JP5488880B2 - 巻線形誘導機の制御装置 - Google Patents
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Description
ここで、誘導機のすべり周波数は2次巻線の励磁周波数に一致するため、電力変換器により励磁周波数を調整することによって巻線形誘導機を可変速制御することができる。また、このことから、上記のように2次励磁される巻線形誘導機は、交流励磁式同期機とも呼ばれている。なお、本装置をすべりが小さな速度範囲に適用すると、小さな2次電力で大きな1次電力を制御できるため、電力変換器の所要容量を小さくできる利点がある。
この種の電力変換器を用いた電流制御の方法として、特許文献1〜3に記載された従来技術が公知となっている。これらの従来技術では、巻線形誘導機の2次電流を回転座標系(d,q軸座標系)の電流に座標変換し、座標変換された電流をフィードバック制御して電力変換器を運転する方法が採られている。
図10において、巻線形誘導機1の1次巻線は3相交流電源VSに接続され、2次巻線は電力変換器2に接続されている。電力変換器2は、インバータ21、コンバータ22、及び、これらの直流中間回路に接続された平滑コンデンサ23から構成されており、コンバータ22の入力側は変圧器3を介して電源VSに接続されている。
なお、コンバータ22を制御するためには、一般に平滑コンデンサ23の電圧とコンバータ22の入力電流とが制御装置4に入力されるが、コンバータ22の制御は本発明とは直接的な関係がないので、図10ではこれらの電圧、電流の検出手段の図示を省略してある。
この制御装置は、4つのPID調節器401〜404を備えている。まず、電源VSに流れる有効電力の目標値P1 *と、電流センサ6及び電圧センサ7により別途演算される有効電力の検出値P1との偏差を加減算器406にて演算し、PID調節器401は、上記偏差を増幅して有効電力発生に寄与する2次電流の目標値(以下、q軸電流目標値ともいう)Iq2 *を出力する。また、巻線形誘導機1の1次電圧の目標値V1 *と、電圧センサ7により検出される1次電圧の大きさV1との偏差を加減算器407にて演算し、PID調節器402は、上記偏差を増幅して電圧発生に寄与する2次電流の目標値(以下、d軸電流目標値ともいう)Id2 *を出力する。
しかるに、2次巻線に回転方向と逆相順の50[Hz]の交流電流を供給した場合、1次巻線に周波数がゼロ、つまり直流電圧が誘導されるかというと、自明のように、1次巻線に電圧は発生しない。これは、逆相順の2次電流は固定子に対して回転磁界にならず、回転磁界を形成しない磁束に対しては1次巻線に電圧が誘導されないからである。
逆相順の2次電流による影響は誘導機の1次回路には及ばない。このため、2次電流は1次巻線に流れず、もっぱら励磁インダクタンスLmだけに流れることになる。励磁インダクタンスLmのインピーダンスωLmは、電源インピーダンスを含む1次巻線のインピーダンスに対して非常に大きいので、逆相順の50[Hz]成分に対してのみ、2次巻線から観測したインピーダンスが非常に大きくなる。
前記2次巻線に流れる2次電流を座標変換して回転座標系のd軸電流とq軸電流とに分離する手段と、
前記d軸電流の検出値をフィードバックして前記d軸電流の目標値との偏差を増幅するd軸電流調節手段と、
前記q軸電流の検出値をフィードバックして前記q軸電流の目標値との偏差を増幅するq軸電流調節手段と、
前記d軸電流調節手段の出力を前記q軸電流調節手段の入力側に帰還する第1の帰還手段と、
前記q軸電流調節手段の出力を前記d軸電流調節手段の入力側に帰還する第2の帰還手段と、
を備え、
前記第1の帰還手段及び前記第2の帰還手段を、前記誘導機の回転方向に対して逆相順に回転する2次電流の電源周波数成分のゲインがそれ以外の周波数成分のゲインよりも大きくなるように調整することにより、前記2次電流に含まれる電源周波数成分の振動を抑制するものである。
前記2次巻線に流れる2次電流を座標変換して回転座標系のd軸電流とq軸電流とに分離する手段と、
前記d軸電流の検出値をフィードバックして前記d軸電流の目標値との偏差を増幅するd軸電流調節手段と、
前記q軸電流の検出値をフィードバックして前記q軸電流の目標値との偏差を増幅するq軸電流調節手段と、
前記d軸電流調節手段の入力を前記q軸電流調節手段の入力側に帰還する第3の帰還手段と、
前記q軸電流調節手段の入力を前記d軸電流調節手段の入力側に帰還する第4の帰還手段と、
を備え、
前記第3の帰還手段及び前記第4の帰還手段を、前記誘導機の回転方向に対して逆相順に回転する2次電流の電源周波数成分のゲインがそれ以外の周波数成分のゲインよりも大きくなるように調整することにより、前記2次電流に含まれる電源周波数成分の振動を抑制するものである。
前記d軸電流調節手段及びq軸電流調節手段は、何れも、比例調節手段の出力と積分調節手段の出力とを加算するように構成された比例積分調節手段からなり、
前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の出力のみが前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の出力のみが前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還されるものである。
前記d軸電流調節手段及びq軸電流調節手段は、何れも、比例調節手段の出力と積分調節手段の出力とを加算するように構成された比例積分調節手段からなり、
前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の入力のみが前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の入力のみが前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還されるものである。
前記d軸電流調節手段は、d軸電流の検出値を増幅する比例調節手段と、積分調節手段とを備えた比例積分調節手段からなると共に、前記q軸電流調節手段は、q電流の検出値を増幅する比例調節手段と、積分調節手段とを備えた比例積分調節手段からなり、
前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の出力のみが前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の出力のみが前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、
前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の出力から、前記d軸電流調節手段内の比例調節手段の出力を減算してd軸電圧指令値を求め、前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の出力から、前記q軸電流調節手段内の比例調節手段の出力を減算してq軸電圧指令値を求めるものである。
前記d軸電流調節手段は、d軸電流の検出値を増幅する比例調節手段と、積分調節手段とを備えた比例積分調節手段からなると共に、前記q軸電流調節手段は、q電流の検出値を増幅する比例調節手段と、積分調節手段とを備えた比例積分調節手段からなり、
前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の入力のみが前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の入力のみが前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、
前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の出力から、前記d軸電流調節手段内の比例調節手段の出力を減算してd軸電圧指令値を求め、前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の出力から、前記q軸電流調節手段内の比例調節手段の出力を減算してq軸電圧指令値を求めるものである。
なお、電流制御系に補償信号を加える点で、本発明と前述した特許文献3に係る従来技術とは一部関連しているが、この従来技術は巻線形誘導機の漏れインダクタンスに起因してd軸電流とq軸電流とが干渉するのを防止することを目的としており、その構成及び作用効果は本発明とまったく異なるものである。
なお、図1において、q軸電流目標値Iq2 *及びd軸電流目標値Id2 *は、図11に示した如く、有効電力の目標値P1 *及び検出値P1が入力される加減算器406、PID調節器401、並びに、1次電圧の目標値V1 *及び検出値V1が入力される加減算器407、PID調節器402等を用いて、それぞれ生成されるものである。
なお、図1において、412は3相電圧指令値Va2 *〜Vc2 *をパルス幅変調して得たPWM信号により電力変換器2内のインバータ21を制御するPWM演算器であり、417は、電圧センサ7から得た1次電圧ベクトルの角度θ1を検出するPLL回路である。その他の構成は図10及び図11と同一であるため、重複を避けるために説明を省略する。
その逆に、積分調節器Aの入力信号と積分調節器Bの入力信号とを入れ替え、積分調節器Aに50[Hz]の正弦波sinωtを、積分調節器Bに同じく50[Hz]の正弦波cosωtを入力する。このとき、積分調節器A,Bの出力側に現れる信号の積分時定数は非常に長くなり、積分動作はほとんどしなくなる。すなわち、図2の回路によれば、90度位相差の相順を判別し、一方の相順の信号に対してのみゲインが大きな積分動作を行わせることができる。
本実施例の特徴は、q軸電流調節器403の入力が関数器413及び加減算器416を介してd軸電流調節器404の入力側に正帰還され、d軸電流調節器404の入力が関数器414及び加減算器415を介してq軸電流調節器403の入力側に負帰還されていることにある。
この実施例は、関数器413,414の入力をq軸電流調節器403、d軸電流調節器404の入力側からそれぞれ取り出す点を除いて、他の構成は図1と同一であるため、以下の説明を省略する。
本実施例の特徴は、q軸電流調節器403が積分調節器403Aと比例調節器403Bとに分離されていると共に、d軸電流調節器404が積分調節器404Aと比例調節器404Bとに分離され、かつ、積分調節器403Aの出力が関数器413及び加減算器416を介して積分調節器404Aの入力側に正帰還され、積分調節器404Aの出力が関数器414及び加減算器415を介して積分調節器403Aの入力側に負帰還されていることである。
その他の構成は図1と同一であるため、以下の説明を省略する。
本実施例の特徴は、実施例3と同様に、q軸電流調節器403が積分調節器403Aと比例調節器403Bとに分離されていると共に、d軸電流調節器404が積分調節器404Aと比例調節器404Bとに分離されている。そして、積分調節器403Aの入力が関数器413及び加減算器416を介して積分調節器404Aの入力側に正帰還され、積分調節器404Aの入力が関数器414及び加減算器415を介して積分調節器403Aの入力に負帰還されている。なお、比例調節器403B,404Bは、比例及び微分の両機能をもつ比例微分調節器であってもよい。本発明では、この比例微分調節器を含めて比例調節器と呼ぶことにする。
その他の構成は図3と同一であるため、以下の説明を省略する。
この実施例と図4との相違点を説明すると、図4では加減算器408の出力、すなわちIq2 *とIq2との偏差が比例調節器403Bの入力になっているのに対し、図6では、q軸電流調節器403において、比例調節器403Bの入力をIq2とし、積分調節器403Aの出力から比例調節器403Bの出力を減算してq軸電圧指令値Vq2 *を演算している。更に、図4では、加減算器409の出力、すなわちId2 *とId2との偏差が比例調節器404Bの入力になっているのに対し、図6では、d軸電流調節器404において、比例調節器404Bの入力をId2とし、積分調節器404Aの出力から比例調節器404Bの出力を減算してd軸電圧指令値Vd2 *を演算している。
その他の構成は図4と同一であるため、以下の説明を省略する。
この実施例と図5との相違点を説明すると、図5では加減算器408の出力、すなわちIq2 *とIq2との偏差が比例調節器403Bの入力になっているのに対し、図7では、q軸電流調節器403において、比例調節器403Bの入力をIq2とし、積分調節器403Aの出力から比例調節器403Bの出力を減算してq軸電圧指令値Vq2 *を演算している。
その他の構成は図5と同一であるため、以下の説明を省略する。
この実施例においても、実施例5と同様に、設定応答と外乱応答とを個別に設計可能であり、自由度の高い制御装置を実現することができる。
この実施例によれば、上記ハイパスフィルタにより、直流成分に対して関数器413,414のゲインをゼロにできるので、定常偏差がない電流制御が可能になる。
図8と図9との比較から明らかなように、図8に示す従来技術では50[Hz]の電流振動が生じており、条件によってはこの振動が徐々に大きくなって制御系が不安定になる場合がある。
一方、図9に示す本発明では、50[Hz]の電流振動が消滅しており、良好な特性が得られている。
2 電力変換器
3 変圧器
4A,4B,4C,4D,4E,4F 制御装置
5,6 電流センサ
7 電圧センサ
8 位置センサ
9 配線インピーダンス
21 インバータ
22 コンバータ
23 コンデンサ
401,402,403,404 調節器
405,411 座標変換器
406,407,408,409,410,415,416 加減算器
413,414 関数器
412 PWM演算器
417 PLL回路
A,B 積分調節器
Id2 d軸電流検出値
Iq2 q軸電流検出値
Id2 * d軸電流目標値
Iq2 * q軸電流目標値
Vd2 * d軸電圧指令値
Vq2 * q軸電圧指令値
Va *〜Vc * 3相電圧指令値
θ1 1次巻線軸に対する1次電圧ベクトルの角度
θr 回転子位置
θ2 2次巻線軸に対する1次電圧ベクトルの角度
Claims (8)
- 1次巻線が交流電源系統に接続され、2次巻線が電力変換器によって交流励磁される巻線形誘導機の制御装置において、
前記2次巻線に流れる2次電流を座標変換して回転座標系のd軸電流とq軸電流とに分離する手段と、
前記d軸電流の検出値をフィードバックして前記d軸電流の目標値との偏差を増幅するd軸電流調節手段と、
前記q軸電流の検出値をフィードバックして前記q軸電流の目標値との偏差を増幅するq軸電流調節手段と、
前記d軸電流調節手段の出力を前記q軸電流調節手段の入力側に帰還する第1の帰還手段と、
前記q軸電流調節手段の出力を前記d軸電流調節手段の入力側に帰還する第2の帰還手段と、
を備え、
前記第1の帰還手段及び前記第2の帰還手段を、前記誘導機の回転方向に対して逆相順に回転する2次電流の電源周波数成分のゲインがそれ以外の周波数成分のゲインよりも大きくなるように調整することにより、前記2次電流に含まれる電源周波数成分の振動を抑制することを特徴とする巻線形誘導機の制御装置。 - 1次巻線が交流電源系統に接続され、2次巻線が電力変換器によって交流励磁される巻線形誘導機の制御装置において、
前記2次巻線に流れる2次電流を座標変換して回転座標系のd軸電流とq軸電流とに分離する手段と、
前記d軸電流の検出値をフィードバックして前記d軸電流の目標値との偏差を増幅するd軸電流調節手段と、
前記q軸電流の検出値をフィードバックして前記q軸電流の目標値との偏差を増幅するq軸電流調節手段と、
前記d軸電流調節手段の入力を前記q軸電流調節手段の入力側に帰還する第3の帰還手段と、
前記q軸電流調節手段の入力を前記d軸電流調節手段の入力側に帰還する第4の帰還手段と、
を備え、
前記第3の帰還手段及び前記第4の帰還手段を、前記誘導機の回転方向に対して逆相順に回転する2次電流の電源周波数成分のゲインがそれ以外の周波数成分のゲインよりも大きくなるように調整することにより、前記2次電流に含まれる電源周波数成分の振動を抑制することを特徴とする巻線形誘導機の制御装置。 - 請求項1に記載した巻線形誘導機の制御装置において、
前記d軸電流調節手段及びq軸電流調節手段は、何れも、比例調節手段の出力と積分調節手段の出力とを加算するように構成された比例積分調節手段からなり、
前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の出力のみが前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の出力のみが前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還されることを特徴とする巻線形誘導機の制御装置。 - 請求項2に記載した巻線形誘導機の制御装置において、
前記d軸電流調節手段及びq軸電流調節手段は、何れも、比例調節手段の出力と積分調節手段の出力とを加算するように構成された比例積分調節手段からなり、
前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の入力のみが前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の入力のみが前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還されることを特徴とする巻線形誘導機の制御装置。 - 請求項1に記載した巻線形誘導機の制御装置において、
前記d軸電流調節手段は、d軸電流の検出値を増幅する比例調節手段と、積分調節手段とを備えた比例積分調節手段からなると共に、前記q軸電流調節手段は、q電流の検出値を増幅する比例調節手段と、積分調節手段とを備えた比例積分調節手段からなり、
前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の出力のみが前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の出力のみが前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、
前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の出力から前記d軸電流調節手段内の比例調節手段の出力を減算してd軸電圧指令値を求め、前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の出力から前記q軸電流調節手段内の比例調節手段の出力を減算してq軸電圧指令値を求めることを特徴とする巻線形誘導機の制御装置。 - 請求項2に記載した巻線形誘導機の制御装置において、
前記d軸電流調節手段は、d軸電流の検出値を増幅する比例調節手段と、積分調節手段とを備えた比例積分調節手段からなると共に、前記q軸電流調節手段は、q電流の検出値を増幅する比例調節手段と、積分調節手段とを備えた比例積分調節手段からなり、
前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の入力のみが前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の入力のみが前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、
前記d軸電流調節手段内の積分調節手段の出力から前記d軸電流調節手段内の比例調節手段の出力を減算してd軸電圧指令値を求め、前記q軸電流調節手段内の積分調節手段の出力から前記q軸電流調節手段内の比例調節手段の出力を減算してq軸電圧指令値を求めることを特徴とする巻線形誘導機の制御装置。 - 請求項1,3または5に記載した巻線形誘導機の制御装置において、
前記第1の帰還手段及び前記第2の帰還手段が、何れも、所定周波数以上の高周波信号成分のみを通過させるハイパスフィルタを備えていることを特徴とする巻線形誘導機の制御装置。 - 請求項2,4または6に記載した巻線形誘導機の制御装置において、
前記第3の帰還手段及び前記第4の帰還手段が、何れも、所定周波数以下の低周波信号成分のみを通過させるローパスフィルタを備えていることを特徴とする巻線形誘導機の制御装置。
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