iw1を得ることが可能となる。本発明によれば、例えば、図１１において、Iu1の変動値ΔIu1_1及びΔIu1_2を低減でき、さらに、Iw1の変動値ΔIw1_1及びΔIw1_2を低減できる。よって、Iu1の検出値、Iw1の検出値はそれぞれIu1の平均電流、Iw1の平均電流により近い値となる。この理由については後述する。
このとき、図１１には示していないが、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致するタイミングでは、第２の３相巻線を流れる電流Iu2、Iv2、Iw2の変動量も同時に低減できる。よって、直流電源2と第２の電力変換手段4との間を流れる電流である第２の母線電流を検出する第２の電流検出手段及び第２の相電流演算手段を導入することによって、第２の３相巻線を流れる電流Iu2、Iv2、Iw2も精度良く検出することが可能である。この構成ついては、後の実施の形態で述べる。
以下、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致するタイミングでは、第１の３相巻線を流れる電流Iu1、Iv1、Iw1及び第２の３相巻線を流れる電流Iu2、Iv2、Iw2の変動量が小さくなる理由について述べる。図４における、Vd1、Vd2に、交流回転機１aの電機子巻線抵抗Rとｄ軸自己インダクタンスLdからLd/Rで求められる電気的時定数より十分短い時間幅のパルス電圧を印加した場合の各部波形を図１２、図１３に示す。横軸は時刻である。図１２は、Vd1、Vd2に同符号かつ同振幅のステップ電圧を加えた場合の波形である。Vd1、Vd2に符号正の電圧が印加され、id1、id2は符号正の方向に増大しようとするが、id1、id2に基づく干渉電圧Vid21、Vid12は符号が正の方向に発生するため、干渉電圧が印加電圧を弱める方向に作用し、一次遅れ系1/(R+sLd)に入力されるVd1-Vid12、Vd2-Vid21はそれぞれVd1、Vd2に比べて減少し、id1、id2の変化量は後述する図１３に比べて小さい。
図１３は、Vd1については図１２と同一であり、一方、Vd2は−Vd1と等しい。この場合、Vd2の負の方向への印加によってid2が負の方向に増大し、結果Vid12が負の方向に発生する。よって、図１２と異なり、干渉電圧が以下のように電圧を強める方向に作用し、一次遅れ系1/(R+sLd)に入力されるVd1-Vid12はVd1に比べて大きくなり、その結果id1の変化量が大きい。同様の理由によって、id2の変化量も大きくなる。
以上の議論は、回転二軸（ｄ−ｑ軸）のうち、図４に示したｄ軸の等価回路に関するものであったが、図５に示したｑ軸の等価回路についても同じことが言える。図５には、図４の等価回路と比べて、eq1、eq2で表される誘起電圧が含まれるが、誘起電圧は磁束鎖交数と交流回転機１aの回転速度との積で与えられ、この回転速度の応答周波数は、一般に交流回転機１aの電気時定数に比べて十分に低いので、図１２や図１３のような、電気的時定数より十分に小さいパルス電圧を印加しても、eq1、eq2によるiq1、iq2の変動はほぼ零であり、無視できる。よって、図５のｑ軸の等価回路も図４のｄ軸の等価回路と同等に考えることができ、図１２、図１３の結果と同様に、Vq1＝Vq2の場合、iq1、iq2の変化量は小さくなり、Vq2=−Vq1の関係があるときiq1、iq2の変化量は大きくなる。
さらに、図４のｄ軸等価回路への印加電圧Vd1、Vd2として、それぞれ第１のベクトルV1のｄ軸方向成分V1_d、第２のベクトルV2のｄ軸方向成分V2_dに設定し、図５のｑ軸等価回路への印加電圧Vq1、Vq2として、それぞれ第１のベクトルV1のq軸方向成分V1_q、第２のベクトルV2のｄ軸方向成分V2_qに設定し、V1とV2の位相差を０度から１８０度まで変動させた場合の位相差に対する第１の３相巻線に対する電流振幅変動量（１−１）、第２の３相巻線に対する電流振幅変動量（１−２）について述べる。
Figure 2015068300
図１５において、横軸は位相差Δθ[度]であり、縦軸は第１の３相巻線に対する電流振幅変動量の、単一の３相巻線を有する交流回転機における電流振幅変動量に対する相対値である。同様に、図１６において、横軸は位相差Δθ[度]であり、縦軸は第２の３相巻線に対する電流振幅変動量の、単一の３相巻線を有する交流回転機における電流振幅変動量に対する相対値である。
図１５、図１６共に単一の３相巻線を有する交流回転機における電流振幅変動量を単位法を用いて１[PU]としている。ここで、単一の３相巻線を有する交流回転機のｄ軸、ｑ軸等価回路はそれぞれ図１７、図１８で示される。印加電圧Vd、Vqがそれぞれの直接１次遅れ系1/(R+sLd)、1/(R+sLｑ)に入力される構成であり、単一の３相巻線のため干渉電圧は存在しない。但し、図１７、図１８において回転速度の応答周波数は電気的時定数より十分に低いので、回転速度に比例する速度起電力や誘起電圧は無視している。
図１５、図１６より第１のベクトルV1と第２のベクトルV2の位相差Δθが小さいほど、第１の３相巻線及び第２の３相巻線の電流振幅変動量が小さい。これは、位相差Δθが小さいほど、図１４に示すV1_dとV2_d及びV1_qとV2_qが近い値をとり、ｄ軸、ｑ軸共に干渉電圧が印加電圧を弱める方向に作用するためである。特に位相差が４５度以下の場合、印加電圧が直接１次遅れ系に入力される単一の３相巻線を有する交流回転機に比べ、電流振幅変動量を低減でき、位相差０度のとき最小となる。ここで、先に述べた第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する場合は、図１４〜図１６において、位相差が０度の場合に対応する。
図１１に示すΔt1やΔt2といった第１の母線電流Idc1を検出するために設けた時間は、第１の電力変換手段3や第２の電力変換手段4の半導体スイッチの種類によって違いはあるが、一般に数μs〜数十μsであり、交流回転機1aの電気時定数より十分短い。よって、Δt1やΔt2における第１巻線の3相電流Iu1、Iv1、Iw1の電流変化量及び第２巻線の3相電流Iu2、Iv2、Iw2の電流変化量も小さくできる。例えば、図１１において、一致するベクトルを出力するΔt1の区間におけるIu1の変動値ΔIu1_1及びΔIu1_2を低減でき、さらに、Δt2の区間におけるIw1の変動値ΔIw1_1及びΔIw1_2を低減できる。よって、Iu1の検出値、Iw1の検出値はそれぞれIu1の平均電流、Iw1の平均電流に近い値が得られる。
このように、実施の形態１においては、第１巻線（多相巻線）と第２巻線（多相巻線）とに位相差を有しない交流回転機に対し、それぞれ「V1(1)、V1(2)」、「V2(1)、V2(2)」といった、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせが少なくとも２通り生成されるように、第１のスイッチング信号を出力すると共に第２のスイッチング信号を出力し、そのタイミングにて、第１の母線電流Idc1を検出する。これにより、第１の３相巻線を流れる電流Iu1、Iv1、Iw1や第２の３相巻線を流れる電流Iu2、Iv2、Iw2の変動量を低減でき、その結果３相交流回転機の第１の多相巻線の電流を精度良く検出することが可能となる。
なお、実施の形態１においては、第１巻線（多相巻線）と第２巻線（多相巻線）とに位相差を有しない交流回転機に対し、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせが少なくとも２通り生成されるように、第１のスイッチング信号を出力すると共に第２のスイッチング信号を出力する構成としたが、本発明はこれに限定されるものではなく、第１の電力変換手段3及び第２の電力変換手段4がキャリア比較や空間ベクトル変調等の公知のPWM変調技術を用いて第１のスイッチング信号を出力すると共に第２のスイッチング信号を出力し、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致するタイミングにて、第１の母線電流Idc1を検出する構成としても、該タイミングにおいてはIu1、Iv1、Iw1やIu2、Iv2、Iw2の変動量は小さく、第１母線電流Idc１より精度よくIu1、Iv1、Iw1を得ることができる。よって、必ずしも第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせが少なくとも２通り生成されるように、第１のスイッチング信号を出力すると共に第２のスイッチング信号を出力する必要はない。
実施の形態２.
実施の形態１と共通する部分に関しては説明を省略する。実施の形態２が実施の形態１と異なるのは、スイッチング信号生成手段5aにおいて、時刻t1(n)〜t2(n)及び時刻t2(n)〜t3(n)に加えて、時刻t3(n)〜t4(n)に、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせを生成するようにする。第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致するタイミングにおける時刻ts1-3(n)において第１の母線電流Idc1を検出するようにし、実施の形態１では第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせが２通り生成していたが、実施の形態２では３通り生成する。
図１９は実施の形態２におけるスイッチング信号生成手段5bの動作を説明する図である。図１９では、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせを３通り生成するようにしたことによって、第１の母線電流Idc1は時刻t1(n)〜t2(n)、時刻t2(n)〜t3(n)、時刻t3(n)〜t4(n)において、それぞれIu1、-Iw1、-Iv1に等しいため、第１の３相巻線における電流を全て検出することができるという利点が得られる。
以上のように、実施の形態３においては一致するベクトル、「V1(1)とV1(2)」、「V2(1)とV2(2)」、「V3(1)とV3(2)」、「V4(1)とV4(2)」、「V5(1)とV5(2)」、及び「V6(1)とV6(2)」の中から、図６において第１の母線電流Idc1よりIu1、Iv1、Iw1を検出できる３通りをスイッチング周期Ts中に出力することによって、第１の３相巻線における電流を全て精度良く検出することができるという効果を得る。なお、３通り以上の第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせの生成も同様に実施することができる。
実施の形態３．
実施の形態１、２と共通する部分に関しては説明を省略する。実施の形態１、２においては、スイッチング周期Ts毎に、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせを２通り以上生成するようにし、そのタイミングにおいて第１の母線電流Idc1を検出する形態について述べたが、実施の形態３では、スイッチング周期Tsと電流検出周期Tcが異なり、かつTc=n×Ts(n：２以上の整数)場合について述べる。この場合、実施の形態１、２のようにスイッチング周期Ts毎に第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせを生成する必要はなく、電流検出周期Tcの周期で生成させればよい。
図２０は実施の形態３におけるスイッチング信号生成手段5cの動作を説明する図である。同図はTc=2×Tsの例であり、スイッチング周期(n)はスイッチング信号生成手段5a(図１０)と同じ動作を行う。次に、スイッチング周期(n+1)では電流を検出しないため、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせは生成せずに、キャリア比較や空間ベクトル変調等の公知のスイッチング制御技術を用いる。そして、スイッチング周期(n+2)では、スイッチング周期(n)と同様に第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせを２通り生成し、時刻ts1-1(n+2)及びts1-2(n+2)において第１の母線電流Idc1を検出する。スイッチング周期(n+k1)(k1:4以上の偶数)はスイッチング周期(n)と同じ動作、スイッチング周期(n+k2)(k2:3以上の奇数)ではスイッチング周期(n+1)と同様の動作をする。スイッチング周期Tsと電流検出周期TcがTc=x×Ts(x：3以上の整数)の場合も、同様に実施できる。以上より、電流検出周期Tcとスイッチング周期Tsが異なる場合においても、実施の形態１〜２を実施できる効果を得る。
実施の形態４.
実施の形態１〜３と共通する部分については説明を省略する。実施の形態４ではスイッチング周期Tsと電流検出周期Tcが異なり、かつTc =n×Ts場合において、スイッチング周期Ts毎に第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせを２又は３通り生成する。図２１は実施の形態４における、スイッチング信号生成手段5dの動作を説明する図である。同図において、スイッチング周期(n)及びスイッチング周期(n+2)の動作は図２０と同じである。スイッチング周期(n+1)においては、スイッチング周期(n)及びスイッチング周期(n+2)と同様に、時刻t1(n+1)〜t2(n+1)においてはV1(1)及びV1(2)、及び時刻t2(n+1)〜t3(n+1)においてはV2(1)及びV2(2)といった、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせを２通り生成する。Tc= x×Tsの場合も同様である。
次に、実施の形態４の効果について述べる。例えば、電流検出周期Tcが100μs、スイッチング周期Tcが50μs(スイッチング周波数20kHz)に設定された場合、実施の形態３の構成では、電流検出周期Tc(=100μs)毎に、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせが発生するので、スイッチング周期Tsは50μsであるにもかかわらず、第１のスイッチング信号Qup1〜Qwp1及び第２のスイッチング信号Qup2〜Qwp2にはTc(=100μs)の逆数である10kHzの成分が含まれてしまい、結果としてその10kHz成分を持った電圧が交流回転機1aの第１の３相巻線及び第２の３相巻線に印加され、第１の３相巻線を流れる電流Iu1、Iv1、Iw1及び第２の３相巻線を流れる電流Iu2、Iv2、Iw2にもその10kHz成分が含まれる。その成分の大きさによっては交流回転機1aより10kHz騒音が生じるといった課題が発生する場合がある。
しかし、実施の形態４においては、スイッチング周期Ts毎に第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせを出力するようにしたことによって、第１のスイッチング信号Qup1〜Qwp1及び第２のスイッチング信号Qup2〜Qwp2から電流検出周期Tcの成分がほぼ取り除かれる。よって、実施の形態４の構成では、スイッチング周期Tsが50μs、電流検出周期Tcが100μsの場合であっても、第１のスイッチング信号Qup1〜Qwp1及び第２のスイッチング信号Qup2〜Qwp2の周期Ts(=50μs)毎に第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせを出力するので、電流検出周期Tcの成分はほぼ取り除かれ１０kHzの騒音が低減する。以上より、実施の形態３に比べ、交流回転機1aより周期Tcの周波数成分の騒音を低減する効果を得る。
実施の形態５.
実施の形態１〜４と共通する部分については説明を省略する。図２２は実施の形態５における電力変換装置の全体を示す構成図である。図２３に、第２のスイッチング信号Qup2〜Qwn2と第２の電圧ベクトル、及び第２の母線電流と第２の３相巻線を流れる電流Iu2、Iv2、Iw2の関係を示す。図２２が図１に示した実施の形態１における電力変換装置の全体構成と異なるのは、第２の電流検出手段9と第２の相電流演算手段10を追加したことである。第２の電流検出手段9は、直流電源２と第２の電力変換手段4との間を流れる電流である第２の母線電流Idc2を検出し、第２電流演算手段10へ出力する。第２の電流検出手段9は、シャント抵抗9aと、シャント抵抗9aを流れる電流をサンプルホールドすることで第２の母線電流Idc2を検出するサンプルホールド器9bによって構成される。シャント抵抗9aの代わりに計器用変流器(CT)を用いてもよく、この場合、計器用変流器の検出値をサンプルホールド器9bでサンプルホールドすることで第２の母線電流Idc2を検出する。
第２の相電流演算手段10は、第２母線電流Idc2及び第２のスイッチング信号Qup1〜Qwn2に基づいて、図２３に示した関係から、第２の巻線（第２の３相巻線）の電流Iu2、Iv2、Iw2を出力する。但し、３相３線式の交流回転機においては３相を流れる電流の和が零となることを利用して、第２巻線の電流Iu2、Iv2、Iw2のうち、いずれか２相分の電流を演算し出力する構成としてもよい。
電圧指令演算部6aは、電圧指令演算部6と同様に、交流回転機1aを駆動するための第１の電圧指令Vu1、Vv1、Vw1及び第２の電圧指令Vu2、Vv2、Vw2を演算し、スイッチング信号生成手段5aへ出力する。第１の電圧指令Vu1、Vv1、Vw1及び第２の電圧指令Vu2、Vv2、Vw2の演算方法としては、図２２における制御指令として交流回転機1aの速度(周波数)指令fに設定した上で、第１の電圧指令及び第２の電圧指令の振幅を決定するV/F制御や、制御指令として交流回転機1aの電流指令に設定し、第１の相電流演算手段8より出力された第１の３相巻線を流れる電流Iu1、Iv1、Iw1との偏差に基づいて、その偏差を零とすべく比例積分制御によって第１の電圧指令Vu1、Vv1、Vw1を、及び電流指令と第２の相電流演算手段10より出力された第２の３相巻線を流れる電流Iu2、Iv2、Iw2との偏差に基づいて、その偏差を零とすべく比例積分制御によって第２の電圧指令Vu2、Vv2、Vw2を演算する電流フィードバック制御などを使用する。但し、V/F制御はフィードフォワード制御であって、第１の３相電流Iu1、Iv1、Iw1及び第２の３相電流Iu2、Iv2、Iw2を必要としない。よって、この場合、電圧指令演算部6aへの第１の３相電流Iu1、Iv1、Iw1及び第２の３相電流Iu2、Iv2、Iw2の入力は必須ではない。
次に、第２の電流検出手段9における第２の母線電流Idc2の検出は、スイッチング信号生成手段5aの動作を示す図１０において、第１の母線電流Idc1と同様に、時刻ts1-1(n)及びts1-2(n)にて第２母線電流Idc2を検出する。このように、実施の形態５においては、時刻t1(n)〜t2(n)、t2(n)〜t3(n)において、それぞれ「V１(1)、V１(2)」、「V2(1)とV2(2)」といった、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせが少なくとも２通り生成されるように、第１のスイッチング信号を出力すると共に第２のスイッチング信号を出力し、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致するタイミングにて、第１の母線電流Idc1及び第２母線電流Idc2を検出する。
以下、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致するタイミングにて、第２の母線電流を検出することによる効果について説明する。実施の形態１で述べたように、Δt1やΔt2における第１の３相巻線を流れる電流Iu1、Iv1、Iw1の電流変化量及び第２の３相巻線を流れる電流Iu2、Iv2、Iw2の電流変化量は、Vd1とVd2が一致し、かつVq1とVq2が一致する場合において最も小さくなる。よって、第１のスイッチング信号を出力すると共に第２のスイッチング信号を出力し、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致するタイミングでは、第２の３相巻線を流れる電流Iu2、Iv2、Iw2を精度良く検出することが可能となる。
また、図１６より、位相差０度の場合において、単一の３相巻線を有する交流回転機に比べ、第２の３相巻線を流れる電流の電流振幅変動量が小さいため、一致するベクトルを出力するタイミングにおいて検出された、第２の３相巻線を流れる電流Iu2、Iv2、Iw2の平均電流に対する誤差は小さくできる。
また、実施の形態５においては、第１巻線と第２巻線とに位相差を有しない交流回転機に対し、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせが少なくとも２通り生成されるように、第１のスイッチング信号を出力すると共に第２のスイッチング信号を出力する構成としたが、第１の電力変換手段3及び第２の電力変換手段4がキャリア比較や空間ベクトル変調等の公知のPWM変調技術を用いて第１のスイッチング信号を出力すると共に第２のスイッチング信号を出力し、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致するタイミングにて、第２の母線電流Idc2を検出する構成としても、該タイミングにおいてはIu2、Iv2、Iw2の変動量は小さいため、第２母線電流Idc2より精度よくIu2、Iv2、Iw2を得ることができる。
以上より、実施の形態５において、第２の電流検出手段9及び第２の相電流演算手段10を備えることによって、交流回転機1aの第１の３相巻線を流れる電流に加えて第２の３相巻線を流れる電流も精度良く検出することが可能となる。実施の形態５においては、実施の形態１に第２の電流検出手段9と第２の相電流演算手段10を加えた構成・効果について述べたが、実施の形態２〜４の構成に、第２の電流検出手段9と第２の相電流演算手段10を加えた構成を組み合わせることが可能であることは言うまでもない。
実施の形態６.
実施の形態１〜５と共通する部分については説明を省略する。実施の形態６が、実施の形態１における電力変換装置の全体構成を示す図１と異なるのは、交流回転機1aが交流回転機1bに、電圧指令演算部6が電圧指令演算部6bに、及びスイッチング信号生成手段5aがスイッチング信号生成手段5eにそれぞれ変更された点にある。電圧指令演算部6bは、電圧指令演算部6と同様に交流回転機１bを駆動するための第１の電圧指令Vu1、Vv1、Vw1及び第２の電圧指令Vu2、Vv2、Vw2を演算し、スイッチング信号生成手段5eへ出力する。詳細については、電圧指令演算部６と同じのため省略する。
次に、交流回転機1bが交流回転機1aと異なるのは、図２４に示すようにU1巻線とU2巻線、V1巻線とV2巻線、W1巻線とW2巻線に電気角で１５度の位相差を有することである(この位相差に関して、図２４において、実線で示した第２の３相巻線U2、V2、W2に、点線で示した第１の３相巻線U1、V1、W1を重ねて示している)。この場合においても、第１の３相巻線U1、V1、W1及び第２の３相巻線U2、V2、W2を回転二軸(d-q)上に座標変換することによって、実施の形態１で述べた交流回転機1aと等価となる。
但し、第１の３相巻線U1、V1、W1と第２の３相巻線U2、V2、W2は１５度位相差を有するので、それらを回転二軸(d-q)といった共通の軸に座標変換するには、第１巻線のU1軸を基準にｄ軸とのなす角をθとする場合、第１の３相巻線U1、V1、W1は角度θで座標変換すればよいが、第２の３相巻線U2、V2、W2は角度(θ-15)で座標変換する必要があることに注意を要する。
よって、１５度の位相差を有する第１の３相巻線U1、V1、W1及び第２の３相巻線U2、V2、W2を回転二軸(d-q)といった共通の軸に座標変換すれば、交流回転機1aと同様に、d軸の等価回路をブロック図形式で表したものを図４、q軸の等価回路をブロック図形式で表したものを図５で表すことができる。よって、交流回転機1aと同様に、交流回転機1bについても、実施の形態１で述べたように電気的時定数より十分短いパルス電圧を印加した場合の電流変動量に関して、Vd1とVd2との差が小さく、かつVq1とVq2との差が小さい場合に、第１の３相巻線を流れる電流及び第２の3相巻線を流れる電流の変化量は小さくなる。
次に、実施の形態６における第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとの関係について説明する。図２５は第１の電圧ベクトルを示しており、この図に関しては実施の形態１で述べた図７と同一である。一方、図２６は、第２の電圧ベクトルを実線で示し、第１の電圧ベクトルを破線で示す。但し、V0(2)、V7(2)ベクトルは原点に黒丸で示し、V0(1)、V7(1)は同じく原点に存在するものであるが、ここでは省略している。先に述べたように交流回転機1bは、第１の３相巻線と第２の３相巻線とに１５度の位相差を有するので、大きさを持たないV0(1)、V0(2)、V7(1)、V7(2)を除いてV1(1)とV1(2)、V2(1)とV2(2)、V3(1)とV3(2)、V4(1)とV4(2)、V5(1)とV5(2)、V6(1)とV6(2)は全て15度の位相差を持つ。
ここで、V1(1)はV1(2)と15度の位相差、V6(2)とは45度の位相差の関係である。よって、V1(1)に最も近い(位相差の小さい)第２の電圧ベクトルはV1(2)となる。同様に、第１の電圧ベクトルV2(1)、V3(1)、V4(1)、V5(1)、V6(1)に最も近い(位相差の小さい)第２の電圧ベクトルはそれぞれV2(2)、V3(2)、V4(2)、V5(2)、V6(2)である。本発明においては、第１の電圧ベクトルと最も近い(位相差の小さい)第２の電圧ベクトルとの関係を隣接すると定義する。よって、実施の形態６において隣接している関係にあるベクトルは、「V1(1)、V1(2)」、「V2(1)、V2(2)」、「V3(1)、V3(2)」、「V4(1)、V4(2)」、「V5(1)、V5(2)」、及び「V6(1)、V6(2)」である。
次に、実施の形態６におけるスイッチング信号生成手段5eの動作を説明する。スイッチング信号生成手段5eの動作は、実施の形態１と同様に図１０で説明できる。時刻t1(n)〜t2(n)にてV1(1)とV1(2)、及び時刻t2(n)〜t3(n)にV2(1)とV2(2)といった、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが隣接する組み合わせを２通り生成し、そのタイミングにおける時刻ts1-1(n)、ts1-2(n)において第１の母線電流Idc1を検出するようにする。隣接する組み合わせの２通りの選択方法については、隣接している関係にあるベクトル「V1(1)、V1(2)」、「V2(1)、V2(2)」、「V3(1)、V3(2)」、「V4(1)、V4(2)」、「V5(1)、V5(2)」、及び「V6(1)、V6(2)」の中から、図６を参照して、第１の母線電流Idc1より第１の３相巻線Iu1、Iv1、Iw1の中から２相分が検出できる組み合わせとすればよい。図１０は、時刻ts1-1(n)にてIu1、時刻ts1-2(n)にて-Iw1を検出する。
以下、第１の３相巻線と第２の３相巻線とに１５度の位相差を有する交流回転機1bに対し、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが隣接するタイミングで第１の母線電流を検出することによる効果について説明する。第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルは位相差15度を持つため、実施の形態１〜５のように、一致したベクトルを出力することはできない。よって、第１の電圧ベクトルのｄ軸成分と第２の電圧ベクトルのｄ軸方向成分、第１の電圧ベクトルのｑ軸成分と第２の電圧ベクトルのｑ軸方向成分を同時に一致させることはできない。しかし、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルが隣接するベクトルを出力することによって、隣接以外のベクトルを出力する場合に比べて、第１の電圧ベクトルのｄ軸成分と第２の電圧ベクトルのｄ軸方向成分、第１の電圧ベクトルのｑ軸成分と第２の電圧ベクトルのｑ軸方向成分とが値として最も接近し、結果として、隣接したベクトルを出力する間における電流変動量を最も低減できる。
図２７は、V1(1)をｄ軸方向成分V1(1)_d、ｑ軸方向成分V1(1)_qで表し、図２８はV1(2)をｄ軸方向成分V1(2)_d、ｑ軸方向成分V1(2)_qで表したものである。但し、U1相を基準としたｄ軸の角度をθとしている。U1相はU2相と15度の位相差があるのでU2相を基準としたｄ軸の角度はθ＋15である。V1(1)、V1(2)は隣接の関係にあるため、ｄ軸方向成分V1(1)_dとV1(2)_d及びｑ軸方向成分V1(1)_qとV1(2)_qは他のベクトル関係にある場合にくらべ値の差が小さい。その結果、時刻t1(n)〜t2(n)間での第１の３相巻線を流れる電流及び第２の３相巻線を流れる電流の変化量は小さくなる。このとき、図６より第１の電圧ベクトルがV1(1)を出力しているとき、第１の母線電流Idc１はIu1に等しいので、精度よくIu1を検出できる。
図２９は、V2(1)をｄ軸方向成分V2(1)_d、ｑ軸方向成分V2(1)_qで表し、図３０はV2(2)をｄ軸方向成分V2(2)_d、ｑ軸方向成分V2(2)_qで表したものである。図２９、図３０より、第１の電圧ベクトル、第２の電圧ベクトルがそれぞれ隣接関係にあるV2(1)、V2(2)を出力しているとき、ｄ軸方向成分V1(1)_dとV1(2)_d及びｑ軸方向成分V1(1)_qとV1(2)_qは他のベクトル関係にある場合にくらべ値の差が小さい。その結果、時刻t2(n)〜t3(n)間での第１の３相巻線を流れる電流及び第２の３相巻線を流れる電流変動量は小さい。このとき、図６より第１の電圧ベクトルがV2(1)を出力しているとき、第１の母線電流Idc１は-Iw1に等しいので、精度よくIw1を検出できる。
よって、Iu1とIw1を精度よく検出できるので、交流回転機1bの３相電流の和が零となることを考慮して、共に精度よく検出されたIu1とIw1の和の符号反転値より求めることで、精度よくIv1を得ることができる。また、図１６より、位相差１５度の場合においても、単一の３相巻線を有する交流回転機に比べ、電流振幅変動量が小さいため、隣接したベクトルを出力するタイミングにおいて検出された、第１の３相巻線を流れる電流Iu1、Iv1、Iw1の平均電流に対する誤差は小さくできる。
このように、実施の形態６においては、第１巻線と第２巻線とに位相差１５度を有する交流回転機に対し、それぞれV１(1)とV１(２)、V２(1)とV２(２)といった、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが隣接する組み合わせが２通り生成されるように、第１のスイッチング信号を出力すると共に第２のスイッチング信号を出力し、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致するタイミングにて、第１の母線電流Idc1を検出する。検出した第１の母線電流Idc1に基づいて、第１の３相巻線を流れる電流Iu1、Iv1、Iw1を検出するのに必要となる、第１の電圧ベクトルにおいてV1(1)〜V6(1)のうち、第１の母線電流Idc1からIu1、Iv1、Iw1のうち、異なる２相が再生できる組み合わせを、２通り出力することで、その期間中におけるIu1、Iv1、Iw1やIu2、Iv2、Iw2の変動量を低減でき、３相交流回転機の第１巻線を流れる電流を精度よく検出することが可能となる。
なお、実施の形態６においては、第１の３相巻線と第２の３相巻線とに位相差１５度を有する交流回転機1bに対し、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが隣接する組み合わせが少なくとも２通り生成されるように、第１のスイッチング信号を出力すると共に第２のスイッチング信号を出力する構成としたが、本発明はこれに限定されるものではなく、第１の電力変換手段3及び第２の電力変換手段4がキャリア比較や空間ベクトル変調等の公知のPWM変調技術を用いて第１のスイッチング信号を出力すると共に第２のスイッチング信号を出力し、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが隣接するタイミングにて、第１の母線電流Idc1を検出する構成としても、該タイミングにおいてはIu1、Iv1、Iw1やIu2、Iv2、Iw2の変動量は小さく、第１母線電流Idc１から精度よくIu1、Iv1、Iw1を得ることができる。
実施の形態１から実施の形態２への変更点を参照することによって、実施の形態６から、交流回転機1bに対して、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが隣接する組み合わせが少なくとも３通り以上生成する方法が容易に実現できることはいうまでもない。また、実施の形態１から実施の形態３、４への変更点を参照することによって、実施の形態６から、交流回転機1bに対して、電流検出周期Tcとスイッチング周期が異なる例が容易に実現できることはいうまでもない。また、実施の形態１から実施の形態５への変更点を参照することによって、実施の形態６の構成に、第２の電流検出手段9及び第２の相電流演算手段10を用いて、交流回転機1bの第２の３相巻線を流れる電流を検出できることは言うまでもない。
実施の形態７.
実施の形態１〜６と共通する部分については説明を省略する。実施の形態７の実施の形態６と異なる構成は、電圧指令演算部6c、交流回転機1c、及びスイッチング信号生成手段5fにある。電圧指令演算部6ｃは、電圧指令演算部6と同様に交流回転機1ｃを駆動するための第１の電圧指令Vu1、Vv1、Vw1及び第２の電圧指令Vu2、Vv2、Vw2を演算し、スイッチング信号生成手段5fへ出力する。詳細については、電圧指令演算部6と同じのため省略する。
交流回転機１cが交流回転機1bと異なるのは、図３１に示すようにU1巻線とU2巻線、V1巻線とV2巻線、W1巻線とW2巻線に３０度の位相差を有することである(この位相差に関して、図３１において、実線で示した第２の３相巻線U2、V2、W2に、点線で示した第１の３相巻線U1、V1、W1を重ねて示している)。この場合においても、第１の３相巻線U1、V1、W1及び第２の３相巻線U2、V2、W2を回転二軸(d-q)上に座標変換することによって、実施の形態１で述べた交流回転機1a、又は実施の形態６で述べた交流回転機1bと等価となる。但し、第１の３相巻線U1、V1、W1と第２の３相巻線U2、V2、W2は３０度位相差を有するので、それらを回転二軸(d-q)といった共通の軸に座標変換するには、第１巻線のU1軸を基準にｄ軸とのなす角をθとする場合、第１の３相巻線U1、V1、W1は角度θで座標変換すればよいが、第２の３相巻線U2、V2、W2は角度(θ-30)で座標変換する必要がある。
よって、３０度の位相差を有する第１の３相巻線U1、V1、W1及び第２の３相巻線U2、V2、W2を回転二軸(d-q)という共通の軸に座標変換すれば、交流回転機1a、交流回転機1bと同様に、d軸の等価回路をブロック図形式で表したものを図４、q軸の等価回路をブロック図形式で表したものを図５で表すことができる。よって、交流回転機1a、交流回転機1bと同様に、交流回転機1cについても、実施の形態１で述べたように電気的時定数より十分短いパルス電圧を印加した場合の電流変動量に関して、Vd1とVd2が近い値をとり、かつVq1とVq2が近い値をとる場合に、第１の３相巻線を流れる電流及び第２の3相巻線を流れる電流の変化量は小さくなる。
次に、実施の形態７における第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとの関係について説明する。図３２は第１の電圧ベクトルを示しており、この図に関しては実施の形態１で述べたものと同一である。一方、図３３は、第２の電圧ベクトルを実線で示し、第１の電圧ベクトルを破線で示す。但し、V0(2)、V7(2)ベクトルは原点に黒丸で示し、V0(1)、V7(1)は同じく原点に存在するものであるが、ここでは省略している。先に述べたように実施の形態７における交流回転機1cは、第１の３相巻線と第２の３相巻線とに３０度の位相差を有するので、大きさを持たないV0(1)、V0(2)、V7(1)、V7(2)を除いて、V1(1)はV1(2)及びV6(2)、V2(1)はV1(2)及びV2(2)、V3(1)はV2(2)及びV3(2)、V4(1)はV3(2)及びV4(2)、V5(1)はV4(2)及びV5(2)、V6(1)はV5(2)及びV6(2)は、全て30度の位相差を持つ。
実施の形態６で述べたように、本発明においては、第１の電圧ベクトルと最も近い(位相差の小さい)第２の電圧ベクトルのことを隣接すると定義した。第１の３相巻線と第２の３相巻線との位相差が３０度の交流回転機1cにおいては、V0(1)及びV7(1)を除いた第１の電圧ベクトルと最も近い(位相差の小さい)第２の電圧ベクトルのとの位相差は図３３より３０度であることがわかる。よって、実施の形態７における隣接するベクトルとは先ほど列挙した位相差が３０度の関係にある第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとの組み合わせである。
次に、実施の形態７におけるスイッチング信号生成手段5fの動作を説明する。スイッチング信号生成手段5fの動作は、実施の形態１と同様に図１０で説明できる。時刻t1(n)〜t2(n)にてV1(1)とV1(2)、及び時刻t2(n)〜t3(n)にV2(1)とV2(2)といった、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが隣接する組み合わせを２通り生成し、そのタイミングにおける時刻ts1-1(n)、ts1-2(n)において第１の母線電流Idc1を検出するようにする。隣接する組み合わせの２通りの選択方法については、隣接している関係にあるベクトルV1(1)はV1(2)及びV6(2)、V2(1)はV1(2)及びV2(2)、V3(1)はV2(2)及びV3(2)、V4(1)はV3(2)及びV4(2)、V5(1)はV4(2)及びV5(2)、V6(1)はV5(2)及びV6(2)の中から、図６を参照して、第１の母線電流Idc1より第１の３相巻線Iu1、Iv1、Iw1の中から２相分が検出できる組み合わせとすればよい。図１０は、時刻ts1-1(n)にてIu1、時刻ts1-2(n)にて-Iw1を検出する。
このように、実施の形態７においては、第１巻線と第２巻線とに位相差３０度を有する交流回転機に対し、それぞれV１(1)はV１(２)又はV６(２)、V２(1)はV1(2) 又はV２(２)といった、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが隣接する組み合わせが２通り生成されるように、第１のスイッチング信号を出力すると共に第２のスイッチング信号を出力し、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致するタイミングにて、第１の母線電流Idc1を検出する。検出した第１の母線電流Idc1に基づいて第１の３相巻線を流れる電流Iu1、Iv1、Iw1を検出するのに必要となる、第１の電圧ベクトルにおいてV1(1)〜V6(1)のうち、第１の母線電流Idc1からIu1、Iv1、Iw1のうち、異なる２相が再生できる組み合わせを、２通り出力することで、その期間中における第１の３相巻線を流れる電流及び第２の３巻線を流れる電流の変動量を低減でき、３相交流回転機の第１巻線を流れる電流を精度よく検出することが可能となる。
また、図１５、図１６より、位相差３０度の場合においても、単一の３相巻線を有する交流回転機に比べ、電流振幅変動量が小さいため、隣接したベクトルを出力するタイミングにおいて検出された、第１の３相巻線を流れる電流Iu1、Iv1、Iw1の平均電流に対する誤差は小さくできる。
なお、実施の形態７においては、第１の３相巻線と第２の３相巻線とに位相差３０度を有する交流回転機1cに対し、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが隣接する組み合わせが少なくとも２通り生成されるように、第１のスイッチング信号を出力すると共に第２のスイッチング信号を出力する構成としたが、本発明はこれに限定されるものではなく、第１の電力変換手段3及び第２の電力変換手段4がキャリア比較や空間ベクトル変調等の公知のPWM変調技術を用いて第１のスイッチング信号を出力すると共に第２のスイッチング信号を出力し、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが隣接するタイミングにて、第１の母線電流Idc1を検出する構成としても、該タイミングにおいては第１の３相巻線を流れる電流及び第２の３巻線を流れる電流の変動量は小さく、第１母線電流Idc１より精度よくIu1、Iv1、Iw1を得ることができる。
実施の形態１から実施の形態２への変更点を参照することによって、実施の形態7から、交流回転機1cに対して、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが隣接する組み合わせが少なくとも３通り以上生成する方法が容易に実現できることはいうまでもない。また、実施の形態１から実施の形態３、４への変更点を参照することによって、実施の形態７から、交流回転機1cに対して、電流検出周期Tcとスイッチング周期が異なる例が容易に実現できることはいうまでもない。また、実施の形態１から実施の形態５への変更点を参照することによって、実施の形態７の構成に、第２の電流検出手段9及び第２の相電流演算手段10を用いて、交流回転機1cの第２の３相巻線を流れる電流を検出できることは言うまでもない。
実施の形態８.
実施の形態１〜７と共通する部分については説明を省略する。実施の形態８の実施の形態７と異なる構成は、電圧指令演算部６d、交流回転機1d、及びスイッチング信号生成手段5gにある。電圧指令演算部6dは、電圧指令演算部6と同様に交流回転機1dを駆動するための第１の電圧指令Vu1、Vv1、Vw1及び第２の電圧指令Vu2、Vv2、Vw2を演算し、スイッチング信号生成手段5gへ出力する。詳細については、電圧指令演算部6と同じのため省略する。
交流回転機1dが交流回転機1cと異なるのは、図３４に示すようにU1巻線とU2巻線、V1巻線とV2巻線、W1巻線とW2巻線に４５度の位相差を有することである(この位相差に関して、図３４において、実線で示した第２の３相巻線U2、V2、W2に、点線で示した第１の３相巻線U1、V1、W1を重ねて示している)。この場合においても、第１の３相巻線U1、V1、W1及び第２の３相巻線U2、V2、W2を回転二軸(d-q)上に座標変換することによって、実施の形態１〜７で述べた交流回転機1a、交流回転機1b、交流回転機1cと等価となる。但し、第１の３相巻線U1、V1、W1と第２の３相巻線U2、V2、W2は４５度の位相差を有するので、それらを回転二軸(d-q)といった共通の軸に座標変換するには、第１巻線のU1軸を基準にｄ軸とのなす角をθとする場合、第１の３相巻線U1、V1、W1は角度θで座標変換すればよいが、第２の３相巻線U2、V2、W2は角度(θ-45)で座標変換する必要がある。
よって、４５度の位相差を有する第１の３相巻線U1、V1、W1及び第２の３相巻線U2、V2、W2を回転二軸(d-q)という共通の軸に座標変換すれば、交流回転機1a、交流回転機1b、交流回転機1cと同様に、d軸の等価回路をブロック図形式で表したものを図４、q軸の等価回路をブロック図形式で表したものを図５で表すことができる。よって、交流回転機1a、交流回転機1b、交流回転機1cと同様に、交流回転機1dについても、実施の形態１で述べたように、電気的時定数より十分短いパルス電圧を印加した場合の電流変動量に関して、Vd1とVd2が近い値をとり、かつVq1とVq2が近い値をとる場合に、第１の３相巻線を流れる電流及び第２の３相巻線を流れる変動量は小さくなる。
次に、実施の形態８における第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとの関係について説明する。図３５は第１の電圧ベクトルを示しており、この図に関しては実施の形態１で述べたものと同一である。一方、図３６は、第２の電圧ベクトルを実線で示し、第１の電圧ベクトルを破線で示す。但し、V0(2)、V7(2)ベクトルは原点に黒丸で示し、V0(1)、V7(1)は同じく原点に存在するものであるが、ここでは省略している。
先に述べたように実施の形態８における交流回転機1dは、第１の３相巻線と第２の３相巻線とに４５度の位相差を有するので、大きさを持たないV0(1)、V0(2)、V7(1)、V7(2)を除いて、V1(1)とV6(2)、V2(1)とV1(2)、V3(1)とV2(2)、V4(1)とV3(2)、V5(1)とV4(2)、V6(1)とV5(2)は全て15度の位相差を持つ。実施の形態６で述べたように、本発明においては、第１の電圧ベクトルと最も近い(位相差の小さい)第２の電圧ベクトルのことを隣接すると定義した。第１の３相巻線と第２の３相巻線との位相差が４５度の交流回転機1dにおいては、V0(1)及びV7(1)を除いた第１の電圧ベクトルと最も近い(位相差の小さい)第２の電圧ベクトルのとの位相差は図３６より１５度であることがわかる。よって、実施の形態７における隣接するベクトルは、位相差が１５度にある関係の「V1(1)、V6(2)」、「V2(1)、V1(2)」、「V3(1)、V2(2)」、「V4(1)、V3(2)」、「V5(1)、V4(2)」、及び「V6(1)、V5(2)」となる。
次に、実施の形態８におけるスイッチング信号生成手段5gの動作を図３７を参照し、説明する。時刻t1(n)〜t2(n)にてV1(1)とV6(2)、及び時刻t2(n)〜t3(n)にV2(1)とV1(2)といった、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが隣接する組み合わせを２通り生成し、そのタイミングにおける時刻ts1-1(n)、ts1-2(n)において第１の母線電流Idc1を検出するようにする。隣接する組み合わせの２通りの選択方法については、隣接している関係にあるベクトル「V1(1)、V6(2)」、「V2(1)、V1(2)」、「V3(1)、V2(2)」、「V4(1)、V3(2)」、「V5(1)、V4(2)」、「V6(1)とV5(2)」の中から、図６を参照して、第１の母線電流Idc1より第１の３相巻線Iu1、Iv1、Iw1の中から２相分が検出できる組み合わせとすればよい。図３７は、時刻ts1-1(n)にてIu1、時刻ts1-2(n)にて-Iｗ1を検出する。
このように、実施の形態８においては、第１巻線と第２巻線とに位相差４５度を有する交流回転機に対し、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが隣接する組み合わせが２通り生成されるように、第１のスイッチング信号を出力すると共に第２のスイッチング信号を出力し、隣接するベクトルを出力するタイミングにて第１の母線電流Idc1を検出するようにしたことによって、第１の３相巻線を流れる電流及び第２の３相巻線を流れる電流の変動量を低減でき、交流回転機1dの第１巻線を流れる電流を精度よく検出することが可能となる。
また、図１５、図１６より、位相差１５度の場合においても、単一の３相巻線を有する交流回転機に比べ、電流振幅変動量が小さいため、隣接したベクトルを出力するタイミングにおいて検出された、第１の３相巻線を流れる電流Iu1、Iv1、Iw1の平均電流に対する誤差は小さくできる。
なお、実施の形態８においては、第１巻線と第２巻線とに位相差４５度を有する交流回転機1dに対し、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが隣接する組み合わせが少なくとも２通り生成されるように、第１のスイッチング信号を出力すると共に第２のスイッチング信号を出力する構成としたが、本発明はこれに限定されるものではなく、第１の電力変換手段3及び第２の電力変換手段4がキャリア比較や空間ベクトル変調等の公知のPWM変調技術を用いて第１のスイッチング信号を出力すると共に第２のスイッチング信号を出力し、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが隣接するタイミングにて、第１の母線電流Idc1を検出する構成としても、隣接するベクトルを出力するタイミングにおいては第１の３相巻線を流れる電流及び第２の３相巻線を流れる変動量は小さく、第１母線電流Idc１より精度よくIu1、Iv1、Iw1を得ることができる。
実施の形態１から実施の形態２への変更点を参照することによって、実施の形態８から、交流回転機1dに対して、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが隣接する組み合わせが少なくとも３通り以上生成する方法が容易に実現できることはいうまでもない。また、実施の形態１から実施の形態３、４への変更点を参照することによって、実施の形態８から、交流回転機1dに対して、電流検出周期Tcとスイッチング周期が異なる例が容易に実現できることはいうまでもない。また、実施の形態１から実施の形態５への変更点を参照することによって、実施の形態８の構成に、第２の電流検出手段9及び第２の相電流演算手段10を用いて、交流回転機1dの第２の３相巻線を流れる電流を検出できることは言うまでもない。
以上、実施の形態６においては第１の３相巻線と第２の３相巻線とに１５度の位相差をもつ交流回転機1b、実施の形態７においては第１の３相巻線と第２の３相巻線とに３０度の位相差をもつ交流回転機1c、実施の形態８においては第１の３相巻線と第２の３相巻線とに４５度の位相差をもつ交流回転機1dについて述べたが、第１の３相巻線と第２の３相巻線との位相差が任意の角度である交流回転機に対しても、実施の形態６、７、８を参照することで同様に実施することができるのは言うまでもない。
実施の形態９.
実施の形態１〜８と共通する部分については説明を省略する。実施の形態９の実施の形態１と異なる構成は、スイッチング信号生成手段5hにある。実施の形態１におけるスイッチング信号生成手段5aにおいては、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせを２通り生成さる例について開示したが、実施の形態９におけるスイッチング信号生成手段5hにおいては、スイッチング信号生成手段5aにおいて、一致する組み合わせを第１の電圧指令、第２の電圧指令の少なくとも１つにおける、電圧大小関係又は電圧位相に基づいて切り替える。
電圧位相とは、図３８に示すような、U1相方向(V1(1)方向)を基準とした電圧指令ベクトルV*の角度θvのことである。電圧指令V*は第１巻線の電圧指令Vu1、Vv1、Vw1を用いて以下のように表される。
V* = 2/3×(Vu1+Vv1×exp(j120) +Vw1×exp(-j120)) ---(9-1)
= Vamp×exp(jθv)
但し、
Vu1 = Vamp×cos(θv) ---(9-2)
Vv1 = Vamp×cos(θv ―120) ---(9-3)
Vw1 = Vamp×cos(θv + 120) ---(9-4)
Vamp：第１の電圧指令の振幅、j：虚数単位(j×j=―1)
次に、図３９にスイッチング信号生成手段5hにおける２通りの組み合わせの切り替え例を示す。同図において、電圧位相θvに従って、θvが0〜60度の範囲では、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせとして「V1(1)、V1(2)」と「V2(1)、V2(2)」を選択し、このうち１つの組み合わせを図１０における、時刻t1(n)〜t2(n)にて出力し、もう１つの組み合わせを時刻t2(n)〜t3(n)で出力する。同様に、θvが60〜120度の範囲では、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせとして「V2(1)、V2(2)」と「V3(1)、V3(2)」を選択し、このうち１つの組み合わせを図１０における、時刻t1(n)〜t2(n)にて出力し、もう１つの組み合わせを時刻t2(n)〜t3(n)で出力する。
また、θvと第１の電圧指令Vu1、Vv1、Vw1には、図４０に示すようにθvに応じて第１の電圧指令Vu1、Vv1、Vw1の電圧大小関係が切り替わる。図３９にθｖに対する第１巻線の電圧指令の電圧大小関係(Vu1、Vv1、Vw1の３個の電圧指令の大小関係)を示す。これより、電圧大小関係に基づいて、図３９のように第１の組み合わせ、第２の組み合わせを決定してもよい。図３９の組み合わせにおいては、電圧指令ベクトルV*に対して、V1(1)〜V6(1)の中から最も近い(位相差の小さい)組み合わせを選択するように設定されており、第１の電力変換手段3から振幅の大きい電圧の出力ができる。
同様に、式(9-2〜9-4)のVu1、Vv1、Vw1の代わりに、それぞれVu2、Vv2、Vw2を代入することで、第２の電圧指令に対する電圧位相θvを求めることによって、第１の組み合わせ、第２の組み合わせを切り替えることも可能であり、さらに、第１の電圧指令及び第２の電圧指令の両方を用いて、Vu1とVu2、Vv1とVv2、Vw1とVw2の平均値をそれぞれVu_ave、Vv_ave、Vw_aveとし、式(9-2〜9-4)のVu1、Vv1、Vw1の代わりに、れぞれVu_ave、Vv_ave、Vw_aveを代入することで、第１の電圧指令及び第２の電圧指令の平均値に基づいた電圧位相θvを求め、第１の組み合わせ、第２の組み合わせを切り替えてもよい。このとき、Vu2、Vv2、Vw2の電圧大小順やVu_ave、Vv_ave、Vw_aveの電圧大小順に基づいて切り替えることも可能である。
Vu2、Vv2、Vw2に基づいて切り替えることによって、第２の電力変換手段4からより振幅の大きい電圧の出力が可能となり、Vu_ave、Vv_ave、Vw_aveに基づいて切り替えることによって、第１の電力変換手段3及び第２の電力変換手段4の両方より高い電圧の出力の組み合わせを作成することができる。実施の形態９では、スイッチング信号生成手段5hに対して選択・切替を実施する例について述べたが、スイッチング信号生成手段5a〜5g
に対しても同様に実施できることは言うまでもない。
以上より、実施の形態９におけるスイッチング信号生成手段は、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致するか又は隣接する組み合わせを、前記第１巻線の電圧指令と前記第２の電圧指令の少なくとも１つにおける、３個の電圧指令の大小関係又は電圧位相に基づいて切り替えることによって、実施の形態１〜８で述べた効果を維持した状態で、第１の電力変換手段3及び第２の電力変換手段4より振幅の大きい電圧を出力することが可能となる。
実施の形態１０.
実施の形態１〜９と共通する部分に関する説明は省略する。図４１は実施の形態１０における電力変換装置の全体構成を示す。実施の形態１の構成を表す図１と比べて、交流回転機1aの回転位置θを検出する位置検出手段100aと、スイッチング信号生成手段5iが異なっている。位置検出手段100aは、エンコーダ、レゾルバ、ホールセンサ等の位置検出器を用いて交流回転機1aの回転位置θを検出する。また、交流回転機1aの電圧や電流情報から回転位置を推定する方法によって回転位置θを検出してもよい。
次に、スイッチング信号生成手段5iについて述べる。実施の形態１におけるスイッチング信号生成手段5aにおいては、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせを２通り生成する例について述べたが、実施の形態１０におけるスイッチング信号生成手段5iにおいては、特に一致する２通りの組み合わせを回転位置θによって切り替える。図４２に、スイッチング信号生成手段5iにおける２通りの組み合わせの切り替え方法を示す。
同図において、回転位置θによって第１の組み合わせと第２の組み合わせを設定する。例えば、θが270〜330度の範囲では、一致する組み合わせとして「V1(1)、V1(2)」と「V2(1)、V2(2)」を選択し、このうち１つの組み合わせを図１０における、時刻t1(n)〜t2(n)にて出力し、もう１つの組み合わせを時刻t2(n)〜t3(n)で出力する。同様に、θが330〜0、又は0〜30度の範囲では、一致する組み合わせとして「V2(1)、V2(2)」と「V3(1)、V3(2)」を選択し、このうち１つの組み合わせを図１０における、時刻t1(n)〜t2(n)にて出力し、もう１つの組み合わせを時刻t2(n)〜t3(n)で出力する。以下同様に、図４２に示すように切り替える。なお、図４２にはｑ軸位相θqも示す。θとθqの関係はθq がθに対し９０度位相進みである。
図４２は、一致する組み合わせのうち、q軸を挟む２つの組み合わせを切替・選択している。これについて、２例を示す。図４２より、θqが0〜60度の範囲においては、一致する組み合わせとして、「V1(1)、V1(2)」、「V2(1)、V2(2)」を出力するが、これは図４３に示すとおり、「V1(1)、V2(1)」、「V1(2)、V2(2)」はｑ軸を挟んで左右に存在する。また、図４２よりθqが60〜120度の範囲においては、一致する組み合わせとして、「V2(1)、V2(2)」、「V3(1)、V3(2)」を出力するが、これは、図４４より、「V2(1)、V3(1)」、「V2(2)、V3(2)」はｑ軸を挟んで左右に存在する。
以下、図４２のように、ｑ軸を挟む組み合わせを選択・切り替える効果について述べる。ｑ軸を挟む第１の電圧ベクトル、第２の電圧ベクトルは全て、ｄ軸に比べｑ軸との位相差が小さいので、ｄ軸、ｑ軸方向に成分分解した場合に、ｑ軸方向成分の方が大きくなる。よって、スイッチング信号生成手段5iが一致する２通りを出力しているとき、第１の電力変換手段3及び第２の電力変換手段4より交流回転機1aの第１巻線及び第２巻線に印加される電圧は共にｄ軸方向に比べてｑ軸方向成分が大きい。ここで、交流回転機1aが突極性を持ち、Ld<Lqが成り立つ場合や、突極性を持たないが、磁気飽和によって、インダクタンスが変動し、Ld<Lqが成り立つ場合において、ｑ軸方向インピーダンスがｄ軸方向インピーダンスに比べて大きい。よって、一致する組み合わせを、ｄ軸に比べｑ軸方向へ大きくなるように、換言するとインピーダンスの大きい方向へ選択・切り替えることによって、第１の３相巻線の電流Iu1、Iv1、Iw1及び第２の３相巻線の電流Iu2、Iv2、Iw2の変化量をより低減できる。よって、これら変化量をより低減できることによって、より平均電流に近い電流を検出できる。
以上において、ｄ軸より90度進みのｑ軸方向の符号が正側に挟むように組み合わせを選択・切り替えたが、ｄ軸より90度遅れのｑ軸方向の符号が負側を挟むように組み合わせを選択・切り替えることもできる。また、交流回転機1aにて、突極性を持ちLd>Lqが成り立つ又は突極性を持たないが磁気飽和によりLd>Lqが成り立つ場合、一致する２通りの組み合わせをｄ軸の符号正側又はｄ軸の符合負側を挟むように選択・切替をすればよい。また、実施の形態１から実施の形態５への変更点を参照することによって、実施の形態１０の構成に、第２の電流検出手段9及び第２の相電流演算手段10を用いて、より平均電流に近い交流回転機1aの第２の３相巻線を流れる電流を検出できることは言うまでもない。
実施の形態１１.
実施の形態１〜１０と共通する部分に関する説明は省略する。図４５は実施の形態１１における電力変換装置の全体構成を示すものである。実施の形態１０の構成を表す図４１と比べて、電圧指令演算手段6bと、交流回転機1cと、交流回転機1cの回転位置θを検出する位置検出手段100bと、スイッチング信号生成手段5jが異なっている。位置検出手段100bは、エンコーダ、レゾルバ、ホールセンサ等の位置検出器を用いて交流回転機1cの回転位置θを検出する。また、交流回転機1cの電圧や電流情報から回転位置を推定する方法によって回転位置θを検出してもよい。
次に、スイッチング信号生成手段5jについて述べる。実施の形態１０におけるスイッチング信号生成手段5iでは一致する２通りの組み合わせを回転位置θによって切り替えていたが、実施の形態１１におけるスイッチング信号生成手段5jでは、実施の形態７で述べた第１の３相巻線と第２の３相巻線とに30度の位相差を有する交流回転機1cについて述べた隣接する２通りの組み合わせを回転位置θによって切り替える。図４６に切り替え方法を示す。同図において、回転位置θに従って第１の組み合わせと第２の組み合わせを出力する。
例えば、θが285〜345度の範囲では、隣接する組み合わせとして「V1(1)、V1(2)」と「V2(1)、V2(2)」を選択し、このうち１つの組み合わせを図１０における、時刻t1(n)〜t2(n)にて出力し、もう１つの組み合わせを時刻t2(n)〜t3(n)で出力する。同様に、θが345〜0、及び0〜45度の範囲では、隣接する組み合わせとして「V2(1)、V2(2)」と「V3(1)、V3(2)」を選択し、このうち１つの組み合わせを図１０における、時刻t1(n)〜t2(n)にて出力し、もう１つの組み合わせを時刻t2(n)〜t3(n)で出力する。以下同様に、図４６に示すように切り替える。なお、図４６にはｑ軸位相θqも示す。
なお、実施の形態１０で図４２に示した切替角度に比べて１５度遅れた関係になっているが、これは、交流回転機１cには第１の３相巻線と第２の３相巻線とに３０度の位相差があるため、第１の電圧ベクトルに比べ、第２の電圧ベクトルは３０度位相が遅れている。よって、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルを平均すると第１の電圧ベクトルに比べ１５度の遅れとなるためである。平均ベクトルは、図４７のV1(ave)（V1(1)とV1(2)との平均）、V2(ave)（V2(1)とV2(2)との平均）、V3(ave)（V3(1)とV3(2)との平均）、V4(ave)（V4(1)とV4(2)との平均）、V5(ave)（V5(1)とV5(2)との平均）、V6(ave)（V6(1)とV6(2)との平均）のようになり、それぞれV1(1)、V2(1)、V3(1)、V4(1)、V5(1)、V6(1)より15度遅れる。
図４６は、図４７に示す６つの平均ベクトルのうち、q軸を挟む２つの組み合わせを切替・選択している。これについて、１例を図で示す。図４６よりθqが15〜75度の範囲においては、隣接する組み合わせとして、「V1(1)、V1(2)」、「V2(1)、V2(2)」を出力するが、これは平均ベクトルではV1(ave)(V1(1)とV1(2)の平均ベクトル)、V2(ave)V2(1)とV2(2)の平均ベクトル)に相当し、図４７に示すように、V1(ave)、V2(ave)はｑ軸を挟んでいる。
以下、図４６のように切り替えることによって、ｑ軸を挟む平均ベクトルを選択・切り替える効果について述べる。ｑ軸を挟む組み合わせを選択すると、ｄ軸、ｑ軸方向に成分分解した場合にｑ軸方向成分の方が大きくなる。よって、スイッチング信号生成手段5jが隣接する２通りを出力しているとき、第１の電力変換手段3及び第２の電力変換手段4より交流回転機1cに印加される電圧は、ｄ軸方向に比べてｑ軸方向成分が大きくなる。ここで、交流回転機1cが突極性を持ち、Ld<Lqが成り立つ場合、又は、突極性を持たないが、磁気飽和によって、インダクタンスが変動し、Ld<Lqが成り立つ場合において、ｑ軸方向インピーダンスがｄ軸方向インピーダンスに比べて大きい。よって、一致する組み合わせを、ｄ軸に比べｑ軸方向へ大きくなるように、換言するとインピーダンスの大きい方向へ選択・切り替えることによって、一致する２通りを出力している際の、第１の３相巻線の電流Iu1、Iv1、Iw1及び第２の３相巻線の電流Iu2、Iv2、Iw2の変化量をより低減できる。以上より、これら変化量をより低減できることによって、より平均電流に近い電流を検出できる効果を得る。
以上において、ｄ軸より90度進みのｑ軸方向の符号が正側に挟むように組み合わせを選択・切り替えたが、ｄ軸より90度遅れのｑ軸方向の符号が負側を挟むように組み合わせを選択・切り替えることもできる。また、交流回転機1cにて、突極性を持ちLd>Lqが成り立つ場合、又は、突極性を持たないが磁気飽和によりLd>Lqが成り立つ場合、隣接する２通りの組み合わせをｄ軸の符号正側又はｄ軸の符合負側を挟むように選択・切替をするようにしてもよい。また、実施の形態１１では、第１の３相巻線と第２の３相巻線とに30度の位相差をもつ交流回転機1cについて述べたが、３０度以外の位相差を持つ交流回転機に適用できることは言うまでもない。また、実施の形態１から実施の形態５への変更点を参照することによって、実施の形態１１の構成に、第２の電流検出手段9及び第２の相電流演算手段10を用いて、交流回転機1ｃの第２の３相巻線を流れる電流を検出できることは言うまでもない。
実施の形態１２.
実施の形態１〜１１と共通する部分に関する説明は省略する。図４８は実施の形態１２における電力変換装置の全体構成を示すものである。実施の形態１０の構成を表す図４１と比べて、電圧指令演算部6eとスイッチング信号生成手段5kが異なっている。電圧指令演算部6eは、交流回転機1aの電流指令Idref、Iqref及び回転位置θを入力し、第１の電圧指令Vu1、Vv1、Vw1及び第２の電圧指令Vu2、Vv2、Vw2を演算する。演算方法に関しては、回転位置θに基づいて回転二軸(d-q軸)に座標変換してベクトル制御を実施する等があるが、公知技術のため詳細については省略する。
次に、スイッチング信号生成手段5kについて述べる。電流指令Iqrefを入力し、回転位置θを用いて静止３相座標へ変換し、電流指令Iu、Iv、Iwを得る。電流指令Iu、Iv、Iwの波形例を図４９に示す。ここで、Iu、Iv、Iwの大小関係に基づいて、図５０のように一致する組み合わせを２通り出力する。これは実施の形態１０における図４２において、切替基準を回転位置からIu、Iv、Iwの大小関係へと変更したのみである。よって、効果としては、実施の形態１０で得たものと同じ効果を得る。
また、実施の形態１〜１２においては、交流回転機として第１の３相巻線と第２の３相巻線を有する永久磁石同期回転機について述べた。ここで、第１の３相巻線及び第２の３相巻線を有する誘導回転機、及び第１の３相巻線及び第２の３相巻線を有するリラクタンスモータは、永久磁石同期回転機と比べて回転子構造は異なるが、電機子巻線構造においては、第１の３相巻線と第２の３相巻線を有することで、電機子巻線間に相互インダクタンスを生じる点では共通であるので、本発明を適用でき、同様の効果が得られる。
また、実施の形態１〜１２においては、第１の３相巻線と第２の３相巻線を有する交流回転機について述べたが、３相以外の多相巻線においても、第１の多相巻線及び第２の多相巻線によって構成される電圧ベクトルが一致又は隣接するタイミングでは、第１の多相巻線及び第２の多相巻線の電流変化が小さい効果は維持されるので、本発明に含まれる。
さらに、第３以上の複数の多相巻線を有する交流回転機に対しても、実施の形態１〜１２を参照することによって同様に実施できることは言うまでもない。
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
以上のように、実施の形態２においては一致するベクトル、「V1(1)とV1(2)」、「V2(1)とV2(2)」、「V3(1)とV3(2)」、「V4(1)とV4(2)」、「V5(1)とV5(2)」、及び「V6(1)とV6(2)」の中から、図６において第１の母線電流Idc1よりIu1、Iv1、Iw1を検出できる３通りをスイッチング周期Ts中に出力することによって、第１の３相巻線における電流を全て精度良く検出することができるという効果を得る。なお、３通り以上の第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせの生成も同様に実施することができる。
第２の相電流演算手段10は、第２母線電流Idc2及び第２のスイッチング信号Qup2〜Qwn2に基づいて、図２３に示した関係から、第２の巻線（第２の３相巻線）の電流Iu2、Iv2、Iw2を出力する。但し、３相３線式の交流回転機においては３相を流れる電流の和が零となることを利用して、第２巻線の電流Iu2、Iv2、Iw2のうち、いずれか２相分の電流を演算し出力する構成としてもよい。
図２９は、V2(1)をｄ軸方向成分V2(1)_d、ｑ軸方向成分V2(1)_qで表し、図３０はV2(2)をｄ軸方向成分V2(2)_d、ｑ軸方向成分V2(2)_qで表したものである。図２９、図３０より、第１の電圧ベクトル、第２の電圧ベクトルがそれぞれ隣接関係にあるV2(1)、V2(2)を出力しているとき、ｄ軸方向成分V2(1)_dとV2(2)_d、及びｑ軸方向成分V2(1)_qとV2(2)_qは他のベクトル関係にある場合にくらべ値の差が小さい。その結果、時刻t2(n)〜t3(n)間での第１の３相巻線を流れる電流及び第２の３相巻線を流れる電流変動量は小さい。このとき、図６より第１の電圧ベクトルがV2(1)を出力しているとき、第１の母線電流Idc１は-Iw1に等しいので、精度よくIw1を検出できる。
図３において、Vu1、Vu2はそれぞれ各中性点からのU相電圧、Ru1、Ru2は電機子巻線抵抗、eu1、eu2は誘起電圧、Muは電機子巻線相互インダクタンス、Lu1-Mu、Lu2-Muはそれぞれ第１巻線、第２巻線の漏れインダクタンス(電機子巻線自己インダクタンス−電機子巻線相互インダクタンス)を表している。またｎはトランスで言う巻数比である。なお、これらの値のうち、特にLu1-MuとMu、及びLu2-MuとMuはモータ制御で用いる相(U-V相間又はV-W相間又はW-U相間)間の値とは異なり、並列して配置された第１の３相巻線と第２の３相巻線における２相間の値であることに注意を要する。
また、一般には交流回転機では並列する巻線の巻数は同じであるので、n=1である。またこの時、V1相とV2相、W1相とW2相の等価回路でも同じであるので、UVW３相の特性が等しい場合、３相から回転二軸（ｄ−ｑ軸）上に座標変換を行っても、この回転二軸（ｄ−ｑ軸）上での等価回路は図３に示した等価回路と同じである。
第１の相電流演算手段8は、第１母線電流Idc1及び第１のスイッチング信号Qup1〜Qwn1に基づいて、図６に示した関係から、第１巻線の電流Iu1、Iv1、Iw1を出力する。但し、３相３線式の回転機においては３相を流れる電流の和が零となることを利用して、第１巻線の電流Iu1、Iv1、Iw1のうち、いずれか２相分の電流を演算し出力する構成としてもよい。
図１１は、図１０に第１の３相巻線を流れる電流Iu1、Iv1、Iw1を追加したものである。同図より、Δt1、Δt2の区間でIu1はそれぞれΔIu1_1、ΔIu1_2だけ変動し、Iw1はそれぞれΔIw1_1、ΔIw1_2だけ変動する。Iu1の平均電流、Iw1の平均電流は、それぞれIu1の検出値、Iw1の検出値とは一致せず、検出誤差が発生する。図１１では第１の母線電流Idc1より、第１の３相巻線を流れる電流としてIu1、Iw1を検出する例のため、Iv1の変動については記入していないが、変動する。
さらに、図４のｄ軸等価回路への印加電圧Vd1、Vd2として、それぞれ第１のベクトルV1のｄ軸方向成分V1_d、第２のベクトルV2のｄ軸方向成分V2_dに設定し、図５のｑ軸等価回路への印加電圧Vq1、Vq2として、それぞれ第１のベクトルV1のq軸方向成分V1_q、第２のベクトルV2のｑ軸方向成分V2_qに設定し、V1とV2の位相差を０度から１８０度まで変動させた場合の位相差に対する第１の３相巻線に対する電流振幅変動量（１−１）、第２の３相巻線に対する電流振幅変動量（１−２）について述べる。
次に、実施の形態４の効果について述べる。例えば、電流検出周期Tcが100μs、スイッチング周期Tsが50μs(スイッチング周波数20kHz)に設定された場合、実施の形態３の構成では、電流検出周期Tc(=100μs)毎に、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせが発生するので、スイッチング周期Tsは50μsであるにもかかわらず、第１のスイッチング信号Qup1〜Qwp1及び第２のスイッチング信号Qup2〜Qwp2にはTc(=100μs)の逆数である10kHzの成分が含まれてしまい、結果としてその10kHz成分を持った電圧が交流回転機1aの第１の３相巻線及び第２の３相巻線に印加され、第１の３相巻線を流れる電流Iu1、Iv1、Iw1及び第２の３相巻線を流れる電流Iu2、Iv2、Iw2にもその10kHz成分が含まれる。その成分の大きさによっては交流回転機1aより10kHz騒音が生じるといった課題が発生する場合がある。
実施の形態５.
実施の形態１〜４と共通する部分については説明を省略する。図２２は実施の形態５における電力変換装置の全体を示す構成図である。図２３に、第２のスイッチング信号Qup2〜Qwn2と第２の電圧ベクトル、及び第２の母線電流と第２の３相巻線を流れる電流Iu2、Iv2、Iw2の関係を示す。図２２が図１に示した実施の形態１における電力変換装置の全体構成と異なるのは、第２の電流検出手段9と第２の相電流演算手段10を追加したことである。第２の電流検出手段9は、直流電源２と第２の電力変換手段4との間を流れる電流である第２の母線電流Idc2を検出し、第２の相電流演算手段10へ出力する。第２の電流検出手段9は、シャント抵抗9aと、シャント抵抗9aを流れる電流をサンプルホールドすることで第２の母線電流Idc2を検出するサンプルホールド器9bによって構成される。シャント抵抗9aの代わりに計器用変流器(CT)を用いてもよく、この場合、計器用変流器の検出値をサンプルホールド器9bでサンプルホールドすることで第２の母線電流Idc2を検出する。
先に述べたように実施の形態８における交流回転機1dは、第１の３相巻線と第２の３相巻線とに４５度の位相差を有するので、大きさを持たないV0(1)、V0(2)、V7(1)、V7(2)を除いて、V1(1)とV6(2)、V2(1)とV1(2)、V3(1)とV2(2)、V4(1)とV3(2)、V5(1)とV4(2)、V6(1)とV5(2)は全て15度の位相差を持つ。実施の形態６で述べたように、本発明においては、第１の電圧ベクトルと最も近い(位相差の小さい)第２の電圧ベクトルのことを隣接すると定義した。第１の３相巻線と第２の３相巻線との位相差が４５度の交流回転機1dにおいては、V0(1)及びV7(1)を除いた第１の電圧ベクトルと最も近い(位相差の小さい)第２の電圧ベクトルのとの位相差は図３６より１５度であることがわかる。よって、実施の形態８における隣接するベクトルは、位相差が１５度にある関係の「V1(1)、V6(2)」、「V2(1)、V1(2)」、「V3(1)、V2(2)」、「V4(1)、V3(2)」、「V5(1)、V4(2)」、及び「V6(1)、V5(2)」となる。
電圧位相とは、図３８に示すような、U1相方向(V1(1)方向)を基準とした電圧指令ベクトルV*の角度θvのことである。電圧指令ベクトルV*は第１巻線の電圧指令Vu1、Vv1、Vw1を用いて以下のように表される。
V* = 2/3×(Vu1+Vv1×exp(j120) +Vw1×exp(-j120)) ---(9-1)
= Vamp×exp(jθv)
但し、
Vu1 = Vamp×cos(θv) ---(9-2)
Vv1 = Vamp×cos(θv ―120) ---(9-3)
Vw1 = Vamp×cos(θv + 120) ---(9-4)
Vamp：第１の電圧指令の振幅、j：虚数単位(j×j=―1)

Claims (9)

  1. 複数の多相巻線を有する交流回転機と、
    直流電源と、複数の電圧指令を出力する電圧指令演算部と、
    前記複数の電圧指令に基づいて、複数のスイッチング信号を出力するスイッチング信号生成手段と、
    前記複数のスイッチング信号に基づいて前記直流電源の直流電圧を電力変換して前記複数の多相巻線に電圧を印加する複数の電力変換手段と、
    前記複数の多相巻線のうちの何れか１つの多相巻線に電圧を印加する前記電力変換手段と前記直流電源との間を流れる電流である第１の母線電流を検出する第１の電流検出手段と、
    検出した前記第１の母線電流に基づいて前記１つの多相巻線を流れる電流を演算する第１の相電流演算手段とを有し、
    前記第１の電流検出手段は、前記複数のスイッチング信号に基づく複数の電圧ベクトルが隣接するか又は一致するタイミングにて前記第１の母線電流を検出することを特徴とする電力変換装置。
  2. 第１の多相巻線及び第２の多相巻線を有する交流回転機と、
    直流電源と、第１の電圧指令及び第２の電圧指令を出力する電圧指令演算部と、
    前記第１の電圧指令に基づいて第１のスイッチング信号を出力すると共に、前記第２の電圧指令に基づいて第２のスイッチング信号を出力するスイッチング信号生成手段と、
    前記第１のスイッチング信号に基づいて前記直流電源の直流電圧を電力変換して前記第１の多相巻線に電圧を印加する第１の電力変換手段と、
    前記第２のスイッチング信号に基づいて前記直流電源の直流電圧を電力変換して前記第２の多相巻線に電圧を印加する第２の電力変換手段と、
    前記直流電源と前記第１の電力変換手段との間を流れる電流である第１の母線電流を検出する第１の電流検出手段と、
    検出した前記第１の母線電流に基づいて前記交流回転機の第１の多相巻線を流れる電流を演算する第１の相電流演算手段とを有し、
    前記第１の電流検出手段は、前記第１のスイッチング信号に基づく第１の電圧ベクトルと前記第２のスイッチング信号に基づく第２の電圧ベクトルとが隣接するか又は一致するタイミングにて前記第１の母線電流を検出することを特徴とする電力変換装置。
  3. 前記直流電源と前記第２の電力変換手段との間を流れる電流である第２の母線電流を検出する第２の電流検出手段と、
    検出した前記第２の母線電流に基づいて前記交流回転機の第２の多相巻線を流れる電流を演算する第２の相電流演算手段とを有し、
    前記第２の電流検出手段は、前記第１の電圧ベクトルと前記第２の電圧ベクトルとが隣接するか又は一致するタイミングにて前記第２の母線電流を検出することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
  4. 前記交流回転機は、前記第１の多相巻線と前記第２の多相巻線とが位相差を有しないＮ相交流回転機であって、前記スイッチング信号生成手段は、前記第１の母線電流の検出周期毎又は前記第１、前記第２のスイッチング信号の周期毎に、前記第１の電圧ベクトルと前記第２の電圧ベクトルとが一致する組み合わせが少なくともＮ−１通り生成されるように、前記第１のスイッチング信号及び前記第２のスイッチング信号を出力することを特徴とする請求項２又は請求項３記載の電力変換装置。
  5. 前記交流回転機は、第１の多相巻線と第２の多相巻線とに位相差を有するＮ相交流回転機であって、前記スイッチング信号生成手段は、前記第１母線電流の検出周期毎又は、前記第１、前記第２のスイッチング信号の周期毎に、第１の電圧ベクトルと第２の電圧ベクトルとが隣接する組み合わせが少なくともＮ−１通り生成されるように、前記第１のスイッチング信号及び前記第２のスイッチング信号を出力することを特徴とする請求項２又は請求項３記載の電力変換装置。
  6. 前記交流回転機における第１の多相巻線と第２の多相巻線の前記位相差は３０度であることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
  7. 前記スイッチング信号生成手段は、前記組み合わせを、前記第１の多相巻線の電圧指令、前記第２の多相巻線の電圧指令の少なくとも１つにおける、電圧大小関係又は電圧位相に基づいて切り替えることを特徴とする請求項４〜請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 前記交流回転機の回転位置を検出する回転位置検出手段を備え、前記スイッチング信号生成手段は、前記組み合わせを、前記回転位置に基づいて切り替えることを特徴とする請求項４〜請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 前記交流回転機の回転位置を検出する回転位置検出手段を備え、
    前記電圧指令演算部は、前記Ｎ相交流回転機の電流指令及び前記回転位置に基づいて、第１の電圧指令及び第２の電圧指令を演算し、
    前記スイッチング信号生成手段は、前記組み合わせを、前記電流指令に基づいて切り替えることを特徴とする請求項４〜請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
JP2015546262A 2013-11-11 2013-11-11 電力変換装置 Active JP6091646B2 (ja)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2013/080400 WO2015068300A1 (ja) 2013-11-11 2013-11-11 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP6091646B2 JP6091646B2 (ja) 2017-03-08
JPWO2015068300A1 true JPWO2015068300A1 (ja) 2017-03-09

Family

ID=53041101

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2015546262A Active JP6091646B2 (ja) 2013-11-11 2013-11-11 電力変換装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10199979B2 (ja)
EP (1) EP3070835B1 (ja)
JP (1) JP6091646B2 (ja)
CN (1) CN105981293B (ja)
WO (1) WO2015068300A1 (ja)

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB201315497D0 (en) * 2013-08-30 2013-10-16 Microgen Engine Corp Holding Bv Regulation of electrical generator output
EP3068034B1 (en) * 2013-11-08 2022-08-03 Mitsubishi Electric Corporation Alternating-current rotating machine controller
CN105531594A (zh) * 2014-03-10 2016-04-27 富士电机株式会社 电流检测器和电力变换装置
EP3206297B1 (en) * 2014-10-08 2020-04-29 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device and control method for same, and electric power steering control device
EP3249804B1 (en) * 2015-01-21 2021-08-04 Mitsubishi Electric Corporation Control device for ac rotary machine and control device for electric power steering
DE112015007090T5 (de) * 2015-11-04 2018-07-26 Mitsubishi Electric Corporation Fahrzeugmotor-Steuervorrichtung und Fahrzeugmotor-Steuerverfahren
CN109391196B (zh) * 2017-08-08 2022-03-25 上海理工大学 电动驱动装置以及电动设备
US10998834B2 (en) * 2017-08-21 2021-05-04 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device and electric power steering device
JP6891755B2 (ja) * 2017-10-02 2021-06-18 株式会社デンソー 多相回転機の制御装置
WO2019226468A2 (en) * 2018-05-23 2019-11-28 Quanten Technologies, Inc. Multi-phase motor system and control method
WO2020041904A1 (en) 2018-08-31 2020-03-05 The Governing Council Of The University Of Toronto An integrated three-phase ac charger for vehicle applications with dual-inverter drive
FR3087060B1 (fr) * 2018-10-04 2021-03-19 Safran Electrical & Power Procede de commande d'un ensemble d'onduleurs dans un systeme de generation electrique a onduleurs parallelises
JP2020167885A (ja) * 2019-03-29 2020-10-08 日本電産トーソク株式会社 モータ制御装置
DE102019110269A1 (de) 2019-04-18 2020-10-22 Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft Verfahren zur Ansteuerung einer mehrphasigen elektrischen Maschine mittels Raumzeigermodulation, Steuereinrichtung sowie Antriebsanordnung
CN111030550B (zh) * 2019-11-25 2022-05-17 华为技术有限公司 一种电机驱动器及动力系统
CN111245327B (zh) * 2019-12-17 2022-02-08 中国人民解放军海军工程大学 双三相永磁同步电机电流控制方法
KR20230023441A (ko) * 2021-08-10 2023-02-17 현대자동차주식회사 모터 구동 장치
CN113533828B (zh) * 2021-08-12 2024-05-07 中车青岛四方机车车辆股份有限公司 一种三相电机的供电电路的检测装置及供电系统
CN118160216A (zh) 2021-11-11 2024-06-07 三菱电机株式会社 交流旋转电机的控制装置、车辆用驱动装置及电动助力转向装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06343206A (ja) * 1992-04-16 1994-12-13 Westinghouse Electric Corp <We> 電気自動車用の再構成可能な交流誘導モーター駆動システム
JP2008219956A (ja) * 2007-02-28 2008-09-18 Mitsubishi Electric Corp 電動機駆動制御装置及び電動機
JP2011061950A (ja) * 2009-09-09 2011-03-24 Denso Corp 電力変換装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4429338B2 (ja) 2006-09-11 2010-03-10 三洋電機株式会社 モータ制御装置、電流検出ユニット
JP2011152027A (ja) * 2009-12-25 2011-08-04 Denso Corp 電動機駆動装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置
US8339084B2 (en) * 2010-03-12 2012-12-25 GM Global Technology Operations LLC Systems and methods for monitoring current in an electric motor
JP5724776B2 (ja) 2011-09-12 2015-05-27 日本精工株式会社 モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置
JP2013162536A (ja) * 2012-02-01 2013-08-19 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP5465269B2 (ja) 2012-03-29 2014-04-09 三菱電機株式会社 故障検出回路を備えた電動機駆動装置および電動機駆動装置の故障検出方法
JP5653386B2 (ja) * 2012-05-09 2015-01-14 三菱電機株式会社 モータ制御装置およびそれを用いた電動パワーステアリング装置
JPWO2015022718A1 (ja) * 2013-08-12 2017-03-02 日本精工株式会社 モータ制御装置、これを使用した電動パワーステアリング装置および車両

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06343206A (ja) * 1992-04-16 1994-12-13 Westinghouse Electric Corp <We> 電気自動車用の再構成可能な交流誘導モーター駆動システム
JP2008219956A (ja) * 2007-02-28 2008-09-18 Mitsubishi Electric Corp 電動機駆動制御装置及び電動機
JP2011061950A (ja) * 2009-09-09 2011-03-24 Denso Corp 電力変換装置

Also Published As

Publication number Publication date
EP3070835B1 (en) 2020-01-01
CN105981293A (zh) 2016-09-28
US20160190972A1 (en) 2016-06-30
CN105981293B (zh) 2019-06-14
EP3070835A1 (en) 2016-09-21
JP6091646B2 (ja) 2017-03-08
WO2015068300A1 (ja) 2015-05-14
US10199979B2 (en) 2019-02-05
EP3070835A4 (en) 2017-06-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6091646B2 (ja) 電力変換装置
CN101809857B (zh) 旋转电机的控制装置
US8853981B2 (en) Driving apparatus for multiplex-winding motor
JP6735827B2 (ja) 電力変換装置
JP6266161B2 (ja) 交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置
JPWO2019008676A1 (ja) インバータ装置、及び、電動パワーステアリング装置
KR20150094431A (ko) 동력 장치 및 동력 장치에 포함되는 전동기 구동 장치
JPWO2016117115A1 (ja) 交流回転機の制御装置
JP6381662B2 (ja) 電力変換装置およびその制御方法、電動パワーステアリングの制御装置
JP5496231B2 (ja) 同期機の制御装置
JP6750364B2 (ja) 回転電機の回転角推定装置
JP6203418B2 (ja) 電力変換装置およびその制御方法、電動パワーステアリングの制御装置
JP6837259B2 (ja) 三相同期電動機の制御装置並びにそれを用いる電動パワーステアリング装置
KR20200071676A (ko) 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치, 마이크로 컴퓨터, 전동기 시스템 및 영구 자석 동기 전동기의 운전 방법
JP7385776B2 (ja) 電動機の制御装置
WO2016143120A1 (ja) 交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置
JP4448351B2 (ja) 電力変換器の制御装置
JP2019083676A (ja) モータ駆動制御装置
JPS62239897A (ja) 電圧形インバ−タの制御方法
Utaikaifa Torque ripple reduction in DTC of single-phase open-circuit fault PM brushless

Legal Events

Date Code Title Description
TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20170110

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20170207

R151 Written notification of patent or utility model registration

Ref document number: 6091646

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250