KR20230023441A

KR20230023441A - 모터 구동 장치

Info

Publication number: KR20230023441A
Application number: KR1020210105575A
Authority: KR
Inventors: 이용재; 유정모; 정장윤
Original assignee: 현대자동차주식회사; 기아 주식회사
Priority date: 2021-08-10
Filing date: 2021-08-10
Publication date: 2023-02-17
Also published as: CN115706552A; EP4135190A1; JP2023025672A; US20230049787A1

Abstract

복수의 상에 각각 대응되는 복수의 권선을 갖는 모터를 구동하는 모터 구동 장치가 개시된다. 상기 모터 구동 장치는, 복수의 제1 스위칭 소자를 포함하며 상기 복수의 권선 각각의 제1 단에 연결된 제1 인버터; 복수의 제2 스위칭 소자를 포함하며 상기 복수의 권선 각각의 제2 단에 연결된 제2 인버터; 및 사전 설정된 상기 모터의 전압 지령을 기반으로 공간 벡터 펄스폭 변조를 위한 제한된 극전압 지령을 생성하고, 상기 제한된 극전압 지령을 분배하여 상기 제1 스위칭 소자의 스위칭을 위한 제1 극전압 지령 및 상기 제2 스위칭 소자의 스위칭을 위한 제2 극전압 지령을 생성하는 컨트롤러를 포함한다.

Description

모터 구동 장치{MOTOR DRIVING APPARATUS}

본 발명은 모터 구동 장치에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 모터의 권선의 양단에 각각 인버터가 연결된 오픈 엔드 와인딩 방식의 모터 구동 장치에 관한 것이다.

일반적으로, 모터에 포함된 각 상의 권선은 그 일단이 하나의 인버터에 연결되고 타단이 서로 연결되어 Y-결선을 형성한다.

모터의 구동 시, 인버터 내의 스위칭 소자는 펄스폭 변조 제어에 의해 온/오프 되면서 Y-결선된 모터의 권선에 선간 전압을 인가하여 교류 전류를 생성함으로써 토크를 발생시키게 된다.

이와 같은 모터에 의해 발생하는 토크를 동력으로 이용하는 전기차 등과 같은 친환경 차량의 연비(또는 전비)는 인버터-모터의 전력 변환 효율에 의해 결정되므로, 연비 향상을 위해서는 인버터의 전력 변환 효율과 모터의 효율을 극대화하는 것이 중요하다.

인버터-모터 시스템의 효율은 주로 인버터의 전압 이용률에 의해 결정되는데, 전압 이용율이 높은 구간에서 모터 속도와 토크의 관계에 의해 결정되는 차량의 운전점이 형성되는 경우 차량의 연비가 향상될 수 있다.

그러나, 모터의 최대 토크를 증가시키기 위해 모터의 권선수를 증가시킬수록 전압 이용율이 높은 구간은 차량의 주요 운전점인 저토크 영역과 멀어지게 되어 연비가 나빠지는 문제점이 발생할 수 있다. 또한, 연비의 관점에서 전압 이용율이 높은 구간에 주요 운전점을 포함하도록 설계하는 경우 모터의 최대 토크에 제약이 있어 차량의 가속 발진 성능이 떨어지는 문제가 발생할 수 있다.

이러한 문제를 해결하기 위해 당 기술분야에서는 모터의 권선 일단을 Y 결선을 통해 단락 시키는 대신 모터의 권선 양단에 각각 인버터를 연결하여 두 개의 인버터를 구동하는 오픈 엔드 와인딩(Open End Winding: OEW) 방식의 모터 구동 기법이 제안되었다.

이러한 오픈 엔드 와인딩 방식의 모터 구동 기법은 통상적인 Y 결선 구조의 모터를 구동하는 방식에 비해 상전압을 증가시켜 전압 이용율을 향상시킬 수 있고 고출력이 가능한 장점을 갖는다.

그러나, 오픈 엔드 와인딩 방식의 모터 구동 기법은 모터의 권선 양단에 각각 연결되는 인버터에 공통의 직류 전원을 적용하는 경우 0상 성분 전압을 인버터 스위칭 주기 평균적으로 0이 되게 제어하지 못하므로 공통 모드 전류를 발생시킬 수 있다. 이 공통 모드 전류는 모터의 권선을 흐르면서 동손 및 철손과 같은 손실로 작용하여 모터 효율을 저하시키며, 심각한 경우 모터 시스템의 소손을 발생시킬 수 있다.

상기의 배경기술로서 설명된 사항들은 본 발명의 배경에 대한 이해 증진을 위한 것일 뿐, 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 이미 알려진 종래기술에 해당함을 인정하는 것으로 받아들여져서는 안 될 것이다.

US

2009-0033253

A1

JP

6285256

B2

이에 본 발명은, 모터 권선의 양단에 각각 인버터가 연결된 오픈 엔드 와인딩 방식의 모터 구동 시 두 인버터 사이의 공통 모드 전압을 서로 동일하게 설정하여 0상 성분 전압을 원하는 대로 제어함으로써 차에 의해 발생하는 순환 전류를 제거하여 모터 효율을 향상시킬 수 있는 모터 구동 장치를 제공하는 것을 해결하고자 하는 기술적 과제로 한다.

특히, 본 발명은, 모터 권선의 양단에 각각 인버터가 연결된 오픈 엔드 와인딩 방식의 모터 구동 시 순시적으로 두 인버터가 동일한 0상 성분 전압을 갖도록 하여 두 인버터의 0상 성분 전압의 차를 순시적으로 0으로 만들 수 있는 모터 구동 장치를 제공하는 것을 해결하고자 하는 기술적 과제로 한다.

상기 기술적 과제를 해결하기 위한 수단으로서 본 발명은,

복수의 상에 각각 대응되는 복수의 권선을 갖는 모터를 구동하는 모터 구동 장치에 있어서,

복수의 제1 스위칭 소자를 포함하며 상기 복수의 권선 각각의 제1 단에 연결된 제1 인버터;

복수의 제2 스위칭 소자를 포함하며 상기 복수의 권선 각각의 제2 단에 연결된 제2 인버터; 및

사전 설정된 상기 모터의 전압 지령을 기반으로 공간 벡터 펄스폭 변조를 위한 제한된 극전압 지령을 생성하고, 상기 제한된 극전압 지령을 분배하여 상기 제1 스위칭 소자의 스위칭을 위한 제1 극전압 지령 및 상기 제2 스위칭 소자의 스위칭을 위한 제2 극전압 지령을 생성하는 컨트롤러;

를 포함하는 모터 구동 장치를 제공한다.

본 발명의 일 실시형태에서, 상기 컨트롤러는, 상기 제한된 극전압 지령을 생성하기 위해, 상기 모터의 전압 지령에 대해 상기 모터의 회전각에 30도 선행 또는 후행하는 역회전 변환을 수행하여 상기 모터의 각 상에 대한 상전압 지령을 생성할 수 있다.

본 발명의 일 실시형태에서, 상기 컨트롤러는, 상기 상전압 지령 중 최대치와 최소치의 평균에 해당하는 오프셋 전압을 생성하고 상기 오프셋 전압을 상기 상전압 지령에 각각 차감하여 상기 제한된 극전압 지령을 생성할 수 있다.

본 발명의 일 실시형태에서, 상기 제한된 극전압 지령의 상한치는 ‘(

/2)*Vdc'이고, 상기 제한된 극전압 지령의 하한치는 ‘-(

/2)*Vdc'일 수 있다(여기서, 'Vdc'는 상기 제1 인버터 및 상기 제2 인버터의 직류단 전압).

본 발명의 일 실시형태에서, 상기 제한된 극전압 지령의 한치는 ‘(

/2)*Vdc-amp(V_n ^*)'이고, 상기 제한된 극전압 지령의 하한치는 ‘-{(

/2)*Vdc-amp(V_n ^*)}'로 결정될 수 있다(여기서, 'Vdc'는 상기 제1 인버터 및 상기 제2 인버터의 직류단 전압, 'V_n ^*'은 상기 모터의 전압 지령의 0상분 성분, amp는 크기를 나타내는 연산자).

본 발명의 일 실시형태에서, 상기 컨트롤러는, 상기 제한된 극전압 지령에 1/

을 승산하고, 상기 모터의 전압 지령의 0상분 성분의 P₁ 배를 1/

이 승산된 제한된 극전압 지령에 합산하여 상기 제1 극전압 지령을 생성하고, 상기 모터의 전압 지령의 0상분 성분의 P₂ 배를 1/

이 승산된 제한된 극전압 지령에 감산하여 상기 제2 극전압 지령을 생성할 수 있다(여기서, P₁+P₂=1).

본 발명의 일 실시형태에서, 상기 P₁ 및 P₂는 서로 다른 값을 가질 수 있다.

본 발명의 일 실시형태에서, 상기 컨트롤러는, 상기 모터의 회전각에 30도 선행하는 역회전 변환을 수행한 경우, 상기 제1 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분은 상기 제한된 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분에 각각 대응되도록 결정하며, 상기 제2 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분은 상기 제한된 극전압 지령의 b상, c상 및 a상 성분에 각각 대응되도록 결정할 수 있다.

본 발명의 일 실시형태에서, 상기 컨트롤러는, 상기 모터의 회전각에 30도 선행하는 역회전 변환을 수행한 경우, 상기 제한된 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분에 1/

을 승산한 값에 각각 상기 모터의 전압 지령의 0상분 성분의 P₁ 배를 합산하여 상기 제1 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분을 각각 생성하며, 상기 제한된 극전압 지령의 b상, c상 및 a상 성분에 1/

을 승산한 값에 각각 상기 모터의 전압 지령의 0상분 성분의 P₂ 배를 감산하여 상기 제2 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분을 각각 생성할 수 있다.

본 발명의 일 실시형태에서, 상기 컨트롤러는, 상기 모터의 회전각에 30도 후행하는 역회전 변환을 수행한 경우, 상기 제1 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분은 상기 제한된 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분에 각각 대응되며, 상기 제2 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분은 상기 제한된 극전압 지령의 c상, a상 및 b상 성분에 각각 대응될 수 있다.

본 발명의 일 실시형태에서, 상기 컨트롤러는, 상기 모터의 회전각에 30도 후행하는 역회전 변환을 수행한 경우, 상기 제한된 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분에 1/

을 승산한 값에 각각 상기 모터의 전압 지령의 0상분 성분의 P₁ 배를 합산하여 상기 제1 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분을 각각 생성하며, 상기 제한된 극전압 지령의 c상, a상 및 b상 성분에 1/

상기 모터 구동 장치에 따르면, 오픈 엔드 와인딩 방식에 적용되는 두 인버터의 0상 성분 전압을 원하는 대로 제어함으로써 공통 모드 전류의 발생을 억제할 수 있다.

이에 따라, 상기 모터 구동 장치에 따르면, 공통 모드 전류에 의해 모터 상전류가 왜곡되는 것을 방지하여 모터 전류의 제어를 용이하게 하며, 순환 전류에 의해 발생하는 모터의 철손 및 동손과 같은 손실을 방지하여 모터의 구동 효율을 현저히 향상시킬 수 있을 뿐만 아니라 모터의 소손을 사전에 방지할 수 있다.

특히, 상기 모터 구동 장치에 따르면, 오픈 엔드 와인딩 방식의 모터 구동 시 순시적으로 0상 성분 전압을 0이 되게 함으로써 0상 성분 전류(공통 모드 전류)의 순시적 리플에 의한 모터 손실까지 제거할 수 있다.

또한, 상기 모터 구동 장치에 따르면, 모터의 전압 지령을 기반으로 먼저 공간 벡터 펄스폭 변조를 수행한 이후 출력되는 결과를 기반으로 각각의 인버터에 대한 극전압 지령을 생성하기 때문에, 좌표 변환을 위한 연산량을 최소화할 수 있고, 이에 따라, 전압 변조 연산 중 사인, 코사인 연산에 의한 이산 오차를 최소화할 수 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

도 1은 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 회로도이다.
도 2는 오픈 엔드 와인딩 방식으로 모터를 제어하기 위한 통상적인 컨트롤러를 상세하게 도시한 블록 구성도이다.
도 3은 도 2에 도시된 통상적인 컨트롤러에서 적용되는 모터 제어 기법을 설명하기 위한 전압 벡터도이다.
도 4는 도 2에 도시된 통상적인 컨트롤러에 의한 모터 제어 시 생성되는 각 인버터의 전압 출력을 도시한 파형도이다.
도 5는 도 2에 도시된 통상적인 컨트롤러 내 공간 벡터 변조부를 더욱 상세하게 도시한 블록 구성도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러를 상세하게 도시한 블록 구성도이다.
도 7은 도 6에 도시된 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러 내 공간 벡터 변조부를 더욱 상세하게 도시한 블록 구성도이다.
도 8은 도 6에 도시된 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 제어에 의해 생성되는 각 인버터의 전압 출력을 도시한 파형도이다.
도 9는 본 발명의 다른 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러를 상세하게 도시한 블록 구성도이다.
도 10은 도 9에 도시된 본 발명의 실시형태에서 모터의 회전각 보다 30도 선행하도록 제1 인버터의 상전압 지령을 변환하고 모터의 회전각 보다 150도 선행하도록 제2 인버터의 상전압 지령을 변환한 예를 설명하기 위한 전압 벡터도이다.
도 11은 도 9에 도시된 본 발명의 실시형태에서 모터의 회전각 보다 30도 후행하도록 제1 인버터의 상전압 지령을 변환하고 모터의 회전각 보다 150도 후행하도록 제2 인버터의 상전압 지령을 변환한 예를 설명하기 위한 전압 벡터도이다.
도 12는 도 9에 도시된 본 발명의 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 제어에 의해 생성되는 각 인버터의 전압 출력, 0상 전압 성분 및 공통 모드 전류를 도시한 파형도이다.
도 13은 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러를 상세하게 도시한 블록 구성도이다.
도 14는 도 13에 도시된 공간 벡터 펄스폭 변조부를 더욱 상세하게 도시한 컨트롤러의 블록 구성도이다.
도 15는 도 13에 도시된 실시형태의 컨트롤러에 대한 변형예를 도시한 블록 구성도이다.

이하, 첨부의 도면을 참조하여 본 발명의 다양한 실시형태에 따른 모터 구동 장치를 상세하게 설명한다.

도 1은 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 회로도이다.

도 1을 참조하면, 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치는, 복수의 상에 대응되는 복수의 권선(L1-L3)을 갖는 모터(100)로 구동 전력을 공급하는 모터 구동장치로서, 복수의 제1 스위칭 소자(S11-S16)를 포함하며 모터(100)의 권선 각각의 제1 단에 연결된 제1 인버터(10)와, 복수의 제2 스위칭 소자(S21-S26)를 포함하며 모터(100)의 권선 각각의 제2 단에 연결된 제2 인버터(20)와, 모터(100)의 요구 출력을 기반으로 제1 스위칭 소자(S11-S16) 및 제2 스위칭 소자(S21-S26)를 펄스폭 변조 제어하는 컨트롤러(30)를 포함하여 구성될 수 있다.

제1 인버터(10)와 제2 인버터(20)는 배터리(200)에 저장된 직류 전력을 삼상의 교류 전력으로 변환하여 모터(100)로 제공하거나, 회생 제동 시 모터(100)의 회생 제동 토크 발생으로 인해 생성되는 회생 제동 에너지를 직류로 변환하여 배터리(200)로 제공할 수 있다. 이러한 직류 전력과 교류 전력 사이의 변환은 제1 인버터(10)와 제2 인버터(20)에 각각 구비된 복수의 제1 스위칭 소자(S11-S16) 및 복수의 제2 스위칭 소자(S21-S26)의 펄스폭 변조 제어에 의해 수행될 수 있다.

제1 인버터(10)는 배터리(200)의 양단 사이에 연결된 직류 링크 커패시터(300)에 형성된 직류 전압이 인가되는 복수의 레그(11-13)를 포함할 수 있다. 각 레그(11-13)는 모터(100)의 복수의 상에 각각 대응되어 전기적 연결이 형성될 수 있다.

더욱 구체적으로 제1 레그(11)는 직류 커패시터(300)의 양단 사이에 상호 직렬로 연결된 두 개의 스위칭 소자(S11, S12)를 포함하며, 두 스위칭 소자(S11, S12)의 연결 노드는 복수의 상 중 한 상에 해당하는 교류 전력이 입출력 되도록 모터(100) 내 한 상의 권선(L1)의 일단에 연결될 수 있다.

마찬가지로, 제2 레그(12)는 직류 커패시터(300)의 양단 사이에 상호 직렬로 연결된 두 개의 스위칭 소자(S13, S14)를 포함하며, 두 스위칭 소자(S13, S14)의 연결 노드는 복수의 상 중 한 상에 해당하는 교류 전력이 입출력 되도록 모터(100) 내 한 상의 권선(L2)의 일단에 연결될 수 있다.

또한, 제3 레그(13)는 직류 커패시터(300)의 양단 사이에 상호 직렬로 연결된 두 개의 스위칭 소자(S15, S16)를 포함하며, 두 스위칭 소자(S15, S16)의 연결 노드는 복수의 상 중 한 상에 해당하는 교류 전력이 입출력 되도록 모터(100) 내 한 상의 권선(L3)의 일단에 연결될 수 있다.

제2 인버터(20) 역시 제1 인버터(10)와 유사한 구성을 가질 수 잇다. 제2 인버터(20)는 배터리(200)의 양단 사이에 연결된 직류 링크 커패시터(300)에 형성된 직류 전압이 인가되는 복수의 레그(21-23)를 포함할 수 있다. 각 레그(21-23)는 모터(100)의 복수의 상에 대응되어 전기적 연결이 형성될 수 있다.

더욱 구체적으로 제1 레그(21)는 직류 커패시터(300)의 양단 사이에 상호 직렬로 연결된 두 개의 스위칭 소자(S21, S22)를 포함하며, 두 스위칭 소자(S21, S22)의 연결 노드는 복수의 상 중 한 상에 해당하는 교류 전력이 입출력 되도록 모터(100) 내 한 상의 권선(L1)의 타단에 연결될 수 있다.

마찬가지로, 제2 레그(22)는 직류 커패시터(300)의 양단 사이에 상호 직렬로 연결된 두 개의 스위칭 소자(S23, S24)를 포함하며, 두 스위칭 소자(S23, S24)의 연결 노드는 복수의 상 중 한 상에 해당하는 교류 전력이 입출력 되도록 모터(100) 내 한 상의 권선(L2)의 타단에 연결될 수 있다.

또한, 제3 레그(23)는 직류 커패시터(300)의 양단 사이에 상호 직렬로 연결된 두 개의 스위칭 소자(S25, S26)를 포함하며, 두 스위칭 소자(S25, S26)의 연결 노드는 복수의 상 중 한 상에 해당하는 교류 전력이 입출력 되도록 모터(100) 내 한 상의 권선(L3)의 일단에 연결될 수 있다.

제1 인버터(10)는 모터(100)의 권선(L1-L3)의 일단에 연결되고 제2 인버터(20)는 모터(100)의 권선(L1-L3)의 타단에 연결된다. 즉, 모터(100)의 권선(L1-L3)의 양단은 제1 인버터(10)와 제2 인버터(20)에 각각 연결되는 오픈 엔드 와인딩 방식의 전기적 연결이 형성될 수 있다.

컨트롤러(30)는 기본적으로는 모터(100)에 요구되는 요구 출력을 기반으로 모터(100)가 구동될 수 있도록 제1 인버터(10)와 제2 인버터(20)에 포함된 스위칭 소자(S11-S16, S21-S21)를 펄스폭 변조 제어하는 요소이다.

컨트롤러(30)는 제1 인버터(10) 및 제2 인버터(20)에 인가되는 직류 전압(V_dc)과 전류 센서(미도시)에서 검출되는 모터(100)로 제공되는 상전류 및 모터(100)에 설치된 모터 회전자 센서(미도시)에 검출된 모터의 전기각 등을 입력 받아 제1 인버터(10)의 제1 스위칭 소자(S11-S16) 및 제2 인버터(20)의 제2 스위칭 소자(S21-S26)를 펄스폭 변조 방식으로 스위칭 하여 모터(100)를 구동할 수 있다. 특히, 컨트롤러(30)는 제1 스위칭 소자(S11-S16) 및 제2 인버터(20)의 제2 스위칭 소자(S21-S26)를 펄스폭 변조 방식으로 제어할 때, 공간 벡터 펄스폭 변조(Space Vector Pulse Width Modulation: SVPWM) 방식을 적용할 수 있다.

이상과 같은 구성을 갖는 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 대한 더욱 명확한 이해를 돕기 위해, 통상적인 오픈 엔드 와인딩 방식 모터 구동 장치의 제어기법에 대해 우선 설명하기로 한다.

도 2는 오픈 엔드 와인딩 방식으로 모터를 제어하기 위한 통상적인 컨트롤러를 상세하게 도시한 블록 구성도이고, 도 3은 도 2에 도시된 통상적인 컨트롤러에서 적용되는 모터 제어 기법을 설명하기 위한 전압 벡터도이다. 또한, 도 4는 도 2에 도시된 통상적인 컨트롤러에 의한 모터 제어 시 생성되는 각 인버터의 전압 출력을 도시한 파형도이며, 도 5는 도 2에 도시된 통상적인 컨트롤러 내 공간 벡터 변조부를 더욱 상세하게 도시한 블록 구성도이다.

도 2에 도시된 바와 같이, 종래의 모터 구동 장치의 컨트롤러는 전류지령 맵(41), 전류 제어부(42), 제1 듀티 생성부(43) 및 제2 듀티 생성부(44)를 포함할 수 있다.

전류 지령맵(41)은 운전자의 조작 등에 의해 생성된 모터 요구 출력(모터 요구 토크(T_e ^*) 및 모터의 역기전력(λ^-1)을 기반으로 그에 대응되는 전류 지령(I_d ^*, I_q ^*)을 생성할 수 있다. 전류 지령맵(41)은 모터 요구 출력을 반영한 모터의 전류 지령을 생성하는 것으로 도 2의 예에서는 모터 요구 출력과 역기전력을 기반으로 한 맵이 도시되고 있으나, 다른 인자를 기반으로 모터의 전류 지령을 생성하는 맵이 적용될 수 있다.

전류 제어부(42)는 전류 지령(I_d ^*, I_q ^*)을 입력 받고 실제 모터에 제공되는 전류를 검출한 값과 비교하여 그 차이를 감소시킬 수 있는 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*)을 생성할 수 있다. 전압 지령은 d축 성분(V_d ^*), q축 성분(V_q ^*) 및 0 상(zero phase) 성분(V_n ^*)을 포함할 수 있다.

제1 듀티 생성부(43)는, 도 1에 도시된 제1 인버터(10) 내 스위칭 소자의 듀티를 생성하기 위한 요소로서, 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*)을 1/2 배 하여 제1 인버터(10)에 적용하기 위한 제1 인버터 전압 지령(V_d1 ^*, V_q1 ^*, V_n1 ^*)을 생성하는 배수부(431)와, 제1 인버터 전압 지령(V_d1 ^*, V_q1 ^*, V_n1 ^*)을 모터의 각 상에 대응되는 제1 인버터 상전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*)으로 변환하는 좌표 변환부(432), 제1 인버터 상전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*) 및 제1 인버터 전압 지령 중 0상 성분(V_n1 ^*)을 기반으로 공간 벡터 펄스폭 변조를 수행하여 제1 인버터(10) 내 스위칭 소자의 듀티를 생성하는 제1 공간 벡터 펄스폭 변조부(433)을 포함할 수 있다.

제1 듀티 생성부(43)와 유사하게, 제2 듀티 생성부(44)는, 도 1에 도시된 제2 인버터(20) 내 스위칭 소자의 듀티를 생성하기 위한 요소로서, 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*)을 -1/2 배 하여 제2 인버터(20)에 적용하기 위한 제2 인버터 전압 지령(V_d2 ^*, V_q2 ^*, V_n2 ^*)을 생성하는 배수부(441)와, 제2 인버터 전압 지령(V_d2 ^*, V_q2 ^*, V_n2 ^*)을 모터의 각 상에 대응되는 제2 인버터 상전압 지령(V_as2 ^*, V_bs2 ^*, V_cs2 ^*)으로 변환하는 좌표 변환부(442), 제2 인버터 상전압 지령(V_as2 ^*, V_bs2 ^*, V_cs2 ^*) 및 제2 인버터 전압 지령 중 0상 성분(V_n2 ^*)을 기반으로 공간 벡터 펄스폭 변조를 수행하여 제2 인버터(20) 내 스위칭 소자의 듀티를 생성하는 제2 공간 벡터 펄스폭 변조부(443)을 포함할 수 있다.

여기에서, 좌표 변환부(432, 442)에 의한 좌표 변환은 dq 동기 좌표를 모터 삼상에 해당하는 abc 좌표로 변환하는 것으로 당 기술분야에 통상 역회전 변환 (Inverse Clarke/Park Transformation)이라 알려진 공지된 기술에 해당한다. 그 반대의 변환인 회전 변환(Clarke/Park Transformation) 또한 당 기술분야에 공지된 것으로 추후 이에 대한 별도의 상세한 설명은 생략하기로 한다.

도 2에 도시된 것과 같이, 통상적인 오픈 엔드 와인딩 방식 모터 제어 기법은, 모터의 전압 지령을 제1 인버터와 제2 인버터에 동일하게 분배하는 방식으로 이루어진다.

즉, 도 3에 도시된 것과 같이, 오픈 엔드 와인딩 구조의 모터 제어에서, 제1 인버터에 대한 스위칭 벡터도와 제2 인버터에 대한 스위칭 벡터도를 합성한 벡터도 상에 나타난 모터 전압(V_MOT)은 제1 인버터에 의한 전압(V_INV1)과 제1 인버터에 의한 전압(V_INV1)과 동일한 크기를 갖고 방향이 반대인 제2 인버터에 의한 전압(V_INV2)의 차의 형태로 나타낼 수 있다. 각각의 벡터도는 dq 평면 상에 나타난 것으로 dq 평면과 공간 벡터 펄스폭 변조를 위한 벡터도 등은 당 기술분야에 기공지된 사항으로 그에 대한 별도의 상세한 설명은 생략하기로 한다.

이와 같이, 동일한 크기를 가고 반대 방향을 갖는 제1 인버터 전압과 제2 인버터 전압을 공간 벡터 펄스폭 변조를 통해 구현하게 되면 도 4에 도시된 것과 같은 인버터 출력 전압 파형을 얻을 수 있다. 도 4에서 T_SW는 인버터 내 스위칭 소자의 스위칭 주기이며, V_a1, V_b1, V_c1, V_n1은 제1 인버터의 각 상 전압 및 0상 성분 전압을 나타내고, V_a2, V_b2, V_c2, V_n2은 제2 인버터의 각 상 전압 및 0상 성분 전압을 나타내고, V_n은 제1 인버터의 0상 성분 전압과 제2 인버터의 0상 성분 전압의 차를 나타낸 것으로 제1 인버터 및 제2 인버터에 의해 모터에 인가되는 0상 성분 전압을 나타낸 것이다.

도 4에 나타난 것과 같이, 제1 인버터 전압과 제2 인버터 전압은 dq평면 상에서의 전압 크기가 동일함에도 불구하고 위상이 다르기 때문에 서로 다른 0상분 전압을 가지게 된다. 따라서, 모터에 인가되는 0상 성분 전압(V_n)의 크기는 주기 평균적으로 0으로 유지될 수 없다.

도 2에 도시된 통상적인 컨트롤러 내 공간 벡터 변조부(433 또는 443)는, 도 5에 도시된 것과 같이, 오프셋 전압 생성부(51), 극전압 지령 생성부(52), 극전압 지령 제한부(53), 제산부(54) 및 합산부(55)를 포함할 수 있다.

오프셋 전압 생성부(51)는 삼상 전압 지령(V_as ^*, V_bs ^*, V_cs ^*)을 기반으로 오프셋 전압 지령(V_ns ^*)을 생성하고, 극전압 지령 생성부(52)는 이 오프셋 전압 지령(V_ns ^*)에 0상 성분 전압(V_n ^*)을 감산한 값을 삼상 전압 지령(V_as ^*, V_bs ^*, V_cs ^*)에 차감하여 극전압 지령(V_an ^*, V_bn ^*, V_cn ^*)을 생성한다.

이와 같이, 통상의 오픈 엔드 와인딩 방식의 모터 제어 시에는, 오프셋 전압 지령(V_ns ^*)이 삼상 전압 지령(V_as ^*, V_bs ^*, V_cs ^*)을 기반으로 생성되므로, 실제 두 개의 인버터로 모터 구동 시 각 인버터에서 출력되는 오프셋 전압과 차이를 갖게 된다. 특히, 제1 인버터와 제2 인버터는 서로 상이한 오프셋 전압 지령(V_ns ^*)이 생성되므로 실제 각 인버터에서는 오프셋 전압 지령에 대응되는 오프셋 전압이 출력되지 않게 된다.

이를 식으로 나타내면 아래의 식 1과 같다.

[식 1]

V_ns1 = V_n1 ^* -V_ns1 ^* = 0.5V_n ^*- V_ns1 ^*

V_ns2 = V_n2 ^* -V_ns2 ^* = -0.5V_n ^*- V_ns2 ^*

따라서, 모터에 최종적으로 인가되는 0상분 전압은 아래 식 2가 되어, 원하는 대로 0상 성분 전압을 제어할 수 없다.

[식 2]

V_ns1-V_ns2 = V_n ^*- V_ns1 ^*+ V_ns2 ^*

이와 같이, 0상 성분 전압이 주기 평균적으로 0으로 제어되지 못하는 경우 모터의 공통 모드 전류가 발생하게 되고, 공통 모드 전류의 흐름으로 인해 모터에서 발생하는 손실이 증가하게 되고 심각한 경우 모터의 소손이 발생할 수도 있다.

도 5에서, 극전압 지령 제한부(53)는 제1 인버터 및 제2 인버터에 인가되는 직류 전압(V_DC)의 ±0.5의 범위로 극전압 지령을 제한하며, 제산부(54)는 제한된 극전압 지령을 제1 인버터 및 제2 인버터에 인가되는 직류 전압(V_DC)으로 나눗셈하며, 합산부(55)는 제산부(54)의 결과에 각각 0.5를 더하여 인버터 내 스위칭 소자의 듀티(D_a, D_b, D_c)를 결정할 수 있다.

극전압 지령 제한부(53), 제산부(54) 및 합산부(55)는 펄스폭 변조 제어를 구현하기 위해 적용되는 공지의 기술에 해당하고 상세한 동작은 기술 분야의 통상의 기술자가 충분히 실시 가능한 것이므로, 이에 대한 추가적인 상세한 설명은 생략하기로 한다.

도 6은 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러를 상세하게 도시한 블록 구성도이다.

도 6을 참조하면, 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러(30)는, 전류지령 맵(61), 전류 제어부(62), 제1 듀티 생성부(63) 및 제2 듀티 생성부(64)를 포함할 수 있다.

전류 지령맵(61)은 운전자의 조작 등에 의해 생성된 모터 요구 출력(모터 요구 토크(T_e ^*) 및 모터의 역기전력(λ^-1)을 기반으로 그에 대응되는 전류 지령(I_d ^*, I_q ^*)을 생성할 수 있다.

전류 제어부(62)는 전류 지령(I_d ^*, I_q ^*)을 입력 받고 실제 모터에 제공되는 전류를 검출한 값과 비교하여 그 차이를 감소시킬 수 있는 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*)을 생성할 수 있다. 전압 지령은 d축 성분(V_d ^*), q축 성분(V_q ^*) 및 0 상(zero phase) 성분(V_n ^*)을 포함할 수 있다.

전류 지령맵(61)과 전류 제어부(62)는 도 2에 도시된 통상적인 모터 제어 기법에 적용되는 것과 실질적으로 동일할 수 있다.

제1 듀티 생성부(63)는, 제1 인버터(10) 내 스위칭 소자의 듀티를 생성하기 위한 요소로서, 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*)을 1/2 배 하여 제1 인버터(10)에 적용하기 위한 제1 인버터 전압 지령(V_d1 ^*, V_q1 ^*, V_n1 ^*)을 생성하는 배수부(631)와, 제1 인버터 전압 지령(V_d1 ^*, V_q1 ^*, V_n1 ^*)을 모터의 각 상에 대응되는 제1 인버터 상전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*)으로 변환하는 좌표 변환부(632)와, 제1 인버터 상전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*)을 기반으로 생성된 제1 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)과 제1 인버터 전압 지령 중 0상 성분(V_n1 ^*) 및 제2 듀티 생성부(64)에서 생성된 제2 오프셋 전압 지령(V_ns2 ^*)을 기반으로 공간 벡터 펄스폭 변조를 수행하여 제1 인버터(10) 내 스위칭 소자의 듀티(D_a1, D_b1, D_c1)를 생성하는 제1 공간 벡터 펄스폭 변조부(633)을 포함할 수 있다.

제1 듀티 생성부(63)와 유사하게, 제2 듀티 생성부(64)는, 제2 인버터(20) 내 스위칭 소자의 듀티를 생성하기 위한 요소로서, 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*)을 -1/2 배 하여 제2 인버터(20)에 적용하기 위한 제2 인버터 전압 지령(V_d2 ^*, V_q2 ^*, V_n2 ^*)을 생성하는 배수부(641)와, 제2 인버터 전압 지령(V_d2 ^*, V_q2 ^*, V_n2 ^*)을 모터의 각 상에 대응되는 제2 인버터 상전압 지령(V_as2 ^*, V_bs2 ^*, V_cs2 ^*)으로 변환하는 좌표 변환부(642)와, 제2 인버터 상전압 지령(V_as2 ^*, V_bs2 ^*, V_cs2 ^*)을 기반으로 생성된 제2 오프셋 전압 지령(V_ns2 ^*)과 제2 인버터 전압 지령 중 0상 성분(V_n2 ^*) 및 제1 듀티 생성부(63)에서 생성된 제1 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)을 기반으로 공간 벡터 펄스폭 변조를 수행하여 제2 인버터(20) 내 스위칭 소자의 듀티(D_a2, D_b2, D_c2)를 생성하는 제2 공간 벡터 펄스폭 변조부(643)을 포함할 수 있다.

본 발명의 일 실시형태에서, 제1 듀티 생성부(63)와 제2 듀티 생성부(64)는 각각 제1 인버터(10) 및 제2 인버터(20)의 출력 전압에 따라서 결정되는 각각의 오프셋 전압 지령을 상호 공유하여 두 인버터가 동일한 0상 성분 전압을 가지도록 하는 것을 특징으로 한다. 즉, 제1 인버터(10)를 제어하기 위한 제1 듀티 생성부(63)는 제1 인버터(10) 출력 전압에 대응되는 제1 인버터 상전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*)을 이용하여 제1 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)을 생성한 후 제2 듀티 생성부(64)로 제공할 수 있으며, 제2 인버터(20)를 제어하기 위한 제2 듀티 생성부(64)는 제2 인버터(20) 출력 전압에 대응되는 제2 인버터 상전압 지령(V_as2 ^*, V_bs2 ^*, V_cs2 ^*)을 이용하여 제2 오프셋 전압 지령(V_ns2 ^*)을 생성한 후 제1 듀티 생성부(63)으로 제공할 수 있다.

제1 듀티 생성부(63) 및 제2 듀티 생성부(64)는 제1 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)과 제2 오프셋 전압 지령(V_ns2 ^*)을 서로 합성하여 서로 동일한 값을 갖는 합성 오프셋 전압 지령을 생성하고, 합성 오프셋 전압 지령과 각 인버터의 0상 성분 전압 지령(V_n1 ^*, V_n2 ^*)을 각 인버터의 상전압 지령에 적용하여 각 인버터에 대한 극전압 지령을 생성할 수 있다.

도 7은 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러 내 공간 벡터 변조부를 더욱 상세하게 도시한 블록 구성도이다. 특히, 도 7은 제1 듀티 생성부(63) 내의 제1 공간 벡터 펄스폭 변조부(643)을 상세하게 도시한 것으로, 별도로 도시하지 않지만 제2 듀티 생성부(64) 내의 제2 공간 벡터 펄스폭 변조부(644)도 상호 대응되는 구성을 갖도록 구현될 수 있다.

도 7을 참조하면, 제1 듀티 생성부(63) 내 제1 공간 벡터 펄스폭 변조부(634)는, 오프셋 전압 생성부(71), 오프셋 전압 지령 합성부(711), 극전압 지령 생성부(72), 극전압 지령 제한부(73), 제산부(74) 및 합산부(75)를 포함할 수 있다.

오프셋 전압 생성부(71)는 제1 인버터의 삼상 전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*)을 기반으로 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)을 생성할 수 있다.

도 7에 도시된 예에서, 오프셋 전압 생성부(71)는 삼상 전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*) 중 최대값과 최소값의 평균값으로 제1 인버터(10)의 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)을 연산하는 것으로 도시되나 이는 단순한 예에 해당하며, 당 기술분야에 알려진 다양한 방식으로 오프셋 전압 지령을 결정할 수 있다.

오프셋 전압 지령 합성부(711)는 오프셋 전압 생성부(71)에서 생성된 제1 인버터(10)의 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)과 제2 듀티 생성부(64) 내 제2 공간 벡터 펄스폭 변조부(644)에 의해 생성된 제2 인버터(20)의 오프셋 전압 지령(V_ns2 ^*)을 서로 합성하여 합성 오프셋 전압 지령(V_ns,f ^*)을 생성할 수 있다.

오프셋 전압 지령 합성부(711)는 다양한 방식으로 합성 오프셋 전압 지령(V_ns,f ^*)을 생성할 수 있다. 예를 들어, 오프셋 전압 지령 합성부(711)는 제1 인버터(10)의 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)과 제2 인버터(20)의 오프셋 전압 지령(V_ns2 ^*)에 각각 가중치를 적용한 후 합산하여 합성 오프셋 전압 지령(V_ns,f ^*)을 생성할 수 있다. 또한, 오프셋 전압 지령 합성부(711)는 제1 인버터(10)의 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)과 제2 인버터(20)의 오프셋 전압 지령(V_ns2 ^*)의 평균값으로 오프셋 전압 지령(V_ns2 ^*)을 결정할 수 있다.

오프셋 전압 지령 합성부(711)가 어떠한 방식으로 합성 오프셋 전압 지령(V_ns,f ^*)을 생성하든, 제1 공간 벡터 펄스폭 변조부(634)와 제2 공간 벡터 펄스폭 변조부(644)에서 각각 생성된 합성 오프셋 전압 지령(V_ns,f ^*)은 상호 동일한 값을 갖도록 구현되어야 한다.

오프셋 전압 지령 합성부(711)에 의해 제1 인버터(10)의 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)과 제2 인버터(20)의 오프셋 전압 지령(V_ns2 ^*)의 평균값을 합성 오프셋 전압 지령으로 결정한 경우 각 인버터에서 출력되는 0상 성분 전압은 다음의 식 3과 같다.

[식 3]

V_ns1 = V_n1 ^* -V_ns,f ^* = 0.5V_n ^*- 0.5*(V_ns1 ^*+V_ns2 ^*)

V_ns2 = V_n2 ^* -V_ns,f ^* = -0.5V_n ^*-0.5*(V_ns1 ^*+V_ns2 ^*)

식 3에 의하면, 두 인버터의 0상 성분 전압의 차이(V_ns1-V_ns2)는 전류 제어부(62)에서 설정된 영상 성분 전압 지령(V_n ^*)으로 출력될 수 있다. 여기에서, 두 인버터의 변조에 최종적으로 적용되는 합성 오프셋 전압 지령(V_ns,f ^*)은 두 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*, V_ns2 ^*)의 평균으로 결정되는 경우 두 인버터가 갖는 출력 듀티의 마진이 동일하게 되므로, 합성 오프셋 전압 지령(V_ns,f ^*)이 두 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*, V_ns2 ^*)의 평균으로 결정되는 것이 바람직하다.

도 7에서 극전압 지령 생성부(72)는, 합성 오프셋 전압 지령(V_ns,f ^*)에 제1 인버터(10)의 전압 지령 중 0상 성분 전압 지령(V_n1 ^*)을 차감한 값을 제1 인버터(10)의 삼상 전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*)에 각각 차감하여 제1 인버터(10)의 극전압 지령(V_an1 ^*, V_bn1 ^*, V_cn1 ^*)을 생성할 수 있다.

도 7에서, 극전압 지령 제한부(73)는 제1 인버터 및 제2 인버터에 인가되는 직류 전압(V_DC)의 ±0.5의 범위로 극전압 지령을 제한하며, 제산부(74)는 제한된 극전압 지령을 제1 인버터 및 제2 인버터에 인가되는 직류 전압(V_DC)으로 나눗셈하며, 합산부(75)는 제산부(74)의 결과에 각각 0.5를 더하여 인버터 내 스위칭 소자의 듀티(D_a, D_b, D_c)를 결정할 수 있다.

또한, 도 7은 제1 듀티 생성부(63) 내 공간 벡터 펄스폭 변조부(633)의 상세 구성을 도시한 것이나, 당 기술분야의 통상의 기술자라면 도 7을 통해 제2 듀티 생성부(64) 내 공간 벡터 펄스폭 변조부(643)의 상세 구성을 쉽게 유추해 낼 수 있다. 따라서, 제2 듀티 생성부(64) 내 공간 벡터 펄스폭 변조부(643)에 대한 별도의 설명은 생략하기로 한다.

도 8은 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 제어에 의해 생성되는 각 인버터의 전압 출력을 도시한 파형도이다.

도 8을 참조하면, 도 4에 도시된 통상의 모터 구동 장치의 파형과 비교할 때, 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 의하면, 모터의 0상 성분 전압(V_n)이 한 주기 내에서 0의 평균값을 갖도록 결정됨을 확인할 수 있다.

따라서, 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치는, 공간 벡터 펄스폭 변조에 의해 0상 성분 전압의 왜곡이 발생하지 않도록 원하는 제어가 수행될 수 있으며, 이에 따라 모터에 발생하는 공통 모드 전류를 억제하여 모터의 불필요한 손실을 억제하고 모터 소손을 방지할 수 있다.

이상에서 설명한 도 6 내지 도 8에 도시된 본 발명의 실시형태는 스위칭 주기 내 0상 성분 전압의 평균을 0으로 제어하는 실시형태이다. 이러한 실시형태는 주기 평균으로 0상 성분 전압을 0으로 제어할 수 있으나 순시적으로는 0상 성분 전압이 맥동함으로써 공통 모드 전류가 발생할 수 있으며, 순시적인 공통 모드 전류 역시 모터의 손실을 발생시킬 수 있다. 이하에서는, 0상 성분 전압의 맥동을 억제함으로써 순시적인 공통 모드 전류까지 제거할 수 있는 본 발명의 다른 실시형태를 설명한다.

도 9는 본 발명의 다른 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러를 상세하게 도시한 블록 구성도이다.

도 9를 참조하면, 본 발명의 다른 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 컨트롤러(30)는, 전류지령 맵(81), 전류 제어부(82), 제1 듀티 생성부(83) 및 제2 듀티 생성부(84)를 포함할 수 있다.

전류 지령맵(81)은 운전자의 조작 등에 의해 생성된 모터 요구 출력(모터 요구 토크(T_e ^*) 및 모터의 역기전력(λ^-1)을 기반으로 그에 대응되는 전류 지령(I_d ^*, I_q ^*)을 생성할 수 있다.

전류 지령맵(81)과 전류 제어부(82)는 도 2에 도시된 통상적인 모터 제어 기법에 적용되는 것과 실질적으로 동일할 수 있다.

제1 듀티 생성부(83)는, 제1 인버터(10) 내 스위칭 소자의 듀티를 생성하기 위한 요소로서, 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*) 중 d축 전압 지령(V_d ^*)과 q축 전압 지령(V_q ^*)을 1/

배 하여 제1 인버터(10)에 적용하기 위한 제1 인버터 d축 전압 지령(V_d1 ^*) 및 제1 인버터 q축 전압 지령(V_q1 ^*)을 생성하는 제1 배수부(831)와, 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*) 중 0상 성분 전압 지령을 P₁배 하여 제1 인버터 0상 성분 전압 지령(V_n1 ^*)을 생성하는 제2 배수부(832)와, 제1 인버터 전압 지령(V_d1 ^*, V_q1 ^*, V_n1 ^*)을 모터의 각 상에 대응되는 제1 인버터 상전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*)으로 변환하되 모터의 회전각(θ)에 30도 선행 또는 후행 하도록 변환하는 좌표 변환부(833)와, 제1 인버터 상전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*)을 기반으로 공간 벡터 펄스폭 변조를 수행하여 제1 인버터(10) 내 스위칭 소자의 듀티(D_a1, D_b1, D_c1)를 생성하는 제1 공간 벡터 펄스폭 변조부(834)를 포함할 수 있다.

제2 듀티 생성부(84)는, 제2 인버터(20) 내 스위칭 소자의 듀티를 생성하기 위한 요소로서, 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*) 중 d축 전압 지령(V_d ^*)과 q축 전압 지령(V_q ^*)을 1/

배 하여 제2 인버터(20)에 적용하기 위한 제2 인버터 d축 전압 지령(V_d2 ^*) 및 제2 인버터 q축 전압 지령(V_q2 ^*)을 생성하는 제3 배수부(841)와, 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*) 중 0상 성분 전압 지령을 -P₂배(여기서, P₁+P₂=1) 하여 제2 인버터 0상 성분 전압 지령(V_n2 ^*)을 생성하는 제4 배수부(842)와, 제2 인버터 전압 지령(V_d2 ^*, V_q2 ^*, V_n2 ^*)을 모터의 각 상에 대응되는 제2 인버터 상전압 지령(V_as2 ^*, V_bs2 ^*, V_cs2 ^*)으로 변환하되 모터의 회전각(θ)에 150도 선행 또는 후행 하도록 변환하는 좌표 변환부(843)와, 제2 인버터 상전압 지령(V_as2 ^*, V_bs2 ^*, V_cs2 ^*)을 기반으로 공간 벡터 펄스폭 변조를 수행하여 제2 인버터(20) 내 스위칭 소자의 듀티(D_a2, D_b2, D_c2)를 생성하는 제2 공간 벡터 펄스폭 변조부(844)를 포함할 수 있다.

여기에서, 모터의 회전각(θ)은 모터에 설치된 회전각 센서(미도시)로부터 획득될 수 있음이 당 기술분야에 알려져 있다.

본 발명의 일 실시형태에서, 제1 듀티 생성부(83)와 제2 듀티 생성부(84)는 d축 전압 지령과 q축 전압 지령을 3상 전압 지령으로 변환하는 과정에서 서로 120도 차이가 나게 좌표변환을 수행하는 것을 특징으로 한다.

도 10은 도 9에 도시된 본 발명의 실시형태에서 모터의 회전각 보다 30도 선행하도록 제1 인버터의 상전압 지령을 변환하고 모터의 회전각 보다 150도 선행하도록 제2 인버터의 상전압 지령을 변환한 예를 설명하기 위한 전압 벡터도이고, 도 11은 도 9에 도시된 본 발명의 실시형태에서 모터의 회전각 보다 30도 후행하도록 제1 인버터의 상전압 지령을 변환하고 모터의 회전각 보다 150도 후행하도록 제2 인버터의 상전압 지령을 변환한 예를 설명하기 위한 전압 벡터도이다.

도 10에 도시된 것과 같이, 모터 전압(V_MOT)은 제1 인버터 전압(V_INV1)과 제2 인버터 전압(V_INV2)의 차로서 표현될 수 있다. 더욱 상세하게, 제1 인버터 전압(V_INV1)이 모터 전압(V_MOT) 보다 30도 선행하고 모터 전압의 1/

배의 크기를 가지며, 제2 인버터 전압(V_INV2)이 모터 전압(V_MOT) 보다 150도 선행하고 모터 전압의 1/

배의 크기를 갖는 경우 제1 인버터 전압과 제2 인버터 전압의 차가 모터 전압으로 나타남을 확인할 수 있다.

이와 유사하게, 도 11에 도시된 것과 같이, 제1 인버터 전압(V_INV1)이 모터 전압(V_MOT) 보다 30도 후행하고 모터 전압의 1/

배의 크기를 가지며, 제2 인버터 전압(V_INV2)이 모터 전압(V_MOT) 보다 150도 후행하고 모터 전압의 1/

도 12는 도 9에 도시된 본 발명의 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 제어에 의해 생성되는 각 인버터의 전압 출력, 0상 전압 성분 및 공통 모드 전류를 도시한 파형도이다.

도 12에 나타난 것과 같이, 두 인버터가 출력하는 전압 벡터가 120도의 차이를 가지게 되면 두 전압 벡터를 이용한 변조를 수행하는 경우 순시적으로 동일한 0상 성분 전압(V_n1, V_n2)을 나타냄을 확인할 수 있다. 따라서, 두 인버터의 0상 성분 전압의 차(V_n)는 순시적으로 0이 되며 그에 따라 0상 성분 전압의 차이에 의한 0상 성분 전류 리플(공통 모드 전류) 또한 0이 됨을 확인할 수 있다.

한편, 본 발명의 일 실시형태에서, 각 인버터에 대한 0상 성분 전압 지령(V_n ^*)은 서로 다르게 분배할 수도 있다. 즉, 도 9에서, 제2 배수부(832)와 제4 배수부(842)에 의해 설정되는 제1 인버터에 대한 배수값(P₁)과 제2 인버터에 대한 배수값(P₂)은 서로 크기가 다르게 결정될 수 있다. 여기서, 두 배수값의 크기의 합은 1이 되어야 한다(P₁+P₂ = 1).

0상분 전압 지령(V_n ^*)의 분배는 모터 출력에는 영향을 미치지 않으므로 모터 입장에서는 동일하다.

일례로, 동일하게 0상분 전압 크기를 분배하는 경우(P₁과 P₂의 크기가 동일한 경우), 스위칭 데드 타임과 같이 인버터에 존재하는 오차와 그에 대한 보상 때문에 두 인버터의 최종 출력 듀티가 달라지고, 이에 대해 한 쪽 인버터가 먼저 듀티 제한에 걸리는 경우가 발생할 수 있다.

반면, 두 인버터에 0상분 전압 지령의 분배에 대해 자유도를 부여하게 되면, 데드타임과 같이 인버터에 존재하는 오차때문에 서로 달라지는 듀티의 최대값을 동일하게 조정할 수 있는 수단이 제공될 수 있으며, 이를 통해 모터의 출력을 증대 시킬 수 있다. 즉, 배수값(P1, P2)의 튜닝을 통해 인버터 자체가 필연적으로 가지게 되는 오차에 따른 문제들을 적절히 개선할 수 있게 되며, 이를 통해 모터 출력을 향상시킬 수 있다.

이와 같이, 도 9 내지 도 12를 통해 설명된 본 발명의 일 실시형태는, 두 인버터의 전압 벡터의 위상을 120도 차이 나도록 설정하여 두 인버터의 공간 벡터 펄스폭 변조(Space Vector Pulse Width Modulation: SVPWM)로 인한 0상분 출력 전압을 동일하게 생성함으로써 두 인버터 사이의 0상분 스위칭 맥동을 제거할 수 있다.

그러나, 이러한 실시형태는 모터 구동 시스템 전체의 전압 지령(V_dqn ^*)에서 각각의 인버터를 구동하기 위한 전압을 분리한 이후 각각의 인버터를 공간 벡터 펄스폭 변조 방식으로 구동하기 위한 연산을 수행하는 방식을 채용하고 있다. 이러한 방식은 좌표 변환, 크기 제한 등을 위한 많은 연산이 요구되며 코사인, 사인 연산 등의 이산 오차에 의해 인버터의 출력 전압이 오차를 가지는 문제가 발생할 수 있다.

이에, 본 발명은 더욱 단순한 연산을 통해 0상분 전압에 의한 스위칭 맥동을 해결할 수 있는 또 다른 실시형태를 제공한다.

도 13은 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러를 상세하게 도시한 블록 구성도이고, 도 14는 도 13에 도시된 공간 벡터 펄스폭 변조부를 더욱 상세하게 도시한 컨트롤러의 블록 구성도이다.

도 13 및 도 14를 참조하면, 본 발명의 다른 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 컨트롤러(30)는, 좌표 변환부(91)와, 공간 벡터 펄스폭 변조부(92)와, 배수부(94)와 제1 극전압 지령 생성부(961) 및 제2 극 전압 지령 생성부(962)를 포함하여 구성될 수 있다. 도 13에 도시된 컨트롤러의 예는, 도 9에 도시된 실시형태가 포함하는 전류 지령맵(81)과 전류 제어부(82)를 물론 포함할 수 있다. 즉, 도 13의 실시형태에서 좌표 변환부(91)는, 도 9에 도시된 실시형태의 전류 제어부(82)에서 생성된 모터의 전압 지령(동기 좌표계의 dq 전압 지령)(V_d ^r*, V_q ^r*)을 제공 받아 동작할 수 있다.

좌표 변환부(91)는 전류 제어부에서 생성된 모터의 전압 지령(V_d ^r*, V_q ^r*)을 입력 받고 이를 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하도록 변환하여 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 상전압 지령(V_as ^+*, V_bs ^+*, V_cs ^+*)을 생성할 수 있다. 좌표 변환부(91)에 의해 이루어지는 좌표 변환은 공지 기술인 역회전 변환(Inverse Clarke/Park Transformation)을 적용하여 이루어질 수 있다.

공간 벡터 펄스폭 변조부(92)는, 좌표 변환부(91)에서 출력된 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 상전압 지령(V_as ^+*, V_bs ^+*, V_cs ^+*)을 입력 받고 이를 기반으로 공간 벡터 펄스폭 변조를 수행하여 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 제한된 극전압 지령(V_{am_lim} ^+*, V_{bm_lim} ^+*, V_{cm_lim} ^+*)을 생성할 수 있다.

더욱 구체적으로, 공간 벡터 펄스폭 변조부(92)는, 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 상전압 지령(V_as ^+*, V_bs ^+*, V_cs ^+*) 중 최대값과 최소값의 평균에 해당하는 오프셋 전압을 생성하는 오프셋 전압 생성부(921)와, 오프셋 전압을 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 상전압 지령(V_as ^+*, V_bs ^+*, V_cs ^+*)에 차감하여 수행하여 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 극전압 지령(V_am ^+*, V_bm ^+*, V_cm ^+*)을 생성하는 극전압 지령 생성부(922)와, 극전압 지령 생성부(922)에서 생성된 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 극전압 지령(V_am ^+*, V_bm ^+*, V_cm ^+*)의 크기를 제한하여 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 제한된 극전압 지령(V_{am_lim} ^+*, V_{bm_lim} ^+*, V_{cm_lim} ^+*)을 생성하는 극전압 지령 제한부(923)을 포함할 수 있다.

모터의 권선 양단에 각각 연결된 두 인버터를 스위칭 제어하여 오픈 엔드 와인딩 방식으로 모터를 구동하는 경우, 모터의 권선의 일단을 서로 연결하고 타단에 하나의 인버터를 스위칭 제어하는 클로즈드 엔드 와인딩 방식의 모터 구동에 비해

배의 출력을 얻을 수 있는 것으로 알려져 있다. 따라서, 도 13 및 도 14의 실시형태에서, 극전압 지령 제한부(923)는 인버터의 직류단 전압(V_dc)으로 극전압 지령의 상하한을 제한하는 대신 '(

/2)*V_dc'의 크기로 상하한을 제한할 수 있다. 즉, 극전압 지령 제한부(923)에서 설정되는 상한치는 '+(

/2)*V_dc'가 되고, 하한은 '-(

/2)*V_dc'가 될 수 있다.

한편, 극전압 지령 제한부(923)에서 상한치를 '+(

/2)*V_dc'로 설정하고, 하한치를 '-(

/2)*V_dc'로 설정하는 경우, 후단에서 0상 성분 전압 지령(V_n ^*)의 0.5 배를 더하고 차감하는 마진이 부족할 수 있다. 따라서, 가상의 극전압 지령의 제한을 ±{(

/2)*V_dc-amp(V_n ^*)}으로 가변하는 경우(여기서, amp는 크기를 나타내는 연산자)뒤쪽에 더해지는 0상 성분 전압 지령(V_n ^*) 만큼의 전압 제한을 축소시켜서 추후에 더해지는 0상 성분 전압 지령(V_n ^*)에 대한 마진을 확보할 수 있다.

제1 인버터(10)의 출력값 및 제2 인버터(20)의 출력값의 크기는 도 10에 도시된 것과 같이 1/

의 크기를 가지므로, 배수부(94)는 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 제한된 극전압 지령(V_{am_lim} ^+*, V_{bm_lim} ^+*, V_{cm_lim} ^+*)에 1/

을 곱하는 연산을 수행할 수 있다.

제1 극전압 지령 생성부(961)는 배수부(94)에서 출력되는 값에 각각 0상분 전압 지령(V_n ^*)을 0.5 배 하여 합산하여 최종적으로 제1 인버터(10)에 대한 극전압 지령을 생성할 수 있다.

제2 극전압 지령 생성부(962)는 제2 인버터(20)에 대한 극전압 지령을 생성할 수 있다. 제1 인버터(10)의 전압이 모터 전압에 비해 30도 후행하는 경우 제2 인버터(20)의 전압 지령은 제1 인버터에 전압보다 120도 더 후행하게 된다. 이는 제1 극전압 지령 중 a상 지령을 b상 지령으로, 제1 극전압 지령 중 b상 지령을 c상 지령으로, 제1 극전압 지령 중 c상 지령을 a상 지령으로 시프트 시킨 것에 해당한다.

즉, 제2 극전압 지령 생성부(962)는 배수부(94)에서 출력되는 값에 각각 영상분 전압 지령(V_n ^*)을 0.5 배 하여 감산하고, 배수부(94)에서 출력되는 값 중 a상에 해당하는 값에 영상분 전압 지령(V_n ^*)의 1/2이 감산된 값을 제2 인버터(20)의 b상 극전압 지령으로, 배수부(94)에서 출력되는 값 중 b상에 해당하는 값에 0상분 전압 지령(V_n ^*)의 1/2이 감산된 값을 제2 인버터(20)의 c상 극전압 지령으로, 배수부(94)에서 출력되는 값 중 c상에 해당하는 값에 영상분 전압 지령(V_n ^*)의 1/2이 감산된 값을 제2 인버터(20)의 a상 극전압 지령으로 결정할 수 있다.

제1 극전압 지령 생성부(961) 및 제2 극전압 지령 생성부(962)에서 각각 출력되는 극전압 지령을 기반으로 듀티를 생성하여 제1 인버터(10) 내 스위칭 소자 및 제2 인버터(20) 내 스위칭 소자를 스위칭 제어하면, 도 9에 도시된 실시형태와 같이 제1 인버터의 전압이 모터 전압 지령 보다 30도 후행하고, 제2 인버터의 전압이 제2 인버터의 전압이 제1 인버터 전압과 120도의 위상차를 갖도록 함으로써, 영상분 전류를 제거할 수 있다.

특히, 도 13 및 도 14에 도시된 실시형태는, 모터의 전압 지령을 기반으로 먼저 공간 벡터 펄스폭 변조를 수행한 이후 출력되는 결과를 기반으로 각각의 인버터에 대한 극전압 지령을 생성하기 때문에, 도 9에 도시된 실시형태에 비해 좌표 변환을 위한 연산량을 최소화할 수 있고, 이에 따라, 전압 변조 연산 중 사인, 코사인 연산에 의한 이산 오차를 최소화할 수 있다.

한편, 도 13 및 도 14는 0상분 전압 지령(V_n ^*)을 0.5 배 하기 위한 배수부(95)가 적용되었으나, 도 15에 도시된 것과 같이 각 인버터에 대한 0상 성분 전압 지령(V_n ^*)은 서로 다르게 분배될 수도 있다.

도 15는 도 13에 도시된 실시형태의 컨트롤러에 대한 변형예를 도시한 블록 구성도이다.

도 15를 참조하면, 제1 극전압 지령 생성부(961)에 합산되는 0상분 전압 지령에 대한 배수값(P₁)과 제2 극전압 지령 생성부(962)에 합산되는 0상분 전압 지령에 대한 배수값(P₂)은 서로 크기가 다르게 결정될 수 있다. 여기서, 두 배수값의 크기의 합은 1이 되어야 한다(P₁+P₂ = 1).

도 9의 실시형태에 대한 설명에서 이미 기술한 바와 같이, 0상분 전압 지령(V_n ^*)의 분배는 모터 출력에는 영향을 미치지 않으므로 모터 입장에서는 동일하다. 두 인버터에 0상분 전압 지령의 분배에 대해 자유도를 부여하게 되면, 데드타임과 같이 인버터에 존재하는 오차때문에 서로 달라지는 듀티의 최대값을 동일하게 조정할 수 있는 수단이 제공될 수 있으며, 이를 통해 모터의 출력을 증대 시킬 수 있다.

즉, 도 15에 도시된 실시형태는, 배수값(P₁, P₂)의 튜닝을 통해 인버터 자체가 필연적으로 가지게 되는 오차에 따른 문제들을 적절히 개선할 수 있게 되며, 이를 통해 모터 출력을 향상시킬 수 있다.

한편, 도 13 내지 도 15에서 참조부호 '93'은 적분 제어기(도 9의 전류 제어기(82)에 해당함)로 피드백 되는 신호를 만들어 주기 위한 안티-와인드업 연산부이다.

도 13 내지 도 15에 도시된 실시형태에서, 전류 제어기(82)의 출력에 해당하는 모터의 전압 지령(V_d ^r*, V_q ^r*)이 공간 벡터 펄스폭 변조부(92) 내의 극전압 지령 제한부(923)에 의해 제한되고, 이후 각 인버터에 대한 스위칭 제어는 제한된 지령에 의해 이루어진다. 즉, 전류 제어기(82)가 정확한 피드백 제어를 수행하기 위해서는 자신이 출력한 전압 지령이 실제 인버터 제어에 적용될 때 제한된 정도를 피드백 받을 필요가 있다.

안티-와인드업 연산부(93)는 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 제한된 극전압 지령(V_{am_lim} ^+*, V_{bm_lim} ^+*, V_{cm_lim} ^+*)을 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 회전 변환(Clarke/Park Transformation)하여 전류 제어기로 피드백 할 수 있다.

더하여, 본 발명의 또 다른 실시형태에서, 제1 인버터(10)의 전압은 모터의 전압 지령에 30도 선행할 수도 있다. 이 경우에는, 제2 인버터(20)의 전압이 제1 인버터(10)의 전압에 비해 120도 선행할 수 있다. 따라서, 제2 극전압 지령 생성부(962)는 배수부(94)에서 출력되는 값에 각각 영상분 전압 지령(V_n ^*)을 0.5 배 하여 합산하고, 배수부(94)에서 출력되는 값 중 a상에 해당하는 값에 영상분 전압 지령(V_n ^*)의 1/2이 합산된 값을 제2 인버터(20)의 c상 극전압 지령으로, 배수부(94)에서 출력되는 값 중 b상에 해당하는 값에 0상분 전압 지령(V_n ^*)의 1/2이 합산된 값을 제2 인버터(20)의 a상 극전압 지령으로, 배수부(94)에서 출력되는 값 중 c상에 해당하는 값에 영상분 전압 지령(V_n ^*)의 1/2이 합산된 값을 제2 인버터(20)의 b상 극전압 지령으로 결정할 수 있다.

이러한, 제1 인버터와 제2 인버터의 전압 위상 관계는 도 10에 도시된다. 도 10은 제1 인버터의 전압이 모터 전압 보다 30도 선행하는 경우의 예를 도시하나, 당 기술분야의 통상의 기술자라면 도 10의 예를 통해 제1 인버터의 전압이 모터 전압 보다 30도 후행하는 실시형태도 충분히 유추해내고 실시할 수 있다.

이상에서 본 발명의 특정한 실시형태에 관련하여 도시하고 설명하였지만, 청구범위의 한도 내에서, 본 발명이 다양하게 개량 및 변화될 수 있다는 것은 당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어서 자명할 것이다.

10: 제1 인버터 20: 제2 인버터
30: 컨트롤러 100: 모터
200: 배터리 61, 81: 전류 지령맵
62, 82: 전류 제어부 63, 64, 83, 84: 듀티 생성부
631, 641, 831, 832, 841, 842: 배수부
632, 642, 833, 843: 좌표 변환부
633, 634, 834, 844: 공간 벡터 펄스폭 변조부
71: 오프셋 전압 생성부 711: 오프셋 전압 지령 합성부
72: 극전압 지령 생성부 73: 극전압 지령 제한부
74: 제산부 75: 합산부
91: 좌표 변환부 92: 공간 벡터 펄스폭 변조부
921: 오프셋 전압 생성부 922: 극전압 지령 생성부
923: 극전압 지령 제한부 93: 안티-와인드업 연산부
94, 95, 951, 952: 배수부 961: 제1 극전압 지령 생성부
962: 제2 극전압 지령 생성부 S11-S16: 제1 스위칭 소자
S21-S26: 제2 스위칭 소자 S31-S33: 제3 스위칭 소자
L1-L3: 권선

Claims

복수의 상에 각각 대응되는 복수의 권선을 갖는 모터를 구동하는 모터 구동 장치에 있어서,
복수의 제1 스위칭 소자를 포함하며 상기 복수의 권선 각각의 제1 단에 연결된 제1 인버터;
복수의 제2 스위칭 소자를 포함하며 상기 복수의 권선 각각의 제2 단에 연결된 제2 인버터; 및
사전 설정된 상기 모터의 전압 지령을 기반으로 공간 벡터 펄스폭 변조를 위한 제한된 극전압 지령을 생성하고, 상기 제한된 극전압 지령을 분배하여 상기 제1 스위칭 소자의 스위칭을 위한 제1 극전압 지령 및 상기 제2 스위칭 소자의 스위칭을 위한 제2 극전압 지령을 생성하는 컨트롤러;
를 포함하는 모터 구동 장치.
청구항 1에 있어서, 상기 컨트롤러는,
상기 제한된 극전압 지령을 생성하기 위해, 상기 모터의 전압 지령에 대해 상기 모터의 회전각에 30도 선행 또는 후행하는 역회전 변환을 수행하여 상기 모터의 각 상에 대한 상전압 지령을 생성하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
청구항 2에 있어서, 상기 컨트롤러는,
상기 상전압 지령 중 최대치와 최소치의 평균에 해당하는 오프셋 전압을 생성하고 상기 오프셋 전압을 상기 상전압 지령에 각각 차감하여 상기 제한된 극전압 지령을 생성하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 제한된 극전압 지령의 상한치는 ‘(
/2)*Vdc'이고, 상기 제한된 극전압 지령의 하한치는 ‘-(
/2)*Vdc'인 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치(여기서, 'Vdc'는 상기 제1 인버터 및 상기 제2 인버터의 직류단 전압).
청구항 3에 있어서,
상기 제한된 극전압 지령의 한치는 ‘(
/2)*Vdc-amp(V_n ^*)'이고,
상기 제한된 극전압 지령의 하한치는 ‘-{(
/2)*Vdc-amp(V_n ^*)}'인 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치(여기서, 'Vdc'는 상기 제1 인버터 및 상기 제2 인버터의 직류단 전압, 'V_n ^*'은 상기 모터의 전압 지령의 0상분 성분, amp는 크기를 나타내는 연산자).
청구항 3에 있어서, 상기 컨트롤러는,
상기 제한된 극전압 지령에 1/
을 승산하고,
상기 모터의 전압 지령의 0상분 성분의 P₁ 배를 1/
이 승산된 제한된 극전압 지령에 합산하여 상기 제1 극전압 지령을 생성하고,
상기 모터의 전압 지령의 0상분 성분의 P₂ 배를 1/
이 승산된 제한된 극전압 지령에 감산하여 상기 제2 극전압 지령을 생성하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치(여기서, P₁+P₂=1).
청구항 6에 있어서,
상기 P₁ 및 P₂는 서로 다른 값을 갖는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
청구항 6에 있어서, 상기 컨트롤러는,
상기 모터의 회전각에 30도 선행하는 역회전 변환을 수행한 경우,
상기 제1 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분은 상기 제한된 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분에 각각 대응되도록 결정하며,
상기 제2 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분은 상기 제한된 극전압 지령의 b상, c상 및 a상 성분에 각각 대응되도록 결정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
청구항 6에 있어서, 상기 컨트롤러는,
상기 모터의 회전각에 30도 선행하는 역회전 변환을 수행한 경우,
상기 제한된 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분에 1/
을 승산한 값에 각각 상기 모터의 전압 지령의 0상분 성분의 P₁ 배를 합산하여 상기 제1 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분을 각각 생성하며,
상기 제한된 극전압 지령의 b상, c상 및 a상 성분에 1/
을 승산한 값에 각각 상기 모터의 전압 지령의 0상분 성분의 P₂ 배를 감산하여 상기 제2 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분을 각각 생성하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
청구항 6에 있어서, 상기 컨트롤러는,
상기 모터의 회전각에 30도 후행하는 역회전 변환을 수행한 경우,
상기 제1 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분은 상기 제한된 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분에 각각 대응되며,
상기 제2 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분은 상기 제한된 극전압 지령의 c상, a상 및 b상 성분에 각각 대응되는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
청구항 6에 있어서, 상기 컨트롤러는,
상기 모터의 회전각에 30도 후행하는 역회전 변환을 수행한 경우,
상기 제한된 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분에 1/
을 승산한 값에 각각 상기 모터의 전압 지령의 0상분 성분의 P₁ 배를 합산하여 상기 제1 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분을 각각 생성하며,
상기 제한된 극전압 지령의 c상, a상 및 b상 성분에 1/
을 승산한 값에 각각 상기 모터의 전압 지령의 0상분 성분의 P₂ 배를 감산하여 상기 제2 극전압 지령의 a상, b상 및 c상 성분을 각각 생성하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.