CN103097178A - 用于对机动车电池进行再充电的设备及用于管理该设备的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于对机动车电池进行再充电的设备及用于管理该设备的方法。一种用于对电池充电的设备（1），包括：要连接到三相网络的电阻-电感-电容型滤波器级（2）、电压降压级（3）和要连接到电池（13）的电压升压级（4），以及置于降压级（3）和升压级（4）之间的电感线圈（Ld）。该设备（1）包括能够对电压降压级（3）和升压级（4）施加斩波占空比的调节单元（15）。调节单元（15）包括：用于补偿由从所述三相电网的每个相位（B₁,B₂,B₃）取得的电流（Ie₁,Ie₂,Ie₃）和电压（Ve₁,Ve₂,Ve₃）之间的滤波级（12）引起的相移的装置（16）；以及把流经线圈（Ld）的电流幅值维持为高于预定非零阈值的装置（16，17）。

Description

用于对机动车电池进行再充电的设备及用于管理该设备的方法

技术领域

本发明涉及从三相网络的输出为高压电池快速充电的快速充电设备领域，并且特别涉及用于机动车电池的快速再充电设备。

在这样的再充电系统中，电力通过两个转换器从电网连续地引到电池：降压（电压下降）转换器和升压（电压上升）转换器。这两个转换器分别用来通过以一频率连续地断开和闭合一系列开关，降低和升高它们输出端子和它们输入端子之间的电压比，所述频率可以根据期望输出电流和/或输出电压控制。

背景技术

这样的再充电系统例如在专利申请FR2943188中进行了描述，专利申请FR2943188涉及用于机动车的车载再充电系统，其使得从三相电路对车辆的电池进行再充电成为可能，该再充电电路结合了还可以确保诸如电流生成或者车辆推进之类的其他功能的电机的绕组。

从电网汲取的电流的斩波引起所取得的电流的高频分量，也就是说量级比配电网的惯常为50Hz的基波大的谐波。

由于配电器对所取到的电流的谐波施加标准，所以这样的再充电系统还包括在降压级输入处的RLC（电阻-电感-电容）型的滤波器。此滤波器在从电网取得的电压和电流之间引起相移。此相移暗示了经过电网的无功功率，但是其不被用户获得并且还应当被最小化。

发明内容

本发明的目的是提出一种用于调节这样的再充电设备的降压级和升压级的设备，其使得尽管在该设备的输入端子处存在RLC滤波器也能够在从电网取得的电压和电流之间保持减小的相移。

本发明的另一目的是提出一种用于机动车的车载再充电设备，其适合于能够连接到外部三相网络，并且在其电路中结合了该车辆的电机的绕组。

为此，用于电池、特别用于机动车电池的快速再充电设备包括：电阻-电感-电容型的滤波级，其意图连接到三相网络；降压级；以及升压级，其意图连接到电池；以及置于降压级和升压级之间的感应绕组。该设备还包括调节单元，其能够向降压级以及向升压级施加斩波占空比。调节单元包括用于由滤波级引起的从三相网络每个相取得的电流和电压之间的相移的补偿装置，以及还包括用于把经过绕组的电流幅值维持为高于非零预定义阈值的装置。

有利地，调节单元还包括用于把进入电池的电流从动（slave）至电池电流设定点值的装置。

优选地，该设备包括用于测量通过三相网络的相进入该设备的电流强度的装置；用于测量经过该绕组的电流的强度的装置，并且调节单元包括使用测量强度值来传递用作降压级斩波占空比设定点的三个值的至少两个调节回路。

调节单元可以包括第三调节回路，其传递用作升压级斩波占空比设定点的值。

依据优选实施例，调节单元包括用于确定该设备至三相网络的连接点处的三个正弦输入电压的装置，并且至少一个第一调节回路涉及该设备的输入电压的脉动。

有利地，第一调节回路被配置为把作为输入电流强度的值的线性组合而获得的分量从动至0，该线性组合的系数是ωt的三角函数，其中ω是该设备的输入电压的脉动，以及t是时间的测量值。

优选地，调节单元包括算子，其能够执行从调节回路中的两个调节回路导出的两个值的三个线性组合，这三个线性组合中的每一个组合的系数都是cot的三角函数。

调节单元例如能够被配置为，通过在相对于初始参考系以角旋转速度

旋转的参考系下，计算一个、两个或三个进入电流强度分量，对具有该设备的输入电流作为分量的向量执行第一参考系变换，角旋转速度

对应于该系统连接到三相网络的连接点处电压的脉动

。调节单元还可以被配置为然后使用在新基下计算的分量之一与设定点值的偏差，作为分别传递两个变量的所述两个调节回路之一的输入值，所述两个变量然后被调节单元用来通过另一个旋转参考系的变换计算三个降压级斩波占空比设定点值。

该设备可以包括用于测量经过电机的电流的强度的装置。调节单元于是可以被配置为通过为每个值计算其与0的偏差或者其与设定点值的偏离，分别比较在新基下的变量之一和经过电机的电流强度，或者在该新基下计算的分量中的两个，然后使用作为分别传递两个电流强度设定点值的两个PID调节器的输入而获得的这两个偏差。设定点值可以是常数函数，或者可以是根据电池的能量需求生成的设定点函数。

调节单元可以包括算子，其能够向由两个PID调节器传递的两个电流强度设定点值If_d和If_q定义的向量(If_d，If_q，0)，应用是第一参考系变换的逆的参考系变换矩阵。它可以包括这样的算子，所述算子能够将根据第二参考系变换获得的三个强度除以经过电感绕组的测量强度；以及一个或多个操纵器模块，所述操纵器模块能够使用这三个结果以作为降压级斩波占空比设定点值。

调节单元例如可以被配置为在新的参考系下把进入的电流强度分量之一从动至零，以及同时把所述分量中的另一个从动至参考设定点值，以便计算三个降压级斩波占空比设定点。

它于是可以包括并联的调节回路，所述调节回路能够传递升压级斩波占空比设定点值，该回路具有第二设定点与经过电感绕组机器的测量电流之间的偏差作为输入值。

根据另一实施例，调节单元可以包括第一调节回路，其能够在新的参考系下把进入的电流强度分量之一从动至0；以及第二调节回路，其能够把经过电感绕组的测量电流从动至设定点值，以便计算三个降压级斩波占空比设定点。

它于是可以包括并联的调节回路，该调节回路能够根据在电池的端子处测得的电流、根据电池电力供给电流设定点、以及根据经过电感绕组的测量电流，传递升压级斩波占空比设定点值。

根据另一方法，一种根据三相电流调节用于电池的快速充电装置的方法，包括步骤：控制降压级的斩波占空比，在其期间，通过组合两个调节回路的结果，补偿由电阻-电容-电感型滤波级引起的所述设备的输入电流强度和所述设备的输入电压之间的相移。

根据本发明的优选实现方式，对所述设备的输入电压进行滤波以便能够通过在具有脉冲

的平面上旋转的向量的三个分量对它们进行建模，然后应用调节回路以消除向量

在此平面上的与输入电压的经建模向量成直角的分量，向量

具有该设备的三个测量输入强度作为分量。

在这样的方法中，在该设备输入端处测得的三个电流的线性组合被从动至0，所述线性组合的系数是ωt的三角函数，其中，ω是该设备的输入电压的脉动频率，以及t是时间的测量值。

附图说明

在阅读了作为非限制性示例给出的本发明的实施例的详细描述并且根据所附的附图，本发明的其他目的、特征和优点将变得显而易见，在附图中：

-图1图示了根据本发明的再充电设备，

-图2a和2b图示了根据本发明的再充电设备的两个调节子组件，

-图3a和3b图示了根据本发明的另一实施例的再充电设备的两个其他调节子组件。

具体实施方式

如图1中所图示的，用于对电池13进行再充电的设备包括使该设备1能够链接到三相网络的三个端子B₁、B₂、B₃。这三个端子B₁、B₂、B₃分别链接到降压级3的三个输入端子D₁、D₂、D₃，每次都通过一个滤波支路，该滤波支路包括两个并联支路，一个具有值为L₂的电感器，而另一个具有值为Li的电感器和值为R的电阻器。

降压级的每个输入端子D₁、D₂、D₃还通过电容为C的电容器链接到地。多个值为R的电阻器、值为Li或L₂的电感器和值为C的所有这三个电容器一起，构成了降压级3的输入端处的RLC型滤波器。

降压级3包括三个并联支路6、7和8，每一个都具有受调节单元15控制的两个开关。降压级的每个输入端子D₁、D₂或D₃分别通过支路F₁、F₂、F₃连接到位于同一支路（分别为6、7和8）的两个开关之间的连接点。

降压级3还包括具有只在一个方向上导通并且与支路6、7和8并联连接的二极管9的支路。支路6、7和8以及具有二极管9的支路的公共端构成了降压级3的两个输出端子。这些端子中的、在支路9的二极管的导通方向上位于该二极管上游的一个端子连接到电池13的“-”端子和升压级4的第一输入端子10。这些端子中的、在支路9的二极管的导通方向上位于该二极管的下游的另一端子连接到电机5的第一端子，电机5的另一端子连接到升压级4的第二输入端子。

前述段落的描述对应于降压级的第一简化实施例。在此实施例中，降压级的这三个支路以同一方式受到控制。可以构想其他实施例，诸如像专利申请FR2943188中所描述的实施例。

包括二极管9的支路是可选的，并且去除它将不存在偏差。

升压级4包括两个开关，这两个开关能够受调节单元15的控制并且位于链接其第一输入端子10和电池的“+”端子的支路上。升压级4的第二输入端子11连接在这两个开关之间，电机5连接到该第二输入端子11。

可以链接到与电感Ld的绕组串联布置的值为Rd的电阻器的电机5，连接在降压级3的输出端子（置于二极管9的下游）和升压级4的第二输出端子之间。如果用无电阻电感绕组代替电机5，或者如果把另外的感应绕组与电机5串联连接，不会偏离本发明的框架。

电容器12连接到电池13的端子以便在电池13的端子处维持相对稳定的电压，以及也连接到电池充电监测模块19，能够传递设定点值I_batt ^ref，设定点值I_batt ^ref根据电池充电水平，导致最佳电流强度通过电池的“+”端子进入。充电监测模块19把设定点值I_batt ^ref经由专门连接传送到调节单元15。

在别处结合在或者不结合在模块19中的测量装置把值I_batt和值V_batt传送给调节单元15，I_batt反映实际进入到电池中的测量电流强度，V_batt反映电池13的“-”端子和“+”端子之间的电压。

其他电流强度测量模块使得能够测量并向调节单元15传送：流过电机5的电流的值Id，经由三相电路的端子B₁、B₂和B₃进入滤波器2中的电流强度的值Ie₁、Ie₂和Ie₃。归一化模块14连接到充电设备1的连接端子B₁、B₂和B₃，并且向调节单元15传送：与经滤波的正弦电压值相对应的三个值Ve₁、Ve₂、Ve₃，以及限定端子B₁、B₂、B₃相对于它们的物理位置a、b、c编号的次序的三元组（c，a，b）。

根据由调节单元15的控制模块17生成的a_s=I_batt/Id来限定的设定点a_s、根据已知方法，来实施对升压级4的控制。根据由三元组(ai，a₂，a₃)=If/Id=(Ifi/Id，If₂/Id，If₃/Id)限定的并且由调节单元15的控制模块16生成的斩波占空比，来实施对降压级3的控制。

为此，调节单元15包括两个控制模块（未示出），首先，能够施加降压级3的每一个开关的断开和闭合的时间模式（temporal pattern）以便获得斩波占空比a₁、a₂和a₃，以及其次能够对升压级4的每一个开关施加断开和闭合的时间模式以便获得占空比a_s。

开关优选是允许进行快速开关的晶体管，例如IGBI（Insulated GateBipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管）型晶体管。

调节单元15还包括参考指导模块18，其能够向控制模块16和/或17传递降压级3的输入端子（Ie_d ^ref）处或者输出端子（Id^ref）处的期望电流设定点值。

调节单元15在输入端子接收：该设备输入端子处的电压的经滤波值Ve1、Ve₂、Ve₃，端子的编号次序（c，b，a），在因而被编号为B₁、B₂、B₃的输入端子处的测量电流值Ie₁、Ie₂、Ie₃，流过电机5的测量电流值Id，到达电池13“+”端子处的电流值I_batt，由充电监测模块19传递的设定点值I_batt ^ref。这些值中的一些值被参考指导模块18用来生成中间强度设定点。参考指导模块显然使用到达电池的电流的设定点值I_batt ^ref、该设备输入端子处的电压信号的振幅Vm、电池13端子处的电压V_batt、和到达电池13“+”端子的电压I_batt。

由指导模块18生成的电流强度设定点被传送到控制模块16，控制模块16使用它以及进入三相网络端子处的电流的值Ie₁、Ie₂、Ie₃，借助于双调节回路生成三个斩波占空比值a₁、a₂、a₃，这使得能够控制降压级3的开关的断开和闭合周期。

控制模块17根据进入电池的电流的强度设定点I_batt ^ref，或者根据由参考指导模块18生成的电流设定点，使调节回路运行，该调节回路传递表示升压级4的斩波占空比的控制值a_s。

作为指示，充电设备1的电气元件的特征值处于下列值范围内：

-滤波器2的电容器C表示几百μF，例如每个在100到500μP之间，

-布置在电池13端子处以便使其端子处的电压稳定的电容器12具有mF的量级，例如在1到10mF之间，

-滤波电路2的值为R的电阻器具有ohm的量级，例如1到10ohm之间，

-电机Me的转子的电阻Rd具有几十mΩ的量级，例如0.01Ω到0.1Ω之间。

-分别与滤波器2的电感器和电机5的绕组对应的电感器L₁、L₂、Ld具有几十μH的量级的值，例如10到100μH之间的值。

现在在下面描述，使得能够到达本发明提出的为了调节单元15的模块16、17和18的操作而要应用的调节模式的原因的主线。

每次该设备通过归一化模块14连接到三相网络时，定义端子B₁、B₂、B₃编号的次序。归一化模块14接收该设备每个输入端子和与三相网络中性相位对应的相位之间的三个电压VE_a、VE_b、VE_c以作为输入。归一化模块14于是根据已知技术，例如根据“锁相环”或“PLL”型的技术，实施对输入信号中的每一个的滤波，以便获得具有与测量信号的主谐波相同频率的正弦信号。

归一化模块于是确定这三个信号应当被编号的次序，以便具有采用形式V_msin(cot)的第一信号、等于移相了-2π/3的信号Vei的第二信号Ve₂、和等于移相了+2π/3的信号Vei的信号Ve₃。

归一化模块14于是向调节单元15发送电流特性，使得调节单元15能够重构电压向量 $\stackrel{\→}{V}=(\mathrm{Vei},V{e}_2,{\mathrm{Ve}}_3)=V_m(\sin \left(\mathrm{rot}\right),\sin (\mathrm{rot}-2n/3),$ $\sin (\mathrm{rot}+2n/3))$ ，也就是说，电压的振幅Vm，脉动ω，以及为了第一项Vei具有0相位而选择的时间原点（origin）。

归一化模块14还返回这三个端子B₁、B₂、B₃应当编号的次序，以使得该向量的三个项在它们之间呈现出上面规定的相移。

调节单元15从三个电流强度传感器接收在端子B₁、B₂、B₃中的每一个处测量的、表示进入该设备的三个电流Ie₁、Ie₂、Ie₃的三个值。调节单元15设置这三个值Ie₁、Ie₂和Ie₃以获得电流向量（Ie₁，Ie₂，Ie₃），使得强度Iei为经过与经滤波的电压Ve₁对应的端子Bi的强度，强度Ie₂为经过端子B₂（其经滤波的电压对应于Ve₂）的电流以及强度Ie₃为经过端子B₃（其经滤波的电压对应于Ve₃）的电流。

如果指派给三个经滤波的电压值的次序与上面所定义的不同，并不偏离本发明的框架。然而，将不得不相应地对以下等式进行调整，尤其对于后面定义的参考系变换矩阵T(ωt)的表达式而言。

与三相网络的再排序相对应的指数1、2、3可以依次对应于指数a、b、c或者可以为其置换（permutation）。

在下文中，在推理中，把设备1连接到三相网络的端子B1、B₂、B₃的标识，以及从其演化出的编号，对于连接点D₁、D₂、D₃，支路F₁、F₂、F₃，电压Vf₁、Vf₂、Vf₃，电流强度Ie₁、Ie₂、Ie₃、Ifi、If₂、If₃，预先假设已经根据上面原理由归一化模块14对端子B1、B₂、B₃进行了编号。

归一化模块14把三个建模的电压值Ve₁、Ve₂、Ve₃发送到调节单元15，其于是必须生成用于降压级3和用于升压级4的斩波占空比设定点值，使得能够满足三个目的：

-使通过连接到三相网络的端子B₁、B₂、B₃测得的电流Ie₁、Ie₂、Ie₃和在该设备的对应端子处的三个建模的电压值Ve₁、Ve₂、Ve₃之间的相移最小化，

-获得经由电池13的“+”端子进入的且与该电池的电力供应需求相对应的测得的电流I_batt，这些需求由充电监测模块19来确定并且作为函数I_batt ^ref被传递到调节单元15，

-避免经过电机5的感应绕组Ld的电流Id的消除，以便不在从该电网取到的电流中生成不期望的谐波。

为此，考虑在初始基中具有坐标Ve₁、Ve₂和Ve₃的电压向量

也就是说在该第一基中

$\stackrel{\→}{V}e=(\mathrm{Vei},{\mathrm{Ve}}_2,{\mathrm{Ve}}_3).$

在相同基（可以将其等价地表达为“在相同参考系下”）下，考虑到下列：进入设备1中的电流的强度向量：

以及滤波器2的输出强度向量：

以及滤波器2的滤波电容器C的端子处的电压向量： $\stackrel{\→}{V}f=({\mathrm{Vf}}_1,{\mathrm{Vf}}_2,{\mathrm{Vf}}_3).$

在下文中，我们使用“s”来指明相对于时间“t”的导数运算符，即，

其还可以采用复数记法来表示，并且对于正弦脉冲电流ω，s=jω。

滤波器2的每一个支路的电流和电压之间的关系写为：

和

或者甚至：

     等式（1）

并且 $C-s-\stackrel{\→}{V}f=\mathrm{Ie}-\stackrel{\→}{I}f$         等式（2）

具有电机5的支路的等式写为：

$\mathrm{Rd}\·\mathrm{Id}+\mathrm{Ld}\·s\·\mathrm{Id}=\stackrel{\→}{a}-\stackrel{\→}{V}f-a_s-V_{\mathrm{batt}},$ 其中， $\stackrel{\→}{a}=(\mathrm{ai},a_2,a_3)$ 为由降压级3的斩波占空比（PWM）在初始基下定义的向量。

其还可以写为：

$\mathrm{Rd}-\mathrm{Id}+\mathrm{Ld}-s-\mathrm{I\; d}=(\mathrm{ff}-\stackrel{\→}{V}f-I_{\mathrm{batt}}\·V_{\mathrm{batt}})/\mathrm{Id}$

或者甚至：

变量变换矩阵T(ωi)（其可以等价地称为基变换矩阵或者参考系变换矩阵）根据向量

采用以下形式来定义：

$T\left(\mathrm{\ωt}\right)=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)& \sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3})\\ \cos \left(\mathrm{\ωt}\right)& \cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \frac{1}{2}& \frac{1}{2}& \frac{1}{2}\end{array}\right]$

此矩阵表示初始基和旋转到达基之间的基的变换，旋转到达基由三个向量

来定义，这三个向量的坐标在初始基下分别为：

$\begin{array}{c}{\stackrel{\→}{u}}_1=(\sin \left(\mathrm{\ωt}\right),\sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}),\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}))\\ {\stackrel{\→}{u}}_2=(\cos \left(\mathrm{\ωt}\right),\cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}),\cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}))\\ {\stackrel{\→}{u}}_3=(i,i,1)\end{array}$

换言之，

与

共线并且在

处于开始基的情况下旋转，与

成直角并且在

处于开始基的情况下，

与

和

成直角并且在开始基下保持固定。

乘以T(ωi)能够得到单位矩阵的T-¹(ωi)由下式给出：

矩阵T(ωi)和其逆矩阵T-¹(rot)相对于时间的一阶和二阶导数具有以下显著属性：

$T\left(\mathrm{\Ω}1\right)\·\frac{d^2}{{\mathrm{dt}}^2}\left(T^{-1}\left(\mathrm{\Ω}1\right)\right)=\mathrm{\τ}\left(\mathrm{\ωt}\right)\·s^2\left({\mathrm{\τ}}^{-1}\left(\mathrm{\ωt}\right)\right)=\left[\begin{array}{ccc}-{\mathrm{\ω}}^2& 0& 0\\ 0& -{\mathrm{\ω}}^2& 0\\ 0& 0& 0\end{array}\right]$

在下文中将使用以下记法：

Vei₂ ³=(Vei,Ve₂,Ve₃)=Vm(sin(rot),sin(ωi-2π/3),sin(ωi+2π/3)，其是

在开始基下的表达式，

Ve_dqo=T(ωi)*Vei₂₃=(Ve_d,Ve_q,Ve₀)=(Vm,0,0)其是

在由向量

定义的旋转基下的表达式，

Iei₂₃=(Iei,Ie₂,Ie₃)=Im(sin(ωi-φ),sin(ωi-φ-2π/3),sin(rot-φ+2π/3)),其是

在开始基下的表达式，Ф是在把设备1连接到三相网络的每个端子处电流相对于电压的相移，

其是

在由向量

定义的旋转基下的表达式，

在实践中，给定定义旋转基

的方式，在旋转基下

是固定的并且在旋转基下电流向量

也是固定的且可以被写，如果每个相位的电流相对于相位电压被移相了角度Ф：

le_dqo=(led,Ie_q,Ie₀)=Im(coscp,sincp，O),换言之，减小了从电网取得的电流和电压之间的相移等于取消了如下分量

也就是说取消了分量Ie_q。

还使用了以下记法：

Ifi23=(If_i,If₂，If₃)，其是

在开始基下的表达式，

Ifdqo=T(ωt)*If₁₂3=(Ifd，If_q，If_O))其是在由向量

定义的旋转基下的表达式，

Vf₁₂₃=(Vfi，Vf₂,Vf₃)，其是

在开始基下的表达式，

Vfdqo=T(rot)*Vf=(Vf_d,Vf_q,Vf₀)其是

在由向量

定义的旋转基下的表达式。

在旋转基下写滤波器2的特性等式等于在左侧将T(ωt)乘以在开始基下表达的等式（1）和（2）。于是获得了下式：

(L,+L₂)-T(ωt)·s-(Ve₁₂₃-Vf₁₂₃)+R-τ(ωt)·(Ve₁₂₃-Vf₁₂₃)

=(L₁·L₂)·T(ωt)·(s²·Ie₁₂₃)+R·L₂·T(ωt)·(s·Ie₁₂₃)

和C·T(ωt)·(s·Vf₁₂₃)=T(ωi)·Ie₁₂₃-τ(ωt)·If₁₂₃.

其还可以写为旋转基下不同向量的表达式的函数：

(L,+L₂)·T(ωi)·s·(T^-1(ωt)(Ve_dqo-Vf_dqo))+R-(Ve_dqo-Vf_dqo)

=(L₁·L₂)·T(ωt)(s²·T^-1(ωt)(Ie_dqo))+R-L₂-T(ωi)-s-(τ^-1(ωt)Ie_dqo)

和C·T(ωt)·(s·T^-1(ωt))(Vf_dqo)=Ie_dqo-T{at)-If_dqo

由于取消了根据向量

的坐标，获得了关于向量

和

的以下坐标的以下等式：

$\left[\begin{array}{cc}(L_1+L_2)s+R& -(L_1+L_2)\mathrm{\ω}\\ (L_1+L_2)\mathrm{\ω}& (L_1+L_2)s+R\end{array}\right]\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Ve}}_d-{\mathrm{Vf}}_d\\ {\mathrm{Ve}}_q-{\mathrm{Vf}}_q\end{array}\right)$

$=\left[\begin{array}{cc}{L}_1{L}_2{s}^2+R{L}_{2}s-L_1{L}_2{\mathrm{\ω}}^2& -L_2(2L^s+R)\\ L_2({2L}_1\mathrm{\ωs}+R)& L_1{L}_2{s}^2+R{L}_{2}s-L_1{L}_2{\mathrm{\ω}}^2\end{array}\right]\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Ie}}_d\\ {\mathrm{Ie}}_q\end{array}\right)$

等式（3）

和 $\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Cs}& -\mathrm{C\ω}\\ \mathrm{C\ω}& \mathrm{Cs}\end{array}\right]\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Vf}}_d\\ {\mathrm{Vf}}_q\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Ie}}_d-{\mathrm{If}}_d\\ {\mathrm{Ie}}_q-{\mathrm{If}}_q\end{array}\right)$        等式（4）

通过消除了等式（3）和（4）之间的电压项Vf_d和Vf_q，获得了以下形式的联系Ie_q、If_q和If_d的等式：

Ie_q=FA(s)lf_q+FB(s)lf_d

其中，FA(s)是从等式（3）和（4）导出的If_q的变换函数，以及FB(s)也是从等式（3）和（4）导出的函数If_d的变换函数。据发现，对于上面提及的接近于ω=2πx50或者ω=2πx60的电气网络的脉冲ω，以及对于电阻器R、Rd的振幅的量级，电感器L₁、L₂、Ld的振幅的量级和电容器C的振幅的量级，应用到电流值I的变换FB(s)传递的值与应用到相同电流I的变换FA(s)导出的值相比，可忽略。

由此可以导出。可以使用经过滤波器2和降压级3之间的电流的变量If_q，作为把电流分量Ie_q从动至0的控制变量，并且因此消除了充电设备输入端子处的电流和电压之间的相移。

根据近似：le_q=FA(s)lf_q    等式（5）

包含电机5的支路的等式使得可能提出联系Id和If_d的关系。实际上将其写为:

$\mathrm{Rd}-{\mathrm{Id}}^2+\mathrm{Ld}/2-s-\left({\mathrm{ld}}^2\right)=\mathrm{ff}-\stackrel{\→}{V}f-I_{\mathrm{batt}}-V_{\mathrm{batt}}$

或者甚至：

Rd-Id²+Ld/2-s-(ld²)=If_dVf_d-If_qVf_q-I_batt-V_batt     (等式6)

通过考虑乘积I_batt x V_batt为比要被调节的输入电流值慢得多的变量扰动，以及通过考虑电容器端子处的电压的向量的分量Vf_q为0—这是由于几乎没有差异，由于滤波器的值R、L₁、L₂，根据Ve_q—从等式（6）获得了直接联系变量If_d和Id的关系。

因此，有可能使用电流变量If_d作为用于把经过电机5的电流Id从动至设定点值的控制变量，该设定点值将以不允许消除感应绕组Ld中的电流的方式来产生。

因此If_d和If_q可以都被用作控制变量，分别把经过电机的电流和在滤波器与降压级3之间传送的电流Ie_q中的每一个都从动（slave）至参考设定点值。

为了知道使得能够获得期望值If_d和If_q的斩波占空比值ai、a₂和a₃，使用矩阵T^-1(ωi)来实施参考系的变换以便根据If_d和If_q重新计算滤波器2和降压级3之间传送的电流的三个坐标Ifi、If₂、If₃。通过将这三个值Ifi、If₂和If₃除以测得的通过电机5的电流的值Id，通过定义获得降压级3的三个斩波占空比值ai、a₂和a₃。使用这三个斩波占空比设定点对降压级3的控制，使得可能把Ie_q从动至0参考，以便消除该设备输入处的电流和电压之间的相移，以及把经过电机5的电流Id从动至期望设定点Id^ref。

如果用If_q调节Ie_q以消除了相移Ф，以及用If_d调节Id以避免消除电机绕组中的电流，由调节单元15执行的调节的第三个目的于是得以达到，也就是说把进入电池的电流I_batt从动至由充电监测模块19传递的设定点值I_batt ^ref。为此，例如，有可能对升压级4施加斩波占空比a_s以便观测到关系a_s=I_batt ^ref/Id。为了补偿测量I_batt和Id值的时刻与定义升压级4的斩波占空比的控制变量a_s变为有效的时刻之间的时间偏移，可以使用“前馈”型控制环，根据设定点电流I_batt ^ref的和以及设定点电流I_batt ^ref与在电池13“+”端子处实际测得的电流I_batt之间的积分误差的和，计算控制变量。

根据另一变体实施例，可以使用等式（3）和（4）以便通过去掉项Vf_d和Vf_q来采用下式写Iea、If_q和If_d之间的关系：

Ie_d=FE(s)(If_q)+FD{sllf_d)

据观测，此次在通常电网脉冲值以及电阻器R的值Rd，电容器C的值和电感器L₁、L₂、Ld的值下，与项FE(If_q)比较，项FD(I fd)为主导的。于是能够写为第一近似：

Ie_d=FD(lf_d)      等式（6）

根据此其他变体实施例，因此能够使用电流值If_q和If_d以便同时把Ie_q和Ie_d从动至两个相应设定点值。如先前那样，将Ie_q从动至0以消除相移Ф，并且将Ie_d从动至设定点值Ie_d ^ref，该设定点值Ie_d ^ref被生成以便获得电池13的+端子的输入端子处的设定点强度I_batt ^ref。如先前那样，将使用矩阵T-¹(ωi)执行参考系的变换，以便根据期望控制值If_q和If_d，计算要作为斩波占空比设定点的值a₁、a₂、a₃应用到降压级3。

在此第二实施例中，用于调节Ie_q的If_q上的调节回路以及用于调节到达电池的电流的If_d上的调节回路可以联合使用。因此它仍旧定义第三调节回路，该第三调节回路使得可能对经过电机5的电流进行从动。

现在，作为第一近似，转换通过电机5的电流的动力学的关系，即：

$\mathrm{Rd}\·\mathrm{Id}+\mathrm{Ld}\·s\·\mathrm{Id}=\stackrel{\→}{a}-\stackrel{\→}{V}f-a_s-V_{\mathrm{batt}}$        等式（7）

直接联系a_s和经过电机5的电流Id，这是因为：

可以被认为是扰动，其值由前两个调节回路确定并且

由于电容器12的存在，V_batt是相对稳定的值。

因此，在此第二实施例中，能够直接根据参考值Id^ref和经过电机5的测得值Id之间的误差来控制a_s。

对于Ie_q而言用作设定点的值为0，以及对于Ie_q和Id，分别为由参考指导模块18生成的两个设定点强度函数Ie_q ^ref和Id^ref。

为了确定进入该设备的电流的设定点Ie_d ^ref，表达了三相网络连接端子和电池端子之间的电功率的守恒。为此，在第一近似中忽视该设备的电能损耗，该电能损耗与电阻器的存在有显著关系。

于是由下列关系给出进入电流设定点值Ie_d ^ref：

       等式（8）

其中

Vm是输入电压（电网电压）的振幅；

V_batt是在电池13的端子处测得的电压；

I_batt ^ref是由充电监测模块19生成的电池电流设定点。

经过电机5的电流的设定点Id^ref（意图避免电机电感中的电流的消除）可以固定为任意常数，或者遵循比0大的维持恒定的任何函数。

在所描述的实施例中，根据以下等式，决定根据该设备输入处的设定点电流Ie_d ^ref和电池13端子处的I_batt ^ref调整Id^ref:

Id^ref=Max{le_d ^ref，I_batt ^ref)+A       等式（9）

其中，Ied^ref由上面关系给出，I_batt ^ref是由充电监测模块19传递的电池电流设定点，以及A是任意常数，例如可以固定在200安培的值。

图1的参考指导模块18（与控制模块16和17相关联，其操作在下面详细描述）因此根据等式（8）系统地计算Ie_d ^ref，以及于是根据等式（9）计算Id^ref。根据每个模块16和17保持的操作模式，指导模块18向模块16或者向模块17发送值Ie_d ^ref或Id^ref之一，以及可能将这两个值中的另一个发送至另一模块。然而，如果参考指导模块仅计算和传送值Ie_d ^ref或Id^ref中的一个的话，并不偏离本发明的框架。

图2a、2b和3a、3b图示了两种调节模式，用于基于上面考虑，通过使用与图1相对应的充电设备1实施本发明。图2a、2b和3a、3b与图1包含相同的附图标记，相同元素由相同附图标记指明。

图2a图示了控制模块16的可能操作模式。控制模块16在第一输入端接收经过电机5的电流强度的测量值Id。它把此值发送至减法器20的负输入端子，该减法器20在正输入端子接收由参考指导模块18生成的电流设定点值Id^ref。差被发送到校正器21，校正器21可以是比例积分微分型校正器，其校正函数这里标明为K5，并且其各项可以从等式（6）导出。

此校正的结果被解释为根据平行于已经用于定义参考系变换的经滤波的电压向量

的旋转基的向量

的、滤波器2输出端子处设定点电流的分量If_d。控制模块16在三个其它输入端子接收该设备1输入端子B₁、B₂、B₃处的电流的测量值Ie₁、Ie₂、Ie₃，以及使用这三个值作为电流强度向量

的三个坐标，它通过算子22向电流强度向量

应用参考系变换，以获得由基改变矩阵T(ωi)定义的旋转基下的向量

的坐标之一。保持坐标的Ie_q是根据向量

的坐标，向量

与已经被用来定义参考系变换的经滤波的电压向量

成直角。此坐标Ie_q被发送至减法器23的负输入端，减法器23在正输入端接收存储在控制模块16的存储器30中的、等于0的设定点Ie_q ^ref。

差被发送到校正器24，校正器24也属于比例积分微分型，这里由校正函数K1表示，并且其各项可以从等式（5）导出。

校正器24的结果被解释为与根据向量的坐标相对应的电流强度If_q，向量

与已经被用来定义参考系变换的经滤波的电压向量

成直角。校正器41的结果If_d和校正器24的If_q于是被用作旋转基下向量

的两个分量，向量

表示从滤波器2流出的电流的强度的设定点向量。为此，借助于算子25，将反向基改变矩阵应用到此向量(If_d，If_q，0)，该算子25传递三个坐标Ifi、If₂、If₃，这三个坐标Ifi、If₂、If₃表示开始基下的

，也就是说表示从滤波器2流出且分别经过图1的支路F1、F2、F3的电流的三个设定点值。控制模块16于是使用值反相器26和三个乘法器27、28、29，将值Ifi、If₂、If₃中的每一个除以经过电机5的电流的值Id，并且因此传递能够根据已知方法控制降压级3的三个值ai、a₂和a₃。值ai、a₂和a₃例如被发送至控制模块（未示出），其向降压级3的开关施加使得能够获得这些斩波占空比的断开和闭合周期。

图2b图示了控制模块17的可能操作模式，该操作模式使得能够与控制模块16一起控制升压级4，控制模块16的操作模式在图2a中得以描述。控制模块17在其输入端之一接收测量值I_batt，并且把它发送至减法器31的负输入端，减法器31在其正输入端接收由充电监测模块19传递的值I_batt ^ref。这两个项之间的差被减法器31发送至比例型第一校正器32，然后至积分型第二校正器33。电流设定点值I_batt ^ref同时经由“前馈”型环35被发送至求和器34，求和器34在第二输入端接收积分器33的结果。

在第三输入端子，控制模块17接收经过电机5的电流的测量值Id，把该值发送至求逆算子36，于是至在其第二处接收求和器34的结果的乘法器37。乘法器37的结果作为斩波占空比设定点值被发送至控制模块（未示出），该乘法器37的结果因此是电池设定点电流加经校正的误差项再除以经过电机5的电流Id，该控制模块根据已知方法向升压级4的开关施加使得能够获得此斩波占空比的断开和闭合周期。

除了校正器32的比例校正和积分器33的比例校正之外的校正类型也是可以想到的，校正回路的目的是补偿确定控制值Id和I_batt ^ref的时刻与应用对应于a_s的斩波占空比的时刻之间的时间偏移。

图2a和2b中所描述的操作模式是互补的：图2a中所描述的操作模式能够通过控制降压级3消除从电网取得的电流和电压之间的相移，以及还能够获得经过电机的电流强度Id，其为非零，并且其与在电池13的输入端子处最终需要的电流I_batt ^ref一致。

图2b中所描述的控制模块17的操作模式能够通过把I_batt从动至I_batt ^ref，来利用经过电机且被模块16调节的电流Id，以便获得电池13输入端处的期望电流I_batt ^ref。

图3a图示了控制模块16的另一可能操作模式，其能够控制图1的降压状级3。如在图2a的操作模式下一样，构成经由设备1的端子B₁、B₂、B₃进入的电流强度的向量

的坐标的三个值Ie₁、Ie₂、Ie₃被算子22转换，算子22用参考系变换矩阵T(cot)乘以它们。

算子22此时传递经由三相电路的端子进入的电流的两个坐标Ie_q和Ie_d，它们是在由在该设备输入端子处的经滤波的电压向量的向量

定义的旋转平面上的向量

的坐标。如在图2a的调节模式下一样，坐标Ie_q（它是与经滤波的电压向量成直角的坐标）被发送至减法器23，减法器23从它减去存储在存储器30中且等于0的设定点值Ie_q ^ref，并且把差发送至由校正函数K1表示的校正器24，K1与图3a的校正函数相同。

校正器24传递值If_q，该值If_q于是被用作降压级3输入端处的电流设定点向量的分量。在图3a的调节模式下，算子22向减法器40发送进入该设备的电流的第二坐标Ie_d，该第二坐标Ie_d是根据与经滤波的电压向量

平行的向量的坐标，减法器40从第二坐标Ie_d减去由图1的参考指导模块18生成的设定点值Ied^ref。

差被发送到由校正函数K4表示的校正器41，校正器41可以属于比例积分微分型，并且其各项可以从等式（6）导出。

校正器41传递值If_d，该值If_d被解释为向量

的、与该设备输入端处的经滤波的电压的向量

平行的坐标的设定点值，该向量

定义了经由降压级3的端子进入的三个电流。If_q被解释为根据与该设备输入端子处的经滤波的电压的向量

成直角的旋转基的第二基向量

的、进入降压级3的强度的向量的坐标。两个坐标Ifd和If_q分别被校正器41和24发送至算子25，算子25把它们乘以逆基变换矩阵T^-1(ωi)。算子25传递开始基下的

的三个坐标If₁、If₂和If₃，转化在降压级3的输入支路Fi、F₂、F₃中分别期望的设定点电流强度值。

如在图2a的调节模式下一样，于是借助于逆算子26和三个乘法算子27、28和29，用这三个设定点值Ifi、If₂、If₃除以经过电机5的电流的测量值Id。控制模块16于是传递三个设定点值ai、a₂、a₃，它们被控制模块（未表示出）用作用于控制降压级3的斩波占空比设定点。

图3b图示了模块17的调节模式，其与图3a中所描述的模块16的调节模式互补。这里控制模块17在第一输入端接收经过电机5的电流的测量值Id，把它发送至减法器42的负输入端，减法器42在正输入端接收由参考指导模块18生成的设定点值Id^ref。

测量值Id和设定点值Id^ref之间的差被发送至校正器43，例如比例积分型校正器且其由校正函数K6表示，其各项可以从等式（7）导出。校正器43传递值a_s，控制模块把该值a_s发送至一控制模块（未表示出）以定义形成升压级4的一部分的开关的断开和闭合周期。

本发明的目的不限于所描述的实施例，以及尤其对于进入电压的经建模向量

的形式以及从其演进的基变换矩阵，可以分解成众多变体。

在降压级3的输入端处可以使用不同的滤波器架构，于是对等式（3）和（4）的各项进行修改，但是在具有与上面所描述的相同优点的情况下对参考系的改变是可能的。

可以构想多变量命令，其中三个调节回路或者更多的调节回路会是互相依赖的，以联合传递四个斩波占空比设定点值a₁、a₂、a₃、a_s。

设备1的架构可以变化，要保持滤波器-降压级-感应绕组-升压级-电池的连续性。尤其将注意，可以把支路Fi、F₂、F₃减少至连接点D₁、D₂、D₃。

根据本发明的充电设备能够在每个时刻在传递的电流的无功功率和谐波方面，协调电池的功率供应需求以及三相电流源的要求。

附图标记列表

1                 充电设备

2                 滤波器

3                 降压级

4                 升压级

5                 电机

6，7，8           降压级3的并联支路

9                 二极管

10                升压级4的第一连接端子

11                升压级4的第二连接端子

12                电容器

13                电池

14                归一化模块

15                调节单元

16，17            控制模块

18                参考指导模块

19                充电监测模块

20                减法器

21                校正器

22                参考系变换算子（=基变换算子）

23                减法器

24                校正器

25                参考系变换算子（=基变换算子），算子22的逆

26                反相器

27，28，29        乘法器

30                存储器

31                减法器

32                校正器

33                积分校正器

34                求和器

35                “前馈”环

36                逆变器

37                乘法器

40                减法器

41                校正器

42                减法器

43                校正器

a                 校正器32的校正因子

ai，a₂，a₃        由ai=Ifi/Id，a₂=If₂/Id，a₃=If₃/Id定义的降压级3的斩波占空比

a_s                由a_s=I_batt/Id定义的升压级4的斩波占空比

Bi，B₂，B₃        把设备1连接到三相网络的相的端子

C                 滤波器2的电容器，其值为C

Di，D₂，D₃        滤波器2至降压级3的输入端的连接点

Fi，F₂，F₃       降压级3输入端之间的支路或连接点，以及降压级3每个支路6、7、8的中点（两个开关之间的点）

Li               滤波器2的电感器的第一串联，其值为Li

L₂               滤波器2的电感器的第二串联，其值为L₂

R                 滤波器2的电阻器，其值为R

Rd                电机5的绕组的等价阻抗

Ld                电机5的绕组的等价电感

Iei，Ie₂，Ie₃     经由端子B₁、B₂、B₃进入充电设备的电流的测量值

Ifi，If₂，If₃          从滤波器2经过支路F₁、F₂、F₃进入降压器3的电流

Id                经过电机5的测量电流

I_batt                经由电池13的“+”端子进入的测量电流

I_batt ^ref              由充电监测模块19发送的电池电流强度设定点

Ie_d             在开始基下表达的向量

在旋转基的第一向量上的投影

Ifd                在开始基下表达的等于(If₁，If₂，If₃)的向量

在旋转基的第一向量

上的投影

K1，K4，K5，K6      校正器24、21、41和43的校正函数

T(ωi)              在初始参考系和由正交旋转基定义的参考系之间的基变换矩阵，在初始参考系下该设备输入端子处的电压定义了向量

由正交旋转基定义的参考系的第一基向量

与向量

共线并且第三基向量相对于开始基是固定的。

T^-1(ωi)              由旋转基定义的参考系与初始参考系之间的逆基变换矩阵

VE_a，VE_b，VE_c       在地与把充电设备连接到三相网络的端子中的每一个之间测量的电压

Vei，Ve₂，Ve₃        由归一化模块14从测量电压值VE_a、VE_b、VE_c而滤波的电压值，从1至3重新排序以获得第一、第二和第三经滤波的项之间的相移，从1至3的编号反映在端子B₁、B₂、B₃、D₁、D₂、D₃的编号上以及充电设备的支路F₁、F₂、F₃的编号上，以及反映在对这些端子或这些支路的测量值的指示上。

Claims (10)

1.一种用于电池（13）特别地用于机动车电池的快速充电设备（1），包括：电阻-电感-电容型的滤波级（2），其意图连接到三相网络；降压级（3）；和升压级（4），其意图连接到电池（13）；以及置于所述降压级（3）和升压级（4）之间的感应绕组（Ld）；所述设备（1）还包括调节单元（15），其能够向降压级（3）和向升压级（4）施加斩波占空比（ai,a₂,a₃,a_s），其特征在于，所述调节单元（15）包括用于补偿由滤波级（12）引起的从所述三相网络的每个相（B₁,B₂,B₃）取得的电流（Ie₁,Ie₂,Ie₃）和电压（Ve₁,Ve₂,Ve₃）之间的相移的装置（16），以及还包括用于把经过所述绕组（Ld）的电流幅值维持为高于非零预定义阈值的装置（16，17）。

2.如权利要求1所述的快速充电设备，其中所述调节单元（15）还包括把进入电池（13）中的电流（I_batt）从动至设定点电流值（I_batt ^ref）的装置（16，17）。

3.如权利要求1或2所述的快速充电设备，包括用于测量经由所述三相网络的相（B₁,B₂,B₃）进入所述设备的电流的强度（Ie₁,Ie₂,Ie₃）的装置，用于测量经过所述绕组（Ld）的电流（Id）的强度的装置，并且其中，调节单元（15）包括至少两个调节回路，所述调节回路使用测量的强度值（Ie₁,Ie₂,Ie₃,Id）来递送用作降压级（3）斩波占空比设定点的三个值（ai,a₂,a₃）。

4.如权利要求3所述的快速充电设备，其中所述调节单元（15）包括第三调节回路（17），递送用作升压级（4）斩波占空比设定点的值（a_s）。

5.如权利要求3至4中任一项所述的快速充电设备，其中，所述调节单元（15）包括用于确定在所述设备（1）至所述三相网络的连接点（B₁,B₂,B₃）处的三个正弦输入电压（Ve₁,Ve₂,Ve₃）的装置，并且其中，至少第一调节回路包含所述输入电压（Ve₁,Ve₂,Ve₃）的脉动（ω）。

6.如权利要求5所述的快速充电设备，其中所述第一调节回路被配置为把作为输入电流强度的值（Ie₁,Ie₂,Ie₃）的线性组合所获得的分量从动至0，该线性组合的系数是ωt的三角函数，其中t是时间的测量值。

7.如权利要求6所述的快速充电设备，其中，所述调节单元（15）包括算子（25），其能够执行从调节回路中的两个调节回路导出的两个值（Ie_q,Ie_a）的三个线性组合，这三个线性组合中的每一个组合的系数是cot的三角函数。

8.一种用于根据三相电流调节用于电池（13）的快速充电设备（1）的方法，包括如下步骤：

控制降压级的斩波占空比（ai,a₂,a₃），在其期间，通过组合两个调节回路的结果，补偿由电阻-电容-电感型滤波级（2）引起的所述设备的输入电流强度（Ie₁,Ie₂,Ie₃）和所述设备（1）的输入电压（Ve₁,Ve₂,Ve₃）之间的相移。

9.如权利要求8所述的用于调节快速充电设备（1）的方法，其中对所述设备的输入电压（VE_c，VE_b，VE_a）进行滤波以便能够使用脉动

通过在平面

上旋转的向量

的三个分量（Ve₁,Ve₂,Ve₃）对它们进行建模，然后应用调节回路以消除向量在此平面上的、与输入电压的经建模向量

成直角的分量，向量

具有该设备（1）的三个测量输入强度（Ie₁,Ie₂,Ie₃）作为分量。

10.如权利要求8所述的用于调节快速充电设备（1）的方法，其中，在所述设备输入端处测得的三个电流（Ie₁,Ie₂,Ie₃）的线性组合被从动至0，所述线性组合的系数是ωt的三角函数，其中，ω是所述设备的输入电压的脉动频率，以及t是时间的测量值。

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