KR20240014898A

KR20240014898A - 모터 구동 장치

Info

Publication number: KR20240014898A
Application number: KR1020220092620A
Authority: KR
Inventors: 고영관; 이용재
Original assignee: 현대자동차주식회사; 기아 주식회사
Priority date: 2022-07-26
Filing date: 2022-07-26
Publication date: 2024-02-02
Also published as: US20240039447A1; DE102023103532A1; CN117458948A

Abstract

본 발명은 모터 구동 장치에 관한 것으로, 복수의 상에 각각 대응되는 복수의 권선을 갖는 모터를 구동하는 모터 구동 장치에 있어서, 복수의 제1 스위칭 소자를 포함하며 복수의 권선 각각의 제1 단에 연결된 제1 인버터; 복수의 제2 스위칭 소자를 포함하며 복수의 권선 각각의 제2 단에 연결된 제2 인버터; 및 모터의 전압 지령 및 제2 스위칭 소자의 듀티에 해당하는 유효 벡터를 기반으로 제1 인버터의 전압 지령을 판단하고, 제1 인버터의 전압 지령을 기반으로 제1 스위칭 소자를 펄스폭 변조 제어하는 컨트롤러;를 포함하고, 컨트롤러는, 제1 스위칭 소자의 펄스폭 변조에 있어서 복수의 제2 스위칭 소자와 동일한 공통모드 전압을 가지는 유효 벡터를 복수의 제1 스위칭 소자의 듀티로 결정하고, 출력되는 공통모드 전압의 한 주기 평균이 공통모드의 전압 지령과 동일하도록 복수의 제1 스위칭 소자의 듀티를 조절하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치가 소개된다.

Description

모터 구동 장치{MOTOR DRIVING APPARATUS}

본 발명은 모터 구동 장치에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 모터의 권선의 양단에 각각 인버터가 연결된 오픈 엔드 와인딩 방식의 모터 구동 장치에 관한 것이다.

일반적으로, 모터에 포함된 각 상의 권선은 그 일단이 하나의 인버터에 연결되고 타단이 서로 연결되어 Y-결선을 형성한다.

모터의 구동 시, 인버터 내의 스위칭 소자는 펄스폭 변조 제어에 의해 온/오프 되면서 Y-결선된 모터의 권선에 선간 전압을 인가하여 교류 전류를 생성함으로써 토크를 발생시키게 된다.

이와 같은 모터에 의해 발생하는 토크를 동력으로 이용하는 전기차 등과 같은 친환경 차량의 연비(또는 전비)는 인버터-모터의 전력 변환 효율에 의해 결정되므로, 연비 향상을 위해서는 인버터의 전력 변환 효율과 모터의 효율을 극대화하는 것이 중요하다.

인버터-모터 시스템의 효율은 주로 인버터의 전압 이용률에 의해 결정되는데, 전압 이용율이 높은 구간에서 모터 속도와 토크의 관계에 의해 결정되는 차량의 운전점이 형성되는 경우 차량의 연비가 향상될 수 있다.

그러나, 모터의 최대 토크를 증가시키기 위해 모터의 권선수를 증가시킬수록 전압 이용율이 높은 구간은 차량의 주요 운전점인 저토크 영역과 멀어지게 되어 연비가 나빠지는 문제점이 발생할 수 있다. 또한, 연비의 관점에서 전압 이용율이 높은 구간에 주요 운전점을 포함하도록 설계하는 경우 모터의 최대 토크에 제약이 있어 차량의 가속 발진 성능이 떨어지는 문제가 발생할 수 있다.

이러한 문제를 해결하기 위해 당 기술분야에서는 모터의 권선 일단을 Y 결선을 통해 단락 시키는 대신 모터의 권선 양단에 각각 인버터를 연결하여 두 개의 인버터를 구동하는 오픈 엔드 와인딩(Open End Winding: OEW) 방식의 모터 구동 기법이 제안되었다.

이러한 오픈 엔드 와인딩 방식의 모터 구동 기법은 통상적인 Y 결선 구조의 모터를 구동하는 방식에 비해 상전압을 증가시켜 전압 이용율을 향상시킬 수 있고 고출력이 가능한 장점을 갖는다.

그러나, 오픈 엔드 와인딩 방식의 모터 구동 기법은 모터의 권선 양단에 각각 연결되는 인버터에 공통의 직류 전원을 적용하는 경우 공통모드 전압을 인버터 스위칭 주기 평균적으로 0이 되게 제어하지 못하므로 공통모드 전류를 발생시킬 수 있다. 이 공통모드 전류는 모터의 권선을 흐르면서 동손 및 철손과 같은 손실로 작용하여 모터 효율을 저하시키며, 심각한 경우 모터 시스템의 소손을 발생시킬 수 있다.

상기의 배경기술로서 설명된 사항들은 본 발명의 배경에 대한 이해 증진을 위한 것일 뿐, 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 이미 알려진 종래기술에 해당함을 인정하는 것으로 받아들여져서는 안 될 것이다.

US

2009-0033253

A1

JP

6285256

B2

본 발명은, 모터 권선의 양단에 각각 인버터가 연결된 오픈 엔드 와인딩 방식의 모터 구동 시 공통모드 전압의 한 주기 평균이 공통모드의 전압 지령과 동일하도록 복수의 제1 스위칭 소자의 듀티를 설정하여 공통모드 전압 및 전류를 제거하여 모터 효율을 향상시킬 수 있는 모터 구동 장치를 제공하기 위한 것이다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

상기한 과제를 실현하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 모터 구동 장치는 복수의 상에 각각 대응되는 복수의 권선을 갖는 모터를 구동하는 모터 구동 장치에 있어서, 복수의 제1 스위칭 소자를 포함하며 복수의 권선 각각의 제1 단에 연결된 제1 인버터; 복수의 제2 스위칭 소자를 포함하며 복수의 권선 각각의 제2 단에 연결된 제2 인버터; 및 모터의 전압 지령 및 제2 스위칭 소자의 듀티에 해당하는 유효 벡터를 기반으로 제1 인버터의 전압 지령을 판단하고, 제1 인버터의 전압 지령을 기반으로 제1 스위칭 소자를 펄스폭 변조 제어하는 컨트롤러;를 포함하고, 컨트롤러는, 제1 스위칭 소자의 펄스폭 변조에 있어서 복수의 제2 스위칭 소자와 동일한 공통모드 전압을 가지는 유효 벡터를 복수의 제1 스위칭 소자의 듀티로 결정하고, 출력되는 공통모드 전압의 한 주기 평균이 공통모드의 전압 지령과 동일하도록 복수의 제1 스위칭 소자의 듀티를 조절하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치를 포함할 수 있다.

예를 들어, 컨트롤러는, 제1 스위칭 소자를 RSPWM(Remote State Pulse Width Modulation) 방식으로 펄스폭 변조 제어할 수 있다.

예를 들어, 컨트롤러는, 제1 스위칭 소자를 대칭 RSPWM 방식으로 펄스폭 변조 제어할 수 있다.

예를 들어, 컨트롤러는, 제2 스위칭 소자의 듀티에 해당하는 유효 벡터와 동일한 공통모드 전압을 갖는 복수의 유효 벡터를 이용하여 제1 인버터의 전압 지령을 판단할 수 있다.

예를 들어, 복수의 제1 스위칭 소자의 듀티, 공통모드의 전압 지령 및 인버터에 인가되는 직류 전압은 아래 수학식 1과 같은 관계를 가질 수 있다.

수학식 1 : Duty_vn = 1/n × V_n* / (V_dc/n)

(Duty_vn=복수의 제1 스위칭 소자의 듀티, V_n*=모터의 전압 지령, V_dc= 공통모드 전압, n=제1 인버터를 구성하는 스위칭 소자의 개수)

예를 들어, 컨트롤러는, 피드백 제어 및 피드포워드 제어 방식으로 제1 스위칭 소자를 펄스폭 변조 제어할 수 있다.

예를 들어, 컨트롤러는, 제2 스위칭 소자의 듀티에 해당하는 유효 벡터와 동일한 공통모드 전압을 갖는 복수의 유효 벡터가 일정한 순서로 반복되도록 제1 스위칭 소자를 스위칭 제어할 수 있다.

예를 들어, 컨트롤러는, 제2 스위칭 소자의 듀티에 해당하는 유효 벡터와 동일한 공통모드 전압을 갖는 복수의 유효 벡터가 일 스위칭 주기의 중간 시점을 기준으로 대칭적으로 나타나도록 제1 스위칭 소자를 스위칭 제어할 수 있다.

예를 들어, 컨트롤러는, 제2 스위칭 소자의 듀티에 해당하는 유효 벡터와 동일한 공통모드 전압을 갖는 복수의 유효 벡터 중 가장 긴 듀티를 갖는 스위칭 상태가 중간 시점을 기준으로 그 전후로 연속되게 나타나도록 제1 스위칭 소자를 스위칭 제어할 수 있다.

예를 들어, 컨트롤러는, 모터의 전압 지령에 대응되는 전압 벡터에 가장 가까운 유효 벡터를 제2 스위칭 소자의 듀티로 결정할 수 있다.

예를 들어, 컨트롤러는, 모터의 전압 지령을 역회전 변환하여 3상 전압 지령을 생성하고, 3상 전압 지령을 기반으로 모터의 전압 지령에 대응되는 전압 벡터에 가장 가까운 유효 벡터를 제2 스위칭 소자의 듀티로 결정할 수 있다.

예를 들어, 컨트롤러는, 제1 스위칭 소자의 듀티에 해당하는 유효 벡터 및 제2 스위칭 소자의 듀티에 해당하는 유효 벡터를 회전 변환한 결과를 모터의 전압 지령에 합산하여 제1 인버터의 전압 지령을 판단할 수 있다.

예를 들어, 컨트롤러는 모터의 전압 지령을 기 설정된 상한치 및 하한치로 제한할 수 있다.

상술한 바와 같은 본 발명의 다양한 실시 예에 의해, 모터 권선의 양단에 각각 인버터가 연결된 오픈 엔드 와인딩 방식의 모터 구동 시 공통모드 전압의 한 주기 평균이 공통모드의 전압 지령과 동일하도록 복수의 제1 스위칭 소자의 듀티를 설정하여 공통모드 전압 및 전류를 제거하여 모터 효율을 향상시킬 수 있다.

또한, 공통모드 전류에 의해 모터 상전류가 왜곡되는 것을 방지하여 모터 전류의 제어를 용이하게 하며, 순환 전류에 의해 발생하는 모터의 철손 및 동손과 같은 손실을 사전에 방지할 수 있다.

본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

도 1은 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 회로도이다.
도 2는 오픈 엔드 와인딩 방식으로 모터를 제어하기 위한 통상적인 컨트롤러를 상세하게 도시한 블록 구성도이다.
도 3은 도 2에 도시된 통상적인 컨트롤러에서 적용되는 모터 제어 기법을 설명하기 위한 전압 벡터도이다.
도 4는 도 2에 도시된 통상적인 컨트롤러에 의한 모터 제어 시 생성되는 각 인버터의 전압 출력을 도시한 파형도이다.
도 5는 도 2에 도시된 통상적인 컨트롤러 내 공간 벡터 변조부를 더욱 상세하게 도시한 블록 구성도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러를 상세하게 도시한 블록 구성도이다.
도 7은 도 6에 도시된 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러 내 공간 벡터 변조부를 더욱 상세하게 도시한 블록 구성도이다.
도 8은 도 6에 도시된 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 제어에 의해 생성되는 각 인버터의 전압 출력을 도시한 파형도이다.
도 9는 본 발명의 다른 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러를 상세하게 도시한 블록 구성도이다.
도 10은 도 9에 도시된 본 발명의 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 제어에 의해 생성되는 각 인버터의 전압 출력, 공통 전압 성분 및 공통 모드 전류를 도시한 파형도이다.
도 11은 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러를 상세하게 도시한 블록 구성도이다.
도 12는 도 11에 도시된 공간 벡터 펄스폭 변조부를 더욱 상세하게 도시한 컨트롤러의 블록 구성도이다.
도 13은 도 11에 도시된 실시형태의 컨트롤러에 대한 변형예를 도시한 블록 구성도이다.
도 14는 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러를 상세하게 도시한 블록 구성도이다.
도 15은 도 14에 도시된 실시형태에 의해 결정되는 각 인버터의 전압과 모터 전압을 설명하기 위한 전압 벡터도이다.
도 16은 도 14의 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 제어에 의해 생성되는 각 인버터의 전압 출력을 도시한 파형도이다.
도 17 내지 도 19는 도 14에 도시된 제1 인버터용 펄스폭 변조부에 의해 생성될 수 있는 다양한 제1 인버터의 제어 방식을 도시한 파형도이다.
도 20은 본 발명의 또다른 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 컨트롤러를 상세하게 나타낸 블록 구성도이다.
도 21은 도 20에 따른 컨트롤러의 피드백 제어 및 피드포워드 제어 방식으로 공통모드의 전류 제어를 나타낸 논리 회로이다.
도 22는 도 20에 따른 컨트롤러에 의해 생성되는 각 인버터의 전압 출력을 나타낸 파형도이다.

본 명세서 또는 출원에 개시되어 있는 본 발명의 실시 예들에 대해서 특정한 구조적 내지 기능적 설명들은 단지 본 발명에 따른 실시 예를 설명하기 위한 목적으로 예시된 것으로, 본 발명에 따른 실시 예들은 다양한 형태로 실시될 수 있으며 본 명세서 또는 출원에 설명된 실시 예들에 한정되는 것으로 해석되어서는 아니 된다.

본 발명에 따른 실시 예는 다양한 변경을 가할 수 있고 여러가지 형태를 가질 수 있으므로 특정실시 예들을 도면에 예시하고 본 명세서 또는 출원에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명의 개념에 따른 실시 예를 특정한 개시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.

다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미이다. 일반적으로 사용되는 기에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 일치하는 의미인 것으로 해석되어야 하며, 본 명세서에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예를 설명함으로써, 본 발명을 상세히 설명한다.

도 1은 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치를 나타낸 회로도이다.

도 1을 참조하면, 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치는, 복수의 상에 대응되는 복수의 권선(L1-L3)을 갖는 모터(100)로 구동 전력을 공급하는 모터 구동 장치로서, 복수의 제1 스위칭 소자(S11-S16)를 포함하며 모터(100)의 권선 각각의 제1 단에 연결된 제1 인버터(10)와, 복수의 제2 스위칭 소자(S21-S26)를 포함하며 모터(100)의 권선 각각의 제2 단에 연결된 제2 인버터(20)와, 모터(100)의 요구 출력을 기반으로 제1 스위칭 소자(S11-S16) 및 제2 스위칭 소자(S21-S26)를 펄스폭 변조 제어하는 컨트롤러(30)를 포함하여 구성될 수 있다.

제1 인버터(10)와 제2 인버터(20)는 배터리(200)에 저장된 직류 전력을 3상의 교류 전력으로 변환하여 모터(100)로 제공하거나, 회생 제동 시 모터(100)의 회생 제동 토크 발생으로 인해 생성되는 회생 제동 에너지를 직류로 변환하여 배터리(200)로 제공할 수 있다. 이러한 직류 전력과 교류 전력 사이의 변환은 제1 인버터(10)와 제2 인버터(20)에 각각 구비된 복수의 제1 스위칭 소자(S11-S16) 및 복수의 제2 스위칭 소자(S21-S26)의 펄스폭 변조 제어(Pulse Width Modulation, PWM)에 의해 수행될 수 있다.

제1 인버터(10)는 직류 전압이 인가되는 복수의 레그(11-13)를 포함할 수 있다. 각 레그(11-13)는 모터(100)의 복수의 상에 각각 대응되어 전기적 연결이 형성될 수 있다. 더욱 구체적으로, 제1 레그(11)는 상호 직렬로 연결된 두 개의 스위칭 소자(S11, S12)를 포함하며, 두 스위칭 소자(S11, S12)의 연결 노드는 복수의 상 중 한 상에 해당하는 교류 전력이 입출력 되도록 모터(100) 내 한 상의 권선(L1)의 일단에 연결될 수 있다.

마찬가지로, 제2 레그(12)는 상호 직렬로 연결된 두 개의 스위칭 소자(S13, S14)를 포함하며, 두 스위칭 소자(S13, S14)의 연결 노드는 복수의 상 중 한 상에 해당하는 교류 전력이 입출력 되도록 모터(100) 내 한 상의 권선(L2)의 일단에 연결될 수 있다. 또한, 제3 레그(13)는 상호 직렬로 연결된 두 개의 스위칭 소자(S15, S16)를 포함하며, 두 스위칭 소자(S15, S16)의 연결 노드는 복수의 상 중 한 상에 해당하는 교류 전력이 입출력 되도록 모터(100) 내 한 상의 권선(L3)의 일단에 연결될 수 있다.

제2 인버터(20) 역시 제1 인버터(10)와 유사한 구성을 가질 수 잇다. 제2 인버터(20)는 배터리(200)의 직류 전압이 인가되는 복수의 레그(21-23)를 포함할 수 있다. 각 레그(21-23)는 모터(100)의 복수의 상에 대응되어 전기적 연결이 형성될 수 있다. 더욱 구체적으로 제1 레그(21)는 상호 직렬로 연결된 두 개의 스위칭 소자(S21, S22)를 포함하며, 두 스위칭 소자(S21, S22)의 연결 노드는 복수의 상 중 한 상에 해당하는 교류 전력이 입출력 되도록 모터(100) 내 한 상의 권선(L1)의 타단에 연결될 수 있다.

마찬가지로, 제2 레그(22)는 상호 직렬로 연결된 두 개의 스위칭 소자(S23, S24)를 포함하며, 두 스위칭 소자(S23, S24)의 연결 노드는 복수의 상 중 한 상에 해당하는 교류 전력이 입출력 되도록 모터(100) 내 한 상의 권선(L2)의 타단에 연결될 수 있다.

또한, 제3 레그(23)는 상호 직렬로 연결된 두 개의 스위칭 소자(S25, S26)를 포함하며, 두 스위칭 소자(S25, S26)의 연결 노드는 복수의 상 중 한 상에 해당하는 교류 전력이 입출력 되도록 모터(100) 내 한 상의 권선(L3)의 일단에 연결될 수 있다.

제1 인버터(10)는 모터(100)의 권선(L1-L3)의 일단에 연결되고 제2 인버터(20)는 모터(100)의 권선(L1-L3)의 타단에 연결된다. 즉, 모터(100)의 권선(L1-L3)의 양단은 제1 인버터(10)와 제2 인버터(20)에 각각 연결되는 오픈 엔드 와인딩 방식의 전기적 연결이 형성될 수 있다.

컨트롤러(30)는 기본적으로는 모터(100)에 요구되는 요구 출력을 기반으로 모터(100)가 구동될 수 있도록 제1 인버터(10)와 제2 인버터(20)에 포함된 스위칭 소자(S11-S16, S21-S26)를 펄스폭 변조 제어하는 요소이다.

컨트롤러(30)는 제1 인버터 및 제2 인버터에 인가되는 직류 전압(V_dc)과 전류 센서(미도시)에서 검출되는 모터(100)로 제공되는 상전류 및 모터(100)에 설치된 회전자 센서(미도시)에 검출된 모터(100)의 전기각 등을 입력 받아 제1 인버터(10)의 제1 스위칭 소자(S11-S16) 및 제2 인버터(20)의 제2 스위칭 소자(S21-S26)를 펄스폭 변조 방식으로 스위칭 하여 모터(100)를 구동할 수 있다. 특히, 컨트롤러(30)는 제1 스위칭 소자(S11-S16) 및 제2 인버터(20)의 제2 스위칭 소자(S21-S26)를 펄스폭 변조 방식으로 제어할 때, 공간 벡터 펄스폭 변조(Space Vector Pulse Width Modulation: SVPWM) 방식을 적용할 수 있다.

이상과 같은 구성을 갖는 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 대한 더욱 명확한 이해를 돕기 위해, 통상적인 오픈 엔드 와인딩 방식 모터 구동 장치의 제어기법에 대해 우선 설명하기로 한다.

도 2는 오픈 엔드 와인딩 방식으로 모터를 제어하기 위한 통상적인 컨트롤러를 상세하게 도시한 블록 구성도이고, 도 3은 도 2에 도시된 통상적인 컨트롤러에서 적용되는 모터 제어 기법을 설명하기 위한 전압 벡터도이다. 또한, 도 4는 도 2에 도시된 통상적인 컨트롤러에 의한 모터 제어 시 생성되는 각 인버터의 전압 출력을 도시한 파형도이며, 도 5는 도 2에 도시된 통상적인 컨트롤러 내 공간 벡터 변조부를 더욱 상세하게 도시한 블록 구성도이다.

도 2에 도시된 바와 같이, 종래의 모터 구동 장치의 컨트롤러는 전류지령 맵(41), 전류 제어부(42), 제1 듀티 생성부(43) 및 제2 듀티 생성부(44)를 포함할 수 있다.

전류 지령맵(41)은 운전자의 조작 등에 의해 생성된 모터 요구 출력(모터 요구 토크(T_e ^*) 및 모터의 역기전력(λ^-1)을 기반으로 그에 대응되는 전류 지령(I_d ^*, I_q ^*)을 생성할 수 있다. 전류 지령맵(41)은 모터 요구 출력을 반영한 모터의 전류 지령을 생성하는 것으로 도 2의 예에서는 모터 요구 출력과 역기전력을 기반으로 한 맵이 도시되고 있으나, 다른 인자를 기반으로 모터의 전류 지령을 생성하는 맵이 적용될 수 있다.

전류 제어부(42)는 전류 지령(I_d ^*, I_q ^*)을 입력 받고 실제 모터에 제공되는 전류를 검출한 값과 비교하여 그 차이를 감소시킬 수 있는 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*)을 생성할 수 있다. 전압 지령은 d축 성분(V_d ^*), q축 성분(V_q ^*) 및 0 상(zero phase) 성분(V_n ^*)을 포함할 수 있다.

제1 듀티 생성부(43)는, 도 1에 도시된 제1 인버터(10) 내 스위칭 소자의 듀티를 생성하기 위한 요소로서, 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*)을 1/2 배 하여 제1 인버터(10)에 적용하기 위한 제1 인버터 전압 지령(V_d1 ^*, V_q1 ^*, V_n1 ^*)을 생성하는 배수부(431)와, 제1 인버터 전압 지령(V_d1 ^*, V_q1 ^*, V_n1 ^*)을 모터의 각 상에 대응되는 제1 인버터 상전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*)으로 변환하는 좌표 변환부(432), 제1 인버터 상전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*) 및 제1 인버터 전압 지령 중 공통모드(V_n1 ^*)을 기반으로 공간 벡터 펄스폭 변조를 수행하여 제1 인버터(10) 내 스위칭 소자의 듀티를 생성하는 제1 공간 벡터 펄스폭 변조부(433)을 포함할 수 있다.

제1 듀티 생성부(43)와 유사하게, 제2 듀티 생성부(44)는, 도 1에 도시된 제2 인버터(20) 내 스위칭 소자의 듀티를 생성하기 위한 요소로서, 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*)을 -1/2 배 하여 제2 인버터(20)에 적용하기 위한 제2 인버터 전압 지령(V_d2 ^*, V_q2 ^*, V_n2 ^*)을 생성하는 배수부(441)와, 제2 인버터 전압 지령(V_d2 ^*, V_q2 ^*, V_n2 ^*)을 모터의 각 상에 대응되는 제2 인버터 상전압 지령(V_as2 ^*, V_bs2 ^*, V_cs2 ^*)으로 변환하는 좌표 변환부(442), 제2 인버터 상전압 지령(V_as2 ^*, V_bs2 ^*, V_cs2 ^*) 및 제2 인버터 전압 지령 중 공통모드(V_n2 ^*)을 기반으로 공간 벡터 펄스폭 변조를 수행하여 제2 인버터(20) 내 스위칭 소자의 듀티를 생성하는 제2 공간 벡터 펄스폭 변조부(443)을 포함할 수 있다.

여기에서, 좌표 변환부(432, 442)에 의한 좌표 변환은 dq 동기 좌표를 모터 삼상에 해당하는 abc 좌표로 변환하는 것으로 당 기술분야에 통상 역회전 변환 (Inverse Clarke/Park Transformation)이라 알려진 공지된 기술에 해당한다. 그 반대의 변환인 회전 변환(Clarke/Park Transformation) 또한 당 기술분야에 공지된 것으로 추후 이에 대한 별도의 상세한 설명은 생략하기로 한다.

도 2에 도시된 것과 같이, 통상적인 오픈 엔드 와인딩 방식 모터 제어 기법은, 모터의 전압 지령을 제1 인버터와 제2 인버터에 동일하게 분배하는 방식으로 이루어진다.

즉, 도 3에 도시된 것과 같이, 오픈 엔드 와인딩 구조의 모터 제어에서, 제1 인버터에 대한 스위칭 벡터도와 제2 인버터에 대한 스위칭 벡터도를 합성한 벡터도 상에 나타난 모터 전압(V_MOT)은 제1 인버터에 의한 전압(V_INV1)과 제1 인버터에 의한 전압(V_INV1)과 동일한 크기를 갖고 방향이 반대인 제2 인버터에 의한 전압(V_INV2)의 차의 형태로 나타낼 수 있다. 각각의 벡터도는 dq 평면 상에 나타난 것으로 dq 평면과 공간 벡터 펄스폭 변조를 위한 벡터도 등은 당 기술분야에 기공지된 사항으로 그에 대한 별도의 상세한 설명은 생략하기로 한다.

이와 같이, 동일한 크기를 가고 반대 방향을 갖는 제1 인버터 전압과 제2 인버터 전압을 공간 벡터 펄스폭 변조를 통해 구현하게 되면 도 4에 도시된 것과 같은 인버터 출력 전압 파형을 얻을 수 있다. 도 4에서 T_SW는 인버터 내 스위칭 소자의 스위칭 주기이며, V_a1, V_b1, V_c1, V_n1은 제1 인버터의 각 상 전압 및 공통모드 전압을 나타내고, V_a2, V_b2, V_c2, V_n2은 제2 인버터의 각 상 전압 및 공통모드 전압을 나타내고, V_n은 제1 인버터의 공통모드 전압과 제2 인버터의 공통모드 전압의 차를 나타낸 것으로 제1 인버터 및 제2 인버터에 의해 모터에 인가되는 공통모드 전압을 나타낸 것이다.

도 4에 나타난 것과 같이, 제1 인버터 전압과 제2 인버터 전압은 dq평면 상에서의 전압 크기가 동일함에도 불구하고 위상이 다르기 때문에 서로 다른 공통 전압을 가지게 된다. 따라서, 모터에 인가되는 공통모드 전압(V_n)의 크기는 주기 평균적으로 0으로 유지될 수 없다.

도 2에 도시된 통상적인 컨트롤러 내 공간 벡터 변조부(433 또는 443)는, 도 5에 도시된 것과 같이, 오프셋 전압 생성부(51), 극전압 지령 생성부(52), 극전압 지령 제한부(53), 제산부(54) 및 합산부(55)를 포함할 수 있다.

오프셋 전압 생성부(51)는 삼상 전압 지령(V_as ^*, V_bs ^*, V_cs ^*)을 기반으로 오프셋 전압 지령(V_ns ^*)을 생성하고, 극전압 지령 생성부(52)는 이 오프셋 전압 지령(V_ns ^*)에 공통모드 전압(V_n ^*)을 감산한 값을 삼상 전압 지령(V_as ^*, V_bs ^*, V_cs ^*)에 차감하여 극전압 지령(V_an ^*, V_bn ^*, V_cn ^*)을 생성한다.

이와 같이, 통상의 오픈 엔드 와인딩 방식의 모터 제어 시에는, 오프셋 전압 지령(V_ns ^*)이 삼상 전압 지령(V_as ^*, V_bs ^*, V_cs ^*)을 기반으로 생성되므로, 실제 두 개의 인버터로 모터 구동 시 각 인버터에서 출력되는 오프셋 전압과 차이를 갖게 된다. 특히, 제1 인버터와 제2 인버터는 서로 상이한 오프셋 전압 지령(V_ns ^*)이 생성되므로 실제 각 인버터에서는 오프셋 전압 지령에 대응되는 오프셋 전압이 출력되지 않게 된다.

이를 식으로 나타내면 아래의 식 1과 같다.

[식 1]

V_ns1 = V_n1 ^* -V_ns1 ^* = 0.5V_n ^*- V_ns1 ^*

V_ns2 = V_n2 ^* -V_ns2 ^* = -0.5V_n ^*- V_ns2 ^*

따라서, 모터에 최종적으로 인가되는 공통 전압은 아래 식 2가 되어, 원하는 대로 공통모드 전압을 제어할 수 없다.

[식 2]

V_ns1-V_ns2 = V_n ^*- V_ns1 ^*+ V_ns2 ^*

이와 같이, 공통모드 전압이 주기 평균적으로 0으로 제어되지 못하는 경우 모터의 공통 모드 전류가 발생하게 되고, 공통 모드 전류의 흐름으로 인해 모터에서 발생하는 손실이 증가하게 되고 심각한 경우 모터의 소손이 발생할 수도 있다.

도 5에서, 극전압 지령 제한부(53)는 제1 인버터 및 제2 인버터에 인가되는 직류 전압(V_DC)의 ±0.5의 범위로 극전압 지령을 제한하며, 제산부(54)는 제한된 극전압 지령을 제1 인버터 및 제2 인버터에 인가되는 직류 전압(V_DC)으로 나눗셈하며, 합산부(55)는 제산부(54)의 결과에 각각 0.5를 더하여 인버터 내 스위칭 소자의 듀티(D_a, D_b, D_c)를 결정할 수 있다.

극전압 지령 제한부(53), 제산부(54) 및 합산부(55)는 펄스폭 변조 제어를 구현하기 위해 적용되는 공지의 기술에 해당하고 상세한 동작은 기술 분야의 통상의 기술자가 충분히 실시 가능한 것이므로, 이에 대한 추가적인 상세한 설명은 생략하기로 한다.

도 6은 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러를 상세하게 도시한 블록 구성도이다.

도 6을 참조하면, 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러(30)는, 전류지령 맵(61), 전류 제어부(62), 제1 듀티 생성부(63) 및 제2 듀티 생성부(64)를 포함할 수 있다.

전류 지령맵(61)은 운전자의 조작 등에 의해 생성된 모터 요구 출력(모터 요구 토크(T_e ^*) 및 모터의 역기전력(λ^-1)을 기반으로 그에 대응되는 전류 지령(I_d ^*, I_q ^*)을 생성할 수 있다.

전류 제어부(62)는 전류 지령(I_d ^*, I_q ^*)을 입력 받고 실제 모터에 제공되는 전류를 검출한 값과 비교하여 그 차이를 감소시킬 수 있는 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*)을 생성할 수 있다. 전압 지령은 d축 성분(V_d ^*), q축 성분(V_q ^*) 및 0 상(zero phase) 성분(V_n ^*)을 포함할 수 있다.

전류 지령맵(61)과 전류 제어부(62)는 도 2에 도시된 통상적인 모터 제어 기법에 적용되는 것과 실질적으로 동일할 수 있다.

제1 듀티 생성부(63)는, 제1 인버터(10) 내 스위칭 소자의 듀티를 생성하기 위한 요소로서, 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*)을 1/2 배 하여 제1 인버터(10)에 적용하기 위한 제1 인버터 전압 지령(V_d1 ^*, V_q1 ^*, V_n1 ^*)을 생성하는 배수부(631)와, 제1 인버터 전압 지령(V_d1 ^*, V_q1 ^*, V_n1 ^*)을 모터의 각 상에 대응되는 제1 인버터 상전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*)으로 변환하는 좌표 변환부(632)와, 제1 인버터 상전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*)을 기반으로 생성된 제1 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)과 제1 인버터 전압 지령 중 공통모드(V_n1 ^*) 및 제2 듀티 생성부(64)에서 생성된 제2 오프셋 전압 지령(V_ns2 ^*)을 기반으로 공간 벡터 펄스폭 변조를 수행하여 제1 인버터(10) 내 스위칭 소자의 듀티(D_a1, D_b1, D_c1)를 생성하는 제1 공간 벡터 펄스폭 변조부(633)을 포함할 수 있다.

제1 듀티 생성부(63)와 유사하게, 제2 듀티 생성부(64)는, 제2 인버터(20) 내 스위칭 소자의 듀티를 생성하기 위한 요소로서, 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*)을 -1/2 배 하여 제2 인버터(20)에 적용하기 위한 제2 인버터 전압 지령(V_d2 ^*, V_q2 ^*, V_n2 ^*)을 생성하는 배수부(641)와, 제2 인버터 전압 지령(V_d2 ^*, V_q2 ^*, V_n2 ^*)을 모터의 각 상에 대응되는 제2 인버터 상전압 지령(V_as2 ^*, V_bs2 ^*, V_cs2 ^*)으로 변환하는 좌표 변환부(642)와, 제2 인버터 상전압 지령(V_as2 ^*, V_bs2 ^*, V_cs2 ^*)을 기반으로 생성된 제2 오프셋 전압 지령(V_ns2 ^*)과 제2 인버터 전압 지령 중 공통모드(V_n2 ^*) 및 제1 듀티 생성부(63)에서 생성된 제1 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)을 기반으로 공간 벡터 펄스폭 변조를 수행하여 제2 인버터(20) 내 스위칭 소자의 듀티(D_a2, D_b2, D_c2)를 생성하는 제2 공간 벡터 펄스폭 변조부(643)을 포함할 수 있다.

본 발명의 일 실시형태에서, 제1 듀티 생성부(63)와 제2 듀티 생성부(64)는 각각 제1 인버터(10) 및 제2 인버터(20)의 출력 전압에 따라서 결정되는 각각의 오프셋 전압 지령을 상호 공유하여 두 인버터가 동일한 공통모드 전압을 가지도록 하는 것을 특징으로 한다. 즉, 제1 인버터(10)를 제어하기 위한 제1 듀티 생성부(63)는 제1 인버터(10) 출력 전압에 대응되는 제1 인버터 상전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*)을 이용하여 제1 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)을 생성한 후 제2 듀티 생성부(64)로 제공할 수 있으며, 제2 인버터(20)를 제어하기 위한 제2 듀티 생성부(64)는 제2 인버터(20) 출력 전압에 대응되는 제2 인버터 상전압 지령(V_as2 ^*, V_bs2 ^*, V_cs2 ^*)을 이용하여 제2 오프셋 전압 지령(V_ns2 ^*)을 생성한 후 제1 듀티 생성부(63)으로 제공할 수 있다.

제1 듀티 생성부(63) 및 제2 듀티 생성부(64)는 제1 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)과 제2 오프셋 전압 지령(V_ns2 ^*)을 서로 합성하여 서로 동일한 값을 갖는 합성 오프셋 전압 지령을 생성하고, 합성 오프셋 전압 지령과 각 인버터의 공통모드 전압 지령(V_n1 ^*, V_n2 ^*)을 각 인버터의 상전압 지령에 적용하여 각 인버터에 대한 극전압 지령을 생성할 수 있다.

도 7은 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러 내 공간 벡터 변조부를 더욱 상세하게 도시한 블록 구성도이다. 특히, 도 7은 제1 듀티 생성부(63) 내의 제1 공간 벡터 펄스폭 변조부(643)을 상세하게 도시한 것으로, 별도로 도시하지 않지만 제2 듀티 생성부(64) 내의 제2 공간 벡터 펄스폭 변조부(644)도 상호 대응되는 구성을 갖도록 구현될 수 있다.

도 7을 참조하면, 제1 듀티 생성부(63) 내 제1 공간 벡터 펄스폭 변조부(634)는, 오프셋 전압 생성부(71), 오프셋 전압 지령 합성부(711), 극전압 지령 생성부(72), 극전압 지령 제한부(73), 제산부(74) 및 합산부(75)를 포함할 수 있다.

오프셋 전압 생성부(71)는 제1 인버터의 삼상 전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*)을 기반으로 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)을 생성할 수 있다.

도 7에 도시된 예에서, 오프셋 전압 생성부(71)는 삼상 전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*) 중 최대값과 최소값의 평균값으로 제1 인버터(10)의 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)을 연산하는 것으로 도시되나 이는 단순한 예에 해당하며, 당 기술분야에 알려진 다양한 방식으로 오프셋 전압 지령을 결정할 수 있다.

오프셋 전압 지령 합성부(711)는 오프셋 전압 생성부(71)에서 생성된 제1 인버터(10)의 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)과 제2 듀티 생성부(64) 내 제2 공간 벡터 펄스폭 변조부(644)에 의해 생성된 제2 인버터(20)의 오프셋 전압 지령(V_ns2 ^*)을 서로 합성하여 합성 오프셋 전압 지령(V_ns,f ^*)을 생성할 수 있다.

오프셋 전압 지령 합성부(711)는 다양한 방식으로 합성 오프셋 전압 지령(V_ns,f ^*)을 생성할 수 있다. 예를 들어, 오프셋 전압 지령 합성부(711)는 제1 인버터(10)의 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)과 제2 인버터(20)의 오프셋 전압 지령(V_ns2 ^*)에 각각 가중치를 적용한 후 합산하여 합성 오프셋 전압 지령(V_ns,f ^*)을 생성할 수 있다. 또한, 오프셋 전압 지령 합성부(711)는 제1 인버터(10)의 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)과 제2 인버터(20)의 오프셋 전압 지령(V_ns2 ^*)의 평균값으로 오프셋 전압 지령(V_ns2 ^*)을 결정할 수 있다.

오프셋 전압 지령 합성부(711)가 어떠한 방식으로 합성 오프셋 전압 지령(V_ns,f ^*)을 생성하든, 제1 공간 벡터 펄스폭 변조부(634)와 제2 공간 벡터 펄스폭 변조부(644)에서 각각 생성된 합성 오프셋 전압 지령(V_ns,f ^*)은 상호 동일한 값을 갖도록 구현되어야 한다.

오프셋 전압 지령 합성부(711)에 의해 제1 인버터(10)의 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*)과 제2 인버터(20)의 오프셋 전압 지령(V_ns2 ^*)의 평균값을 합성 오프셋 전압 지령으로 결정한 경우 각 인버터에서 출력되는 공통모드 전압은 다음의 식 3과 같다.

[식 3]

V_ns1 = V_n1 ^* -V_ns,f ^* = 0.5V_n ^*- 0.5*(V_ns1 ^*+V_ns2 ^*)

V_ns2 = V_n2 ^* -V_ns,f ^* = -0.5V_n ^*-0.5*(V_ns1 ^*+V_ns2 ^*)

식 3에 의하면, 두 인버터의 공통모드 전압의 차이(V_ns1-V_ns2)는 전류 제어부(62)에서 설정된 공통모드 전압 지령(V_n ^*)으로 출력될 수 있다. 여기에서, 두 인버터의 변조에 최종적으로 적용되는 합성 오프셋 전압 지령(V_ns,f ^*)은 두 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*, V_ns2 ^*)의 평균으로 결정되는 경우 두 인버터가 갖는 출력 듀티의 마진이 동일하게 되므로, 합성 오프셋 전압 지령(V_ns,f ^*)이 두 오프셋 전압 지령(V_ns1 ^*, V_ns2 ^*)의 평균으로 결정되는 것이 바람직하다.

도 7에서 극전압 지령 생성부(72)는, 합성 오프셋 전압 지령(V_ns,f ^*)에 제1 인버터(10)의 전압 지령 중 공통모드 전압 지령(V_n1 ^*)을 차감한 값을 제1 인버터(10)의 삼상 전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*)에 각각 차감하여 제1 인버터(10)의 극전압 지령(V_an1 ^*, V_bn1 ^*, V_cn1 ^*)을 생성할 수 있다.

도 7에서, 극전압 지령 제한부(73)는 제1 인버터 및 제2 인버터에 인가되는 직류 전압(V_DC)의 ±0.5의 범위로 극전압 지령을 제한하며, 제산부(74)는 제한된 극전압 지령을 제1 인버터 및 제2 인버터에 인가되는 직류 전압(V_DC)으로 나눗셈하며, 합산부(75)는 제산부(74)의 결과에 각각 0.5를 더하여 인버터 내 스위칭 소자의 듀티(D_a, D_b, D_c)를 결정할 수 있다.

또한, 도 7은 제1 듀티 생성부(63) 내 공간 벡터 펄스폭 변조부(633)의 상세 구성을 도시한 것이나, 당 기술분야의 통상의 기술자라면 도 7을 통해 제2 듀티 생성부(64) 내 공간 벡터 펄스폭 변조부(643)의 상세 구성을 쉽게 유추해 낼 수 있다. 따라서, 제2 듀티 생성부(64) 내 공간 벡터 펄스폭 변조부(643)에 대한 별도의 설명은 생략하기로 한다.

도 8은 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 제어에 의해 생성되는 각 인버터의 전압 출력을 도시한 파형도이다.

도 8을 참조하면, 도 4에 도시된 통상의 모터 구동 장치의 파형과 비교할 때, 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 의하면, 모터의 공통모드 전압(V_n)이 한 주기 내에서 0의 평균값을 갖도록 결정됨을 확인할 수 있다.

따라서, 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 구동 장치는, 공간 벡터 펄스폭 변조에 의해 공통모드 전압의 왜곡이 발생하지 않도록 원하는 제어가 수행될 수 있으며, 이에 따라 모터에 발생하는 공통 모드 전류를 억제하여 모터의 불필요한 손실을 억제하고 모터 소손을 방지할 수 있다.

이상에서 설명한 도 6 내지 도 8에 도시된 본 발명의 실시형태는 스위칭 주기 내 공통모드 전압의 평균을 0으로 제어하는 실시형태이다. 이러한 실시형태는 주기 평균으로 공통모드 전압을 0으로 제어할 수 있으나 순시적으로는 공통모드 전압이 맥동함으로써 공통 모드 전류가 발생할 수 있으며, 순시적인 공통 모드 전류 역시 모터의 손실을 발생시킬 수 있다. 이하에서는, 공통모드 전압의 맥동을 억제함으로써 순시적인 공통 모드 전류까지 제거할 수 있는 본 발명의 다른 실시형태를 설명한다.

도 9는 본 발명의 다른 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러를 상세하게 도시한 블록 구성도이다.

도 9를 참조하면, 본 발명의 다른 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 컨트롤러(30)는, 전류지령 맵(81), 전류 제어부(82), 제1 듀티 생성부(83) 및 제2 듀티 생성부(84)를 포함할 수 있다.

전류 지령맵(81)은 운전자의 조작 등에 의해 생성된 모터 요구 출력(모터 요구 토크(T_e ^*) 및 모터의 역기전력(λ^-1)을 기반으로 그에 대응되는 전류 지령(I_d ^*, I_q ^*)을 생성할 수 있다.

전류 지령맵(81)과 전류 제어부(82)는 도 2에 도시된 통상적인 모터 제어 기법에 적용되는 것과 실질적으로 동일할 수 있다.

제1 듀티 생성부(83)는, 제1 인버터(10) 내 스위칭 소자의 듀티를 생성하기 위한 요소로서, 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*) 중 d축 전압 지령(V_d ^*)과 q축 전압 지령(V_q ^*)을 1/ 배 하여 제1 인버터(10)에 적용하기 위한 제1 인버터 d축 전압 지령(V_d1 ^*) 및 제1 인버터 q축 전압 지령(V_q1 ^*)을 생성하는 제1 배수부(831)와, 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*) 중 공통모드 전압 지령을 P₁배 하여 제1 인버터 공통모드 전압 지령(V_n1 ^*)을 생성하는 제2 배수부(832)와, 제1 인버터 전압 지령(V_d1 ^*, V_q1 ^*, V_n1 ^*)을 모터의 각 상에 대응되는 제1 인버터 상전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*)으로 변환하되 모터의 회전각(θ)에 30도 선행 또는 후행 하도록 변환하는 좌표 변환부(833)와, 제1 인버터 상전압 지령(V_as1 ^*, V_bs1 ^*, V_cs1 ^*)을 기반으로 공간 벡터 펄스폭 변조를 수행하여 제1 인버터(10) 내 스위칭 소자의 듀티(D_a1, D_b1, D_c1)를 생성하는 제1 공간 벡터 펄스폭 변조부(834)를 포함할 수 있다.

제2 듀티 생성부(84)는, 제2 인버터(20) 내 스위칭 소자의 듀티를 생성하기 위한 요소로서, 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*) 중 d축 전압 지령(V_d ^*)과 q축 전압 지령(V_q ^*)을 1/ 배 하여 제2 인버터(20)에 적용하기 위한 제2 인버터 d축 전압 지령(V_d2 ^*) 및 제2 인버터 q축 전압 지령(V_q2 ^*)을 생성하는 제3 배수부(841)와, 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*) 중 공통모드 전압 지령을 -P₂배(여기서, P₁+P₂=1) 하여 제2 인버터 공통모드 전압 지령(V_n2 ^*)을 생성하는 제4 배수부(842)와, 제2 인버터 전압 지령(V_d2 ^*, V_q2 ^*, V_n2 ^*)을 모터의 각 상에 대응되는 제2 인버터 상전압 지령(V_as2 ^*, V_bs2 ^*, V_cs2 ^*)으로 변환하되 모터의 회전각(θ)에 150도 선행 또는 후행 하도록 변환하는 좌표 변환부(843)와, 제2 인버터 상전압 지령(V_as2 ^*, V_bs2 ^*, V_cs2 ^*)을 기반으로 공간 벡터 펄스폭 변조를 수행하여 제2 인버터(20) 내 스위칭 소자의 듀티(D_a2, D_b2, D_c2)를 생성하는 제2 공간 벡터 펄스폭 변조부(844)를 포함할 수 있다.

여기에서, 모터의 회전각(θ)은 모터에 설치된 회전각 센서(미도시)로부터 획득될 수 있음이 당 기술분야에 알려져 있다.

본 발명의 일 실시형태에서, 제1 듀티 생성부(83)와 제2 듀티 생성부(84)는 d축 전압 지령과 q축 전압 지령을 3상 전압 지령으로 변환하는 과정에서 서로 120도 차이가 나게 좌표변환을 수행하는 것을 특징으로 한다.

도 10에 나타난 것과 같이, 두 인버터가 출력하는 전압 벡터가 120도의 차이를 가지게 되면 두 전압 벡터를 이용한 변조를 수행하는 경우 순시적으로 동일한 공통 성분 전압(V_n1, V_n2)을 나타냄을 확인할 수 있다. 따라서, 두 인버터의 공통 성분 전압의 차(V_n)는 순시적으로 0이 되며 그에 따라 공통 성분 전압의 차이에 의한 공통 성분 전류 리플(공통 모드 전류) 또한 0이 됨을 확인할 수 있다.

한편, 본 발명의 일 실시형태에서, 각 인버터에 대한 공통 성분 전압 지령(V_n ^*)은 서로 다르게 분배할 수도 있다. 즉, 도 9에서, 제2 배수부(832)와 제4 배수부(842)에 의해 설정되는 제1 인버터에 대한 배수값(P₁)과 제2 인버터에 대한 배수값(P₂)은 서로 크기가 다르게 결정될 수 있다. 여기서, 두 배수값의 크기의 합은 1이 되어야 한다(P₁+P₂ = 1).

공통 전압 지령(V_n ^*)의 분배는 모터 출력에는 영향을 미치지 않으므로 모터 입장에서는 동일하다.

일례로, 동일하게 공통 전압 크기를 분배하는 경우(P₁과 P₂의 크기가 동일한 경우), 스위칭 데드 타임과 같이 인버터에 존재하는 오차와 그에 대한 보상 때문에 두 인버터의 최종 출력 듀티가 달라지고, 이에 대해 한 쪽 인버터가 먼저 듀티 제한에 걸리는 경우가 발생할 수 있다.

반면, 두 인버터에 공통 전압 지령의 분배에 대해 자유도를 부여하게 되면, 데드타임과 같이 인버터에 존재하는 오차때문에 서로 달라지는 듀티의 최대값을 동일하게 조정할 수 있는 수단이 제공될 수 있으며, 이를 통해 모터의 출력을 증대 시킬 수 있다. 즉, 배수값(P1, P2)의 튜닝을 통해 인버터 자체가 필연적으로 가지게 되는 오차에 따른 문제들을 적절히 개선할 수 있게 되며, 이를 통해 모터 출력을 향상시킬 수 있다.

이와 같이, 도 9 와 도 12를 통해 설명된 본 발명의 일 실시형태는, 두 인버터의 전압 벡터의 위상을 120도 차이 나도록 설정하여 두 인버터의 공간 벡터 펄스폭 변조(Space Vector Pulse Width Modulation: SVPWM)로 인한 공통 출력 전압을 동일하게 생성함으로써 두 인버터 사이의 공통 스위칭 맥동을 제거할 수 있다.

그러나, 이러한 실시형태는 모터 구동 시스템 전체의 전압 지령(V_dqn ^*)에서 각각의 인버터를 구동하기 위한 전압을 분리한 이후 각각의 인버터를 공간 벡터 펄스폭 변조 방식으로 구동하기 위한 연산을 수행하는 방식을 채용하고 있다. 이러한 방식은 좌표 변환, 크기 제한 등을 위한 많은 연산이 요구되며 코사인, 사인 연산 등의 이산 오차에 의해 인버터의 출력 전압이 오차를 가지는 문제가 발생할 수 있다.

이에, 본 발명은 더욱 단순한 연산을 통해 공통 전압에 의한 스위칭 맥동을 해결할 수 있는 또 다른 실시형태를 제공한다.

도 11은 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러를 상세하게 도시한 블록 구성도이고, 도 12는 도 11에 도시된 공간 벡터 펄스폭 변조부를 더욱 상세하게 도시한 컨트롤러의 블록 구성도이다.

도 11 및 도 12를 참조하면, 본 발명의 다른 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 컨트롤러(30)는, 좌표 변환부(91)와, 공간 벡터 펄스폭 변조부(92)와, 배수부(94)와 제1 극전압 지령 생성부(961) 및 제2 극 전압 지령 생성부(962)를 포함하여 구성될 수 있다. 도 11에 도시된 컨트롤러의 예는, 도 9에 도시된 실시형태가 포함하는 전류 지령맵(81)과 전류 제어부(82)를 물론 포함할 수 있다. 즉, 도 11의 실시형태에서 좌표 변환부(91)는, 도 9에 도시된 실시형태의 전류 제어부(82)에서 생성된 모터의 전압 지령(동기 좌표계의 dq 전압 지령)(V_d ^r*, V_q ^r*)을 제공 받아 동작할 수 있다.

좌표 변환부(91)는 전류 제어부에서 생성된 모터의 전압 지령(V_d ^r*, V_q ^r*)을 입력 받고 이를 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하도록 변환하여 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 상전압 지령(V_as ^+*, V_bs ^+*, V_cs ^+*)을 생성할 수 있다. 좌표 변환부(91)에 의해 이루어지는 좌표 변환은 공지 기술인 역회전 변환(Inverse Clarke/Park Transformation)을 적용하여 이루어질 수 있다.

공간 벡터 펄스폭 변조부(92)는, 좌표 변환부(91)에서 출력된 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 상전압 지령(V_as ^+*, V_bs ^+*, V_cs ^+*)을 입력 받고 이를 기반으로 공간 벡터 펄스폭 변조를 수행하여 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 제한된 극전압 지령(V_{am_lim} ^+*, V_{bm_lim} ^+*, V_{cm_lim} ^+*)을 생성할 수 있다.

더욱 구체적으로, 공간 벡터 펄스폭 변조부(92)는, 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 상전압 지령(V_as ^+*, V_bs ^+*, V_cs ^+*) 중 최대값과 최소값의 평균에 해당하는 오프셋 전압을 생성하는 오프셋 전압 생성부(921)와, 오프셋 전압을 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 상전압 지령(V_as ^+*, V_bs ^+*, V_cs ^+*)에 차감하여 수행하여 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 극전압 지령(V_am ^+*, V_bm ^+*, V_cm ^+*)을 생성하는 극전압 지령 생성부(922)와, 극전압 지령 생성부(922)에서 생성된 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 극전압 지령(V_am ^+*, V_bm ^+*, V_cm ^+*)의 크기를 제한하여 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 제한된 극전압 지령(V_{am_lim} ^+*, V_{bm_lim} ^+*, V_{cm_lim} ^+*)을 생성하는 극전압 지령 제한부(923)을 포함할 수 있다.

모터의 권선 양단에 각각 연결된 두 인버터를 스위칭 제어하여 오픈 엔드 와인딩 방식으로 모터를 구동하는 경우, 모터의 권선의 일단을 서로 연결하고 타단에 하나의 인버터를 스위칭 제어하는 클로즈드 엔드 와인딩 방식의 모터 구동에 비해 배의 출력을 얻을 수 있는 것으로 알려져 있다. 따라서, 도 11 및 도 12의 실시형태에서, 극전압 지령 제한부(923)는 인버터의 직류단 전압(V_dc)으로 극전압 지령의 상하한을 제한하는 대신 '(/2)*V_dc'의 크기로 상하한을 제한할 수 있다. 즉, 극전압 지령 제한부(923)에서 설정되는 상한치는 '+(/2)*V_dc'가 되고, 하한은 '-(/2)*V_dc'가 될 수 있다.

한편, 극전압 지령 제한부(923)에서 상한치를 '+(/2)*V_dc'로 설정하고, 하한치를 '-(/2)*V_dc'로 설정하는 경우, 후단에서 공통 성분 전압 지령(V_n ^*)의 0.5 배를 더하고 차감하는 마진이 부족할 수 있다. 따라서, 가상의 극전압 지령의 제한을 ±{(/2)*V_dc-amp(V_n ^*)}으로 가변하는 경우(여기서, amp는 크기를 나타내는 연산자)뒤쪽에 더해지는 공통 성분 전압 지령(V_n ^*) 만큼의 전압 제한을 축소시켜서 추후에 더해지는 공통 성분 전압 지령(V_n ^*)에 대한 마진을 확보할 수 있다.

제1 극전압 지령 생성부(961) 및 제2 극전압 지령 생성부(962)에서 각각 출력되는 극전압 지령을 기반으로 듀티를 생성하여 제1 인버터(10) 내 스위칭 소자 및 제2 인버터(20) 내 스위칭 소자를 스위칭 제어하면, 도 9에 도시된 실시형태와 같이 제1 인버터의 전압이 모터 전압 지령 보다 30도 후행하고, 제2 인버터의 전압이 제2 인버터의 전압이 제1 인버터 전압과 120도의 위상차를 갖도록 함으로써, 공통 전류를 제거할 수 있다.

특히, 도 11 및 도 12에 도시된 실시형태는, 모터의 전압 지령을 기반으로 먼저 공간 벡터 펄스폭 변조를 수행한 이후 출력되는 결과를 기반으로 각각의 인버터에 대한 극전압 지령을 생성하기 때문에, 도 9에 도시된 실시형태에 비해 좌표 변환을 위한 연산량을 최소화할 수 있고, 이에 따라, 전압 변조 연산 중 사인, 코사인 연산에 의한 이산 오차를 최소화할 수 있다.

한편, 도 11 및 도 12는 공통 전압 지령(V_n ^*)을 0.5 배 하기 위한 배수부(95)가 적용되었으나, 도 13에 도시된 것과 같이 각 인버터에 대한 공통 성분 전압 지령(V_n ^*)은 서로 다르게 분배될 수도 있다.

도 13는 도 11에 도시된 실시형태의 컨트롤러에 대한 변형예를 도시한 블록 구성도이다.

도 13를 참조하면, 제1 극전압 지령 생성부(961)에 합산되는 공통 전압 지령에 대한 배수값(P₁)과 제2 극전압 지령 생성부(962)에 합산되는 공통 전압 지령에 대한 배수값(P₂)은 서로 크기가 다르게 결정될 수 있다. 여기서, 두 배수값의 크기의 합은 1이 되어야 한다(P₁+P₂ = 1).

도 9의 실시형태에 대한 설명에서 이미 기술한 바와 같이, 공통 전압 지령(V_n ^*)의 분배는 모터 출력에는 영향을 미치지 않으므로 모터 입장에서는 동일하다. 두 인버터에 공통 전압 지령의 분배에 대해 자유도를 부여하게 되면, 데드타임과 같이 인버터에 존재하는 오차때문에 서로 달라지는 듀티의 최대값을 동일하게 조정할 수 있는 수단이 제공될 수 있으며, 이를 통해 모터의 출력을 증대 시킬 수 있다.

즉, 도 13에 도시된 실시형태는, 배수값(P₁, P₂)의 튜닝을 통해 인버터 자체가 필연적으로 가지게 되는 오차에 따른 문제들을 적절히 개선할 수 있게 되며, 이를 통해 모터 출력을 향상시킬 수 있다.

한편, 도 11 내지 도 13에서 참조부호 '93'은 적분 제어기(도 9의 전류 제어기(82)에 해당함)로 피드백 되는 신호를 만들어 주기 위한 안티-와인드업 연산부이다.

도 11 내지 도 13에 도시된 실시형태에서, 전류 제어기(82)의 출력에 해당하는 모터의 전압 지령(V_d ^r*, V_q ^r*)이 공간 벡터 펄스폭 변조부(92) 내의 극전압 지령 제한부(923)에 의해 제한되고, 이후 각 인버터에 대한 스위칭 제어는 제한된 지령에 의해 이루어진다. 즉, 전류 제어기(82)가 정확한 피드백 제어를 수행하기 위해서는 자신이 출력한 전압 지령이 실제 인버터 제어에 적용될 때 제한된 정도를 피드백 받을 필요가 있다.

안티-와인드업 연산부(93)는 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 제한된 극전압 지령(V_{am_lim} ^+*, V_{bm_lim} ^+*, V_{cm_lim} ^+*)을 모터의 회전각(θ)에 30도 후행하는 회전 변환(Clarke/Park Transformation)하여 전류 제어기로 피드백 할 수 있다.

더하여, 본 발명의 또 다른 실시형태에서, 제1 인버터(10)의 전압은 모터의 전압 지령에 30도 선행할 수도 있다. 이 경우에는, 제2 인버터(20)의 전압이 제1 인버터(10)의 전압에 비해 120도 선행할 수 있다. 따라서, 제2 극전압 지령 생성부(962)는 배수부(94)에서 출력되는 값에 각각 공통 전압 지령(V_n ^*)을 0.5 배 하여 합산하고, 배수부(94)에서 출력되는 값 중 a상에 해당하는 값에 공통 전압 지령(V_n ^*)의 1/2이 합산된 값을 제2 인버터(20)의 c상 극전압 지령으로, 배수부(94)에서 출력되는 값 중 b상에 해당하는 값에 공통 전압 지령(V_n ^*)의 1/2이 합산된 값을 제2 인버터(20)의 a상 극전압 지령으로, 배수부(94)에서 출력되는 값 중 c상에 해당하는 값에 공통 전압 지령(V_n ^*)의 1/2이 합산된 값을 제2 인버터(20)의 b상 극전압 지령으로 결정할 수 있다.

이상에서 설명한, 실시형태들은 한 스위칭 주기 동안 제1 인버터(10)와 제2 인버터(20)의 각 상에 해당하는 스위칭 소자가 한번씩 스위칭을 수행하게 된다. 여기서, 한번의 스위칭은 스위칭 소자가 오프 상태에서 온 상태로 절환된 이후 다시 오프 상태로 절환되는 것 또는 온 상태에서 오프 상태로 절환된 이후 다시 온 상태로 절환되는 것을 의미한다.

이러한 인버터 내 스위칭 소자의 스위칭 방식은 제1 인버터(10) 내의 제1 스위칭 소자(S11-S16)와 제2 인버터(20) 내의 제2 스위칭 소자(S21-S26)가 동일한 종류의 스위칭 소자인 경우 효율적이다.

그러나, 제1 인버터(10) 내의 제1 스위칭 소자(S11-S16)와 제2 인버터(20) 내의 제2 스위칭 소자(S21-S26)가 서로 다른 종류의 스위칭 소자인 경우, 예를 들어 제1 스위칭 소자(S11-S16)가 상대적으로 스위칭 손실이 적은 재료인 SiC로 제작된 MOSFET이고, 제2 스위칭 소자(S21-S26)가 상대적으로 스위칭 손실이 크지만 저렴한 재료인 Si로 제작된 IGBT인 경우, 제1 스위칭 소자(S11-S16)와 제2 스위칭 소자(S21-S26)가 동일한 회수로 스위칭 하는 것은 비효율적이고 스위칭 손실을 감소시킬 수 있는 여지가 있음에도 불구하고 스위칭 손실이 큰 상태로 모터를 제어하게 되는 경우가 발생하게 된다.

이에, 본 발명의 또 다른 실시형태는 제1 스위칭 소자(S11-S16)와 제2 인버터(20) 내의 제2 스위칭 소자(S21-S26)가 서로 다른 종류의 소재로 제작된 서로 다른 스위칭 소자인 경우, 스위칭 손실을 줄여 시스템 효율을 향상시킬 수 있는 새로운 제어 기법을 제공한다.

도 14는 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른 모터 구동 장치에 적용된 컨트롤러를 상세하게 도시한 블록 구성도이다. 이하에서는, 제2 인버터(20)를 구성하는 제2 스위칭 소자(S21-S26)가 Si를 재료로 하여 제작된 IGBT와 같이 스위칭 손실이 상대적으로 큰 소자이며 제1 인버터(10)를 구성하는 제1 스위칭 소자(S11-S16)가 SiC를 재료로 하여 제작된 MOSFET과 같이 스위칭 손실이 상대적으로 작은 소자인 경우를 예로 설명이 이루어 진다.

도 14를 참조하면, 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 컨트롤러(30)는, 전류지령 맵(1010), 전류 제어부(1020), 전압 제한부(1030), 제2 인버터용 듀티 생성부(1040), 좌표 변환부(1050) 및 제1 인버터용 펄스폭 변조부(1060)을 포함할 수 있다.

전류 지령맵(1010) 및 전류 제어부(1020)은 도 6 또는 도 9에 도시된 실시형태에 적용된 전류 지령맵 및 전류 제어부와 실질적으로 동일할 수 있다.

즉, 전류 지령맵(1010)은 운전자의 조작 등에 의해 생성된 모터 요구 출력(모터 요구 토크(T_e ^*) 및 모터의 역기전력(λ^-1)을 기반으로 그에 대응되는 전류 지령(I_d ^*, I_q ^*)을 생성할 수 있다. 또한, 전류 제어부(1020)는 전류 지령(I_d ^*, I_q ^*)을 입력 받고 실제 모터에 제공되는 전류를 검출한 값과 비교하여 그 차이를 감소시킬 수 있는 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*)을 생성할 수 있다. 전압 지령은 d축 성분(V_d ^*), q축 성분(V_q ^*) 및 0 상(zero phase) 성분(V_n ^*)을 포함할 수 있다.

전압 제한부(1030)는 전류 제어부(1020)에서 생성된 전압 지령(V_d ^*, V_q ^*, V_n ^*)의 상하한치를 제한하여 제한된 전압 지령(V_d,lim ^*, V_q,lim ^*, V_n,lim ^*)을 생성할 수 있다. 전압 제한부(1030)는 전압 지령에 대한 사전 설정된 상하한치를 사전에 저장할 수 있으며, 이 상하한치는 제1 인버터(10) 및 제2 인버터(20) 내 스위칭 소자들의 제어를 통해 생성 가능한 모터 전압의 상하한에 따라 사전에 결정될 수 있다.

제2 인버터용 듀티 생성부(1040)는 제한된 전압 지령(V_d,lim ^*, V_q,lim ^*)을 기반으로 제2 인버터(20) 내 제2 스위칭 소자들(S21-S26)의 스위칭 듀티를 결정할 수 있다.

도 14에 도시된 실시형태는 제2 인버터(20)에 적용된 제2 스위칭 소자(S21-S26)가 제1 인버터(10)에 적용된 제1 스위칭 소자(S11-S16)에 비해 스위칭 손실이 큰 소자인 경우 적용되는 컨트롤러(30)의 예를 도시한다. 즉, 도 14에 도시된 실시형태는, 제2 인버터(20)의 제2 스위칭 소자(S21-S26)를 한 스위칭 주기 동안 스위칭이 이루어지지 않게 하고 제1 인버터(10)의 제1 스위칭 소자(S11-S16)만 스위칭하게 하여, 상대적으로 스위칭 손실이 큰 제2 스위칭 소자(S21-S26)의 스위칭 손실을 감소시킬 수 있는 예이다.

제2 인버터용 듀티 생성부(1040)는 제한된 전압 지령(V_d,lim ^*, V_q,lim ^*)에 음의 값을 취한 값에 가장 가까운 유효 전압 벡터를 기반으로 제2 인버터의 듀티를 결정할 수 있다.

도 15는 도 14에 도시된 실시형태에 의해 결정되는 각 인버터의 전압과 모터 전압을 설명하기 위한 전압 벡터도이다.

도 15를 참조하면, 전술한 것과 같이 모터의 전압은 제1 인버터의 전압에 제2 인버터의 전압을 차감한 것에 해당하므로, 전압 지령(V_d,lim ^*, V_q,lim ^*)에 대응되는 전압 벡터(V_ref)는 제1 인버터(10)의 전압 벡터(V_INV1)에 제2 인버터(20)의 전압 벡터(V_INV2)를 감산하여 생성될 수 있다.

제2 인버터용 듀티 생성부(1040)는 벡터도 상에서 육각형의 꼭지점 중 하나에 해당하는 유효 전압 벡터를 제2 인버터의 전압 벡터로 결정할 수 있다. 특히, 제2 인버터용 듀티 생성부(1040)는 최적 연산을 위해 전압 지령(V_d,lim ^*, V_q,lim ^*)에 대응되는 전압 벡터(V_ref)에 음의 값에 대응되는 전압 벡터와 가장 가까운 유효 벡터(도 15에서는 [001])를 제2 인버터의 전압 벡터로 결정할 수 있다. 이에 따라, 제2 인버터는 한 스위칭 주기 동안 c상 전압만 하이 상태를 유지할 수 있다(제2 인버터(20)의 a상 및 b상 레그의 어퍼 스위칭 소자(S21, S23)는 오프, 제2 인버터(20)의 a상 및 b상 레그의 로워 스위칭 소자(S22, S24)는 온, 제2 인버터(20)의 c상 레그의 어퍼 스위칭 소자(S25)는 온, 제2 인버터(20)의 c상 레그의 로워 스위칭 소자(S26)는 오프 상태인 경우에 해당함).

제2 인버터용 듀티 생성부(1040)가 전압 지령(V_d,lim ^*, V_q,lim ^*)에 대응되는 전압 벡터(V_ref)와 가장 가까운 유효 벡터를 결정하는 기법에는 여러가지가 있을 수 있으나, 전압 지령(V_d,lim ^*, V_q,lim ^*)에 대응되는 각 삼상 전압의 부호를 이용하여 결정하는 방식이 가장 단순하며 효과적이다.

제2 인버터용 듀티 생성부(1040)는, 역회전 변환 (Inverse Clarke/Park Transformation)을 이용하여 전압 지령(V_d,lim ^*, V_q,lim ^*)을 모터 삼상에 해당하는 abc 좌표로 변환하고 변환된 abc 좌표의 부호에 따라 다음의 식 4와 같이 제2 인버터(20)의 전압 벡터, 즉 제2 인버터(20)의 듀티를 결정할 수 있다.

[식 4]

D_abc,inv2 = Sign(V_abcn,lim ^*)

If x >= 0, Sign(x) = 1; If x < 0 , Sign(x) = 0.

좌표 변환부(1050)는 제2 인버터(20)의 듀티에 대응되는 전압 벡터를 회전 변환(Clarke/Park Transformation)을 통해 다시 dq 좌표로 변환할 수 있다.

제1 인버터용 펄스폭 변조부(1060)는 전압 지령(V_d,lim ^*, V_q,lim ^*, V_n,lim ^*)에서 좌표 변환부(1050)에서 변환된 제2 인버터(20)의 듀티에 대응되는 전압 벡터를 변환한 값을 합산한 값을 제1 인버터의 전압 지령(V_d,INV1 ^*, V_{q, INV2} ^*, V_{n, INV3} ^*)으로 입력 받고, 제1 인버터의 전압 지령(V_d,INV1 ^*, V_{q, INV2} ^*, V_{n, INV3} ^*)을 기반으로 펄스폭 변조를 실행하여 제1 인버터의 듀티(D_a1, D_b1, D_c1)를 결정할 수 있다.

제1 인버터용 펄스폭 변조부(1060)는 스위칭 주기 내 제1 인버터와 제2 인버터가 동일한 공통 전압을 유지할 수 있도록 동일한 공통 전압을 가지는 유효 벡터를 이용하여 스위칭을 수행할 수 있게 하는 RSPWM(Remote State Pulse Width Modulation)을 적용할 수 있다.

도 15의 최하부의 육각형은 제1 인버터에서 [010], [001], [100]의 스위칭 상태를 갖는 유효 벡터로 합성할 수 있는 제1 인버터 전압의 범위를 점선으로 나타내고 있다. 또한, 제2 인버터(20)의 듀티에 의해 결정된 유효 벡터에 따라 0상분 전압을 제2 인버터와 동일하게 결정할 수 있는 제1 인버터(10)의 전압 범위를, 제1 인버터와 제2 인버터를 합성한 전체 모터 전압에 적용한 경우, 도 15의 최상부 육각형에 도시된 점선 내의 범위에서 모터 전압이 결정될 수 있다.

제1 인버터용 펄스폭 변조부(1060)는 제1 인버터(10)의 전압(V_INV1)을 합성할 수 있도록 제2 인버터의 스위칭 상태와 동일한 0상분 전압을 갖는 스위칭 상태에 대한 듀티를 결정할 수 있다.

도 17은 도 14의 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 제어에 의해 생성되는 각 인버터의 전압 출력을 도시한 파형도이다.

도 16에 나타난 것과 같이, 제2 인버터(20)는 한 스위칭 주기(T_sw) 동안 [001]의 상태만 유지하고, 제1 인버터(10)는 [001]과 동일한 0상분 전압을 갖는 [001], [100], [010]을 일정 듀티로 나타내는 스위칭이 이루어지고 있음을 확인할 수 있다. 두 인버터의 0상분 전압(V_n1, V_n2)은 서로 동일하므로 두 0상분 전압의 차에 해당하는 전체 모터 구동 시스템의 0상분 전압(V_n) 역시 0임을 확인할 수 있으며, 그에 따라 0상분 전류(I_n)가 발생하지 않음을 확인할 수 있다.

도 17 내지 도 19은 도 14에 도시된 제1 인버터용 펄스폭 변조부에 의해 생성될 수 있는 다양한 제1 인버터의 제어 방식을 도시한 파형도이다.

상기 표에 의하면 제1 인버터용 펄스폭 변조부(1060)는 제2 인버터(20)의 듀티가 결정되면 그와 동일한 0상분 전압을 갖는 세 개의 유효 전압 벡터의 스위칭 상태를 이용하여 제1 인버터(10)의 듀티를 결정할 수 있다.

먼저, 도 17에 도시된 것과 같이, 제1 인버터용 펄스폭 변조부(1060)는, 결정된 세 개의 스위칭 상태를 일정한 순서 대로 반복하여 제1 인버터(10) 제1 스위칭 소자(S11-S16)을 스위칭하는 방식을 적용할 수 있다.

또한, 도 18에 도시된 것과 같이, 제2 인버터용 펄스폭 변조부(1060)는, 결정된 세 개의 스위칭 상태를 사전 설정된 한 스위칭 주기의 중간 시점을 기준으로 대칭적으로 분배하는 방식을 적용할 수 있다.

또한, 도 19에 도시된 것과 같이, 제2 인버터용 펄스폭 변조부(1060)는 결정된 세 개의 스위칭 상태를 한 스위칭 주기의 중간 시점을 기준으로 대칭적으로 분배하는 방식을 적용하되, 가장 긴 듀티를 갖는 스위칭 상태가 한 스위칭 주기의 중간 시점을 기준으로 그 전후에 연속되게 나타나게 하여 스위칭 회수를 감소시켜 스위칭 손실을 감소시키는 방식 등이 적용될 수 있다.

이상에서 설명한 바와 같이, 도 14 내지 도 19을 통해 설명된 실시형태는, 오픈 엔드 와인딩 방식에 적용되는 두 인버터를 각각 구성하는 스위칭 소자의 종류가 상이한 경우 스위칭 손실이 큰 스위칭 소자를 적용한 인버터의 스위칭을 최소화할 수 있으므로, 스위칭 손실을 감소시키고 그에 따라 시스템 효율을 현저하게 향상시킬 수 있다.

지금까지 설명한 모터 구동 장치에 따르면 인버터에서 발생하는 공통모드 전압은 '0' 이 되지만, 스위칭 주기의 불균일 및 모터(100)의 역기전력에 의해 실제로 모터(100)에 걸리는 공통모드 전압과 전류는 0이 아니게 된다. 해당 전류는 토크에 크게 기여하지 않으면서 인버터와 모터에 손실을 유발하며, 과전류를 발생시킬 수 있기 때문에 이를 억제하기 위하여 공통모드 전류 제어가 필요하게 된다.

이하, 공통모드 전류 제어를 하는 컨트롤러(30)를 포함하는 모터 구동 장치에 대하여 서술한다.

도 20는 본 발명의 또다른 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 컨트롤러(30)를 상세하게 나타낸 블록 구성도이다. 모터 구동 장치의 컨트롤러(30)는 전류지령 맵(1010), 전류 제어부(1020), 전압 제한부(1030), 제2 인버터용 듀티 생성부(1040), 좌표 변환부(1050), 제1 인버터용 펄스폭 변조부(1060) 및 공통모드 전압 제어부(1070)를 포함할 수 있다.

도 20에 따른 모터 구동 장치에서의 세부적인 기술적 특징은 앞서 설명한 모터 구동 장치에서의 각 구성의 기술적 특징과 동일 또는 유사하므로 그에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.

도 21은 도 20에 따른 컨트롤러(30)의 피드백 제어 및 피드포워드 제어 방식으로 공통모드의 전류 제어를 나타낸 논리 회로이다. 제1 스위칭 소자(S11-S16) 및 제2 인버터(20)의 제2 스위칭 소자(S21-S26)를 펄스폭 변조 방식으로 스위칭하여 모터(100)를 구동할 수 있다. 공통모드 전류는 모터(100)의 철손 및 동손과 같은 손실을 유발하여 과전류를 발생시킬 수 있다. 이를 억제하기 위하여, 전류 제어부(1020)는 출력 신호의 일부가 다시 입력으로 돌아가는 피드-백(Feed-Back) 제어 및 외란에 의한 제어량 변화를 미리 예측하여 제어량에 직접 대응시키는 피드-포워드(Feed-Forward) 제어 방식을 통해 공통모드 전류를 0으로 제어할 수 있게 된다.

도 20에 도시된 바와 같이, 제1 인버터용 펄스폭 변조부(1060)는 전압 지령(V_d,lim ^*, V_q,lim ^*, V_n,lim ^*)에서 좌표 변환부(1050)에서 변환된 제2 인버터(20)의 듀티에 대응되는 전압 벡터를 변환한 값을 합산한 값을 제1 인버터(10)의 전압 지령(V_d,INV1 ^*, V_{q, INV2} ^*, V_{n, INV3} ^*)으로 입력 받고, 제1 인버터(10)의 전압 지령(V_d,INV1 ^*, V_{q, INV2} ^*, V_{n, INV3} ^*)을 기반으로 펄스폭 변조를 실행하여 제1 스위칭 소자(S11-S16)의 듀티(D_a1', D_b1', D_c1')를 결정할 수 있다.

이어서, 공통모드 전압 제어부(1070)는 제1 스위칭 소자(S11-S16)의 듀티(D_a1', D_b1', D_c1')를 조절하여 출력되는 공통모드 전압의 한 주기 평균이 공통모드의 전압 지령과 동일하도록 제1 스위칭 소자(S11-S16)의 듀티(D_a1, D_b1, D_c1)를 결정할 수 있게 된다.

구체적으로, 복수의 제1 스위칭 소자(S11-S16)의 듀티, 공통모드의 전압 지령 및 인버터에 인가되는 직류 전압은 아래 수학식 1과 같은 관계를 가질 수 있다.

이를 식으로 나타내면 아래의 수학식 1과 같다.

[수학식 1]

Duty_vn = 1/n × V_n* / (V_dc/n)

(Duty_vn=복수의 제1 스위칭 소자의 듀티, V_n*=모터의 전압 지령, V_dc= 제1 인버터 및 제2 인버터에 인가되는 직류 전압, n=제1 인버터를 구성하는 스위칭 소자의 개수)

수학식 1을 참조하면, 복수의 제1 스위칭 소자(S11-S16)의 듀티는 제1 인버터(10)를 구성하는 스위칭 소자(S11-S16)의 개수와 무관하게 모터(100)의 전압 지령을 제1 인버터 및 제2 인버터에 인가되는 직류 전압으로 나눈 값으로 결정될 수 있다.

한편, 인버터의 스위칭 모드 별 공통모드 전압은 하기 표와 같이 결정되는 것으로 알려져 있다.

스위칭 모드	공통모드 전압
V₀[000]	-0.5*V_dc
V₁[100]	-1/6*V_dc
V₂[110]	1/6*V_dc
V₃[010]	-1/6*V_dc
V₄[011]	1/6*V_dc
V₅[001]	-1/6*V_dc
V₆[101]	1/6*V_dc
V₇[111]	0.5V_dc

예를 들어, 제2 인버터(20)의 듀티 또는 전압지령이 [001]로 결정된 경우, 제1 인버터(10)의 전압지령은 제2 인버터(20)의 스위칭 상태에 따른 공통모드 전압과 동일한 공통모드 전압을 갖는 [010], [001], [100]을 이용하여 결정될 수 있다. 제1 인버터용 펄스폭 변조부(1060)는 제1 인버터(10)의 전압(V_INV1)을 합성할 수 있도록 제2 인버터(20)의 스위칭 상태와 동일한 공통모드 전압을 갖는 스위칭 모드에 대한 듀티를 결정할 수 있다.

도 22는 도 20에 따른 컨트롤러(30)에 의해 생성되는 각 인버터의 전압 출력을 나타낸 파형도이다. 도 22에서 T_SW는 인버터 내 스위칭 소자(S11-S16, S21-S26)의 스위칭 주기이며, V_a1, V_b1, V_c1, V_n1은 제1 인버터(10)의 각 상 전압 및 공통모드 전압을 나타내고, V_a2, V_b2, V_c2, V_n2은 제2 인버터(20)의 각 상 전압 및 공통모드 전압을 나타내고, V_n은 제1 인버터(10)의 공통모드 전압과 제2 인버터(20)의 공통모드 전압의 차를 나타낸 것으로 제1 인버터(10) 및 제2 인버터(20)에 의해 모터(100)에 인가되는 공통모드 전압을 나타낸 것이다.

복수의 제1 스위칭 소자(S11-S16)의 듀티를 출력되는 공통모드 전압의 한 주기 평균이 공통모드의 전압 지령과 동일하도록 조절하면 도 22에 도시된 것과 같은 인버터 출력 전압 파형을 얻을 수 있다. 복수의 제2 스위칭 소자(S21-S26)의 듀티(D_a2, D_b2, D_c2)를 유지한 상태에서 복수의 제1 스위칭 소자(S11-S16)의 듀티(D_a1', D_b1', D_c1')를 조절하는데, 이때 듀티(Duty_vn)가 조절된 부분에서는 공통모드 전압이 '0' 이 아닌 값이 출력이 된다. 이때 출력되는 공통모드 전압의 한 주기 평균이 공통모드의 전압 지령(V_n*)과 동일하도록 복수의 제1 스위칭 소자(S11-S16)의 듀티 조절량이 결정될 수 있다. 도 22와 같은 경우, 듀티(Duty_vn) 조절을 통해서 발생한 공통모드 전압은 V_dc/3 이 되며, 컨트롤러(30) 출력 요구 전압인 모터(100)의 전압 지령(V_n*)을 만족시키는 듀티 조절량은 전술한 식 1에 의해 Duty_vn = 1/3 × V_n* / (V_dc/3)으로 결정될 수 있게 된다.

결국 본 발명의 다양한 실시 예에 의해, 모터 권선의 양단에 각각 인버터가 연결된 오픈 엔드 와인딩 방식의 모터 구동 시 공통모드 전압의 한 주기 평균이 공통모드의 전압 지령과 동일하도록 복수의 제1 스위칭 소자의 듀티를 설정하여 공통모드 전압 및 전류를 제거하여 모터 효율을 향상시킬 수 있다. 또한, 공통모드 전류에 의해 모터 상전류가 왜곡되는 것을 방지하여 모터 전류의 제어를 용이하게 하며, 순환 전류에 의해 발생하는 모터의 철손 및 동손과 같은 손실을 사전에 방지할 수 있다.

본 발명의 특정한 실시예에 관련하여 도시하고 설명하였지만, 이하의 특허청구범위에 의해 제공되는 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 한도 내에서, 본 발명이 다양하게 개량 및 변화될 수 있다는 것은 당 업계에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어서 자명할 것이다.

10: 제1 인버터 20: 제2 인버터
30: 컨트롤러 100: 모터
200: 배터리 61, 81: 전류 지령맵
62, 82: 전류 제어부 63, 64, 83, 84: 듀티 생성부
631, 641, 831, 832, 841, 842: 배수부
632, 642, 833, 843: 좌표 변환부
633, 634, 834, 844: 공간 벡터 펄스폭 변조부
71: 오프셋 전압 생성부 711: 오프셋 전압 지령 합성부
72: 극전압 지령 생성부 73: 극전압 지령 제한부
74: 제산부 75: 합산부
91: 좌표 변환부 92: 공간 벡터 펄스폭 변조부
921: 오프셋 전압 생성부 922: 극전압 지령 생성부
923: 극전압 지령 제한부 93: 안티-와인드업 연산부
94, 95, 951, 952: 배수부 961: 제1 극전압 지령 생성부
962: 제2 극전압 지령 생성부 1010: 전류지령 맵
1020: 전류 제어부 1030: 전압 제한부
1040: 제2 인버터용 듀티 생성부 1050: 좌표 변환부
1060: 제1 인버터용 펄스폭 변조부
S11-S16: 제1 스위칭 소자
S21-S26: 제2 스위칭 소자 S31-S33: 제3 스위칭 소자
L1-L3: 권선

Claims

복수의 상에 각각 대응되는 복수의 권선을 갖는 모터를 구동하는 모터 구동 장치에 있어서,
복수의 제1 스위칭 소자를 포함하며 복수의 권선 각각의 제1 단에 연결된 제1 인버터;
복수의 제2 스위칭 소자를 포함하며 복수의 권선 각각의 제2 단에 연결된 제2 인버터; 및
모터의 전압 지령 및 제2 스위칭 소자의 듀티에 해당하는 유효 벡터를 기반으로 제1 인버터의 전압 지령을 판단하고, 제1 인버터의 전압 지령을 기반으로 제1 스위칭 소자를 펄스폭 변조 제어하는 컨트롤러;를 포함하고,
컨트롤러는,
제1 스위칭 소자의 펄스폭 변조에 있어서 복수의 제2 스위칭 소자와 동일한 공통모드 전압을 가지는 유효 벡터를 복수의 제1 스위칭 소자의 듀티로 결정하고, 출력되는 공통모드 전압의 한 주기 평균이 공통모드의 전압 지령과 동일하도록 복수의 제1 스위칭 소자의 듀티를 조절하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
청구항 1에 있어서,
컨트롤러는,
제1 스위칭 소자를 RSPWM(Remote State Pulse Width Modulation) 방식으로 펄스폭 변조 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
청구항 1에 있어서,
컨트롤러는,
제1 스위칭 소자를 대칭 RSPWM 방식으로 펄스폭 변조 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
청구항 1에 있어서,
컨트롤러는,
제2 스위칭 소자의 듀티에 해당하는 유효 벡터와 동일한 공통모드 전압을 갖는 복수의 유효 벡터를 이용하여 제1 인버터의 전압 지령을 판단하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
청구항 1에 있어서,
복수의 제1 스위칭 소자의 듀티, 공통모드의 전압 지령 및 인버터에 인가되는 직류 전압은 아래 수학식 1과 같은 관계를 가지는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
수학식 1 : Duty_vn = 1/n × V_n* / (V_dc/n)
(Duty_vn=복수의 제1 스위칭 소자의 듀티, V_n*=모터의 전압 지령, V_dc= 제1 인버터 및 제2 인버터에 인가되는 직류 전압, n=제1 인버터를 구성하는 스위칭 소자의 개수)
청구항 1에 있어서,
컨트롤러는,
피드백 제어 및 피드포워드 제어 방식으로 제1 스위칭 소자를 펄스폭 변조 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
청구항 1에 있어서,
컨트롤러는,
제2 스위칭 소자의 듀티에 해당하는 유효 벡터와 동일한 공통모드 전압을 갖는 복수의 유효 벡터를 이용하여 제1 인버터의 전압 지령을 판단하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
청구항 7에 있어서,
컨트롤러는,
제2 스위칭 소자의 듀티에 해당하는 유효 벡터와 동일한 공통모드 전압을 갖는 복수의 유효 벡터가 일정한 순서로 반복되도록 제1 스위칭 소자를 스위칭 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
청구항 7에 있어서,
컨트롤러는,
제2 스위칭 소자의 듀티에 해당하는 유효 벡터와 동일한 공통모드 전압을 갖는 복수의 유효 벡터가 일 스위칭 주기의 중간 시점을 기준으로 대칭적으로 나타나도록 제1 스위칭 소자를 스위칭 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
청구항 8에 있어서,
컨트롤러는,
제2 스위칭 소자의 듀티에 해당하는 유효 벡터와 동일한 공통모드 전압을 갖는 복수의 유효 벡터 중 가장 긴 듀티를 갖는 스위칭 상태가 중간 시점을 기준으로 그 전후로 연속되게 나타나도록 제1 스위칭 소자를 스위칭 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
청구항 1에 있어서,
컨트롤러는,
모터의 전압 지령에 대응되는 전압 벡터에 가장 가까운 유효 벡터를 제2 스위칭 소자의 듀티로 결정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
청구항 11에 있어서,
컨트롤러는,
모터의 전압 지령을 역회전 변환하여 3상 전압 지령을 생성하고, 3상 전압 지령을 기반으로 모터의 전압 지령에 대응되는 전압 벡터에 가장 가까운 유효 벡터를 제2 스위칭 소자의 듀티로 결정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
청구항 1에 있어서,
컨트롤러는,
제1 스위칭 소자의 듀티에 해당하는 유효 벡터 및 제2 스위칭 소자의 듀티에 해당하는 유효 벡터를 회전 변환한 결과를 모터의 전압 지령에 합산하여 제1 인버터의 전압 지령을 판단하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
청구항 1에 있어서,
컨트롤러는 모터의 전압 지령을 기 설정된 상한치 및 하한치로 제한하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.