JP5488880B2 - 巻線形誘導機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、１次巻線が交流電源系統に接続され、２次巻線が電力変換器によって交流励磁される巻線形誘導機の制御装置において、高応答でかつ安定した２次電流制御を実現するための制御装置に関するものである。

夜間電力の有効利用と高効率運転を目的とした可変速揚水発電や、フライホイールを利用した電力平準化装置などでは、発電電動機に巻線形誘導機が使用されており、この巻線形誘導機の１次巻線は電力系統に接続され、２次巻線には電力変換器が接続されている。
ここで、誘導機のすべり周波数は２次巻線の励磁周波数に一致するため、電力変換器により励磁周波数を調整することによって巻線形誘導機を可変速制御することができる。また、このことから、上記のように２次励磁される巻線形誘導機は、交流励磁式同期機とも呼ばれている。なお、本装置をすべりが小さな速度範囲に適用すると、小さな２次電力で大きな１次電力を制御できるため、電力変換器の所要容量を小さくできる利点がある。

２次励磁用の電力変換器には、サイリスタを使用したサイクロコンバータやＧＴＯインバータが使用され、最近では、高応答制御が可能なＩＧＢＴインバータも使用されている。
この種の電力変換器を用いた電流制御の方法として、特許文献１〜３に記載された従来技術が公知となっている。これらの従来技術では、巻線形誘導機の２次電流を回転座標系（ｄ，ｑ軸座標系）の電流に座標変換し、座標変換された電流をフィードバック制御して電力変換器を運転する方法が採られている。

さて、図１０は巻線形誘導機を用いた可変速発電システムの全体構成図であり、特許文献１に記載されたものと実質的に同一である。
図１０において、巻線形誘導機１の１次巻線は３相交流電源Ｖ_Ｓに接続され、２次巻線は電力変換器２に接続されている。電力変換器２は、インバータ２１、コンバータ２２、及び、これらの直流中間回路に接続された平滑コンデンサ２３から構成されており、コンバータ２２の入力側は変圧器３を介して電源Ｖ_Ｓに接続されている。

制御装置４には、電源Ｖ_Ｓに流れる有効電力の目標値Ｐ^＊と無効電力の目標値Ｑ^＊（または、Ｑ^＊に代えて電圧指令値Ｖ_１ ^＊）とが入力されており、これらの目標値に対応した有効・無効電力Ｐ，Ｑを演算してフィードバック制御するために、電圧検出用の電圧センサ７及び電流検出用の電流センサ６が設けられている。また、この発電システムには、巻線形誘導機１の２次電流を検出する電流センサ５、及び、回転子位置θ_ｒを検出する位置センサ８が設けられている。９は系統の配線インピーダンスである。
なお、コンバータ２２を制御するためには、一般に平滑コンデンサ２３の電圧とコンバータ２２の入力電流とが制御装置４に入力されるが、コンバータ２２の制御は本発明とは直接的な関係がないので、図１０ではこれらの電圧、電流の検出手段の図示を省略してある。

次に、図１１は、図１０における制御装置４の主要部の構成を示しており、上記特許文献１に記載されている制御装置と原理的に等価なものである。
この制御装置は、４つのＰＩＤ調節器４０１〜４０４を備えている。まず、電源Ｖ_Ｓに流れる有効電力の目標値Ｐ_１ ^＊と、電流センサ６及び電圧センサ７により別途演算される有効電力の検出値Ｐ_１との偏差を加減算器４０６にて演算し、ＰＩＤ調節器４０１は、上記偏差を増幅して有効電力発生に寄与する２次電流の目標値（以下、ｑ軸電流目標値ともいう）Ｉ_ｑ２ ^＊を出力する。また、巻線形誘導機１の１次電圧の目標値Ｖ_１ ^＊と、電圧センサ７により検出される１次電圧の大きさＶ_１との偏差を加減算器４０７にて演算し、ＰＩＤ調節器４０２は、上記偏差を増幅して電圧発生に寄与する２次電流の目標値（以下、ｄ軸電流目標値ともいう）Ｉ_ｄ２ ^＊を出力する。

θ_１は巻線形誘導機１の１次巻線軸に対する１次電圧ベクトルの角度であり、電圧センサ７の出力信号から、例えばＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路を用いて演算される。この角度θ_１から、位置センサ８により得た回転子位置θ_ｒを加減算器４１０にて減算し、２次巻線軸に対する１次電圧ベクトルの角度θ_２が演算される。この角度θ_２を用いて２次電流Ｉ_２を座標変換器４０５により回転座標変換し、ｄ，ｑ軸座標系のＩ_ｑ２，Ｉ_ｄ２が演算される。Ｉ_ｑ２は１次電圧ベクトルに平行なトルク電流成分であり、有効電力の発生に寄与する２次電流成分である。一方、Ｉ_ｄ２は１次電圧ベクトルに直交する励磁電流成分であり、無効電力の発生に寄与する２次電流成分である。

加減算器４０８によりＩ_ｑ２ ^＊とＩ_ｑ２との偏差が演算され、その偏差がＰＩＤ調節器４０３により増幅されてｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ２ ^＊が出力される。Ｉ_ｄ２ ^＊，Ｉ_ｄ２についても同様であり、加減算器４０９及びＰＩＤ調節器４０４を介してｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ２ ^＊が出力される。これらのＰＩＤ調節器４０３，４０４の出力は、前記角度θ_２が入力されている座標変換器４１１により３相電圧指令値Ｖ_ａ２ ^＊，Ｖ_ａ２ ^＊，Ｖ_ｃ２ ^＊に変換され、この電圧指令値Ｖ_ａ２ ^＊，Ｖ_ａ２ ^＊，Ｖ_ｃ２ ^＊に従って図１０のインバータ２１がＰＷＭ制御されることになる。

以上説明したように、特許文献１に係る従来技術は、巻線形誘導機１の２次電流を有効電力発生に寄与するトルク電流（ｑ軸電流）成分と無効電力発生に寄与する励磁電流（ｄ軸電流）成分とに分離して制御することにより、２次電流制御の高応答化、安定化を図っている。

特開平１−２７４６９８号公報（第３頁左下欄第９行〜第４頁左下欄第１０行、第１図，第２図等） 特開平２−２４６７９７号公報（第４頁左下欄の下から第２行〜第５頁左下欄第６行、第１図，第２図等） 特開平１１−３３２２９３号公報（段落［０００７］〜［００１６］、図１，図２等）

特許文献１に係る従来技術を用いて巻線形誘導機１の２次電流を制御する場合、電力変換器２としてサイクロコンバータやＧＴＯインバータを用いた装置では大きな問題を生じることはないが、例えば電力変換器２にＩＧＢＴインバータを用いて更に高応答な制御性能を得ようとすると、制御系が不安定になることがある。この原因を、以下に説明する。

一例として、４極の巻線形誘導機が１５００［ｒ／ｍｉｎ］で回転しているとする。このとき、２次電流が直流（２次巻線の励磁周波数がゼロ）であれば通常の同期発電機による発電現象と同じ状態になるため、ｆ＝Ｎ［ｒ／ｓｅｃ］×極対数＝（１５００／６０）×（４／２）により、１次巻線には５０［Ｈｚ］の交流電圧が誘導される。また、２次巻線に回転方向と同じ相順の５０［Ｈｚ］の交流電流を供給すれば、１次巻線には１００［Ｈｚ］の交流電圧が誘導される。
しかるに、２次巻線に回転方向と逆相順の５０［Ｈｚ］の交流電流を供給した場合、１次巻線に周波数がゼロ、つまり直流電圧が誘導されるかというと、自明のように、１次巻線に電圧は発生しない。これは、逆相順の２次電流は固定子に対して回転磁界にならず、回転磁界を形成しない磁束に対しては１次巻線に電圧が誘導されないからである。

ここで、図１２は巻線形誘導機の等価回路を示している。図１２では、２次回路の電圧及びインピーダンスを１次回路に等価変換してあり、また、ｓは誘導機のすべりを示している。次に、この等価回路を用いて、前述した現象（２次巻線に逆相順の５０［Ｈｚ］の交流電流を供給した場合の現象）を考察する。
逆相順の２次電流による影響は誘導機の１次回路には及ばない。このため、２次電流は１次巻線に流れず、もっぱら励磁インダクタンスＬ_ｍだけに流れることになる。励磁インダクタンスＬ_ｍのインピーダンスωＬ_ｍは、電源インピーダンスを含む１次巻線のインピーダンスに対して非常に大きいので、逆相順の５０［Ｈｚ］成分に対してのみ、２次巻線から観測したインピーダンスが非常に大きくなる。

図１３は、３．３［ｋＶ］、３０００［ｋＷ］、１０極の巻線形誘導機において、２次巻線から観測したインピーダンスの周波数特性を計算した例である。図１２に示した等価回路の定数は、Ｒ_１が０．０３０［Ω］、Ｒ_２’が０，０３３［Ω］、Ｌ_１が０．７７［ｍＨ］、Ｌ_２が０．８２［ｍＨ］、Ｌ_ｍが１８．３［ｍＨ］、等価巻数比（１次巻数／２次巻数）が１．１６である。

図１３によれば、２次電流の５０［Ｈｚ］成分に対するインピーダンスだけが非常に大きいことがわかる。従って、５０［Ｈｚ］を除いたインピーダンスに対して安定に調整された制御系であっても、５０［Ｈｚ］に対しては望ましい調整とは言えず、これによって５０［Ｈｚ］の振動電流が流れ、場合によっては電流が発散してしまうおそれがある。

ところで、サイクロコンバータやＧＴＯインバータでは、そのスイッチングの遅さから、電流の制御応答はせいぜい２０［Ｈｚ］程度が限界である。従って、前述した５０［Ｈｚ］に対しては制御系が反応せずに問題にならないことが多い。しかるに、例えば急激かつ大きな負荷変動がある圧延主機駆動設備において電力平準化を実施する場合では、ＩＧＢＴインバータ等を用いた電力変換器による１００［Ｈｚ］以上の制御応答が必要であり、このような時には不安定な５０［Ｈｚ］成分が応答周波数範囲内に入るので、前述したように制御系が不安定になるという問題が表面化する。

そこで、本発明の解決課題は、制御応答性能を低下させることなく、可変速発電システム等に用いられる巻線形誘導機の２次電流を安定に制御可能とした制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、１次巻線が交流電源系統に接続され、２次巻線が電力変換器によって交流励磁される巻線形誘導機の制御装置において、
前記２次巻線に流れる２次電流を座標変換して回転座標系のｄ軸電流とｑ軸電流とに分離する手段と、
前記ｄ軸電流の検出値をフィードバックして前記ｄ軸電流の目標値との偏差を増幅するｄ軸電流調節手段と、
前記ｑ軸電流の検出値をフィードバックして前記ｑ軸電流の目標値との偏差を増幅するｑ軸電流調節手段と、
前記ｄ軸電流調節手段の出力を前記ｑ軸電流調節手段の入力側に帰還する第１の帰還手段と、
前記ｑ軸電流調節手段の出力を前記ｄ軸電流調節手段の入力側に帰還する第２の帰還手段と、
を備え、
前記第１の帰還手段及び前記第２の帰還手段を、前記誘導機の回転方向に対して逆相順に回転する２次電流の電源周波数成分のゲインがそれ以外の周波数成分のゲインよりも大きくなるように調整することにより、前記２次電流に含まれる電源周波数成分の振動を抑制するものである。

請求項２に係る発明は、１次巻線が交流電源系統に接続され、２次巻線が電力変換器によって交流励磁される巻線形誘導機の制御装置において、
前記２次巻線に流れる２次電流を座標変換して回転座標系のｄ軸電流とｑ軸電流とに分離する手段と、
前記ｄ軸電流の検出値をフィードバックして前記ｄ軸電流の目標値との偏差を増幅するｄ軸電流調節手段と、
前記ｑ軸電流の検出値をフィードバックして前記ｑ軸電流の目標値との偏差を増幅するｑ軸電流調節手段と、
前記ｄ軸電流調節手段の入力を前記ｑ軸電流調節手段の入力側に帰還する第３の帰還手段と、
前記ｑ軸電流調節手段の入力を前記ｄ軸電流調節手段の入力側に帰還する第４の帰還手段と、
を備え、
前記第３の帰還手段及び前記第４の帰還手段を、前記誘導機の回転方向に対して逆相順に回転する２次電流の電源周波数成分のゲインがそれ以外の周波数成分のゲインよりも大きくなるように調整することにより、前記２次電流に含まれる電源周波数成分の振動を抑制するものである。

請求項３に係る発明は、請求項１に記載した巻線形誘導機の制御装置において、
前記ｄ軸電流調節手段及びｑ軸電流調節手段は、何れも、比例調節手段の出力と積分調節手段の出力とを加算するように構成された比例積分調節手段からなり、
前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の出力のみが前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の出力のみが前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還されるものである。

請求項４に係る発明は、請求項２に記載した巻線形誘導機の制御装置において、
前記ｄ軸電流調節手段及びｑ軸電流調節手段は、何れも、比例調節手段の出力と積分調節手段の出力とを加算するように構成された比例積分調節手段からなり、
前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力のみが前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力のみが前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還されるものである。

請求項５に係る発明は、請求項１に記載した巻線形誘導機の制御装置において、
前記ｄ軸電流調節手段は、ｄ軸電流の検出値を増幅する比例調節手段と、積分調節手段とを備えた比例積分調節手段からなると共に、前記ｑ軸電流調節手段は、ｑ電流の検出値を増幅する比例調節手段と、積分調節手段とを備えた比例積分調節手段からなり、
前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の出力のみが前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の出力のみが前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、
前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の出力から、前記ｄ軸電流調節手段内の比例調節手段の出力を減算してｄ軸電圧指令値を求め、前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の出力から、前記ｑ軸電流調節手段内の比例調節手段の出力を減算してｑ軸電圧指令値を求めるものである。

請求項６に係る発明は、請求項２に記載した巻線形誘導機の制御装置において、
前記ｄ軸電流調節手段は、ｄ軸電流の検出値を増幅する比例調節手段と、積分調節手段とを備えた比例積分調節手段からなると共に、前記ｑ軸電流調節手段は、ｑ電流の検出値を増幅する比例調節手段と、積分調節手段とを備えた比例積分調節手段からなり、
前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力のみが前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力のみが前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、
前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の出力から、前記ｄ軸電流調節手段内の比例調節手段の出力を減算してｄ軸電圧指令値を求め、前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の出力から、前記ｑ軸電流調節手段内の比例調節手段の出力を減算してｑ軸電圧指令値を求めるものである。

請求項７に係る発明は、請求項１，３または５に記載した巻線形誘導機の制御装置において、前記第１の帰還手段及び前記第２の帰還手段が、何れも、所定周波数以上の高周波信号成分のみを通過させるハイパスフィルタを備えているものである。

請求項８に係る発明は、請求項２，４または６に記載した巻線形誘導機の制御装置において、前記第３の帰還手段及び前記第４の帰還手段が、何れも、所定周波数以下の低周波信号成分のみを通過させるローパスフィルタを備えているものである。

本発明によれば、電源周波数近傍における２次電流の振動を抑制し、ＩＧＢＴインバータ等を用いた電力変換器により交流励磁される巻線形誘導機の高応答かつ安定した制御が可能になる。
なお、電流制御系に補償信号を加える点で、本発明と前述した特許文献３に係る従来技術とは一部関連しているが、この従来技術は巻線形誘導機の漏れインダクタンスに起因してｄ軸電流とｑ軸電流とが干渉するのを防止することを目的としており、その構成及び作用効果は本発明とまったく異なるものである。

本発明の実施例１を示す主要部の構成図である。 本発明の基本原理を説明するための図である。 本発明の実施例２を示す主要部の構成図である。 本発明の実施例３を示す主要部の構成図である。 本発明の実施例４を示す主要部の構成図である。 本発明の実施例５を示す主要部の構成図である。 本発明の実施例６を示す主要部の構成図である。 従来技術によるｑ軸電流のステップ応答波形を示す図である。 請求項８に係る本発明によるｑ軸電流のステップ応答波形を示す図である。 巻線形誘導機を用いた可変速発電システムの全体構成図である。 図１０における制御装置の構成図である。 巻線形誘導機の等価回路図である。 巻線形誘導機の２次巻線から観測したインピーダンスの周波数特性を示す図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。なお、以下の実施形態では、巻線形誘導機の２次電流制御に関係する制御装置の主要部を中心として説明する。

図１は、巻線形誘導機１を用いた可変速発電システムにおいて、実施例１に係る制御装置４Ａの主要部を主回路と共に示した構成図であり、図１０，図１１と同一番号、同一記号のものは、それぞれ同一の機能及び同一の信号を示している。
なお、図１において、ｑ軸電流目標値Ｉ_ｑ２ ^＊及びｄ軸電流目標値Ｉ_ｄ２ ^＊は、図１１に示した如く、有効電力の目標値Ｐ_１ ^＊及び検出値Ｐ_１が入力される加減算器４０６、ＰＩＤ調節器４０１、並びに、１次電圧の目標値Ｖ_１ ^＊及び検出値Ｖ_１が入力される加減算器４０７、ＰＩＤ調節器４０２等を用いて、それぞれ生成されるものである。

図１に示した実施例１の特徴は、Ｉ_ｑ２ ^＊とＩ_ｑ２との偏差が加減算器４１５に入力され、かつ、Ｉ_ｄ２ ^＊とＩ_ｄ２との偏差が加減算器４１６に入力されると共に、ｑ軸電流調節器４０３の出力Ｖ_ｑ２ ^＊が関数器４１３及び加減算器４１６を介してｄ軸電流調節器４０４の入力側に正帰還され、このｄ軸電流調節器４０４の出力Ｖ_ｄ２ ^＊が関数器４１４及び加減算器４１５を介して前記ｑ軸電流調節器４０３の入力側に負帰還されていることである。
なお、図１において、４１２は３相電圧指令値Ｖ_ａ２ ^＊〜Ｖ_ｃ２ ^＊をパルス幅変調して得たＰＷＭ信号により電力変換器２内のインバータ２１を制御するＰＷＭ演算器であり、４１７は、電圧センサ７から得た１次電圧ベクトルの角度θ_１を検出するＰＬＬ回路である。その他の構成は図１０及び図１１と同一であるため、重複を避けるために説明を省略する。

この実施例によれば、ｑ軸電流調節器４０３の出力をｄ軸電流調節器４０４の入力側に正帰還し、かつ、ｄ軸電流調節器４０４の出力をｑ軸電流調節器４０３の入力側に負帰還すると共に、回転方向に対して逆相順に回転する特定周波数に対して調節器４０３，４０４のゲインを大きくし、この周波数が電源周波数に一致するように設計することにより、ｄ軸電流及びｑ軸電流に電源周波数に一致した振動電流が流れたり制御系が不安定になったりする問題を解決することができる。

一般にフィードバック制御系において、定常偏差をゼロにするためには調節器に積分機能を持たせることがよく知られている。いま、簡単な例として、図２に示すように、積分時定数がＴである２つの積分調節器Ａ，Ｂを有し、積分調節器Ａの出力をゲインＫを介して積分調節器Ｂの入力側に正帰還し、同様に積分調節器Ｂの出力をゲインＫを介して積分調節器Ａの入力側に負帰還した場合の回路の特性を考察する。

このとき、積分調節器Ａに例えば５０［Ｈｚ］の正弦波ｃｏｓωｔ（ここで、ω＝２π×５０）を入力すると共に、積分調節器Ｂに同じく５０［Ｈｚ］の正弦波ｓｉｎωｔを入力し、Ｋ／Ｔが２π×５０になるように設計する。すると、積分器Ａ，Ｂは、５０［Ｈｚ］の入力信号に対して、波高値が積分時定数Ｔで増加するように積分動作する。
その逆に、積分調節器Ａの入力信号と積分調節器Ｂの入力信号とを入れ替え、積分調節器Ａに５０［Ｈｚ］の正弦波ｓｉｎωｔを、積分調節器Ｂに同じく５０［Ｈｚ］の正弦波ｃｏｓωｔを入力する。このとき、積分調節器Ａ，Ｂの出力側に現れる信号の積分時定数は非常に長くなり、積分動作はほとんどしなくなる。すなわち、図２の回路によれば、９０度位相差の相順を判別し、一方の相順の信号に対してのみゲインが大きな積分動作を行わせることができる。

従って、実施例１は上記の点に着目したもので、関数器４１３，４１４のゲインＫを、前述の如くＫ／Ｔが２π×５０になるように調整することにより、回転方向に対して逆相順に回転する電源周波数成分のゲインを大きくし、２次電流Ｉ_ｄ２，Ｉ_ｄ２に含まれる電源周波数成分の電流振動を抑制する。

次に、図３は、本発明の実施例２に係る制御装置４Ｂの主要部を示す構成図であり、図１と同一番号、同一記号のものは、それぞれ同一の機能及び同一の信号を表している。
本実施例の特徴は、ｑ軸電流調節器４０３の入力が関数器４１３及び加減算器４１６を介してｄ軸電流調節器４０４の入力側に正帰還され、ｄ軸電流調節器４０４の入力が関数器４１４及び加減算器４１５を介してｑ軸電流調節器４０３の入力側に負帰還されていることにある。
この実施例は、関数器４１３，４１４の入力をｑ軸電流調節器４０３、ｄ軸電流調節器４０４の入力側からそれぞれ取り出す点を除いて、他の構成は図１と同一であるため、以下の説明を省略する。

図４は、本発明の実施例３に係る制御装置４Ｃの主要部を示す構成図であり、図１と同一番号、同一記号のものは、それぞれ同一の機能及び同一の信号を表している。
本実施例の特徴は、ｑ軸電流調節器４０３が積分調節器４０３Ａと比例調節器４０３Ｂとに分離されていると共に、ｄ軸電流調節器４０４が積分調節器４０４Ａと比例調節器４０４Ｂとに分離され、かつ、積分調節器４０３Ａの出力が関数器４１３及び加減算器４１６を介して積分調節器４０４Ａの入力側に正帰還され、積分調節器４０４Ａの出力が関数器４１４及び加減算器４１５を介して積分調節器４０３Ａの入力側に負帰還されていることである。

ここで、Ｉ_ｑ２ ^＊とＩ_ｑ２との偏差は比例調節器４０３Ｂに入力されており、その出力は、ｑ軸電流調節器４０３の内部において積分調節器４０３Ａの出力と加算されている。同様に、Ｉ_ｄ２ ^＊とＩ_ｄ２との偏差が比例調節器４０４Ｂに入力されており、その出力は、ｄ軸電流調節器４０４の内部において積分調節器４０４Ａの出力と加算されている。
その他の構成は図１と同一であるため、以下の説明を省略する。

図５は、本発明の実施例４に係る制御装置４Ｄの主要部を示す構成図であり、図３と同一番号、同一記号のものは、それぞれ同一の機能及び同一の信号を表している。
本実施例の特徴は、実施例３と同様に、ｑ軸電流調節器４０３が積分調節器４０３Ａと比例調節器４０３Ｂとに分離されていると共に、ｄ軸電流調節器４０４が積分調節器４０４Ａと比例調節器４０４Ｂとに分離されている。そして、積分調節器４０３Ａの入力が関数器４１３及び加減算器４１６を介して積分調節器４０４Ａの入力側に正帰還され、積分調節器４０４Ａの入力が関数器４１４及び加減算器４１５を介して積分調節器４０３Ａの入力に負帰還されている。なお、比例調節器４０３Ｂ，４０４Ｂは、比例及び微分の両機能をもつ比例微分調節器であってもよい。本発明では、この比例微分調節器を含めて比例調節器と呼ぶことにする。
その他の構成は図３と同一であるため、以下の説明を省略する。

図６は、本発明の実施例５に係る制御装置４Ｅの主要部を示しており、図４と同一番号、同一記号のものは、それぞれ同一の機能及び同一の信号を表している。
この実施例と図４との相違点を説明すると、図４では加減算器４０８の出力、すなわちＩ_ｑ２ ^＊とＩ_ｑ２との偏差が比例調節器４０３Ｂの入力になっているのに対し、図６では、ｑ軸電流調節器４０３において、比例調節器４０３Ｂの入力をＩ_ｑ２とし、積分調節器４０３Ａの出力から比例調節器４０３Ｂの出力を減算してｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ２ ^＊を演算している。更に、図４では、加減算器４０９の出力、すなわちＩ_ｄ２ ^＊とＩ_ｄ２との偏差が比例調節器４０４Ｂの入力になっているのに対し、図６では、ｄ軸電流調節器４０４において、比例調節器４０４Ｂの入力をＩ_ｄ２とし、積分調節器４０４Ａの出力から比例調節器４０４Ｂの出力を減算してｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ２ ^＊を演算している。
その他の構成は図４と同一であるため、以下の説明を省略する。

この実施例によれば、比例調節器４０３Ｂ，４０４Ｂの入力をそれぞれｑ軸検出値Ｉ_ｑ２，ｄ軸電流検出値Ｉ_ｄ２としたことにより、積分調節器４０３Ａ，４０４Ａ側の設定応答と比例調節器４０３Ｂ，４０４Ｂ側の外乱応答とを個別に設計可能な２自由度制御の構成とすることができ、制御性能を一層高めることが可能である。

図７は、本発明の実施例６に係る制御装置４Ｆの主要部を示しており、図５と同一番号、同一記号のものは、それぞれ同一の機能及び同一の信号を表している。
この実施例と図５との相違点を説明すると、図５では加減算器４０８の出力、すなわちＩ_ｑ２ ^＊とＩ_ｑ２との偏差が比例調節器４０３Ｂの入力になっているのに対し、図７では、ｑ軸電流調節器４０３において、比例調節器４０３Ｂの入力をＩ_ｑ２とし、積分調節器４０３Ａの出力から比例調節器４０３Ｂの出力を減算してｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ２ ^＊を演算している。

更に、図５では加減算器４０９の出力、すなわちＩ_ｄ２ ^＊とＩ_ｄ２との偏差が比例調節器４０４Ｂの入力になっているのに対し、図７では、ｄ軸電流調節器４０４において、比例調節器４０４Ｂの入力をＩ_ｄ２とし、積分調節器４０４Ａの出力から比例調節器４０４Ｂの出力を減算してｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ２ ^＊を演算している。
その他の構成は図５と同一であるため、以下の説明を省略する。
この実施例においても、実施例５と同様に、設定応答と外乱応答とを個別に設計可能であり、自由度の高い制御装置を実現することができる。

本発明の実施例７は、図１、図４または図６の実施例において、関数器４１３，４１４を、所定の周波数成分以上の信号を通過させるハイパスフィルタによって構成したものである。
この実施例によれば、上記ハイパスフィルタにより、直流成分に対して関数器４１３，４１４のゲインをゼロにできるので、定常偏差がない電流制御が可能になる。

また、実施例８は、図３、図５または図７の実施例において、関数器４１３，４１４を、所定の周波数以下の信号を通過させるローパスフィルタによって構成したものである。

ここで、図８及び図９は従来技術及び本発明の効果を対比して説明するための図であり、図８は従来技術によるｑ軸電流Ｉ_ｑ２のステップ応答のシミュレーション結果を、図９は本発明の請求項８によるｑ軸電流Ｉ_ｑ２のステップ応答のシミュレーション結果である。電動機等の等価回路定数は前述の数値とし、電源周波数は５０［Ｈｚ］である。また、両者ともに、比例調節器、積分調節器の定数（比例定数、積分定数）は同一としてある。
図８と図９との比較から明らかなように、図８に示す従来技術では５０［Ｈｚ］の電流振動が生じており、条件によってはこの振動が徐々に大きくなって制御系が不安定になる場合がある。
一方、図９に示す本発明では、５０［Ｈｚ］の電流振動が消滅しており、良好な特性が得られている。

１ 巻線形誘導機
２ 電力変換器
３ 変圧器
４Ａ，４Ｂ，４Ｃ，４Ｄ，４Ｅ，４Ｆ 制御装置
５，６ 電流センサ
７ 電圧センサ
８ 位置センサ
９ 配線インピーダンス
２１ インバータ
２２ コンバータ
２３ コンデンサ
４０１，４０２，４０３，４０４ 調節器
４０５，４１１ 座標変換器
４０６，４０７，４０８，４０９，４１０，４１５，４１６ 加減算器
４１３，４１４ 関数器
４１２ ＰＷＭ演算器
４１７ ＰＬＬ回路
Ａ，Ｂ 積分調節器
Ｉ_ｄ２ ｄ軸電流検出値
Ｉ_ｑ２ ｑ軸電流検出値
Ｉ_ｄ２ ^＊ ｄ軸電流目標値
Ｉ_ｑ２ ^＊ ｑ軸電流目標値
Ｖ_ｄ２ ^＊ ｄ軸電圧指令値
Ｖ_ｑ２ ^＊ ｑ軸電圧指令値
Ｖ_ａ ^＊〜Ｖ_ｃ ^＊ ３相電圧指令値
θ_１ １次巻線軸に対する１次電圧ベクトルの角度
θ_ｒ 回転子位置
θ_２ ２次巻線軸に対する１次電圧ベクトルの角度

Claims (8)

1. １次巻線が交流電源系統に接続され、２次巻線が電力変換器によって交流励磁される巻線形誘導機の制御装置において、
   前記２次巻線に流れる２次電流を座標変換して回転座標系のｄ軸電流とｑ軸電流とに分離する手段と、
   前記ｄ軸電流の検出値をフィードバックして前記ｄ軸電流の目標値との偏差を増幅するｄ軸電流調節手段と、
   前記ｑ軸電流の検出値をフィードバックして前記ｑ軸電流の目標値との偏差を増幅するｑ軸電流調節手段と、
   前記ｄ軸電流調節手段の出力を前記ｑ軸電流調節手段の入力側に帰還する第１の帰還手段と、
   前記ｑ軸電流調節手段の出力を前記ｄ軸電流調節手段の入力側に帰還する第２の帰還手段と、
   を備え、
   前記第１の帰還手段及び前記第２の帰還手段を、前記誘導機の回転方向に対して逆相順に回転する２次電流の電源周波数成分のゲインがそれ以外の周波数成分のゲインよりも大きくなるように調整することにより、前記２次電流に含まれる電源周波数成分の振動を抑制することを特徴とする巻線形誘導機の制御装置。
2. １次巻線が交流電源系統に接続され、２次巻線が電力変換器によって交流励磁される巻線形誘導機の制御装置において、
   前記２次巻線に流れる２次電流を座標変換して回転座標系のｄ軸電流とｑ軸電流とに分離する手段と、
   前記ｄ軸電流の検出値をフィードバックして前記ｄ軸電流の目標値との偏差を増幅するｄ軸電流調節手段と、
   前記ｑ軸電流の検出値をフィードバックして前記ｑ軸電流の目標値との偏差を増幅するｑ軸電流調節手段と、
   前記ｄ軸電流調節手段の入力を前記ｑ軸電流調節手段の入力側に帰還する第３の帰還手段と、
   前記ｑ軸電流調節手段の入力を前記ｄ軸電流調節手段の入力側に帰還する第４の帰還手段と、
   を備え、
   前記第３の帰還手段及び前記第４の帰還手段を、前記誘導機の回転方向に対して逆相順に回転する２次電流の電源周波数成分のゲインがそれ以外の周波数成分のゲインよりも大きくなるように調整することにより、前記２次電流に含まれる電源周波数成分の振動を抑制することを特徴とする巻線形誘導機の制御装置。
3. 請求項１に記載した巻線形誘導機の制御装置において、
   前記ｄ軸電流調節手段及びｑ軸電流調節手段は、何れも、比例調節手段の出力と積分調節手段の出力とを加算するように構成された比例積分調節手段からなり、
   前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の出力のみが前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の出力のみが前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還されることを特徴とする巻線形誘導機の制御装置。
4. 請求項２に記載した巻線形誘導機の制御装置において、
   前記ｄ軸電流調節手段及びｑ軸電流調節手段は、何れも、比例調節手段の出力と積分調節手段の出力とを加算するように構成された比例積分調節手段からなり、
   前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力のみが前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力のみが前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還されることを特徴とする巻線形誘導機の制御装置。
5. 請求項１に記載した巻線形誘導機の制御装置において、
   前記ｄ軸電流調節手段は、ｄ軸電流の検出値を増幅する比例調節手段と、積分調節手段とを備えた比例積分調節手段からなると共に、前記ｑ軸電流調節手段は、ｑ電流の検出値を増幅する比例調節手段と、積分調節手段とを備えた比例積分調節手段からなり、
   前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の出力のみが前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の出力のみが前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、
   前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の出力から前記ｄ軸電流調節手段内の比例調節手段の出力を減算してｄ軸電圧指令値を求め、前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の出力から前記ｑ軸電流調節手段内の比例調節手段の出力を減算してｑ軸電圧指令値を求めることを特徴とする巻線形誘導機の制御装置。
6. 請求項２に記載した巻線形誘導機の制御装置において、
   前記ｄ軸電流調節手段は、ｄ軸電流の検出値を増幅する比例調節手段と、積分調節手段とを備えた比例積分調節手段からなると共に、前記ｑ軸電流調節手段は、ｑ電流の検出値を増幅する比例調節手段と、積分調節手段とを備えた比例積分調節手段からなり、
   前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力のみが前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力のみが前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の入力側に帰還され、
   前記ｄ軸電流調節手段内の積分調節手段の出力から前記ｄ軸電流調節手段内の比例調節手段の出力を減算してｄ軸電圧指令値を求め、前記ｑ軸電流調節手段内の積分調節手段の出力から前記ｑ軸電流調節手段内の比例調節手段の出力を減算してｑ軸電圧指令値を求めることを特徴とする巻線形誘導機の制御装置。
7. 請求項１，３または５に記載した巻線形誘導機の制御装置において、
   前記第１の帰還手段及び前記第２の帰還手段が、何れも、所定周波数以上の高周波信号成分のみを通過させるハイパスフィルタを備えていることを特徴とする巻線形誘導機の制御装置。
8. 請求項２，４または６に記載した巻線形誘導機の制御装置において、
   前記第３の帰還手段及び前記第４の帰還手段が、何れも、所定周波数以下の低周波信号成分のみを通過させるローパスフィルタを備えていることを特徴とする巻線形誘導機の制御装置。

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