CN105706354B - 交流旋转机的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明具有：电流检测部，其检测第1绕组的电流和第2绕组的电流；基本电压运算部，其基于电流指令值计算基本电压；第1电压运算部，其基于电流指令值、基本电压以及第1绕组的电流，计算第1绕组的电压指令值；以及第2电压运算部，其基于电流指令值、基本电压以及第2绕组的电流，计算第2绕组的电压指令值，至少第1电压运算部还会考虑所述第2绕组的电流来计算第1绕组的电压指令值。

Description

交流旋转机的控制装置

技术领域

本发明涉及一种至少具有第1绕组和第2绕组的交流旋转机的控制装置。

背景技术

具有多个绕组的交流旋转机中，会因多个绕组之间的互感而使多个电流控制系统相互干扰，因此具有电流、电压容易振动的性质，与单一系统相比，难以提高控制系统的响应频带。因此，提出了若干种方法。

作为其中之一，在以往的交流旋转机的控制装置中，将与多相交流电动机并联连接的多台逆变器的发送至作为代表的电流控制系统的反馈信号作为各逆变器输出电流的平均值，该作为代表的电流控制系统设置在交流电动机的旋转坐标系上。此外，还将发送至用来进行不平衡抑制的电流控制系统的反馈信号作为各逆变器输出电流的差分值，该用来进行不平衡抑制的电流控制系统设置在交流电动机的旋转坐标系上。

由此，用来进行不平衡抑制的电流控制系统发挥作用，以使各逆变器的输出电流相等，因此能够使多相交流电动机的各相的各绕组的电流变得平衡。

此外，即使在使用外部电抗器并联连接而得到的逆变器中，也能够同样地利用电流控制系统的作用，减少不平衡电流。

由此，通过使各逆变器的输出电流变得平衡，能够减少或不使用外部电抗器，并且能够实现可高速响应的控制(例如专利文献1)。

此外，以往的交流旋转机的控制装置中，在用来驱动3相N层绕组电机的各绕组的各逆变器INV1～INVN的各控制电路中，设有非干扰电压运算部，读取励磁指令值I₀*、扭矩指令值I_T*、及将I₀*、I_T*除以绕组的层数N后获得的d、q轴电流指令值i₁d*、i₁q*以及1次侧频率ω。然后，根据这些值，运算d、q轴电压设定值v₁d*、v₁q*，并通过矢量控制，实现3相多层绕组电机的非干扰控制(例如专利文献2)。

【现有技术文献】

【专利文献】

专利文献1：日本专利第2614788号公报

专利文献2：日本专利特开平11-262293号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

但是，以往的技术中存在以下课题。

根据专利文献1，需要使用第1和第2绕组电流双方，进行作为代表的电流控制系统与用来进行不平衡抑制的电流控制系统这样的复杂且大量的运算。并且，基于第1、第2绕组电流等的检测电流的非干扰控制会由于下述无用时间的影响，而难以完全去除干扰的影响，该无用时间是指在检测出第1、第2绕组电流之后，直到实施作为代表的电流控制系统、用来进行不平衡抑制的电流控制系统的运算并向多台逆变器施加电压为止的时间。

因此，难以实现与以往的单一系统绕组同等的电流响应性，这在使用运算速度较低的廉价微机来实现的情况下尤为显著。

专利文献2中，作为前馈，为了使响应性提高，而分别对各逆变器INV1～INVN的各控制电路设置非干扰电压运算部。如专利文献2中的式(1)所示，其以含有交流旋转机的电源频率ω的形式构成，并且需要复杂且大量的运算。由此所能实现的响应性不会超过与以往的单一系统绕组的响应性同等的级别，此外，由于无法充分提高反馈的增益，所以会导致抑压性能较低，例如对于因3相双层绕组电动机的速度急剧变化而产生的外部干扰电压的抑制性能较低。

因此，本发明的目的在于，在至少具有第1绕组和第2绕组且在旋转二轴上进行控制运算的交流旋转机的控制装置中，实现运算量少、响应性高并且不易受到外部干扰的影响的性能。

解决技术问题所采用的技术方案

为了解决上述课题，本发明所涉及的交流旋转机的控制装置具有第1绕组以及第2绕组，并且在旋转二轴上进行控制运算，该交流旋转机的控制装置包括：电流检测部，该电流检测部分别检测第1绕组的电流和第2绕组的电流；基本电压运算部，该基本电压运算部基于交流旋转机的电流指令值和电气常数计算基本电压；第1电压运算部，该第1电压运算部基于电流指令值、基本电压以及第1绕组的电流，计算第1绕组的电压指令值；第2电压运算部，该第2电压运算部基于电流指令值、基本电压以及第2绕组的电流，计算第2绕组的电压指令值；第1电压施加部，该第1电压施加部基于第1绕组的电压指令值，向交流旋转机的第1绕组施加电压；以及第2电压施加部，该第2电压施加部基于第2绕组的电压指令值，向交流旋转机的第2绕组施加电压，第1电压运算部基于电流指令值、基本电压、第1绕组的电流，并且还基于第2绕组的电流，计算第1绕组的电压指令值。

发明效果

根据本发明的交流旋转机的控制装置，第1电压运算部基于第1绕组的电流、基本电压以及电流指令值，计算第1绕组的电压指令值。第2电压运算部基于第2绕组的电流、基本电压以及电流指令值，计算第2绕组的电压指令值。此时，至少第1电压运算部也会考虑到第2绕组的电流，来计算第1绕组的电压指令值。

因此，本发明的基于第1绕组、第2绕组的电流的检测值实施的反馈控制中，无需如专利文献1那样，使用第1、第2绕组电流双方来生成第1、第2绕组的电压指令值。也就是说，至少仅有第1电压运算部就能够基于另一个第2绕组的电流，来计算第1绕组的电压指令值。即使是如此简单的结构，由于干扰也会相互作用，因此即使只是对第1电压运算部采取对策，也能够抑制电流控制系统间的干扰。其结果是，可获得如下效果：响应性至少可实现与以往近乎相同的级别。

此外，无需如专利文献2那样，对INV1～INVN的各控制电路分别设置非干扰电压运算部，并且以含有交流旋转机的电源频率ω的形式来构成，并且无需复杂且大量的运算。

此外，本发明中，至少对于第1、第2绕组的电流和的响应，基于电流指令值和电气常数，运算单一的基本电压即可。因此，高频频带中，仅需利用只考虑了旋转机的电感、绕组电阻等电气常数的基本电压，就能够改善电流响应。其结果是，可获得如下效果：响应性至少可实现与以往的单一系统绕组近乎相同的级别。

如上所述，能够获得以下效果：抑制上述多个电流控制系统间的干扰；提高对于电流指令值的电流响应性；在高频频带中也能够输出与电流指令值对应的电压指令值；以及通过对于电流指令值的电流响应性的作用，即使在多层系统绕组中，响应性也可实现高于以往的单一系统绕组的级别。此外，由于反馈也实现了非干扰化，因此能够提高电流响应性能，从而也能够确保外部干扰抑压性能。

此外，本发明中，前馈、反馈也可都增加运算。例如，也可设置第2电压运算部等，该第2电压运算部除了基于电源频率项、第2绕组的电流以外，还基于第1绕组的电流来运算电压指令值。此时，能够进一步提高对于外部干扰电压的抑制性能、以及对于电流指令值的电流响应性。

由此，在本发明中，即使在多层系统绕组中也能够获得以往所没有的显著效果，即与以往相比，可在减少运算量的基础上，得到较高的响应性。

附图说明

图1是表示本发明所涉及的交流旋转机的控制装置的实施方式1的电路框图。

图2是表示本发明中使用的交流旋转机的第1绕组和第2绕组的图。

图3是具有图2所示的绕组的交流旋转机的等效电路图。

图4是图3所示的电路图的q轴上电流的等效电路图。

图5是图3所示的电路图的d轴上电流的等效电路图。

图6是表示本发明所涉及的交流旋转机的控制装置的实施方式2的电路框图。

图7是表示本发明的实施方式2中的电压差至电流差的在d轴上的传输特性的图。

图8是表示本发明的实施方式2中的电压差至电流差的在q轴上的传输特性的图。

图9是表示本发明所涉及的交流旋转机的控制装置的实施方式3的电路框图。

图10是表示本发明的实施方式3中的电压和至电流和的在d轴上的传输特性的图。

图11是表示本发明的实施方式3中的电压和至电流和的在q轴上的传输特性的图。

图12是表示本发明所涉及的交流旋转机的控制装置的实施方式4的电路框图。

图13是表示本发明所涉及的交流旋转机的控制装置的实施方式5的电路框图。

图14是表示本发明所涉及的交流旋转机的控制装置的实施方式6和7的电路框图。

图15是表示本发明所涉及的交流旋转机的控制装置的实施方式8的电路框图。

图16是表示本发明所涉及的交流旋转机的控制装置的实施方式9的电路框图。

图17是表示本发明所涉及的交流旋转机的控制装置的实施方式10的电路框图。

具体实施方式

以下，参照附图说明本发明所涉及的交流旋转机的控制装置的各种实施方式。

实施方式1.

图1表示本发明中交流旋转机的控制装置的实施方式1的整体结构。图中，交流旋转机1a具有第1绕组U1、V1、W1和第2绕组U2、V2、W2(参照图2)这2个三相绕组。另外，以下的所有实施方式中，作为交流旋转机1a说明的是具有2个绕组的永磁体型同步旋转机，但对于具有2个以上绕组的永磁体型同步旋转机、励磁绕组型同步旋转机，也同样适用。

位置检测部2a由检测交流旋转机1a的旋转位置θ的霍尔元件或旋转变压器、编码器等构成。此外，也可使用基于由下述电流检测部3、4检测出的第1绕组的电流和第2绕组的电流来推断位置的技术。

电流检测部3由用来检测在交流旋转机1a的第1绕组U1、V1、W1中流过的电流i1u、i1v、i1w的分流电阻、霍尔元件等构成。电流检测部4由用来检测在交流旋转机1a的第2绕组U2、V2、W2中流过的电流i2u、i2v、i2w的分流电阻、霍尔元件等构成。

基本电压运算部5a基于来自外部的交流旋转机1a的电流指令值id*、iq*以及存储在内部的交流旋转机1a的电气常数，运算旋转二轴(d-q轴)上的基本电压vdF*、vqF*。

第1电压运算部6a基于电流指令值id*、iq*、由电流检测部3检测出的第1绕组的电流i1u、i1v、i1w、由电流检测部4检测出的第2绕组的电流i2u、i2v、i2w、以及基本电压vdF*、vqF*，计算第1绕组的电压指令值v1u*、v1v*、v1w*。

第2电压运算部7a基于电流指令值id*、iq*、由电流检测部4检测出的第2绕组的电流i2u、i2v、i2w、以及基本电压vdF*、vqF*，计算第2绕组的电压指令值v2u*、v2v*、v2w*。

第1电力施加部8是通过利用PWM、PAM等现有技术实施调制处理，将第1绕组的电压指令值v1u*、v1v*、v1w*施加至交流旋转机1a的第1绕组U1、V1、W1的逆变器、矩阵变换器等电力转换器。

第2电力施加部9是通过利用PWM、PAM等现有技术实施调制处理，将第2绕组的电压指令值v2u*、v2v*、v2w*施加至交流旋转机1a的第2绕组U2、V2、W2的逆变器、矩阵变换器等电力转换器。

第1电压运算部6a具备坐标变换器10、11、12、减法器13、14、电流控制器15、16以及加法器17、18。第2电压运算部7a具备坐标变换器11、22、减法器19、电流控制器20以及加法器21。关于坐标变换器11，与第1电压运算部6a通用。

坐标变换器10基于由电流检测部3检测出的电流i1u、i1v、i1w和由位置检测部2a检测出的旋转位置θ，运算旋转二轴(d-q轴)上的电流i1d、i1q。

减法器13将电流指令值id*、iq*分别减去从坐标变换器10获得的电流i1d、i1q，输出偏差di1d(＝id*-i1d)、di1q(＝iq*-i1q)。

电流控制器15通过比例积分(PI)控制，运算旋转二轴(d-q轴)上的电压指令值v1d*、v1q*，以使从减法器13获得的di1d(＝id*-i1d)、di1q(＝iq*-i1q)都与零一致，即彼此相等。

坐标变换器11基于由电流检测部4检测出的电流i2u、i2v、i2w和由位置检测器2检测出的旋转位置θ，运算旋转二轴(d-q轴)上的电流i2d、i2q。

减法器14将电流指令值id*、iq*分别减去从坐标变换器11获得的电流i2d、i2q，输出偏差di2d(＝id*-i2d)、di2q(＝iq*-i2q)。

电流控制器16通过比例积分控制或比例(P)控制，运算旋转二轴(d-q轴)上的补偿电压指令值V1d＿h*、V1q＿h*，以使从减法器14获得的di2d(＝id*-i2d)、di2q(＝iq*-i2q)都与零一致。

加法器17将从电流控制器15获得的旋转二轴(d-q轴)上的电压指令值v1d*、v1q*与从电流控制器16获得的旋转二轴(d-q轴)上的电压指令值v1d＿h*、v1q＿h*相加，输出旋转二轴(d-q轴)上的电压指令值V1d’*、V1q’*。

加法器18将从加法器17获得的旋转二轴(d-q轴)上的电压指令值V1d’*、V1q’*与从基本电压运算部5a获得的旋转二轴(d-q轴)上的电压指令值vdF*、vqF*相加，运算旋转二轴(d-q轴)上的电压指令值V1d”*、V1q”*。

坐标变换器12将从加法器18获得的旋转二轴(d-q轴)上的电压指令值V1d”*、V1q”*转换为第1绕组的电压指令值v1u*、v1v*、v1w*。

第2电压运算部7a中，减法器19将电流指令值id*、iq*分别减去从坐标变换器11获得的电流i2d、i2q，输出偏差di2d(＝id*-i2d)、di2q(＝iq*-i2q)。

电流控制器20通过比例积分控制，运算旋转二轴(d-q轴)上的电压指令值v2d*、v2q*，以使从减法器19获得的di2d(＝id*-i2d)、di2q(＝iq*-i2q)都与零一致。

加法器21将从电流控制器20获得的旋转二轴(d-q轴)上的电压指令值v2d*、v2q*与从基本电压运算部5a获得的旋转二轴(d-q轴)上的电压指令值vdF*、vqF*相加，运算旋转二轴(d-q轴)上的电压指令值v2d’*、v2q’*。

坐标变换器22将从加法器21获得的旋转二轴(d-q轴)上的电压指令值V2d’*、V2q’*转换为第2绕组的电压指令值v2u*、v2v*、v2w*。

接着，说明交流旋转机1a。交流旋转机1a如图2所示，将在中性点N1连接的一组U1、V1、W1的三相绕组和在中性点N2连接的一组U2、V2、W2的三相绕组收纳于旋转机的定子(未图示)，而彼此不进行电连接。

虽然这2个绕组未电连接，但会通过交流旋转机形成的磁路而进行磁耦合，从而正好处于变压器的一次侧和二次侧那样的耦合状态。

因此，并列配置的U1相和U2相的等效电路能够如图3所示。图中，Vu1、Vu2表示来自各中性点的各端子电压，Ru表示电枢绕组电阻，eu表示感应电压，Mu表示电枢绕组的互感，Lu-Mu表示漏电感(电枢绕组自感-电枢绕组互感)。此外，n表示变压器中所说的匝数比。

另外，这些值中，尤其是Lu-Mu和Mu不同于单层绕组的电机控制中使用的值，这是并列配置的多层的2相间的值。此外，一般在交流旋转机中，并列的绕组的匝数相同，因此n＝1。此外，此时由于U1相与U2相、V1相与V2相、W1相与W2相的等效电路也相同，因此当三相的特性相等时，即使从U、V、W3相向旋转二轴(d-q轴)上实施坐标变换，该旋转二轴(d-q轴)上的等效电路也会与图3所示的等效电路相同。

如上所述，交流旋转机的多个绕组进行了磁耦合，因此会相互产生干扰电压。在将U、V、W三相的交流旋转机的等效电路向旋转二轴(d-q轴)进行坐标变换时，各相的电路结构如上所述与图3相同，而该q轴的等效电路以框图形式表示在图4中。

图中，V1q、V2q分别为对于第1、第2绕组组的绕组的q轴电压，i1q、i2q分别为对于第1、第2绕组组的绕组的q轴电流。此外，图中以Viq12、Viq21表示的电压表示来自其他绕组组的干扰电压。另外，图中的s表示拉普拉斯变换的微分运算符，R表示电阻值，Lq表示q轴自感，Mq表示q轴互感。

图4表示旋转二轴(d-q轴)中q轴的等效电路，而d轴上的等效电路也如图5所示，具有同样的结构。

通常，交流旋转机的矢量控制在转子d-q轴上分别独立地进行电流控制，但在具有多个绕组组的交流旋转机中，如上所述，干扰电压会相互作用，会作为外部干扰输入至电流控制系统。由图4可以看出，该干扰电压与各绕组电流的微分值成比例，具有越是使电流高速响应则干扰电压越大的性质，因此与单一绕组组的电流控制相比难以提高电流控制系统的响应。

对于该课题，专利文献1中，将发送至作为代表的电流控制系统的反馈信号作为各逆变器输出电流的平均值，此外，将发送至设置在交流电动机的旋转坐标系上的用来进行不平衡抑制的电流控制系统的反馈信号作为各逆变器输出电流的差分值。由此，用来进行不平衡抑制的电流控制系统发挥作用，以使各逆变器的输出电流相等，因此通过使多相交流电动机的各相的各绕组的电流变得平衡来进行应对。

但是，该结构中，在计算电流的平均值和电流的差分值时，需要使用第1绕组的旋转二轴(d-q轴)电流和第2绕组的旋转二轴(d-q轴)电流双方来进行计算。并且，在实施作为代表的电流控制系统和用来进行不平衡抑制的电流控制的运算的基础上，还需要计算第1绕组的电压和第2绕组的电压，需要进行大量的运算。

与专利文献1中对于上述干扰电压的应对方法不同，本实施方式1中，具有基于在第2绕组中流过的电流来补偿第1绕组的电压指令值的简单结构。

以下，返回图1进行说明，第1电压运算部6a中，电流控制器16基于第2绕组的电流i2u、i2v、i2w，计算旋转二轴(d-q轴)上的补偿电压指令值V1d＿h*、V1q＿h*。

电流控制器16中，将补偿图5中的Vid12的电压输出为V1d＿h*，将补偿图4中的Viq12的电压输出为V1q＿h*。通过补偿Vid12、Viq12，从而i1d、i1q所受的干扰的影响减小，变得稳定。其结果是，i1d、i1q分别乘以sMd、sMq后获得的Vid21、Vid12也变得稳定，并且i2d、i2q也变得稳定。

因此，即使不采用专利文献1所示的复杂的电流控制系统的结构，如本实施方式1所示，采用根据第2绕组的电流来补偿(修正)第1绕组的电压的简单且运算量少的结构，也能够获得至少与专利文献1同等的非干扰化的效果(与专利文献1同等的电流响应的改善)。

但是，在专利文献1、以及本实施方式1中将第2绕组的电流补偿至第1绕组的电压这样的通过使用检测电流的非干扰化控制来提高电流控制的响应的方法中，如上所述，越是使电流高速响应，则干扰电压越大。而且，补偿该较大的干扰电压的补偿电压会受到从检测出电流之后直到输出补偿电压为止所花费的无用时间的影响。在使用运算速度较低的廉价微机时，该影响尤其明显，因此难以在提高电流控制的响应的基础上完全去除干扰的影响。

对于该课题，专利文献2中公开了如专利文献2内的[数学式1]所示，通过加上非干扰电压来改善电流响应的例子。但是，由于对针对各绕组的各控制电路采用实施[数学式1]的运算，需要大量运算，因此有时会难以安装到廉价的微机中。

相对于此，本实施方式1中，使用基本电压运算部5a，基于电流指令值id*、iq*简单地运算旋转二轴(d-q轴)上的基本电压vdF*、vqF*。

以下，说明基本电压运算部5a。

下述式(1)是交流旋转机1a中的旋转二轴上(d-q轴)的电压与电流的关系式。此处，ω是电角速度，是磁通匝链数。该式(1)除了上述图4、图5的框图中表示的电压与电流的关系以外，还等效于将因电感Ld、Lq、Md、Mq的电枢反作用而产生的速度电动势考虑在内的情况。

【数学式1】

以下，根据式(1)说明基本电压vdF*、vqF*的导出过程。

基本电压运算部5a基于电流指令值id*、iq*运算旋转二轴(d-q轴)上的基本电压vdF*、vqF*，因此，首先式(1)中，将电流设为id*＝i1d＝i2d、iq*＝i1q＝i2q(式(2))。

【数学式2】

此处，由于右边第1行与第3行、第2行与第4行分别相同，因此获得下述式(3)、式(4)。

【数学式3】

v_1d＝v_2d＝{R+s(L_d+M_d)}·i_d ^*-ω(L_q+M_q)·i_q ^* (3)

v_1q＝v_2q＝{R+s(L_q+M_q)}·i_q ^*+ω{(L_d+M_d)·i_d ^*+φ} (4)

按照电流指令值id*、iq*，根据式(3)、式(4)的关系，运算旋转二轴(d-q轴)上的基本电压vdF*、vqF*以作为式(3)的v1d＝vdF*、式(4)的v1q＝vqF*，从而具有以下效果：即，基于电流指令值id*、iq*输出需要的基本电压vdF*、vqF*，改善交流旋转机的响应。

并且，以下说明按照式(3)、式(4)通过简单的运算改善电流响应的基本电压运算法。式(3)、式(4)中，电角速度ω除了交流旋转机自身的惯性矩以外，还会受到与交流旋转机连接的负载的惯性矩的影响，因此与电流相比，不会高速地进行响应。

在电角速度ω的相对较低的低频频带中，可通过上述专利文献1、以及本发明中基于第2绕组中流过的电流来补偿第1绕组的电压指令值这样的基于检测电流的非干扰化控制来进行应对。但是，由于针对基于交流旋转机的电流指令值和电气常数的项目的频率频带与电流控制的极限附近的较高的频率频带相等，所以对于该项可通过作为基本电压进行补偿来确保电流控制响应。

因此，能够如下式(5)、式(6)所示，将与式(3)、(4)中的电角ω有关的项分别省略，并且通过以电流指令和交流旋转机1a的电气常数(电枢绕组电阻R、电枢绕组电感Ld、Lq、Md、Mq)表示的简单运算，来改善电流响应。

【数学式4】

v_dF ^*＝{R+s(L_d+M_d)}·i_d ^* (5)

v_qF ^*＝{R+s(L_q+M_q)}·i_q ^* (6)

如上所述，本发明的实施方式1中，首先，通过采用基于在第2绕组中流过的电流来补偿第1绕组的电压指令值的结构，从而无需如专利文献1那样进行大量运算，并且确保包括电角频率ω的频带在内的电流控制的响应频带。并且，在基于检测电流的非干扰化控制未追随的频带中，能够根据基于电流指令值和电气常数运算出的基本电压，将电流控制响应确保至单层绕组级别的响应。

此时，考虑到电角频率ω的频带能够通过基于检测电流的非干扰化控制来进行应对，无需如专利文献2那样含有电角频率ω的相关项，从而简单地确保单层绕组级别的响应。

根据以上结构，能够通过简单的结构，将电流控制的响应提高至单层绕组的交流旋转机的级别。

实施方式2.

图6表示本发明所涉及的交流旋转机的控制装置的实施方式2的结构，标注有与所述实施方式1相同的标号的部分为与其相同或相当的部分。本实施方式2与实施方式1的不同之处在于，第1电压运算部6b中的电流差运算器211、减法器212、电流控制器213、加法器214以及电压差运算部215。

首先，电流差运算器211将从坐标变换器10获得的第1绕组的电流i1d、i1q分别减去从坐标变换器11获得的第2绕组的电流i2d、i2q，输出第1绕组的电流与第2绕组的电流的差即电流差Δid、Δiq。

减法器212将规定的电流差指令值Δid*、Δiq*分别减去从电流差运算器211获得的电流Δid、Δiq，输出偏差dΔid(＝Δid*-Δid)、dΔiq(＝Δiq*-Δiq)。所述电流差指令值Δid*、Δiq*都设定为0。

电流控制器213使用比例积分控制或比例控制，运算电压差Vd＿dif*、Vq＿dif*，以使得从减法器212获得的偏差dΔid(＝Δid*-Δid)、dΔiq(＝Δiq*-Δiq)都为零。

其结果是，电压差运算部215由减法器212和电流控制器213构成，基于第1绕组的电流与第2绕组的电流的差即电流差Δid、Δiq以及电流差指令值Δid*、Δiq*，输出电压差Vd＿dif*、Vq＿dif*。

加法器214将从电流控制器213获得的电压差vddif*、vqdif*分别与从电流控制器15获得的旋转二轴(d-q轴)上的电压指令值v1d*、v1q*相加，运算旋转二轴(d-q轴)上的电压指令值V1d’*、V1q’*。

通过如图6所示构成交流旋转机的控制装置，从而能够利用电流差运算器211求得第1绕组的电流与第2绕组的电流的差即电流差，利用减法器212求得该电流差与电流差指令值的偏差，并向加法器214加上电压差vd＿dif*、vq＿dif*，以使该偏差为零。其结果是，第1绕组的电压指令值v1d’*、v1q’*可起到抑制电流差的作用，能够抑制实施方式1所述的干扰电压的影响。

以下，详细说明通过基于上述电流差来运算第1绕组的电压指令值，从而抑制干扰电压的处理。首先，根据图4、5可获得下式(7)、(8)。

【数学式5】

V_1d-V_2d＝{R+s(L_d-M_d)}·(i_1d-i_2d) (7)

V_1q-V_2q＝{R+s(L_q-M_q)}·(i_1q-i_2q) (8)

其中，Vid12＝sMdi2d、Vid21＝sMdi1d、Viq12＝sMqi2q、Viq21＝sMqi1q。

根据式(7)、(8)，从以1、2组电压的差表示的电压差(V1d-V2d、V1q-V2q)至电流差(i1d-i2d、i1q-i2q)的传输特性为图7、8所示的单纯的一阶滞后系统，不存在图4、5所示的干扰电压。因此，通过设计基于电流差来补偿第1绕组的电压指令值的电流控制器213作为针对如图7、8那样单纯的一阶滞后系统的控制对象的控制器，从而能够减少干扰电压的影响，并且抑制第1绕组的电流与第2绕组的电流的不平衡。

该实施方式2中，通过基于电流差，利用从电流控制器213获得的电压差Vd＿dif*、Vq＿dif*来修正第1绕组的电压指令值，从而可获得能够抑制干扰电压的影响，并且能够改善电流控制响应的效果。

如上所述，在本发明的实施方式2中，采用如下结构：在第1电压运算部中，计算第1绕组的电流与第2绕组的电流的电流差，并基于该电流差和电流差指令值由电压差运算部215输出电压差，并基于该电压差修正第1绕组的电压指令值。其结果是，相对于实施方式1，通过对从电压差至电流差的单纯的一阶滞后型控制对象设计电流控制器213，从而能够不受干扰电压的影响，进一步抑制第1绕组的电流和第2绕组的电流的不平衡。

此外，本实施方式2的结构中也具有如下的简单结构，即：基于电流差来修正第1绕组的电压指令值，并基于电流指令值和第2绕组的电流，运算第2绕组的电压指令值。因此，无需如专利文献1那样进行大量运算，能够确保包括电角频率ω的频带在内的电流控制的响应频带。此外，与实施方式1同样地，本实施方式2也无需如专利文献2那样进行含有电角频率ω的运算。并且，本实施方式2在基于检测电流的非干扰化控制未追随的频带中，能够根据基于电流指令值和电气常数运算出的基本电压，利用简单的结构将电流控制响应提高至单层绕组级别的响应。

实施方式3.

图9表示本发明所涉及的交流旋转机的控制装置的实施方式3的结构，标注有与所述实施方式1、2相同的标号的部分为与其相同或相当的部分。

本实施方式3与实施方式2的不同之处在于，第1电压运算部6c中，具有电流和运算器311、减法器312、电流控制器313以及加法器314。

电流和运算器311将从坐标变换器10获得的第1绕组的电流i1d、i1q分别与从坐标变换器11获得的第2绕组的电流i2d、i2q相加，输出第1绕组的电流与第2绕组的电流的和即电流和idsum、iqsum。

减法器312将电流指令值id*、iq*乘以K2倍后的值分别减去从电流和运算器311获得的电流idsum、iqsum，输出偏差Δidsum(＝K2×id*-idsum)、Δiqsum(＝K2×iq*-iqsum)。此处，K2设定为2(常数)。

电压和运算部315由减法器312和电流控制器313构成，基于通过电流和运算器311获得的第1绕组的电流与第2绕组的电流的和即电流和idsum、iqsum以及电流指令值id*、iq*，从电流控制器313输出旋转二轴(d-q轴)上的电压和Vd＿sum*、Vq＿sum*。

也就是说，电流控制器313使用比例积分控制运算旋转二轴(d-q轴)上的电压和Vd＿sum*、Vq＿sum*，以使从减法器312获得的偏差Δidsum、Δiqsum都与零一致。

加法器314将从电流控制器313获得的电压和Vd＿sum*、Vq＿sum*分别与从电流控制器213获得的电压差Vd＿dif*、Vq＿dif*相加，然后分别乘以常数倍(K倍)，并将该输出作为旋转二轴(d-q轴)上的电压指令值V1d’*、V1q’*进行输出。此处，K设定为0.5。

通过如图9所示构成交流旋转机的控制装置，利用电流和运算器311求得第1绕组的电流与第2绕组的电流的电流和，利用减法器312求得其与电流和指令值的常数(K2)倍的偏差，并利用电流控制器313运算电压和Vd＿sum*、Vq＿sum*以使该偏差为零。

然后，基于从电流控制器313获得的电压和Vd＿sum*、Vq＿sum*和从电流控制器213获得的电压差Vd＿dif*、Vq＿dif*，利用加法器314计算电压指令值V1d’*、V1q’*，从而能够抑制实施方式1所述的干扰电压的影响。以下说明其原因。

根据图4、5，可获得下式(9)、(10)。

【数学式6】

V_1d+V_2d＝{R+s(L_d+M_d)}·(i_1d+i_2d) (9)

V_1q+V_2q＝{R+s(L_q+M_q)}·(i_1q+i_2q) (10)

其中，Vid12＝sMdi2d、Vid21＝sMdi1d、Viq12＝sMqi2q、Viq21＝sMqi1q。

根据式(9)、(10)，从以1、2组电压的和表示的电压和(V1d+V2d、V1q+V2q)至电流和(i1d+i2d、i1q+i2q)的传输特性为图10、11所示的单纯的一阶滞后系统，不存在图4、5所示的干扰电压。因此，电流控制器313中，对于图10、11所示的控制对象，通过构成基于电流和(i1d+i2d、i1q+i2q)来运算电压和Vd＿sum*、V1q＿sum*的电流控制器，从而能够抑制干扰电压的影响。

并且，由于如实施方式2所述那样由于获得电压差Vd＿dif*、Vq＿dif*，所以能够抑制干扰电压的影响。并且由于采用下述结构，即：在加法器314中，基于干扰电压的影响均已受到抑制的电压和Vd＿sum*、V1q＿sum*以及电压差Vd＿dif*、Vq＿dif*来运算电压指令值V1d’*、V1q’*，因此电压指令值V1d’*、V1q’*受到干扰电压的影响较小。

因此，与实施方式1、2相比，基于V1d’*、V1q’*在第1绕组中流过的电流更稳定，因此图4、5中的干扰电压Vid21、Viq21稳定，所以可获得以下效果：第2绕组的电流也稳定，并且能够稳定地驱动交流旋转机1。

另外，本实施方式3中说明了基于电压和、电压差以及基本电压输出第1绕组的电压指令值的结构，但也可采用基于电压和、实施方式1所述的补偿电压指令值V1d＿h*、V1q＿h*以及基本电压输出第1绕组的电压指令值的结构。此时，也能够获得利用电压和来抑制干扰电压的效果。

如上所述，在本发明的实施方式3中，其采用如下结构：第1电压运算部利用电流和运算器求得第1绕组的电流与第2绕组的电流的电流和，利用电压和运算部基于该电流和以及电流指令值输出电压和，并基于该电压和输出第1绕组的电压指令值。因此，与实施方式2相比，对于从电压和至电流和的单纯的一阶滞后系统的控制对象，通过使用基于电流和输出电压和的电流控制器313，从而能够进一步减少干扰电压的影响，进一步抑制第1绕组的电流与第2绕组的电流的不平衡，并且能够稳定地驱动交流旋转机。

此外，本实施方式3的结构中也采用了基于电流和、电流差以及电流指令值运算第1绕组的电压，基于电流指令值和第2绕组的电流运算第2绕组的电压指令值这一简单结构，无需如专利文献1那样进行大量运算，能够确保包括电角频率ω的频带在内的电流控制的响应频带。并且，本实施方式3在基于检测电流的非干扰化控制未追随的频带中，根据基于电流指令值和电气常数运算出的基本电压，将电流控制响应确保至单层绕组级别的响应。

此时，本实施方式3中，考虑到电角频率ω的频带能够通过基于检测电流的非干扰化控制来进行应对，从而无需如专利文献2那样含有电角频率ω的相关项，可简单地确保单层绕组级别的响应。根据以上结构，可获得以下效果：相对于专利文献2，能够通过简单的结构，来将电流控制的响应提高至单层绕组的交流旋转机的级别。

另外，此处，为了使用电压和来控制电流和，将K2设为2、将K设为0.5，但将K2设为1、将K设为1，使用平均电压来控制平均电流时，也能够获得同样的效果。

实施方式4.

图12表示本发明所涉及的交流旋转机的控制装置的实施方式4的结构，标注有与所述实施方式1～3相同的标号的部分为与其相同或相当的部分。本实施方式4与实施方式3的不同之处在于，第1电压运算部6d、第2电压运算部7d以及加法器401。

加法器401将从电流控制器313获得的电压和vdsum*、vqsum*分别减去从电流控制器213(结构与上述相同)获得的电压差vddif*、vqdif*，然后分别乘以常数倍(K倍)，并将该输出作为旋转二轴(d-q轴)上的电压指令值V2d*、V2q*进行输出。

通过如图12那样构成交流旋转机的控制装置，除了第1绕组的电压指令值V1d”*、V1q”*以外，第2绕组的电压指令值V2d”*、V2q”*也基于干扰电压的影响已受到抑制的电压和vdsum*、vqsum*以及电压差vddif*、vqdif*来输出。

因此，与实施方式3中基于电压和以及电压差仅补偿第1绕组的电压指令值的情况相比，本实施方式4具有下述效果：能够进一步抑制干扰电压的影响，与实施方式1～3相比，能够进一步改善电流控制响应。

如上所述，本发明的实施方式4中构成第1电压运算部和第2电压运算部，以基于电压和以及电压差输出第1绕组的电压指令值以及第2绕组的电压指令值。因此，第1绕组的电压指令值和第2绕组的电压指令值都基于电压和以及电压差来运算得到，与实施方式3相比，第2绕组的电压指令值受到的干扰电压的影响得以减少，从而进一步抑制第1绕组的电流与第2绕组的电流的不平衡，并且能够稳定地驱动交流旋转机。

此外，相对于专利文献1，与实施方式1～3同样地，还具有下述效果：在基于检测电流的非干扰化控制未追随的频带中，能够根据基于基本电压运算部的电流指令值和电气常数运算出的基本电压，将电流控制响应确保至单层绕组级别的响应。

此时，考虑到电角频率ω的频带能够通过基于检测电流的非干扰化控制来进行应对，无需如专利文献2那样含有电角频率ω的相关项，可简单地确保单层绕组级别的响应。根据以上结构，具有如下效果：相对于专利文献2，能够通过简单的结构，将电流控制的响应提高至单层绕组的交流旋转机的级别。

实施方式5.

图13表示本发明中的交流旋转机的控制装置的实施方式5的结构，标注有与所述实施方式1～4相同的标号的部分为与其相同或相当的部分。本实施方式5与实施方式1～4的不同之处在于第1电压运算部6e、第2电压运算部7e、加法器501、加法器502以及加法器503。

加法器501将从电流控制器313获得的电压和vdsum*、vqsum*与将从基本电压运算部5a获得的基本电压乘以常数(K2)倍后得到的值K2×vd＿F*、K2×vq＿F*相加，作为相加值Vdsum’*、Vqsum’*进行输出。此处，K2使用与减法器312相同的值。

将基本电压乘以K2的原因在于，与实施方式1～4中将第1绕组的电压指令值和第2绕组的电压指令值分别加上基本电压不同，本实施方式中加法器501的输出为电压和Vdsum’*、Vqsum’*。此外，将基本电压乘以K2的运算也可以不由加法器501实施，而由基本电压运算部5a实施。

加法器502在对从加法器501获得的相加值Vdsum’*、Vqsum’*与从电流控制器213获得的电压差vddif*、vqdif*的和进行运算之后，将该输出分别乘以常数(K)倍，运算旋转二轴(d-q轴)上的第1绕组的电压指令值V1d”*、V1q”*。此处，K使用与减法器314相同的值。加法器503中，在将从加法器501获得的相加值Vdsum’*、Vqsum’*分别减去从电流控制器213获得的电压差vddif*、vqdif*后，将该输出分别乘以K倍，计算旋转二轴(d-q轴)上的第2绕组的电压指令值V2d’*、V2q’*。此处，K使用与减法器314相同的值。

通过如图13所示构成交流旋转机的控制装置，对基本电压进行加法运算的加法器在实施方式1～4中需要加法器18、21共计2个，但在本实施方式中仅需加法器501这1个即可，因此具有简化运算的效果。

如上所述，本发明的实施方式5中，构成第1电压运算部和第2电压运算部，以运算电压和与基本电压的相加值，并基于该相加值和电压差，来输出第1绕组的电压指令值和第2绕组的电压指令值。因此，实施方式4中，对基本电压进行加法运算的加法器需要加法器18、21合计2个，但实施方式5中仅需加法器501这1个即可，因此具有简化运算的效果。

并且具有以下效果：在如专利文献1那样仅采用基于检测电流的非干扰化控制的结构无法应对的频带中，通过使用基于基本电压运算部的电流指令值和电气常数运算出的基本电压，从而能够将电流控制响应确保至单层绕组级别的响应。

此外，基本电压运算部的结构与实施方式1～4相同，无需如专利文献2那样含有电角频率ω的相关项，可简单地确保单层绕组级别的响应。

如上所述，相对于例如专利文献1和2这样的现有技术，能够通过简单的结构，来将电流控制的响应提高至单层绕组的交流旋转机的级别。

实施方式6.

上述实施方式1～5的基本电压运算器5a中，在电流指令值中含有第1绕组的电流、第2绕组的电流对于电流指令值的所期望的响应频率以上的频带的分量时，由于基本电压是基于电流指令值和电气常数进行运算的，所以基本电压中也会含有该所期望的频率以上的频带的分量。其结果是，若基于基本电压对交流旋转机1a施加电压，则第1绕组的电流和第2绕组的电流也会含有该所期望的响应频率以上的频带的分量，因此存在如下课题：例如若该频带与人类的可听范围的频带一致，则会从交流旋转机中产生噪音。本实施方式6中，示出了应对这种课题的例子。

图14表示本发明中的交流旋转机的控制装置的实施方式6的结构，标注有与所述实施方式1～5相同的标号的部分为与其相同或相当的部分。实施方式1～5中，利用式(5)、(6)基于电流指令值和交流旋转机1a的电气常数来运算基本电压Vdf*、Vqf*，但本实施方式6中，在下述基本电压运算部5b中，利用下式(11)、(12)计算基本电压。

【数学式7】

v_dF ^*＝{R+s(L_d+M_d)}·i_dr (11)

v_qF ^*＝{R+s(L_q+M_q)}·i_qr (12)

此处，idr是对于d轴电流指令值id*，以第1绕组的电流和第2绕组的电流对于电流指令值的所期望的时间常数进行响应的响应电流，iqr是对于q轴电流指令值iq*，以第1绕组的电流和第2绕组的电流对于电流指令值的所期望的时间常数进行响应的响应电流。这些分别如下式(13)、(14)所示，对电流指令值实施滤波处理后的输出为响应电流。

【数学式8】

其中，Tcd为d轴响应电流的时间常数，Tcq为q轴响应电流的时间常数。

式(13)、(14)构成了第1绕组的电流和第2绕组的电流对于电流指令值的所期望的响应的时间常数的1次低通滤波器，但次数并不限定为1次。

因此，实施方式6中，利用响应电流运算器(未图示)基于电流指令值根据式(13)、(14)输出电流对于电流指令值的所期望的响应的响应电流，并基于该响应电流根据式(11)、(12)运算基本电压。

接着，将式(13)、式(14)分别代入式(11)、式(12)，获得下式(15)、式(16)。

【数学式9】

因此，也可根据式(15)、式(16)，运算基本电压vdF*、vqF*。此外，实施方式6中说明了相对于实施方式5，将基本电压运算部设为与基本电压运算部5b相同来实施的例子，但当然也可相对于实施方式1～5的结构，将基本电压运算部设为与基本电压运算部5b相同的结构。

以下说明基本电压运算部采用与基本电压运算部5b相同的结构而得到的效果。对于电流指令值，如式(13)、(14)所示，从通过低通滤波器的输出即响应电流中去除电流指令值中含有的所期望的响应以上的频带的频率，该低通滤波器具有第1绕组的电流和第2绕组的电流对于电流指令值的所期望的响应的时间常数。

接着，基于该响应电流和基本电压，根据式(15)、(16)进行运算，从而从基本电压中去除所期望的响应以上的频率分量，即使基于该基本电压使电流向交流旋转机1a的第1绕组和第2绕组通电，也能够减少该电流中所期望的响应以上的频率分量，从而具有能够减少从交流旋转机中产生的噪音的效果。

如上所述，本发明的实施方式6中，采用如下结构：运算第1绕组的电流和第2绕组的电流对于电流指令值的所期望的响应，将其作为响应电流，并基于该响应电流运算基本电压。由此，从基本电压中去除所期望的响应以上的频带分量，即使基于该基本电压使电流向交流旋转机的第1绕组和第2绕组通电，也会从该电流中去除所期望的响应以上的频率分量，与实施方式1～5相比，具有能够减少从交流旋转机中产生的噪音的效果。

并且，相对于专利文献1，具有以下效果：在通过基于检测电流的非干扰化控制无法应对的频带，能够利用基于基本电压运算部的响应电流和电气常数运算出的基本电压，将电流控制响应确保至单层绕组级别的响应。此外，基本电压运算部无需如专利文献2那样含有电角频率ω的相关项，从而具有能够简单地确保单层绕组级别的响应的效果。

此外，专利文献2(数学式[1]、数学式[2])中，由于采用如下结构：基于在绕组电阻R1、自感L1等电气常数上乘以电流指令值而得到的值来运算非干扰电压，因此若电流指令值中含有所期望的响应以上的频率分量，则非干扰电压和3相双层绕组电动机的电流中会含有该分量，当该频率分量与可听范围一致时，可能会产生噪音。

相对于此，本实施方式6中，如上所述采用基于响应电流来运算基本电压的结构，从而去除基本电压中含有的所期望的响应以上的频率分量，因此，与专利文献2的结构相比，具有能够减少交流旋转机的噪音的效果。

实施方式7.

图14也适用于本发明中的交流旋转机的控制装置的实施方式7的结构，标注有与所述实施方式1～6相同的标号的部分为与其相同或相当的部分。

如上述实施方式6所示，若利用电流控制器313基于电流指令值运算电压和，则在电流指令值中含有第1绕组的电流和第2绕组的电流对于电流指令值的所期望的响应以上的频带分量的情况下，虽然其大小会随着电流控制器313的对于电流指令值的电流的响应而变化，但电压和也会含有该分量。

因此，基于该电压和来运算第1绕组的电压指令值和第2绕组的电压指令值，并将基于这些电压指令值的电压施加至交流旋转机1a的第1绕组和第2绕组，使电流向第1绕组和第2绕组通电时，这些电流中含有所期望的响应以上的频率分量，从而会出现从交流旋转机中产生噪音的课题。

此处，与实施方式6同样地，在本实施方式7中，取代由第1电压运算部6f和第2电压运算部7f输入电流指令值id*、iq*，而由基本电压运算部5b输入上述响应电流idr、iqr。

也就是说，基本电压运算部5b在上述基本电压运算部5a的结构中，输出利用响应电流运算器(未图示)运算出的响应电流idr、iqr。

减法器701从将响应电流idr、iqr乘以K2倍后得到的值中分别减去从电流和运算器311获得的电流idsum、iqsum，计算偏差Δidsum(＝K2×idr-idsum)、Δiqsum(＝K2×idr-iqsum)。此处，K2设定为例如2(常数)。

以下，说明将输入至第1电压运算部6f和第2电压运算部7f的电流指令值id*、iq*经过基本电压运算部5b成为响应电流idr、iqr的效果。

对于电流指令值，通过低通滤波器的输出即响应电流指令值从原来的电流指令值中去除所期望的响应以上的频带的频率，该低通滤波器具有第1绕组和第2绕组的电流对于该电流指令值的所期望的响应的时间常数。接着，基于该响应电流，利用减法器701和电流控制器313运算电压和，从而去除电压和的所期望的响应以上的频带分量。

通过基于该电压和，来第1绕组的电压指令值和第2绕组的电压指令值进行补偿运算，从而即使使电流向交流旋转机1a的第1绕组和第2绕组通电，该电流中所期望的响应以上的频率分量也会减少，并且即使该频率分量与可听范围一致时，也能够减少从交流旋转机中产生的噪音。

如上所述，本实施方式7中，通过采用将输入至第1电压运算部和第2电压运算部的电流指令值作为响应电流的结构，从而从电压和中去除所期望的响应以上的频带分量。即使基于该电压和使电流向交流旋转机的第1绕组和第2绕组通电，该电流中含有的所期望的响应以上的频率分量也会减少，与实施方式1～6相比，具有能够减少从交流旋转机中产生的噪音的效果。

并且，相对于专利文献1，可获得以下效果：在通过基于交流旋转机检测电流的非干扰化控制无法应对的频带，能够利用基于基本电压运算部的响应电流和电气常数运算出的基本电压，将电流控制响应确保至单层绕组级别的响应。

除此以外，专利文献1中，将电流指令值直接输入至电流调节器17A、18A，若电流指令值中存在有所期望的响应以上的频带分量，则作为代表的电压指令值中也会含有该频带分量，若基于该作为代表的电压指令值使电流向交流电动机通电，则如果该频带分量的频带与可听频率一致，就有可能会从交流电动机中产生噪音。但是，在本实施方式中，通过采用基于响应电流来运算第1电压指令值和第2电压指令值的结构，可获得减少噪音的效果。

此外，基本电压运算部的结构与上述实施方式相同，无需如专利文献2那样含有电角频率ω的相关项，可简单地确保单层绕组级别的响应。

此外，根据专利文献2，在专利文献2(数学式[1]、数学式[2])中构成为，基于在绕组电阻R1、自感L1等电气常数上乘以电流指令值后得到的值来运算非干扰电压。因此，若电流指令值中含有所期望的响应以上的频率分量，则非干扰电压和3相双层绕组电动机的电流中会含有该分量，并可能会因产生的频率分量而产生噪音。

相对于此，本实施方式7中，如上所述采用基于响应电流来运算基本电压的结构，从而去除基本电压中含有的所期望的响应以上的频率分量，因此，与专利文献2相比，具有能够减少交流旋转机的噪音的效果。

实施方式8

图15表示本发明中的交流旋转机的控制装置的实施方式8的结构，标注有与所述实施方式1～7相同的标号的部分为与其相同或相当的部分。本实施方式8与实施方式1～7的不同之处在于，基本电压运算部5c和速度运算器801。

速度运算器801通过对由位置检测器2a检测出的交流旋转机1a的旋转位置θ进行微分运算或差分运算，来计算交流旋转机1a的旋转速度ω。基本电压运算部5c基于电流指令值id*、iq*、从速度运算器801获得的旋转速度ω、以及交流旋转机1a的电气常数即磁束匝链数运算旋转二轴(d-q轴)上的基本电压vdF*、vqF*。

以下，详细说明基本电压运算部5c。如实施方式1所述，交流旋转机1a的电流指令值与电压的关系由式(3)、(4)来表示，因此在基本电压运算部5d中，基本电压如下式(17)、(18)所示含有与旋转速度ω成比例的速度电动势项。

【数学式10】

V_dF＝{R+s(L_d+M_d)}·i_d ^*-ω(L_q+M_q)·i_q ^* (17)

V_qF＝{R+s(L_q+M_q)}·i_q ^*+ω{(L_d+M_d)·i_d ^*+φ} (18)

此处，ω是从速度运算器801获得的交流旋转机1a的旋转速度。但是，也可将式(17)、(18)中的电流指令值替换为响应电流idr、iqr，通过下式(19)、(20)求出基本电压。

【数学式11】

V_dF＝{R+s(L_d+M_d)}·i_dr-ω(L_q+M_q)·i_qr (19)

V_qF＝{R+s(L_q+M_q)}·i_qr+ω{(L_d+M_d)·i_dr+φ} (20)

接着，说明基本电压运算部5c中使用旋转速度ω根据式(17)、(18)或式(19)、(20)运算基本电压的效果。上述式(17)～(20)中，基本电压含有速度电动势，因此具有以下效果：即使在例如旋转速度ω发生急剧变化，且交流旋转机1a的速度电动势(外部干扰电压)发生急剧变化时，也能够通过基本电压的速度电动势项来抑制外部干扰电压，从而获得基于电流指令值或响应电流的基本电压。

如上所述，本实施方式8中，采用如下结构：基本电压运算部5c基于交流旋转机1a的旋转速度和磁通匝链数来运算基本电压。因此，与实施方式1～7的基本电压运算部的结构相比，在交流旋转机的速度发生急剧变化时，即使交流旋转机的速度电动势(外部干扰电压)发生急剧变化，也能够通过在基本电压中含有基于交流旋转机的旋转速度和磁通匝链数运算出的速度电动势项，来抑制外部干扰电压。由此，具有以下效果：能够输出与电流指令值或响应电流相应的基本电压，并且能够输出第1绕组的电流和第2绕组的电流对于电流指令值的所期望的响应的电流。

并且，相对于专利文献1，具有以下效果：对于通过基于检测电流的非干扰化控制无法应对的频带，能够利用基于基本电压运算部的电流指令值或响应电流和电气常数运算出的基本电压，将电流控制响应确保至单层绕组级别的响应。

并且具有以下效果：无需如专利文献2那样对各绕组的各控制电路设置非干扰电压运算部，对各控制电路的每一个实施数学式[1]、数学式[2]的运算，能够基于从基本电压运算部输出的基本电压，输出第1绕组的电压指令值和第2绕组的电压指令值，能够简单地运算。

实施方式9.

图16表示本发明中的交流旋转机的控制装置的实施方式9的结构，标注有与所述实施方式1～8相同的标号的部分为与其相同或相当的部分。本实施方式9与实施方式1～8的不同之处在于交流旋转机1b、速度检测器2b、滑动角速度运算器901、基本电压运算部5d、以及第1电压运算部6g和第2电压运算部7g的加法器902和位置运算器903。

此处，交流旋转机1b是具有2个绕组的感应旋转机。速度检测器2b用来检测交流旋转机1b的旋转速度ω。滑动角速度运算器901基于电流指令值iq*，计算使矢量控制成立的滑动角速度ωs。本计算方法是作为间接型(滑动频率型)矢量控制而被众所周知的公知技术。

加法器902通过将从速度检测器2b获得的旋转速度ω加上从滑动角速度运算器901获得的滑动角速度ωs，计算同步角速度ω1。

位置运算器903通过对从加法器902获得的同步角速度ω1进行积分运算，输出交流旋转机1b的位置θ。

以下，详细说明基本电压运算部5d。

下式(21)是交流旋转机1b的旋转二轴上(d-q轴)的定子电压与定子电流的关系式。此处，ω1表示同步角速度，ωs表示滑动角速度，R表示电枢绕组电阻，Ls表示电枢绕组自感，M12表示多个绕组间的互感。

【数学式12】

以下，根据式(21)说明基本电压vdF*、vqF*的导出过程。

基本电压运算部5d基于电流指令值id*、iq*运算旋转二轴(d-q轴)上的基本电压vdF*、vqF*，因此，首先，在式(1)中，若将电流设为id*＝i1d＝i2d、iq*＝i1q＝i2q，则得到下式(22)。

【数学式13】

此处，由于右边第1行与第3行、第2行与第4行分别相同，因此可获得下式(23)、式(24)。

【数学式14】

v_1d＝v_2d＝{R+s(L_s+M₁₂)}·i_d ^*-ω₁(L_s+M₁₂)·i_q ^* (23)

v_1q＝v_2q＝{R+s(L_s+M₁₂)}·i_q ^*+ω₁(L_s+M₁₂)·i_d ^* (24)

此外，同步角速度ω1、交流旋转机1b的旋转速度ω以及滑动角速度ωs的关系如下式(25)所示。

【数学式15】

ω₁＝ω+ω_s (25)

因此，在基本电压运算部5d中，通过式(25)求出同步角速度ω1，根据电流指令值id*、iq*，按照式(23)、式(24)的关系，运算旋转二轴(d-q轴)上的基本电压vdF*、vqF*作为式(3)的v1d＝vdF*、式(4)的v1q＝vqF*，由此计算出对电流指令值id*、iq*通电所需的基本电压vdF*、vqF*，从而具有改善交流旋转机的响应的效果。

此外，与交流旋转机1a时说明的实施方式1相同，式(23)、式(24)中，同步角速度ω1除了交流旋转机自身的惯性矩以外，还会受到与交流旋转机连接的负载的惯性矩的影响。因此，考虑到与电流相比并不会高速地进行响应，从而可以从式(23)、(24)中省略含有同步角速度ω1的项，如式(26)、(27)那样进行运算。

【数学式16】

v_dF ^*＝{R+s(L_s+M₁₂)}·i_d ^* (26)

v_qF ^*＝{R+s(L_s+M₁₂)}·i_q ^* (27)

此外，对于基于电流指令值和交流旋转机1b的电气常数(R、Ls、M12)来运算基本电压的式(23)、(24)、(26)、(27)，通过如实施方式6～8那样使用响应电流进行运算，也能够针对交流旋转机1b的电流对于电流指令值的所期望的响应，运算基本电压。

本实施方式9中具有以下效果：对于交流旋转机1b也能够实施关于交流旋转机1a所说明的实施方式1～8的效果。

实施方式10.

图17表示本发明中的交流旋转机的控制装置的实施方式10的结构，标注有与所述实施方式1～9相同的标号的部分为与其相同或相当的部分。

本实施方式10与实施方式1～9的不同之处在于，设有电流指令限制部802。高旋转区域中由于感应电压变大，因此会发生电压饱和。此时，无法获得式(13)和式(14)那样的响应电流。本实施方式10中，通过对输入即电流指令值考虑电压饱和，来防止因基本电压vd＿F和vq＿F增大到所需以上而导致的高旋转区域中的反馈不良。

以下，详细说明电流指令限制部802。第1绕组和第2绕组中，在电源电压设为vdc时，旋转二轴上(d-q轴)的电压需要满足下式(28)。

【数学式17】

此时，v1d、v1q、v2d、v2q能够如式(3)和式(4)表述，因此在稳态状态下下式(29)成立。

【数学式18】

在能够按照指令控制d轴电流id时，q轴电流iq会按照式(29)受到限制。也可通过求解式(29)来计算电压饱和时的iq，以下说明能够利用廉价的微机来实现的方法。

一般为了实现高旋转区域的输出，会将d轴电流设为负值，实施弱磁通控制。此时，由于vd为负值，因此会受到例如下式(30)的限制。

【数学式19】

对应于旋转速度ω，能够利用下式(31)简易地限制iq*。

【数学式20】

电流指令限制部802中，根据式(31)基于id*和ω来限制q轴电流指令值iq*，计算q轴电流指令值iq’*。

如上所述，本发明的实施方式10中，将基于交流旋转机1a的旋转速度和电流指令值施加限制后的电流指令值，作为基本电压运算部的输入。由此，即使在旋转速度ω急增从而发生电压饱和时，也无需大幅变动通过电流控制器313获得的反馈项，能够提高对于电流指令值的跟踪性。此外，在旋转速度ω较大的区域中，能够防止电流控制器313中的积分项的无用增加，因此可提高控制稳定性。

本实施方式中，使用通过电流指令限制部802施加限制后的电流指令值作为基本电压运算部5e的输入，但使用其作为基本电压运算部5a～5d的输入时，也能够获得同样的效果。

此处，示出了基于id*和ω计算电流指令限制值的例子，但如下式(32)所示，使用所述第1绕组的电压指令值v1d”*施加限制时，也能够获得同样的效果。此外，使用所述第2绕组的电压指令值v2d”*或所述电压和vdsum’*时，也能够获得同样的效果。

【数学式21】

利用在电流控制正常动作时不会与检测电流产生明显差异的情况，使用所述第1绕组的检测电流如下式(33)那样施加限制时，也能够获得同样的效果。

【数学式22】

设定α时，将电流检测误差和因电流控制而产生的偏差考虑在内来进行设定即可。另外，使用所述第2绕组的检测电流时，也能够获得同样的效果。

Claims (17)

1.一种交流旋转机的控制装置，具有第1三相绕组和第2三相绕组且在d-q轴上进行控制运算，其特征在于，具有：

电流检测部，该电流检测部分别检测所述第1三相绕组的电流和所述第2三相绕组的电流；

基本电压运算部，该基本电压运算部基于所述交流旋转机的电流指令值和电气常数，计算基本电压；

第1电压运算部，该第1电压运算部基于所述电流指令值、所述基本电压以及所述第1三相绕组的电流，计算所述第1三相绕组的电压指令值；

第2电压运算部，该第2电压运算部基于所述电流指令值、所述基本电压以及所述第2三相绕组的电流，计算所述第2三相绕组的电压指令值；

第1电压施加部，该第1电压施加部基于所述第1三相绕组的电压指令值，向所述交流旋转机的第1三相绕组施加电压；以及

第2电压施加部，该第2电压施加部基于所述第2三相绕组的电压指令值，向所述交流旋转机的第2三相绕组施加电压，

所述第1电压运算部基于所述电流指令值、所述基本电压、所述第1三相绕组的电流，并且还基于所述第2三相绕组的电流，计算所述第1三相绕组的电压指令值。

2.如权利要求1所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

所述第1电压运算部通过计算所述电流指令值与所述第1三相绕组的电流的偏差即第1偏差、以及所述电流指令值与所述第2三相绕组的电流的偏差即第2偏差，并基于所述第2偏差来补偿所述第1偏差，从而计算所述第1三相绕组的电压指令值。

3.如权利要求1所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

所述第1电压运算部通过计算所述第1三相绕组的电流与所述第2三相绕组的电流的电流差，并基于计算出的所述电流差来补偿所述第1三相绕组的电流与所述电流指令值的偏差，从而计算所述第1三相绕组的电压指令值。

4.如权利要求1所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

所述第1电压运算部通过计算所述第1三相绕组的电流与所述第2三相绕组的电流的电流差以及电流和，并且计算所述电流和与所述电流指令值的差分，并基于所述电流差来补偿计算出的所述差分，从而计算所述第1三相绕组的电压指令值。

5.如权利要求1所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

所述第1电压运算部计算所述第1三相绕组的电流与所述第2三相绕组的电流的电流差以及电流和，并且基于所述电流和和所述电流指令值来计算电压和，

所述第2电压运算部基于所述电流差和电流差指令值，计算电压差，

所述第1电压运算部基于所述电压和、所述电压差以及所述基本电压，计算所述第1三相绕组的电压指令值，

所述第2电压运算部基于所述电压和、所述电压差以及所述基本电压，计算所述第2三相绕组的电压指令值。

6.如权利要求5所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

所述第1电压运算部基于所述电压和、所述电压差以及所述基本电压的相加值，计算所述第1三相绕组的电压指令值，

所述第2电压运算部基于将所述电压差与所述电压和的差分加上所述基本电压后得到的值，计算所述第2三相绕组的电压指令值。

7.如权利要求5所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

所述第1电压运算部基于所述电压和、所述电压差以及所述基本电压的相加值，计算所述第1三相绕组的电压指令值，

所述第2电压运算部基于从所述电压和与所述基本电压的相加值中减去所述电压差后得到的值，计算所述第2三相绕组的电压指令值。

8.如权利要求1所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

所述基本电压运算部计算所述第1三相绕组的电流和所述第2三相绕组的电流对于所述电流指令值以所期望的时间常数进行响应的响应电流，并基于计算出的所述响应电流，计算所述基本电压。

9.如权利要求8所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

所述基本电压运算部通过对所述电流指令值实施滤波处理来计算所述响应电流。

10.如权利要求9所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

所述基本电压运算部以低通滤波器形式进行所述滤波处理，该低通滤波器具有与所述第1三相绕组的电流和所述第2三相绕组的电流对于所述电流指令值的所期望的响应相对应的时间常数。

11.如权利要求8所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

所述第1电压运算部和所述第2电压运算部使用通过所述基本电压运算部计算出的所述响应电流来代替所述电流指令值。

12.如权利要求11所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

还具有检测所述交流旋转机的旋转速度的速度运算器，

所述基本电压运算部基于所述旋转速度和所述电流指令值，计算所述基本电压和所述响应电流。

13.如权利要求1至12中任一项所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

所述电气常数包含所述交流旋转机的电枢绕组电阻和电枢绕组电感。

14.如权利要求1至12中任一项所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

所述电气常数包含多层绕组旋转机的磁通匝链数。

15.如权利要求1至12中任一项所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

所述交流旋转机为同步旋转机。

16.如权利要求1至12中任一项所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

所述交流旋转机为感应旋转机，

还具有滑动角速度运算器，该滑动角速度运算器基于所述电流指令值来运算所述交流旋转机的滑动角速度，

所述基本电压运算部基于所述交流旋转机的旋转速度、所述滑动角速度以及所述电流指令值，计算所述基本电压。

17.如权利要求15所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

还具有电流指令限制部，该电流指令限制部对所述电流指令值内的d-q轴上的一个电流指令值施加限制。