CN117458948A - 电机驱动装置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种电机驱动装置。所述电机驱动装置驱动具有分别对应于多个相的多个绕组的电机，所述电机驱动装置包括：第一逆变器，其包括多个第一开关元件并且连接至各个绕组的第一端；第二逆变器，其包括多个第二开关元件并且连接至各个绕组的第二端；控制器，其基于电机的电压指令和对应于第二开关元件的占空比的有效矢量确定第一逆变器的电压指令，并且基于第一逆变器的电压指令通过脉宽调制来控制第一开关元件。

Description

电机驱动装置
技术领域
本发明涉及电机驱动装置，更具体地，涉及在电机的绕组的两端分别连接逆变器的开放端部绕组方式的电机驱动装置。
背景技术
通常，包括在电机中的各个相的绕组的一端连接至逆变器，另一端彼此连接以形成Y型连接。
当电机驱动时，逆变器中的开关元件通过脉宽调制进行接通或关断，并且通过向Y型连接的电机的绕组施加线电压来产生交流电，从而产生扭矩。
由于利用由电机产生的扭矩作为动力的环保车辆(例如，电动车辆)的燃料效率(或电效率)由逆变器-电机的电力转换效率决定，因此，为了提高燃料效率，重要的是使逆变器的电力转换效率和电机的效率最大化。
逆变器-电机系统的效率主要由逆变器的电压利用率决定。当在电压利用率较高的区间内形成由电机转速和扭矩之间的关系决定的车辆的操作点时，可以提高燃料效率。
然而，由于增加电机的绕组的数量以增大电机的最大扭矩会使电压利用率较高的区间远离作为车辆的主要操作点的低扭矩区域，因此，存在燃料效率降低的问题。此外，从燃料效率的角度来看，当将主要操作点设计为处于电压利用率较高的区间时，存在由于电机的最大扭矩受限而导致车辆的加速性能下降的问题。
为了解决这些问题，提供了一种利用在电机的绕组的两端分别连接逆变器而不是使电机的绕组的一端短路来驱动两个逆变器的开放端部绕组(open-end winding，OEW)方式的电机驱动技术。
与驱动具有常规Y型连接结构的电机相比，OEW电机驱动技术具有通过增大相电压来提高电压利用率并且实现高输出的优点。
然而，当将公共直流电源施加至分别连接至电机的绕组的两端的逆变器时，OEW方式的电机驱动技术无法在逆变器开关周期内控制共模电压，以产生零平均共模电压，从而产生共模电流。共模电流在流过电机的绕组时可能会造成诸如铜损和铁损的损耗，从而降低电机效率，严重时会导致电机系统烧毁。
包括在本发明的背景技术中的信息仅用于增强对本发明的一般背景的理解，不可以被视为承认或以任何形式暗示该信息构成已为本领域技术人员所公知的现有技术。
发明内容
本发明的各个方面旨在提供一种电机驱动装置，其配置为以在电机绕组的两端分别连接逆变器的开放端部绕组方式驱动电机时，设置多个第一开关元件的占空比，使得共模(common mode)电压的一个周期平均值与共模电压指令相匹配，以消除共模电压和电流，从而提高电机效率。
本发明的示例性实施方案所要实现的技术目的不限于上述技术目的，本发明的示例性实施方案所属领域的技术人员将清楚地理解未描述的其他技术目的。
为了解决上述问题，根据本发明的各种示例性实施方案，所述电机驱动装置是这样的电机驱动装置：其驱动包括分别对应于多个相的多个绕组的电机，并且包括：第一逆变器，其包括多个第一开关元件并且连接至各个绕组的第一端；第二逆变器，其包括多个第二开关元件并且连接至各个绕组的第二端；控制器，其配置为基于电机的电压指令和对应于第二开关元件的占空比的有效矢量确定第一逆变器的电压指令，并且基于第一逆变器的电压指令通过脉宽调制来控制第一开关元件，其中，所述控制器配置为：在第一开关元件的脉宽调制中，将具有与多个第二开关元件相同的共模电压的有效矢量确定为多个第一开关元件的占空比，并且调整多个第一开关元件的占空比，使得输出的共模电压的一个周期平均值与共模电压指令相匹配。
例如，所述控制器可以配置为：通过奇偶矢量调制(remote state pulse widthmodulation，RSPWM)控制第一开关元件。
例如，所述控制器可以配置为：通过对称的RSPWM控制第一开关元件。
例如，所述控制器可以配置为：利用具有与对应于第二开关元件的占空比的有效矢量相同的共模电压的多个有效矢量来确定第一逆变器的电压指令。
例如，多个第一开关元件的占空比、共模电压指令以及施加至第一逆变器和第二逆变器的直流电压可以具有以下公式1所示的关系式：
公式1：Dutyvn＝1/n×Vn */(Vdc/n)，
其中，
Dutyvn＝多个第一开关元件的占空比，
Vn *＝共模电压指令，
Vdc＝施加至第一逆变器和第二逆变器的直流电压，
n＝构成第一逆变器的开关元件的数量。
例如，所述控制器可以配置为：以反馈控制或前馈控制通过脉宽调制来控制第一开关元件。
例如，所述控制器可以配置为：利用具有与对应于第二开关元件的占空比的有效矢量相同的共模电压的多个有效矢量来确定第一逆变器的电压指令。
例如，所述控制器可以切换第一开关元件，使得具有与对应于第二开关元件的占空比的有效矢量相同的共模电压的多个有效矢量以固定的顺序重复。
例如，所述控制器可以切换第一开关元件，使得具有与对应于第二开关元件的占空比的有效矢量相同的共模电压的多个有效矢量关于一个开关周期的中点对称地出现。
例如，所述控制器可以切换第一开关元件，使得在具有与对应于第二开关元件的占空比的有效矢量相同的共模电压的多个有效矢量中具有最长占空比的开关状态在中点之前和之后连续出现。
例如，所述控制器可以配置为：将最接近与电机的电压指令相对应的电压矢量的有效矢量确定为第二开关元件的占空比。
例如，所述控制器可以配置为：通过对电机的电压指令进行反向旋转变换来生成三相电压指令，并且基于三相电压指令将最接近与电机的电压指令相对应的电压矢量的有效矢量确定为第二开关元件的占空比。
例如，所述控制器可以配置为：通过将对应于第二开关元件的占空比的有效矢量的旋转变换的结果与电机的电压指令相加来确定第一逆变器的电压指令。
例如，控制器可以将电机的电压指令限制于预设的上限和下限。
根据上述的本发明的各种实施方案，当以在电机绕组的两端分别连接逆变器的开放端部绕组方式驱动电机时，可以设置多个第一开关元件的占空比，使得共模电压的一个周期平均值与共模电压指令相匹配，以消除共模电压和电流，从而提高电机效率。
此外，可以防止共模电流使电机相电流失真，从而便于控制电机电流，并且提前防止由循环电流引起的诸如电机的铁损和铜损的损耗。
本发明的方法和装置具有其它的特征和优点，这些特征和优点从并入本文的所附附图和下面的详细描述中将是显而易见的，或者将在并入本文的所附附图和下面的详细描述中进行更详细的陈述，所附附图和下面的详细描述共同用于解释本发明的特定原理。
附图说明
图1是根据本发明的各种示例性实施方案的电机驱动装置的电路图。
图2是详细示出以开放端部绕组方式控制电机的常规控制器的框图。
图3是用于描述应用于图2所示的常规控制器的电机控制技术的电压矢量图。
图4是示出电机由图2所示的常规控制器控制时产生的各个逆变器的电压输出的波形图。
图5是更详细地示出图2所示的常规控制器中的空间矢量调制器的框图。
图6是详细示出应用于根据本发明的各种示例性实施方案的电机驱动装置的控制器的框图。
图7是更详细地示出图6所示的应用于根据本发明的示例性实施方案的电机驱动装置的控制器中的空间矢量调制器的框图。
图8是示出通过控制图6所示的根据本发明的示例性实施方案的电机驱动装置产生的各个逆变器的电压输出的波形图。
图9是详细示出应用于根据本发明的各种示例性实施方案的电机驱动装置的控制器的框图。
图10是示出通过控制图9所示的根据本发明的另一示例性实施方案的电机驱动装置产生的各个逆变器的电压输出、共模电压分量和共模电流的波形图。
图11是详细示出应用于根据本发明的各种示例性实施方案的电机驱动装置的控制器的框图。
图12是更详细地示出图11所示的空间矢量脉宽调制器的控制器的框图。
图13是示出图11所示的示例性实施方案的控制器的修改示例的框图。
图14是详细示出应用于根据本发明的各种示例性实施方案的电机驱动装置的控制器的框图。
图15是用于描述由图14所示的各种示例性实施方案确定的各个逆变器的电压和电机电压的电压矢量图。
图16是示出通过控制图14的根据各种示例性实施方案的电机驱动装置产生的各个逆变器的电压输出的波形图。
图17、图18和图19是示出控制第一逆变器的各种方法的波形图，其可以由图14所示的第一逆变器的脉宽调制器产生。
图20是详细示出根据本发明的各种示例性实施方案的电机驱动装置的控制器的框图。
图21是示出由根据图20的控制器利用反馈控制方法和前馈控制方法进行共模电流控制的逻辑电路。
图22是示出由根据图20的控制器产生的各个逆变器的电压输出的波形图。
应当理解，所附附图不一定按比例绘制，而是为了说明本发明的基本原理呈现的各种特征的适当简化的画法。包括在本文中的本发明的具体设计特征(例如，包括具体尺寸、方向、位置和形状)将部分地由具体所要应用和使用的环境来确定。
在图中，贯穿附图的几幅图，相同的附图标记指代本发明的相同或等同的部件。
具体实施方式
现在将详细参考本发明的各种实施方案，其示例在所附附图中进行说明并如下进行描述。尽管本发明将结合本发明的示例性实施方案进行描述，但应当理解，本说明书并非旨在将本发明限制为本发明的那些示例性实施方案。另一方面，本发明旨在不仅覆盖本发明的示例性实施方案，还覆盖可以包括在由所附权利要求限定的本发明的精神和范围内的各种替代实施方案、修改实施方案、等同实施方案或其它实施方案。
包括在本说明书或本申请中的本发明的示例性实施方案的具体结构或功能描述仅是用于描述根据本发明的示例性实施方案的示例性实施方案的说明性示例。本发明的示例性实施方案可以以各种形式实现并且不应解释为限于在本说明书或本申请中描述的示例性实施方案。
由于本发明的示例性实施方案可以进行各种修改并且采取不同的形式，因此具体实施方案将在附图中示出并且在本说明书或本申请中详细描述。然而，这并不旨在将根据本发明的构思的示例性实施方案限制为预定的包括形式，并且示例性实施方案应被理解为包括包含在本发明的精神和范围中的所有修改实施方案、等同实施方案或替代实施方案。
除非另有定义，否则在本文中使用的所有术语(包括技术或科学术语)具有与本发明的示例性实施方案所属领域的普通技术人员通常理解的含义相同的含义。诸如通常使用和已经定义的术语应解释为具有与相关领域的语境中的含义一致的含义，并且不应解释为具有理想化或过于形式化的含义，除非在本说明书中明确定义。
下面将通过参考所附附图描述本发明的示例性实施方案来详细描述本发明。
图1是示出根据本发明的各种示例性实施方案的电机驱动装置的电路图。
图1示出了根据本发明的各种示例性实施方案的电机驱动装置是向包括对应于多个相的多个绕组L1-L3的电机100提供驱动电力的电机驱动装置，并且包括第一逆变器10、第二逆变器20和控制器30，所述第一逆变器10包括多个第一开关元件S11-S16并且连接至电机100的各个绕组的第一端；所述第二逆变器20包括多个第二开关元件S21-S26并且连接至电机100的各个绕组的第二端；所述控制器30基于电机100的所需输出通过脉宽调制来控制第一开关元件S11-S16和第二开关元件S21-S26。
第一逆变器10和第二逆变器20可以将储存在电池200中的直流电转换为三相交流电，并且将三相交流电提供至电机100，或者将由于电机100的制动扭矩的产生而产生的再生制动能量转换为直流电，并且将直流电提供至电池200。可以通过对分别设置在第一逆变器10和第二逆变器20中的第一开关元件S11-S16和第二开关元件S21-S26的脉宽调制(pulse width modulation，PWM)来实现直流电与交流电之间的这种转换。
第一逆变器10可以包括多个支路11-13，直流电压施加至所述多个支路11-13。支路11-13可以分别对应于电机100的多个相，以形成电连接。第一支路11可以包括彼此串联的两个开关元件S11、S12，两个开关元件S11、S12的连接节点可以连接至电机100中一相的绕组L1的一端，使得与多个相中的一相相对应的交流电输入和输出。
类似地，第二支路12可以包括彼此串联的两个开关元件S13、S14，两个开关元件S13、S14的连接节点可以连接至电机100中一相的绕组L2的一端，使得与多个相中的一相相对应的交流电输入和输出。此外，第三支路13可以包括两个开关元件S15、S16，两个开关元件S15、S16的连接节点可以连接至电机100的多个相中的一相的绕组L3的一端，使得与多个相中的一相相对应的交流电输入和输出。
第二逆变器20也可以具有与第一逆变器10的构造类似的构造。第二逆变器20可以具有多个支路21-23，电池200的直流电压施加至所述多个支路21-23。支路21-23分别对应于电机100的多个相，以形成电连接。第一支路21可以包括彼此串联的两个开关元件S21、S22，两个开关元件S21、S22的连接节点可以连接至电机100中的一相的绕组L3的另一端，使得与多个相中的一相相对应的交流电输入和输出。
类似地，第二支路22可以包括彼此串联的两个开关元件S23、S24，两个开关元件S23、S24的连接节点可以连接至电机100中的一相的绕组L2的另一端，使得与多个相中的一相相对应的交流电输入和输出。
此外，第三支路23可以包括彼此串联的两个开关元件S25、S26，两个开关元件S25、S26的连接节点可以连接至电机100中的一相的绕组L1的另一端，使得与多个相中的一相相对应的交流电输入和输出。
第一逆变器10连接至电机100的绕组L1-L3的一端，第二逆变器20连接至电机100的绕组L1-L3的另一端。也就是说，可以形成绕组L1-L3的两端分别连接至电机100的第一逆变器10和第二逆变器20的开放端部绕组型的电连接。
控制器30是这样的元件：其配置为基于电机100需要的所需输出、通过脉宽调制对包括在第一逆变器10和第二逆变器20中的开关元件S11-S16、S21-S26进行控制，从而可以驱动电机100。
在接收到施加至第一逆变器和第二逆变器的直流电压Vdc、由电流传感器检测并且提供至电机100的相电流以及由设置于电机100的转子传感器检测的电机100的电角度的输入时，控制器30可以通过脉宽调制对第一逆变器10的第一开关元件S11-S16和第二逆变器20的第二开关元件S21-S26进行切换，从而驱动电机100。当控制第一逆变器10的第一开关元件S11-S16和第二逆变器20的第二开关元件S21-S26时，控制器30可以应用空间矢量脉宽调制(space vector pulse width modulation，SVPWM)。
为了便于更清楚地理解具有上述构造的根据本发明的各种示例性实施方案的电机驱动装置，将首先描述控制常规开放端部绕组型的电机驱动装置的技术。
图2是详细示出以开放端部绕组方式控制电机的常规控制器的框图，图3是用于描述应用于图2所示的常规控制器的电机控制技术的电压矢量图。图4是示出电机由图2所示的常规控制器控制时产生的各个逆变器的电压输出的波形图，图5是更详细地示出图2所示的常规控制器中的空间矢量调制器的框图。
如图2所示，常规电机驱动装置的控制器可以包括电流指令映射41、电流控制器42、第一占空比生成器43和第二占空比生成器44。
电流指令映射41可以基于由驾驶员的操作产生的电机所需输出(电机所需扭矩Te *)和电机的反电动势λ-1来生成与电机所需输出(电机所需扭矩Te *)和电机的反电动势λ-1相对应的电流指令Id *和Iq *。电流指令映射41生成反映电机所需输出的电机的电流指令。图2的示例示出了基于电机所需输出和反电动势的映射，但是可以应用基于其它因素生成电机的电流指令的映射。
电流控制器42可以接收电流指令Id *、Iq *并且生成配置为减小接收的电流指令与通过检测实际提供至电机的电流而获得的值之间的差值的电压指令Vd *、Vq *、Vn *。所述电压指令可以包括d轴分量Vd *、q轴分量Vq *和零相分量Vn *。
第一占空比生成器43是用于生成图1所示的第一逆变器10中的开关元件的占空比的元件，并且可以包括乘法器431、坐标变换器432和第一空间矢量脉宽调制器433，所述乘法器431将电压指令Vd *、Vq *、Vn *乘以1/2以生成待施加于第一逆变器10的第一逆变器电压指令Vd1 *、Vq1 *、Vn1 *；所述坐标变换器432将第一逆变器电压指令Vd1 *、Vq1 *、Vn1 *变换为与电机的各相相对应的第一逆变器相电压指令Vas1 *、Vbs1 *、Vcs1 *；所述第一空间矢量脉宽调制器433基于第一逆变器相电压指令Vas1 *、Vbs1 *、Vcs1 *和第一逆变器电压指令中的共模电压指令Vn1 *执行空间矢量脉宽调制，以生成第一逆变器10中的开关元件的占空比。
与第一占空比生成器43类似，第二占空比生成器44是用于生成图1所示的第二逆变器20中的开关元件的占空比的元件，并且可以包括乘法器441、坐标变换器442和第二空间矢量脉宽调制器443，所述乘法器441将电压指令Vd *、Vq *、Vn *乘以-1/2以生成待施加至第二逆变器20的第二逆变器电压指令Vd2 *、Vq2 *、Vn2 *；所述坐标变换器442将第二逆变器电压指令Vd2 *、Vq2 *、Vn2 *变换为与电机的各相相对应的第二逆变器相电压指令Vas2 *、Vbs2 *、Vcs2 *；所述第二空间矢量脉宽调制器443基于第二逆变器相电压指令Vas2 *、Vbs2 *、Vcs2 *和第二逆变器电压指令中的共模电压指令Vn2 *执行空间矢量脉宽调制，以生成第二逆变器20中的开关元件的占空比。
这里，坐标变换器432、442的坐标变换是指将dq同步坐标变换为与电机的三相相对应的abc坐标，并且对应于本领域公知为逆克拉克/派克变换(Inverse Clarke/ParkTransformation)的技术。与逆克拉克/派克变换相反的克拉克/派克变换(Clarke/ParkTransformation)在本领域也是已知的，下文将省略其单独的详细描述。
如图2所示，在常规的开放端部绕组方式的电机控制技术中，电机的电压指令平均分配至第一逆变器和第二逆变器。
也就是说，如图3所示，在开放端部绕组结构的电机控制中，在通过将第一逆变器的切换矢量图和第二逆变器的切换矢量图合成而获得的矢量图中示出的电机电压VMOT可以由第一逆变器的电压VINV1与第二逆变器的电压VINV2(其与第一逆变器的电压VINV1幅度相同、方向相反)之间的差值表示。每个矢量图显示在dq平面上。dq平面和用于空间矢量脉宽调制的矢量图是本领域公知的，将省略其单独的详细描述。
可以通过幅度相同、方向相反的第一逆变器电压和第二逆变器电压的空间矢量脉宽调制获得图4所示的逆变器输出电压波形。Tsw是逆变器中的开关元件的开关周期，Va1、Vb1、Vc1、Vn1表示第一逆变器的各个相电压和共模电压，Va2、Vb2、Vc2、Vn2表示第二逆变器的各个相电压和共模电压，Vn表示第一逆变器的共模电压与第二逆变器的共模电压之间的差值，并且表示由第一逆变器和第二逆变器施加至电机的共模电压。
如图4所示，第一逆变器电压和第二逆变器电压在dq平面上具有相同的幅度，但相位不同，因此其具有不同的共模电压。因此，施加至电机的共模电压的幅度不会在周期内平均保持为零。
图2所示的常规控制器中的空间矢量调制器433或443可以包括如图5所示的偏移电压生成器51、端电压指令生成器52、端电压指令限制器53、除法器54和加法器55。
偏移电压生成器51基于三相电压指令Vas *、Vbs *、Vcs *生成偏移电压指令Vns *，端电压指令生成器52通过将三相电压指令Vas *、Vbs *、Vcs *减去将偏移电压指令Vns *减去共模电压指令Vn *所获得的值来生成端电压指令Van *、Vbn *、Vcn *。
当通过常规开放端部绕组方式控制电机时，基于三相电压指令Vas *、Vbs *、Vcs *生成偏移电压指令Vns *，因此当电机实际由两个逆变器驱动时，从每个逆变器输出的偏移电压不同。第一逆变器和第二逆变器生成不同的偏移电压指令Vns *，因此，实际上不会从每个逆变器输出与偏移电压指令相对应的偏移电压。
这由下面的等式1表示：
等式1：
Vns1＝Vn1 *-Vns1 *＝0.5Vn *-Vns1 *
Vns2＝Vn2 *-Vns2 *＝-0.5Vn *-Vns2 *
因此，最终施加至电机的共模电压由下面的等式2表示，无法根据需要对共模电压进行控制：
等式2：
Vns1-Vns2＝Vn *-Vns1 *+Vns2 *
在开关周期内无法将共模电压平均控制为零可能会产生电机的共模电流，由于共模电流的流动，在电机中发生的损耗增大，严重时会导致电机烧毁。
在图5中，端电压指令限制器53可以将端电压指令限制在施加至第一逆变器和第二逆变器的直流电压VDC的±0.5范围内，除法器54可以将受限的端电压指令除以施加至第一逆变器和第二逆变器的直流电压VDC，加法器55可以将由除法器54获得的结果加0.5，以确定逆变器中的开关元件的占空比Da、Db、Dc。
由于端电压指令限制器53、除法器54和加法器55对应于应用为实施脉宽调制的已知技术，并且详细操作可以由本领域技术人员执行，因此将省略进一步的详细描述。
图6是详细示出应用于根据本发明的各种示例性实施方案的电机驱动装置的控制器的框图。
图6示出了应用于根据本发明的各种示例性实施方案的电机驱动装置的控制器30可以包括电流指令映射61、电流控制器62、第一占空比生成器63和第二占空比生成器64。
电流指令映射61可以基于由驾驶员的操作产生的电机所需输出(电机所需扭矩Te *)和电机的反电动势λ-1来生成与电机所需输出(电机所需扭矩Te *)和电机的反电动势λ-1相对应的电流指令Id *和Iq *。
电流控制器62可以接收电流指令Id *和Iq *，并且生成配置为减小接收的电流指令与通过检测实际提供至电机的电流而获得的值之间的差值的电压指令Vd *、Vq *、Vn *。所述电压指令可以包括d轴分量Vd *、q轴分量Vq *和零相分量Vn *。
电流指令映射61和电流控制器62可以与应用于图2所示的常规电机控制技术的电流指令映射和电流控制器基本相同。
第一占空比生成器63是用于生成第一逆变器10中的开关元件的占空比的元件，并且可以包括乘法器631、坐标变换器632和第一空间矢量脉宽调制器633，所述乘法器631将电压指令Vd *、Vq *、Vn *乘以1/2以生成待施加至第一逆变器10的第一逆变器电压指令Vd1 *、Vq1 *和Vn1 *；所述坐标变换器632将第一逆变器电压指令Vd1 *、Vq1 *、Vn1 *变换为与电机的各相相对应的第一逆变器相电压指令Vas1 *、Vbs1 *、Vcs1 *；所述第一空间矢量脉宽调制器633基于根据第一逆变器相电压指令Vas1 *、Vbs1 *、Vcs1 *生成的第一偏移电压指令Vns1 *、第一逆变器电压指令中的共模电压指令Vn1 *以及由第二占空比生成器64生成的第二偏移电压指令Vns2 *执行空间矢量脉宽调制，以生成第一逆变器10中的开关元件的占空比Da1、Db1、Dc1。
与第一占空比生成器63类似，第二占空比生成器64是用于生成第二逆变器20中的开关元件的占空比的元件，并且可以包括乘法器641、坐标变换器642和第二空间矢量脉宽调制器643，所述乘法器641将电压指令Vd *、Vq *、Vn *乘以-1/2以生成待施加至第二逆变器20的第二逆变器电压指令Vd2 *、Vq2 *、Vn2 *；所述坐标变换器642将第二逆变器电压指令Vd2 *、Vq2 *、Vn2 *变换为与电机的各相相对应的第二逆变器相电压指令Vas2 *、Vbs2 *、Vcs2 *；所述第二空间矢量脉宽调制器643基于根据第二逆变器相电压指令Vas2 *、Vbs2 *、Vcs2 *生成的第二偏移电压指令Vns2 *、第二逆变器电压指令中的共模电压指令Vn2 *以及由第一占空比生成器63生成的第一偏移电压指令Vns1 *执行空间矢量脉宽调制，以生成第二逆变器20中的开关元件的占空比Da2，Db2、Dc2。
根据本发明的各种示例性实施方案，第一占空比生成器63和第二占空比生成器64共享分别根据第一逆变器10和第二逆变器20的输出电压确定的偏移电压指令，使得两个逆变器具有相同的共模电压。也就是说，用于控制第一逆变器10的第一占空比生成器63可以利用与第一逆变器10输出电压相对应的第一逆变器相电压指令Vas1 *、Vbs1 *、Vcs1 *来生成第一偏移电压指令Vns1 *，然后将生成的第一偏移电压指令Vns1 *提供至第二占空比生成器64，而用于控制第二逆变器20的第二占空比生成器64可以利用与第二逆变器20输出电压相对应的第二逆变器相电压指令Vas2 *、Vbs2 *、Vcs2 *来生成第二偏移电压指令Vns2 *，并且将生成的第二偏移电压指令Vns2 *提供至第一占空比生成器63。
第一占空比生成器63和第二占空比生成器64可以通过将第一偏移电压指令Vns1 *和第二偏移电压指令Vns2 *进行合成来生成包括相同值的合成偏移电压指令，并且通过将合成偏移电压指令和每个逆变器的共模电压指令Vn1 *、Vn2 *应用至每个逆变器的相电压指令来生成每个逆变器的端电压指令。
图7是更详细地示出应用于根据本发明的示例性实施方案的电机驱动装置的控制器中的空间矢量调制器的框图。图7详细示出了第一占空比生成器63中的第一空间矢量脉宽调制器633。尽管没有单独示出，但是第二占空比生成器64中的第二空间矢量脉宽调制器643可以实施为具有相应的配置。
图7示出了第一占空比生成器63中的第一空间矢量脉宽调制器633可以包括偏移电压生成器71、偏移电压指令合成器711、端电压指令生成器72、端电压指令限制器73、除法器74和加法器75。
偏移电压生成器71可以基于第一逆变器的三相电压指令Vas1 *、Vbs1 *、Vcs1 *生成偏移电压指令Vns1 *。
在图7所示的示例中，偏移电压生成器71确定三相电压指令的最大值和最小值的平均值，以获得第一逆变器10的偏移电压指令Vns1 *，但这仅是示例。偏移电压指令可以用本领域已知的各种方法确定。
偏移电压指令合成器711可以将由偏移电压生成器71生成的第一逆变器10的偏移电压指令Vns1 *和由第二占空比生成器64中的第二空间矢量脉宽调制器643生成的第二逆变器20的偏移电压指令Vns2 *进行合成，以生成合成偏移电压指令Vns，f *。
偏移电压指令合成器711可以以各种方式生成合成偏移电压指令Vns，f *。例如，偏移电压指令合成器711可以通过将分别加权的第一逆变器10的偏移电压指令Vns1 *和第二逆变器20的偏移电压指令Vns2 *相加来生成合成偏移电压指令Vns，f *。此外，偏移电压指令合成器711可以将合成偏移电压指令Vns，f *确定为第一逆变器10的偏移电压指令Vns1 *和第二逆变器20的偏移电压指令Vns2 *的平均值。
无论偏移电压指令合成器711如何生成合成偏移电压指令Vns，f *，分别由第一空间矢量脉宽调制器633和第二空间矢量脉宽调制器643生成的合成偏移电压指令Vns，f *实现为具有相同的值。
当偏移电压指令合成器711将合成偏移电压指令确定为第一逆变器10的偏移电压指令Vns1 *与第二逆变器20的偏移电压指令Vns2 *的平均值时，从每个逆变器输出的共模电压表示为下述等式3：
等式3：
Vns1＝Vn1 *-Vns,f *＝0.5Vn *-0.5*(Vns1 *+Vns2 *)
Vns2＝Vn2 *-Vns,f *＝-0.5Vn *-0.5*(Vns1 *+Vns2 *)
根据等式3，两个逆变器的共模电压之间的差值Vns1-Vns2可以输出为由电流控制器62设置的共模电压指令Vn *。这里，当将最终应用至两个逆变器的调制的合成偏移电压指令Vns，f *确定为两个偏移电压指令Vns1 *、Vns2 *的平均值时，两个逆变器的输出占空比的裕度(margin)相同，从而将合成偏移电压指令Vns，f *确定为两个偏移电压指令Vns1 *、Vns2 *的平均值。
在图7中，端电压指令生成器72可以通过将第一逆变器10的三相电压指令Vas1 *、Vbs1 *、Vcs1 *减去将合成偏移电压指令Vns,f *减去第一逆变器10的电压指令中的共模电压指令Vn1 *所获得的值来生成第一逆变器10的端电压指令Van1 *、Vbn1 *、Vcn1 *。
在图7中，端电压指令限制器73可以将端电压指令限制在施加至第一逆变器和第二逆变器的直流电压VDC的±0.5范围内，除法器74可以将受限的端电压指令除以施加至第一逆变器和第二逆变器的直流电压VDC，加法器75可以通过将由除法器74获得的结果加0.5来确定逆变器中的开关元件的占空比Da、Db、Dc。
由于端电压指令限制器73、除法器74和加法器75对应于应用为实施脉宽调制的已知技术，并且详细操作可以由本领域技术人员执行，因此将省略进一步的详细描述。
此外，图7示出了第一占空比生成器63中的空间矢量脉宽调制器633的详细配置，但是本领域技术人员可以容易地推断出第二占空比生成器64中的空间矢量脉宽调制器643的详细配置。因此，将省略第二占空比生成器64中的空间矢量脉宽调制器643的单独描述。
图8是示出通过控制图6所示的根据本发明的各种示例性实施方案的电机驱动装置产生的各个逆变器的电压输出的波形图。
与图4所示的常规电机驱动装置的波形相比，图8示出了可以确定出：基于根据本发明的各种示例性实施方案的电机驱动装置，将电机的共模电压Vn确定为在一个周期内的平均值为零。
因此，根据本发明的各种示例性实施方案，电机驱动装置可以执行期望的控制，从而不会因空间矢量脉宽调制而导致共模电压的失真，因此可以抑制电机中产生的共模电流，从而降低可避免的电机损耗并且防止电机烧毁。
根据如上所述在图6至图8中示出的本发明的示例性实施方案，将开关周期内的共模电压的平均值控制为零。在本发明的这样的示例性实施方案中，可以将共模电压控制为在周期内平均为零。然而，共模电压可能会瞬时脉动并产生共模电流，并且瞬时共模电流也可能引起电机损耗。将在下面描述配置为通过抑制共模电压的脉动来消除瞬时共模电流的本发明的另一示例性实施方案。
图9是详细示出应用于根据本发明的另一示例性实施方案的电机驱动装置的控制器的框图。
图9示出了根据本发明的各种示例性实施方案的电机驱动装置的控制器30可以包括电流指令映射81、电流控制器82、第一占空比生成器83和第二占空比生成器84。
电流指令映射81可以基于由驾驶员的操作产生的电机所需输出(电机所需扭矩Te *)和电机的反电动势λ-1来生成与电机所需输出(电机所需扭矩Te *)和电机的反电动势λ-1相对应的电流指令Id *和Iq *。
电流控制器82可以接收电流指令Id *、Iq *并且生成配置为减小接收的电流指令与通过检测实际提供至电机的电流而获得的值之间的差值的电压指令Vd *、Vq *、Vn *。所述电压指令可以包括d轴分量Vd *、q轴分量Vq *和零相分量Vn *。
电流指令映射81和电流控制器82可以与应用于图2所示的常规电机控制技术的电流指令映射和电流控制器基本相同。
第一占空比生成器83是用于生成第一逆变器10中的开关元件的占空比的元件，并且可以包括第一乘法器831、第二乘法器832、坐标变换器833和第一空间矢量脉宽调制器834，所述第一乘法器831将电压指令Vd *、Vq *、Vn *的d轴电压指令Vd *和q轴电压指令Vq *乘以以生成待施加至第一逆变器10的第一逆变器d轴电压指令Vd1 *和第一逆变器q轴电压指令Vq1 *；所述第二乘法器832将电压指令Vd *、Vq *、Vn *的共模电压指令乘以P1，以生成第一逆变器共模电压指令Vn1 *；所述坐标变换器833将第一逆变器电压指令Vd1 *、Vq1 *、Vn1 *变换为与电机的各相相对应的第一逆变器相电压指令Vas1 *、Vbs1 *、Vcs1 *，使得第一逆变器相电压指令在电机的旋转角度θ之前或之后领先或落后30度；所述第一空间矢量脉宽调制器834基于第一逆变器相电压指令Vas1 *、Vbs1 *、Vcs1 *执行空间矢量脉宽调制，以生成第一逆变器10中的开关元件的占空比Da1、Db1、Dc1。
第二占空比生成器84是用于生成第二逆变器20中的开关元件的占空比的元件，并且可以包括第三乘法器841、第四乘法器842、坐标变换器843和第二空间矢量脉宽调制器844，所述第三乘法器841将电压指令Vd *、Vq *、Vn *的d轴电压指令Vd *和q轴电压指令Vq *乘以以生成待施加至第二逆变器20的第二逆变器d轴电压指令Vd2 *和第二逆变器q轴电压指令Vq2 *；所述第四乘法器842将电压指令Vd *、Vq *、Vn *的共模电压指令乘以-P2(这里，P1+P2＝1)，以生成第二逆变器共模电压指令Vn2 *；所述坐标变换器843将第二逆变器电压指令Vd2 *、Vq2 *、Vn2 *变换为与电机的各相相对应的第二逆变器相电压指令Vas2 *、Vbs2 *、Vcs2 *，使得第二逆变器相电压指令在电机的旋转角度θ之前或之后领先或落后150度；所述第二空间矢量脉宽调制器844基于第二逆变器相电压指令Vas2 *、Vbs2 *、Vcs2 *执行空间矢量脉宽调制，以生成第二逆变器20中的开关元件的占空比Da2、Db2、Dc2。
这里，本领域已知电机的旋转角度θ可以从电机中设置的旋转角度传感器获得。
根据本发明的各种示例性实施方案，在将d轴电压指令和q轴电压指令变换为三相电压指令的过程中，第一占空比生成器83和第二占空比生成器84执行坐标变换，使得两个电压指令彼此相差120度。
如图10所示，可以确定出，在利用两个电压矢量进行调制的情况下，当由两个逆变器输出的电压矢量相差120度时，瞬时地出现相同的共模分量电压(common componentvoltage)Vn1、Vn2。因此，可以确定出两个逆变器的共模分量电压之间的差值Vn瞬时地变为0，由于共模分量电压差而导致的共模分量电流纹波(共模电流)也变为0。
另一方面，根据本发明的各种示例性实施方案，可以对于每个逆变器分配不同的共模分量电压指令Vn *。也就是说，在图9中，可以将由第二乘法器832设定的第一逆变器的倍数值P1和由第四乘法器842设定的第二逆变器的倍数值P2确定为具有不同的大小。这里，两个乘数器值的大小的总和应为1(P1+P2＝1)。
由于共模电压指令Vn *的分配不影响电机输出，因此对电机来说没有差别。
例如，当共模分量电压平均分配时(当P1和P2的大小相同时)，由于逆变器中存在的误差(诸如开关死区时间)及其补偿，两个逆变器的最终输出占空比可能会不同，并且一个逆变器可能首先相应地受到占空比限制。
另一方面，如果在共模电压指令的分配中为两个逆变器提供自由决定权，则可以提供用于使由于逆变器中存在的误差(例如，死区时间)导致的彼此不同的占空比的最大值均等的方法，这可以使电机的输出增大。也就是说，调整倍数值P1、P2能够适当解决由逆变器中的固有误差引起的问题，从而提高电机输出。
根据参考图9、图10、图11和图12描述的本发明的示例性实施方案，可以通过将两个逆变器的电压矢量的相位设置为相差120而使由于两个逆变器的空间矢量脉宽调制(SVPWM)引起的共模输出电压平均地产生，从而消除两个逆变器之间的共模开关脉动。
然而，该示例性实施方案采用了从整个电机驱动系统的电压指令Vdqn *中分离用于驱动每个逆变器的电压，然后通过空间矢量脉宽调制执行驱动每个逆变器的操作的方法。该方法的问题在于需要大量运算来进行坐标变换、大小限制等，并且逆变器的输出电压会受到正弦和余弦运算中离散误差引起的误差的影响。
因此，本发明的各个方面旨在提供配置为通过更简单的运算来解决由共模电压引起的开关脉动的各种示例性实施方案。
图11是详细示出应用于根据本发明的各种示例性实施方案的电机驱动装置的控制器的框图，图12是更详细地示出图11所示的空间矢量脉宽调制器的控制器的框图。
图11和图12示出了根据本发明的各种示例性实施方案的电机驱动装置的控制器30可以包括坐标变换器91、空间矢量脉宽调制器92、乘法器94、第一端电压指令生成器961和第二端电压指令生成器962。当然，图11所示的控制器的示例可以包括图9所示的示例性实施方案中包括的电流指令映射81和电流控制器82。也就是说，图11的示例性实施方案中的坐标变换器91可以接收由图9所示的示例性实施方案的电流控制器82产生的电机的电压指令(同步坐标系的dq电压指令)以进行操作。
坐标变换器91可以接收由电流控制器产生的电机的电压指令并且通过将接收的电压指令/>变换为使得接收的电压指令/>在电机的旋转角度θ之后落后30度来生成在电机的旋转角度θ之后落后30度的相电压指令/>由坐标变换器91执行的坐标变换可以通过应用已知技术(逆克拉克/派克变换)来完成。
空间矢量脉宽调制器92可以接收由坐标变换器91输出的在电机的旋转角度θ之后落后30度的相电压指令并且通过基于接收的相电压指令/>执行空间矢量脉宽调制来生成在电机的旋转角度θ之后落后30度的受限的端电压指令
空间矢量脉宽调制器92可以包括偏移电压生成器921、端电压指令生成器922和端电压指令限制器923，所述偏移电压生成器921生成对应于在电机的旋转角度θ之后落后30度的相电压指令的最大值和最小值的平均值的偏移电压；所述端电压指令生成器922通过将在电机的旋转角度θ之后落后30度的相电压指令/>减去偏移电压来生成在电机的旋转角度θ之后落后30度的端电压指令/>所述端电压指令限制器923对由端电压指令生成器922生成的、在电机的旋转角度θ之后落后30度的端电压指令/> 进行限制，以生成在电机的旋转角度θ之后落后30度的受限的端电压指令/>
众所周知，与将电机的绕组的一端彼此连接并且在另一端切换一个逆变器的闭合端部绕组方式驱动电机相比，切换分别连接至电机的绕组的两端的两个逆变器的开放端部绕组方式驱动电机可以获得倍的输出。因此，在图11和图12的示例性实施方案中，端电压指令限制器923可以将端电压指令的上限和下限限制为/>而不是逆变器的直流链路电压Vdc。也就是说，由端电压指令限制器923设置的上限可以是/>下限可以是/>
另一方面，当端电压指令限制器923将上限设置为下限设置为时，用于加减0.5倍共模分量电压指令Vn *的裕度在后端可能不足。因此，当虚拟端电压指令的限制更改为/>(这里，amp是表示幅度的运算部)时，可以通过减小添加至后面的共模分量电压指令Vn *电压的限制来确保之后添加的共模分量电压指令Vn *的裕度。
当第一逆变器10中的开关元件和第二逆变器20中的开关元件通过基于分别由第一端电压指令生成器961和第二端电压指令生成器962输出的端电压指令生成占空比来进行切换时，如图9所示的示例性实施方案，第一逆变器的电压在电机电压指令之后落后30度，并且第二逆变器的电压与第一逆变器的电压具有120度的相位差，从而可以消除共模电流。
由于图11和图12所示的示例性实施方案首先基于电机的电压指令执行空间矢量脉宽调制，然后基于输出的结果生成每个逆变器的端电压指令，因此与图9所示的示例性实施方案相比，可以使用于坐标变换的运算量最小化，相应地，可以使电压调制运算期间由正弦和余弦运算引起的离散误差最小化。
另一方面，在图11和图12中应用用于将共模电压指令Vn *乘以0.5的乘法器95，但是如图13所示，可以针对每个逆变器分配不同的共模分量电压指令Vn *。
图13是示出图11所示的根据示例性实施方案的控制器的修改示例的框图。
图13示出了与第一端电压指令生成器961相加的共模电压指令的倍数值P1和与第二端电压指令生成器962相加的共模电压指令的倍数值P2可以确定为具有不同的大小。这里，两个倍数值的总和应为1(P1+P2＝1)。
如在图9中的示例性实施方案的描述中已经说明的，由于共模电压指令Vn *的分配不影响电机输出，因此对电机来说没有差别。如果在共模电压指令的分配中为两个逆变器提供自由决定权，则可以提供用于使由于逆变器中存在的误差(例如，死区时间)导致的彼此不同的占空比的最大值均等的方法，这可以使电机的输出增大。
也就是说，调整倍数值P1、P2能够适当解决由逆变器本身的固有误差引起的问题，从而提高电机输出。
另一方面，附图标记“93”表示用于生成反馈至积分控制器(对应于图9中的电流控制器82)的信号的抗饱和运算部(anti-windup operator)。
根据图11、图12和图13所示的示例性实施方案，与电流控制器82的输出相对应的电机的电压指令Vd r*、Vq r*由空间矢量脉宽调制器92中的端电压指令限制器923进行限制，然后通过受限的指令对各个逆变器进行切换。也就是说，电流控制器82需要接收对由电流控制器82输出的电压指令在实际应用于逆变器控制时受到限制的程度的反馈，以执行准确的反馈控制。
抗饱和运算部93可以通过克拉克/派克变换将在电机的旋转角度θ之后落后30度的受限的端电压指令Vam_lim +*、Vbm_lim +*、Vcm_lim +*变换为在电机的旋转角度θ之后落后30度，并且将其反馈给电流控制器。
此外，根据本发明的各种示例性实施方案，第一逆变器10的电压可以领先电机的电压指令30度。在这种情况下，第二逆变器20的电压可以领先第一逆变器10的电压120度。因此，第二端电压指令生成器962可以分别将共模电压指令Vn *的一半与由乘法器94输出的值相加，并且将通过将共模电压指令Vn *的一半与对应于由乘法器94输出的值的a相的值相加获得的值确定为第二逆变器20的c相端电压指令，将通过将共模电压指令Vn *的一半与对应于由乘法器94输出的值的b相的值相加获得的值确定为第二逆变器20的a相端电压指令，将通过将共模电压指令Vn *的一半与对应于由乘法器94输出的值的c相的值相加获得的值确定为第二逆变器20的b相端电压指令。
根据上述示例性实施方案，与第一逆变器10和第二逆变器20的各相相对应的开关元件在一个开关周期内执行一次切换。这里，一次切换意指开关元件从关断状态切换为接通状态，然后切换回关断状态，或者从接通状态切换为关断状态，然后切换回接通状态。
当第一逆变器10中的第一开关元件S11-S16和第二逆变器20中的第二开关元件S21-S26是同一类型的开关元件时，这种切换逆变器中的开关元件的方法是有效的。
然而，当第一逆变器10中的第一开关元件S11-S16和第二逆变器20中的第二开关元件S21-S26是不同类型的开关元件时(例如，当第一开关元件S11-S16是由作为具有相对较低的开关损耗的材料的SiC制成的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，第二开关元件S21-S26是由作为具有相对较高的开关损耗的相对较廉价的材料的Si制成的绝缘栅双极晶体管(IGBT)时)，以相同的次数切换第一开关元件S11-S16和第二开关元件S21-S26是低效的，即使存在降低开关损耗的余地，也会导致电机控制中的高开关损耗。
因此，本发明的各个方面旨在提供这样的新的控制技术：当第一逆变器中的第一开关元件S11-S16和第二逆变器中的第二开关元件S21-S26是由不同类型的材料制成的不同类型的开关元件时，降低开关损耗并提高系统效率。
图14是详细示出应用于根据本发明的各种示例性实施方案的电机驱动装置的控制器的框图。在下文中，将描述这样的示例：构成第二逆变器20的第二开关元件S21-S26是具有较高开关损耗的元件(如由Si制成的IGBT)，构成第一逆变器10的第一开关元件S11-S16是具有较低开关损耗的元件(如由SiC制成的MOSFET)。
图14示出了根据本发明的各种示例性实施方案的电机驱动装置的控制器30可以包括电流指令映射1010、电流控制器1020、电压限制器1030、第二逆变器的占空比生成器1040、坐标变换器1050和第一逆变器的脉宽调制器1060。
电流指令映射1010和电流控制器1020可以与应用于图6或图9所示的示例性实施方案的电流指令映射和电流控制器基本相同。
也就是说，电流指令映射1010可以基于由驾驶员的操作产生的电机所需输出(电机所需扭矩Te *)和电机的反电动势λ-1来生成与电机所需输出(电机所需扭矩Te *)和电机的反电动势λ-1相对应的电流指令Id *和Iq *。此外，电流控制器1020可以接收电流指令Id *、Iq *并且生成配置为减小接收的电流指令Id *、Iq *与通过检测实际提供至电机的电流而获得的值之间的差值的电压指令Vd *、Vq *、Vn *。所述电压指令可以包括d轴分量Vd *、q轴分量Vq *和零相分量Vn *。
电压限制器1030可以限制由电流控制器1020生成的电压指令Vd *、Vq *、Vn *的上限和下限，以生成受限的电压指令Vd，lim *、Vq，lim *、Vn，lim *。电压限制器1030可以预先存储预设的电压指令的上限和下限，并且可以根据电机电压的上限和下限预先确定电压指令的上限和下限，所述电机电压的上限和下限可以通过控制第一逆变器10和第二逆变器20中的开关元件生成。
第二逆变器的占空比生成器1040可以基于受限的电压指令Vd，lim *、Vq，lim *确定第二逆变器20中第二开关元件S21-S26的开关占空比。
图14所示的示例性实施方案示出了当应用于第二逆变器20的第二开关元件S21-S26与应用于第一逆变器10的第一开关元件S11-S16相比开关损耗更高时适用的控制器30的示例。也就是说，图14中所示的示例性实施方案举例说明了这样的情况：可以通过在一个开关周期内仅切换第一逆变器10的第一开关元件S11-S16而不切换第二逆变器20的第二开关元件S21-S26来降低具有相对较高的开关损耗的第二开关元件S21-S26的开关损耗。
第二逆变器的占空比生成器1040可以基于最接近通过取受限的电压指令Vd，lim *、Vq，lim *的负值而获得的值的有效电压矢量(active voltage vector)来生成第二逆变器占空比。
图15是用于描述由图14所示的示例性实施方案确定的各个逆变器的电压和电机电压的电压矢量图。
如以上所示，图15示出了电机的电压对应于第一逆变器的电压减去第二逆变器的电压，从而可以通过将第一逆变器10的电压矢量VINV1减去第二逆变器20的电压矢量VINV2来生成与电压指令Vd，lim *、Vq，lim *相对应的电压矢量Vref。
第二逆变器的占空比生成器1040可以将与矢量图上的六边形的顶点中的一个顶点相对应的有效电压矢量确定为第二逆变器的电压矢量。第二逆变器的占空比生成器1040可以将最接近对应于电压矢量Vref(其与电压指令Vd，lim *、Vq，lim *相对应)的负值的电压矢量的有效矢量(图15中的[001])确定为第二逆变器的电压矢量，以进行最佳操作。因此，在第二逆变器的一个开关周期内，仅c相电压可以保持高电平状态(第二逆变器20的a相和b相支路的上部开关元件S21、S23处于关断状态，第二逆变器20的a相和b相支路的下部开关元件S22、S24处于接通状态，第二逆变器20的c相支路的上部开关元件S25处于接通状态，第二逆变器20的c相支路的下部开关元件S26处于关断状态)。
第二逆变器的占空比生成器1040确定最接近与电压指令Vd，lim *、Vq，lim *相对应的电压矢量Vref的有效矢量的技术可能有多种。利用与电压指令Vd，lim *、Vq，lim *相对应的各三相电压的符号(sign)来确定的方法最简单、最有效。
第二逆变器的占空比生成器1040可以利用逆克拉克/派克变换将电压指令变换为与电机的三相相对应的abc坐标，并且根据经变换的abc坐标确定第二逆变器20的电压矢量(即，第二逆变器20的占空比)，如下面的等式4所示：
等式4：
Dabc，inv2＝Sign(Vabcn，lim *)，
其中，如果x>＝0，Sign(x)＝1；如果x<0，Sign(x)＝0。
坐标变换器1050可以通过克拉克/派克变换将与第二逆变器20的占空比相对应的电压矢量变换回dq坐标。
第一逆变器的脉宽调制器1060可以在电压指令Vd，lim *、Vq，lim *、Vn，lim *中接收坐标变换器1050变换的与第二逆变器20的占空比相对应的电压矢量的变换值的总和作为第一逆变器的电压指令Vd，INV1*、Vq，INV1 *、Vn，INV1 *，并且通过基于第一逆变器的电压指令Vd，INV1 *、Vq，INV1 *、Vn，INV1 *执行脉宽调制来确定第一逆变器的占空比Da1、Db1、Dc1。
第一逆变器的脉宽调制器1060可以应用奇偶矢量调制(remote state pulsewidth modulation，RSPWM)，所述奇偶矢量调制(RSPWM)配置为利用具有相同共模电压的有效矢量进行切换，使得第一逆变器和第二逆变器可以保持相同的共模电压。
图15底部的六边形用虚线表示第一逆变器电压的范围，所述第一逆变器电压可以由包括第一逆变器的开关状态[010]、[001]和[100]的有效矢量合成。此外，当根据由第二逆变器20的占空比确定的有效矢量，将零相电压确定为与第二逆变器的零相电压相同的第一逆变器的电压范围应用于合成的第一逆变器和第二逆变器的整个电机电压时，电机电压可以在图15最上部的六边形所示的虚线内的范围内确定。
第一逆变器的脉宽调制器1060可以确定包括与第二逆变器的开关状态相同的零相电压的开关状态的占空比，使得可以合成第一逆变器10的电压VINV1。
图16是示出通过控制图14的根据示例性实施方案的电机驱动装置产生的各个逆变器的电压输出的波形图。
如图16所示，可以确定出第二逆变器20在一个开关周期Tsw内仅保持[001]的状态，并且在第一逆变器10中通过固定的占空比执行表示包括与[001]相同的零相电压的[001]、[100]和[010]的切换。可以确定出，由于两个逆变器的零相电压Vn1、Vn2相同，因此对应于两个零相电压之间的差值的整个电机驱动系统的零相电压Vn也为0，并且相应地没有产生零相电流In。
图17、图18和图19是示出控制第一逆变器的各种方法的波形图，其可以由图14所示的第一逆变器的脉宽调制器产生。
一旦确定了第二逆变器20的占空比，第一逆变器的脉宽调制器1060可以利用包括与第二逆变器20的占空比相同的零相电压的三个有效电压矢量的开关状态来确定第一逆变器10的占空比。
首先，如图17所示，第一逆变器的脉宽调制器1060可以应用以固定顺序重复三种确定的开关状态切换第一逆变器10的第一开关元件S11-S16的方法。
此外，如图18所示，第一逆变器的脉宽调制器1060可以应用关于一个开关周期的中点对称地分布三种确定的开关状态的方法。
此外，如图19所示，第一逆变器的脉宽调制器1060可以应用关于一个开关周期的中点对称地分布三种确定的开关状态的方法，但是应用具有最长占空比的开关状态在一个开关周期的中点之前和之后连续出现以减少切换次数、从而降低开关损耗的方法。
如上所述，在图17至图19描述的示例性实施方案中，当构成应用于开放端部绕组方式的两个逆变器中的每一个的开关元件不同时，可以使应用具有较高的开关损耗的开关元件的逆变器的开关最小化，从而降低开关损耗并且显著提高系统效率。
根据到目前为止描述的电机驱动装置，由逆变器生成的共模电压为“0”，但由于开关周期的不均匀性和电机100的反电动势，实际施加至电机100的共模电压和电流不为“0”。由于电流可能会对逆变器和电机造成损耗而对扭矩没有显著影响并产生过电流，因此需要共模电流控制以解决该问题。
包括控制共模电流的控制器30的电机驱动装置将在下面进行描述。
图20是示出根据本发明的各种示例性实施方案的电机驱动装置的控制器30的框图。电机驱动装置的控制器30可以包括电流指令映射1010、电流控制器1020、电压限制器1030、第二逆变器的占空比生成器1040、坐标变换器1050、第一逆变器的脉宽调制器1060和共模电压控制器1070。
由于根据图20的电机驱动装置的详细技术特征与上述电机驱动装置的技术特征相同或相似，因此将省略其详细描述。
图21示出了说明利用根据图20的控制器30的反馈控制和前馈控制方法进行共模电流控制的逻辑电路。可以通过脉宽调制对第一逆变器10的第一开关元件S11-S16和第二逆变器20的第二开关元件S21-S26进行切换，从而驱动电机100。共模电流可以通过引起诸如电机100的铁损和铜损的损耗而产生过电流。为了抑制这种情况，电流控制器1020可以预测由外部干扰和反馈控制(通过所述反馈控制，输出信号的一部分输入回来)引起的控制量的变化，并且通过前馈控制方法将共模电流控制为0。
如图20所示，第一逆变器的脉宽调制器1060可以在电压指令Vd，lim *、Vq，lim *、Vn，lim *中接收坐标变换器1050变换的与第二逆变器20的占空比相对应的电压矢量的变换值的总和作为第一逆变器10的电压指令Vd，INV1*、Vq，INV1 *、Vn，INV1 *，并且通过基于第一逆变器10的电压指令Vd，INV1 *、Vq，INV1 *、Vn，INV1 *执行脉宽调制来确定第一开关元件S11-S16的占空比Da1'、Db1'、Dc1'。
接着，共模电压控制器1070可以调整第一开关元件S11-S16的占空比Da1'、Db1'、Dc1'并且将第一开关元件S11-S16的占空比Da1'、Db1'、Dc1'确定为使得输出的共模电压的一个周期平均值与共模电压指令相匹配。
多个第一开关元件S11-S16的占空比、共模电压指令以及施加至逆变器的直流电压可以具有以下公式1表示的关系式。
这表示为下面的公式1：
公式1：Dutyvn＝1/n×Vn */(Vdc/n)，
其中
Dutyvn＝多个第一开关元件的占空比，
Vn *＝共模电压指令，
Vdc＝施加至第一逆变器和第二逆变器的直流电压，
n＝构成第一逆变器的开关元件的数量。
公式1示出了多个第一开关元件S11-S16的占空比可以确定为通过将电机100的电压指令除以施加至第一逆变器和第二逆变器的直流电压而获得的值，而不管构成第一逆变器10的开关元件S11-S16的数量如何。
另一方面，已知每种切换模式的共模电压如下表所示进行确定。
表1
切换模式 共模电压
V0[000] -0.5*Vdc
V1[100] -1/6*Vdc
V2[110] 1/6*Vdc
V3[010] -1/6*Vdc
V4[011] 1/6*Vdc
V5[001] -1/6*Vdc
V6[101] 1/6*Vdc
V7[111] 0.5Vdc
例如，当第二逆变器20的占空比或电压指令确定为[001]时，第一逆变器10的电压指令可以利用具有与根据第二逆变器20的开关状态的共模电压相同的共模电压的[010]、[001]和[100]进行确定。第一逆变器的脉宽调制器1060可以确定具有与第二逆变器20的开关状态相同的共模电压的切换模式的占空比，以合成第一逆变器10的电压VINV1。
图22是示出由根据图20的控制器30产生的各个逆变器的电压输出的波形图。在图22中，Tsw表示逆变器中的开关元件S11-S16、S21-S26的开关周期，Va1、Vb1、Vc1、Vn1表示第一逆变器的各个相电压和共模电压，Va2、Vb2、Vc2、Vn2表示第二逆变器20的各个相电压和共模电压，Vn表示第一逆变器10的共模电压与第二逆变器20的共模电压之间的差值，表示由第一逆变器10和第二逆变器20施加至电机100的共模电压。
如图22所示的逆变器输出电压波形可以通过调整多个第一开关元件S11-S16的占空比，使得输出的共模电压的一个周期平均值与共模电压指令相匹配而获得。调整多个第一开关元件S11-S16的占空比Da1'、Db1'、Dc1'，同时保持多个第二开关元件S21-S26的占空比Da2、Db2、Dc2。此时，共模电压不是“0”的值在占空比Dutyvn调整的部分输出。此时，可以确定多个第一开关元件S11-S16的占空比调整量，使得输出的共模电压的一个周期平均值与共模电压指令Vn *相匹配。在图22的情况下，通过占空比Dutyvn调整生成的共模电压为Vdc/3，满足电机100的电压指令Vn *(其为控制器30输出要求电压)的占空比调整量可以通过上述公式1确定为Dutyvn＝1/3×Vn */(Vdc/3)。
结果，根据本发明的各种实施方案，当以电机绕组的两端分别连接逆变器的开放端部绕组方式驱动电机时，可以设置多个第一开关元件的占空比，使得共模电压的一个周期平均值与共模电压指令相匹配，以消除共模电压和电流，从而提高电机效率。此外，防止共模电流使电机相电流失真，从而便于控制电机电流，并且提前防止由循环电流引起的诸如电机的铁损和铜损的损耗。
此外，与诸如“控制器”、“控制设备”、“控制单元”、“控制装置”、“控制模块”或“服务器”等的控制装置相关的术语指包括存储器和处理器的硬件装置，所述处理器配置为执行解释为算法结构的一个或更多个步骤。存储器存储算法步骤，并且处理器执行算法步骤以执行根据本发明的各种示例性实施方案的方法的一个或更多个过程。根据本发明的示例性实施方案的控制装置可以通过非易失性存储器和处理器来实现，所述非易失性存储器配置为存储用于控制车辆的各个组件的操作的算法或关于用于执行该算法的软件指令的数据，所述处理器配置为利用存储在存储器中的数据来执行如上所述的操作。存储器和处理器可以是单独的芯片。可替代地，存储器和处理器可以集成在单个芯片中。所述处理器可以实现为一个或更多个处理器。处理器可以包括各种逻辑电路和运算电路，可以根据从存储器提供的程序处理数据，并且可以根据处理结果产生控制信号。
控制装置可以是通过预定程序操作的至少一个微处理器，所述预定程序可以包括用于执行包括在前述的本发明的各种示例性实施方案中的方法的一系列指令。
前述发明也可以实现为计算机可读记录介质上的计算机可读代码。计算机可读记录介质是能够存储之后可以由计算机系统读取的数据并且存储并执行之后可以由计算机系统读取的程序指令的任何数据存储装置。计算机可读记录介质的示例包括硬盘驱动器(HDD)、固态磁盘(SSD)、硅磁盘驱动器(SDD)、只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、CD-ROM、磁带、软盘、光学数据存储装置等，以及且实现为载波(例如，通过互联网传输)。程序指令的示例包括机器语言代码(例如，由编译器生成的机器语言代码)以及可以由计算机利用解释器等执行的高级语言代码。
在本发明的各种示例性实施方案中，上述每个操作可以由控制装置执行，并且控制装置可以由多个控制装置或集成的单个控制装置配置。
在本发明的各种示例性实施方案中，控制装置可以实现为硬件或软件的形式，或者可以实现为硬件和软件的组合。
此外，包括在说明书中的诸如“单元”、“模块”等术语是指用于处理至少一种功能或操作的单元，其可以通过硬件、软件或其组合来实现。
为了方便解释和准确定义所附权利要求，术语“上”、“下”、“内”、“外”、“上面”、“下面”、“向上”、“向下”、“前”、“后”、“背面”、“内侧”、“外侧”、“向内”、“向外”、“内部”、“外部”、“内部的”、“外部的”、“向前”和“向后”用于参考附图中显示的这些特征的位置来描述示例性实施方案的特征。将进一步理解，术语“连接”或其衍生词指直接和间接连接两者。
本发明的特定示例性实施方案的前述描述为了说明和描述的目的呈现。前述描述不旨在详尽或将本发明限制在公开的精确的形式，并且显然，根据上述教示可以进行许多修改和改变。为了解释本发明的特定原理和其实际应用而选择和描述上述示例性实施方案，以使得本领域技术人员能够实施和利用本发明的各种示例性实施方案及其各种替代实施方案和修改实施方案。本发明的范围旨在由所附权利要求及其等同形式所限定。

Claims (13)

1.一种电机驱动装置，其驱动包括分别对应于多个相的多个绕组的电机，所述电机驱动装置包括：
第一逆变器，其包括多个第一开关元件并且连接至各个绕组的第一端；
第二逆变器，其包括多个第二开关元件并且连接至各个绕组的第二端；以及
控制器，其连接至第一逆变器和第二逆变器，并且配置为：基于电机的电压指令和对应于第二开关元件的占空比的有效矢量确定第一逆变器的电压指令，并且基于第一逆变器的电压指令通过脉宽调制来控制第一开关元件，
其中，所述控制器配置为：在第一开关元件的脉宽调制中，将具有与多个第二开关元件相同的共模电压的有效矢量确定为多个第一开关元件的占空比，并且调整多个第一开关元件的占空比，使得输出的共模电压的一个周期平均值与共模电压指令相匹配。
2.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其中，所述控制器配置为：通过奇偶矢量调制控制第一开关元件。
3.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其中，所述控制器配置为：通过对称的奇偶矢量调制控制第一开关元件。
4.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其中，所述控制器配置为：利用具有与对应于第二开关元件的占空比的有效矢量相同的共模电压的多个有效矢量来确定第一逆变器的电压指令。
5.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其中，所述多个第一开关元件的占空比、共模电压指令以及施加至第一逆变器和第二逆变器的直流电压具有以下公式1所示的关系式：
公式1：Dutyvn＝1/n×Vn */(Vdc/n)，
其中，
Dutyvn＝多个第一开关元件的占空比，
Vn *＝共模电压指令，
Vdc＝施加至第一逆变器和第二逆变器的直流电压，
n＝构成第一逆变器的开关元件的数量。
6.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其中，所述控制器配置为：以反馈控制或前馈控制通过脉宽调制来控制第一开关元件。
7.根据权利要求4所述的电机驱动装置，其中，所述控制器配置为：切换第一开关元件，使得具有与对应于第二开关元件的占空比的有效矢量相同的共模电压的多个有效矢量以固定的顺序重复。
8.根据权利要求4所述的电机驱动装置，其中，所述控制器配置为：切换第一开关元件，使得具有与对应于第二开关元件的占空比的有效矢量相同的共模电压的多个有效矢量关于一个开关周期的中点对称地出现。
9.根据权利要求8所述的电机驱动装置，其中，所述控制器配置为：切换第一开关元件，使得在具有与对应于第二开关元件的占空比的有效矢量相同的共模电压的多个有效矢量中具有最长占空比的开关状态在一个开关周期的中点之前和之后连续出现。
10.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其中，所述控制器配置为：将最接近与电机的电压指令相对应的电压矢量的有效矢量确定为第二开关元件的占空比。
11.根据权利要求10所述的电机驱动装置，其中，所述控制器配置为：通过对电机的电压指令进行反向旋转变换来生成三相电压指令，并且基于三相电压指令将最接近与电机的电压指令相对应的电压矢量的有效矢量确定为第二开关元件的占空比。
12.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其中，所述控制器配置为：通过将对应于第二开关元件的占空比的有效矢量的旋转变换的结果与电机的电压指令相加来确定第一逆变器的电压指令。
13.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其中，所述控制器配置为：将电机的电压指令限制于预设的上限和下限。
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