CN108454431A - 无线电力传输系统的参数估计 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及无线电力传输系统的参数估计。一种车辆设置有线圈和传感器。所述线圈适于从外部线圈以单相形式无线地接收电力。所述传感器适于测量所述电力的特性。所述车辆还设置有控制器，所述控制器被配置为：使用基于所述特性的所述电力的三相表示来对指示线圈对准情况的参数进行估计，并且基于所述参数调整由所述线圈接收的电力。

Description

无线电力传输系统的参数估计
技术领域
一个或更多个实施例涉及一种用于电气化车辆的无线电力传输系统。
背景技术
电气化车辆(包括电池电动车辆(BEV)和插电式混合动力电动车辆(PHEV))可通过有线连接而连接到外部电源，以对车辆电池进行导电充电。这样的车辆通常包括充电线，所述充电线将外部电源物理地连接到车辆充电端口，以便于对车辆电池进行充电。可选地，电气化车辆可无线地连接到外部电源，以对车辆电池进行感应充电。这样的无线充电被称作无线电力传输。
发明内容
在一个实施例中，一种车辆设置有线圈和传感器。所述线圈适于从外部线圈以单相形式无线地接收电力。所述传感器适于测量所述电力的特性。所述车辆还设置有控制器，所述控制器被配置为：使用基于所述特性的所述电力的三相表示来对指示线圈对准情况的参数进行估计，并且基于所述参数调整由所述线圈接收的电力。
在另一实施例中，一种电力传输系统设置有线圈、逆变器和控制器。所述线圈适于从外部线圈感应地接收电力。所述逆变器连接到所述外部线圈。所述控制器被配置为：基于使用所述电力的三相表示估计的线圈对准情况，调整所述逆变器的开关频率和相移角中的至少一个。
在另一实施例中，提供了一种无线电力传输(WPT)方法。通过耦合的线圈从外部源无线地接收电力。测量所述电力的特性。基于测量的特性而生成所述电力的三相表示。使用所述三相表示对指示线圈对准情况的参数进行估计。基于所述参数调整所述电力。
如此，WPT系统使用所述电力的三相表示来基于所述电力的测量的特性实时地对线圈参数进行估计，然后基于估计的线圈参数对所述电力进行调整。这种方法实时地调整传输的电力，以考虑在充电期间线圈对准情况的任何变化，同时准确地估计线圈的参数而不受系统动态特性的影响。
附图说明
图1是根据一个或更多个实施例的无线电力传输(WPT)系统的示意图，并且示出了混合动力车辆和外部电源。
图2是进一步示出图1中的WPT系统的电路图。
图3是图1中的混合动力车辆和外部电源的示图,示图示出动力传动系统和储能部件。
图4是图1中的WPT系统的框图。
图5是图1中的WPT系统的电路模型。
图6是图1中的WPT系统的逆变器的输出电压相对于时间的图形示图。
图7是图1中的WPT系统的传递函数的图形示图。
图8是图1中的WPT系统的外部(地面侧)匹配网络的输入阻抗传递函数的图形示图。
图9是图1中的WPT系统的外部匹配网络的输入阻抗相位角的图形示图。
图10是根据一个或更多个实施例的示出用于控制图1中的WPT系统的方法的流程图。
图11是示出图1中的WPT系统的旋转空间矢量的图。
图12是示出图1中的WPT系统的空间矢量在不同的参考系上的投影的图。
图13是图1中的WPT系统的初级线圈和次级线圈的T形网络等效电路。
图14是图13中的T形网络在直流正交零(DQ)参考系下的等效电路。
图15是根据一个实施例的示出用于实现图10中的方法的控制系统的框图。
图16是根据另一实施例的示出用于实现图10中的方法的控制系统的另一框图。
图17是转换至DQ参考系并且相对于时间示出的图1中的WPT系统的测量的操作特性的图形示图。
图18是转换至DQ参考系并且相对于时间示出的图1中的WPT系统的测量的操作特性的另一图形示图。
图19是图1中的WPT系统的估计参数相对于时间的图形示图。
具体实施方式
根据需要，在此公开本发明的具体实施例；然而，应当理解的是，所公开的实施例仅为本发明的示例，其可以以多种替代形式实施。附图无需按比例绘制；可夸大或最小化一些特征以示出特定部件的细节。因此，此处所公开的具体结构和功能细节不应被解释为限制，而仅仅作为教导本领域技术人员以多种形式利用本发明的代表性基础。
参照图1，根据一个或更多个实施例示出了无线电力传输(WPT)系统，并且无线电力传输系统总体上由数字100进行标注。WPT系统100包括车辆充电子系统102和外部充电子系统104，车辆充电子系统102和外部充电子系统104彼此协作以给安装在车辆108内的牵引电池106充电。车辆充电子系统102包括控制器110，控制器110接收与车辆108相对于外部充电子系统104的瞬时位置相对应的充电系统特性信息。控制器110基于该信息对WPT参数进行估计，并且基于这些估计的参数对WPT系统的电压和电流的分量进行调整，以优化电力传输的效率。
外部充电子系统104包括电源112和地面线圈组件114。根据一个或更多个实施例，电源112表示由公用电力公司提供的常规交流(AC)配电网络或电网。外部电路116将电源112连接至地面线圈组件114，并且包括用于调节(例如，整流、逆变、转换和存储)被提供到地面线圈组件114的电力信号的部件。外部充电子系统104还包括外部控制器118，外部控制器118监测传输到车辆108的电力并且与车辆控制器110进行通信以控制传输的电力。地面线圈组件114包括安装到下表面(例如，车库地板)并且通常由铝制成的板120。地面线圈组件114还包括具有芯122和线圈(初级线圈)124的感应器。
车辆充电子系统102包括牵引电池106和车辆线圈组件126。车辆充电电路128将车辆线圈组件126连接至牵引电池106，并且包括用于对被提供给牵引电池106的电力进行调节(例如，整流和转换)的部件。控制器110监测由车辆108接收的电力，并且与外部控制器118进行通信以控制所述电力。车辆线圈组件126包括被安装在车辆108的底面上并且通常由铝制成的板130。车辆线圈组件126还包括具有芯132和线圈(次级线圈)134的感应器。
车辆线圈组件126与地面线圈组件114对准，以接收电力。电源112向初级线圈124供应电流，所述电流在初级线圈124周围形成磁场(未示出)。通过将车辆线圈组件126与地面线圈组件114对准并且将次级线圈134置于所述磁场内，次级线圈134可与初级线圈124电磁耦合。该磁场在次级线圈134内感应出电流，以无线地传输电力，从而对牵引电池106进行感应充电。感应充电不需要线圈124与线圈134之间的物理接触。然而，线圈124和134通常必须接近彼此以进行高效的感应充电。
参照图1和图2，车辆控制器110和外部控制器118彼此通信，以控制WPT系统100的各个方面。根据一个实施例，控制器110和118例如使用射频(RF)、红外(IR)或声呐通信来无线地通信。
车辆控制器110和外部控制器118基于线圈参数控制WPT系统100内的电压和电流的多个分量(例如，频率、相移角和幅值)，以优化充电效率。线圈参数包括初级线圈的自感(LP)、次级线圈的自感(LS)以及初级线圈与次级线圈之间的磁互感(LM)。外部的板120和芯122影响初级线圈自感(LP)，车辆的板130和芯132影响次级线圈自感(LS)。线圈124和134彼此对准时的磁互感(LM)高于线圈124和134彼此未对准时的磁互感(LM)。线圈124和134的任何未对准(即使相差几厘米)可导致磁互感(LM)的显著变化。
WPT系统100基于电压和电流测量值对线圈参数(LS、LP和LM)进行估计。外部充电子系统104包括用于测量初级电压(VP)的电压传感器136和用于测量提供给初级线圈124的初级电流(IP)的电流传感器138。类似地，车辆充电子系统102包括用于测量次级电压(VS)的电压传感器140和用于测量次级电流(IS)的电流传感器142。WPT系统100使用直流正交零(direct-quadrature-zero，DQ)参考系变换来基于电压和电流测量值对线圈参数进行估计。DQ变换旋转AC波形的参考系，使得AC信号变成DC信号。然后，在执行逆变换以恢复实际的三相AC结果之前对这些DC量执行简化计算。DQ变换通常用于三相电路，但是WPT系统100修改了用于分析由外部充电子系统104提供的单相信号的方法。
WPT系统100在充电期间动态地(即，实时地)估计线圈参数。线圈参数受线圈124和134的对准情况的影响，并且所述对准情况可在充电期间发生变化。例如，用户可能在购物之后将装载的车辆108停放在他们的车库中。然后，在开始感应充电之后，用户可能从车辆108卸载内容物，这导致车身和次级线圈134移动几厘米。所述次级线圈134的移动会调整线圈参数(例如，LM)。WPT系统100检测该线圈参数的变化，并且因此实时地调整充电特性。
外部电路116和车辆电路128均包括匹配网络。匹配网络被用于将接收到的信号的频率调整为接近开关频率，从而产生磁谐振并允许线圈124和134以可接受的伏安水平传输大量的电力。
图3描绘了作为混合动力电动车辆(HEV)的车辆108。HEV 108包括机械地连接到混合动力传动装置146的一个或更多个电机144。电机144能够作为马达或发电机运转。此外，混合动力传动装置146机械地连接到发动机148。混合动力传动装置146还机械地连接到驱动轴150，驱动轴150机械地连接到车轮152。电机144可在发动机148开启或关闭时提供推进和减速的能力。电机144被控制为用作发电机，以通过在再生制动期间回收在摩擦制动系统中通常作为热损失的能量来提供燃料经济性效益。与常规车辆相比，HEV 108通过在发动机148最高效(例如，在高发动机扭矩和高发动机转速下)时操作发动机148并且在其它状况下操作电机144来推进车辆108，以减少车辆排放。例如，当操作发动机148是低效时，HEV 108可以以发动机148关闭的电动模式来操作。在其它实施例中，车辆108是不包括发动机的电池电动车辆(BEV)或者包括未机械地连接到车轮的发动机的串联式HEV(未示出)。
牵引电池106储存由电机144使用的能量。根据一个实施例，牵引电池106提供高电压直流(DC)输出。牵引电池106电连接到一个或更多个电力电子模块154。一个或更多个接触器156可在断开时将牵引电池106与其它部件隔离，并且可在闭合时将牵引电池106连接到其它部件。电力电子模块154还电连接到电机144，并提供在牵引电池106与电机144之间双向传输能量的能力。例如，根据一个实施例，电机144是三相交流(AC)电机。电力电子模块154将由牵引电池106提供的DC电压转换为三相AC电流以操作电机144。在再生模式下，电力电子模块154将由电机144产生的三相AC电流转换为与牵引电池106兼容的DC电压。
车辆108包括可变电压转换器(VVC)158，VVC 158电连接在牵引电池106与电力电子模块154之间。根据一个实施例，VVC 158是用于增大或升高由牵引电池106提供的电压的DC/DC升压转换器。通过增大电压，可降低电流要求，从而使得电力电子模块154和电机144的布线尺寸减小。此外，电机144可在更高的效率和更低的损耗下操作。
根据一个实施例，牵引电池106除了提供用于推进的能量之外，还向其它车辆系统提供能量。车辆108可包括DC/DC转换器模块160，DC/DC转换器模块160将牵引电池106的高电压DC输出转换为与低电压车辆负载兼容的低电压DC供应。DC/DC转换器模块160的输出电连接至低电压辅助电池162(例如，12V电池)，以用于对辅助电池162进行充电。低电压系统可电连接至辅助电池162。一个或更多个电负载164可连接至高电压总线。电负载164可具有适时地控制电负载164的关联的控制器(未示出)。电负载164的示例包括风扇、电加热元件和/或空调压缩机。
电气化车辆108从外部电源112对牵引电池106进行再充电。外部电源112通过外部电路116电连接至地面线圈组件114，并且由外部控制器118控制。车辆线圈组件126通过车辆充电电路128电连接至牵引电池106，车辆充电电路128由车辆控制器110控制以对由外部电源112供应的电力进行调节，从而向牵引电池106提供适合的电压和电流水平。
车辆108包括一个或更多个车轮制动器170，以用于使车辆108减速。车轮制动器170可以是液压致动的、电致动的或前述致动方式的某种组合。车轮制动器170是制动系统172的一部分。制动系统172包括用于操作车轮制动器170的其它部件。为了简要起见，附图描绘了制动系统172与车轮制动器170中的一个之间的单一连接。隐含了制动系统172与其它车轮制动器170之间的连接。制动系统172包括用于监测与协调制动系统172的控制器(未示出)。制动系统172监测制动部件，并且控制车轮制动器170以用于车辆减速。制动系统172对驾驶员命令做出响应，并且还可自主运转以实施诸如稳定性控制的功能。制动系统172的控制器可实现在被另一控制器或子功能请求时施加请求的制动力的方法。
车辆108中的电子模块和控制器通过有线或无线通信经由一个或更多个车辆网络进行通信。车辆网络可包括多个用于通信的信道。车辆网络的一个信道可以是诸如控制器局域网(CAN)的串行总线。车辆网络的信道中的一个可包括由电气与电子工程师协会(IEEE)802标准族定义的以太网。车辆网络的其它信道可包括模块之间的离散连接，并可包括来自辅助电池162的电力信号。不同的信号可通过车辆网络的不同信道进行传输。例如，视频信号可通过高速信道(例如，以太网)进行传输，而控制信号可通过CAN或离散信号进行传输。车辆网络可包括辅助在模块和控制器之间传输信号和数据的任何硬件部件和软件部件。车辆网络未在图3中示出，但是可隐含车辆网络可连接到存在于车辆108中的任何电子模块或控制器。车辆108还包括车辆系统控制器(VSC)174，以协调各个系统和部件的操作。
参照图4，WPT系统100包括车辆充电子系统102和外部充电子系统104。外部充电子系统104包括电源102、外部电路116和初级线圈124，车辆充电子系统102包括次级线圈134、车辆充电电路128和牵引电池106。
外部控制器118控制外部电路116以达到单位输入功率因数(即，传输到负载(车辆充电子系统102)的实际功率与外部电路116中的视在功率的比值为1)。外部电路116包括整流器176和DC-DC转换器178。整流器176将来自电源112的交流(AC)电转换为直流(DC)电。DC-DC转换器178和储能器件或电容器180共同提供功率因数校正功能。储能电容器180的输出是提供给逆变器182的恒定电压。逆变器182将所述恒定电压转换为高频AC电压。逆变器182的输出电压被提供给外部匹配网络184，使得实现对部件的低伏安应力(volt-ampstress)。根据一个实施例，外部匹配网络184包括电抗部件(即，电感器和电容器)。外部匹配网络184的输出被提供给初级线圈124。
车辆充电电路128包括匹配网络186和整流器电路188。次级线圈134与初级线圈124耦合。次级线圈134的输出被提供给车辆匹配网络186。外部匹配网络184和车辆匹配网络186两者均被用于产生磁谐振，以允许线圈124和134以可接受的伏安水平传输大量的电力。车辆匹配网络186的输出被提供给整流器电路188，并且被滤波以供应用于给牵引电池106充电的DC电力。
图5是根据一个实施例的WPT系统100的电路模型500。根据示出的实施例，逆变器182包括多个开关(例如，MOSFET)。逆变器182的输入电压(Vin)是(图4中示出的)储能电容器180处的电压。对于该分析，Vin被假定为恒定。然而，如果Vin是通过实验测量的，则其将呈现小的AC分量。该AC分量的幅值取决于电容器180的值以及电容器180两端的电压电势(即，均方根(RMS)电压)。匹配网络184和186被设计为简化控制器的实施方式并允许在宽电池电压范围(例如，280V至420V)内操作。在一个实施例中，外部匹配网络184包括40μH的串联电感器(L1)、91.3nF的并联电容器(C1)和18nF的串联电容器(Cx)；车辆匹配网络186包括13nF的串联电容器(C2)、50μH的串联电感器(L2)和37.5μH的并联电感器(L3)。
外部控制器118(图3)使用通过各种方法得到的调制信号对逆变器182进行控制。根据一个或更多个实施例，外部控制器118使用相移和频率控制方法(例如，脉冲宽度调制(PWM)和脉冲频率调制(PFM))来调整逆变器输出电压(VS)的幅值和频率。根据一个实施例，外部控制器118还对输入DC链路电容器(C1)两端的电压电势进行控制，以进一步提高效率并确保满足负载功率。
图6是示出随时间变化的逆变器输出电压(VS)的波形600。参照图5和图6，外部控制器118通过调整两个参数(开关频率(fsw)和逆变器的两个相桥之间的相移角(α))来控制逆变器输出电压(VS)。外部控制器118将每个开关频率点的逆变器输出电压(VS)控制为当α为零时具有最大值并且针对允许的最小α具有最小值。通过对图6所示的波形进行傅里叶变换，根据等式(1)，逆变器的输出电压(VS)可由正弦波形的总和来表示：
其中，Vin表示逆变器182的输入电压，n表示谐波次数，α表示相移角，ωsw表示开关角频率，其中，ωsw＝2πfsw，并且t表示时间。
图5示出了WPT系统100的电路模型500，其中，匹配网络184和186以及线圈124和134被建模为LC电路(可统称为“谐振槽”)。谐振槽的输入电压和输出电压被建模为纯正弦波形，以简化WPT系统100。通过忽略开关频率的谐波，使用正弦AC分析来描绘WPT系统100的操作。传递增益和部件应力的闭式解可通过使用一阶网络模型来确定。该方法为具有高Q响应的连续导通模式下的操作提供准确的结果。当谐振槽具有低Q因子或者在非连续导通模式或在非连续导通模式附近操作时，这样的建模方法的缺点被识别。
由逆变器输出电压(VS)产生的较高次谐波对系统性能的影响可忽略不计。通过忽略较高次谐波，等式(1)可被简化为一阶逆变器输出电压(其可被称作逆变器输出电压的基本分量(VS1))，如下面的等式(2)所示：
如由等式(2)所示，相移角(α)将逆变器输出电压(VS)的幅值控制在0与4Vin/π之间。当相移角(α)为180°时，出现最小逆变器输出电压(0)，这是因为180°的余弦为负一(-1)。当相移角(α)为0°时，出现最大输出电压(4Vin/π)，这是因为0°的余弦为一(1)。实际上，α的最大值被限制在小于180°的值。通常，这个值在120°附近。这样的约束确保了逆变器182的开关可实现零电压切换，并且系统保持高效率。匹配网络184被设计为针对每个操作状况确保相移角(α)和开关频率(fsw)的值在它们的范围内。
可使用正弦纹波近似方法(未示出)来得到WPT系统100的简化模型。正弦纹波近似方法是用于通过仅考虑电压和电流的基本分量来评估谐振转换器的建模技术。另外，图5中的匹配网络184和186以及线圈124和134可被统称为“谐振槽”或“槽网络”。由等式(2)定义的电压源(即，基本分量(VS1))连接到槽网络的输入(即，外部匹配网络184)，槽网络的输出(即，车辆匹配网络186)负载了有效电阻(Re)。由于具有电容网络(即，匹配网络186)的整流器188被用于对谐振网络的输出电压(VR)进行整流，可假设反射的负载电阻的值大约是负载电阻(整流器所负载的阻抗)的81％。假设滤波电容(C2)足够大(例如，大于10μF)并且谐振槽的输出处看到的电压(VR)具有方波形状，等式(3)被用于计算有效负载电阻(Re)与负载电阻(RL)之间的关系：
可基于这些假设来得到WPT系统100的简化模型。逆变器输出电压波形通过其基本分量(VS1)来近似估计，具有电容网络186的整流器188通过反射的负载电阻(Re)来近似估计。该简化模型(未示出)将类似于图5的等效电路模型500，但是逆变器182将被VS1替代，整流器188将被Re替代。并且这样的模型可被用于理解WPT系统100在频率和相移角控制下的动态特性。
根据一个实施例，WPT系统100直接连接到牵引电池106。因此，WPT系统的输出电压(VR)由电池106的电压来确定，电池106的电压取决于电池荷电状态(SOC)。根据一个实施例，WPT系统100能够在不同的电压范围(例如，280V至420V)内并且在3.3kW的最大功率下对各种电池组进行充电。
使用WPT系统100的简化模型(未示出)，通过电阻器Re消耗的功率是负载功率。源电压(VS1)表示逆变器输出电压。电阻器Re两端的电压由电池的输出电压来确定，并且使用具有电容网络186的全桥整流器188。因此，电压VR1可通过等式(4)与WPT输出电压(电池电压)(VR)相关，可使用正弦近似方法将等式(4)进一步简化为等式(5)：
其中，VR表示输出电压，n表示谐波次数，Fs表示整流器的开关频率，表示电压与电流之间的相位角，t表示时间。
参照图7，通过使用正弦近似方法，由开关元件引起的谐波分量被忽略。WPT谐振槽通过其输出到输入的传递函数H(s)来近似估计。现在可以利用数字方法导出WPT系统100的模型。图7是示出WPT谐振槽的传递函数(H)的曲线图700，曲线图700针对开关频率(fsw)上的五个不同的耦合系数(K)而被绘制。耦合系数(K)通过以下等式与参照图2描述的磁互感(LM)相关：K＝LM/sqrt(LP*LS)。传递函数(H)通过以下曲线来表示：示出第一耦合系数(K1)的传递函数(HK1)的曲线702、示出第二耦合系数(K2)的传递函数(HK2)的曲线704、示出第三耦合系数(K3)的传递函数(HK3)的曲线706、示出第四耦合系数(K4)的传递函数(HK4)的曲线708和示出第五耦合系数(K5)的传递函数(HK5)的曲线710。K1是最小耦合系数，K5是最大耦合系数。线圈124和134彼此对准时的耦合系数(K)高于它们未对准时的耦合系数(K)。可认识到，当耦合系数(K)从其最小值(曲线702)变化到其最大值(曲线710)时，输出到输入的传递函数(H)显著地变化。外部控制器118可控制输入电压VS的频率和幅值，以针对不同的耦合系数的情况来调节WPT输出电压。在一个实施例中，外部控制器118响应于来自控制器110的命令而控制VS。然而，控制器110和118的实施方式可能不是简单的。例如，假设开关频率(fsw)是用于将谐振槽的增益调节为1(单位增益)的唯一参数。然而，针对每个曲线，存在如由标号712和714所示的产生单位增益的两个频率点。因此，控制器110和118必须确定使用哪个频率点。
图8和图9是示出WPT系统100的外部匹配网络184的输入阻抗的曲线图。图8是输入阻抗幅值传递函数(Zin_abs)的曲线图800，图9是输入阻抗相位角(Zin_angle)的曲线图900。
针对不同的耦合系数绘制输入阻抗幅值传递函数(Zin_abs)和相位角(Zin_angle)。输入阻抗幅值传递函数(Zin_abs)由曲线802、804、806、808和810表示；其中，每个曲线表示不同的耦合系数的Zin_abs。输入阻抗相位角(Zin_angle)由曲线902、904、906、908和910表示；其中，每个曲线表示不同的耦合系数的Zin_angle。
如曲线图800所示，阻抗的幅值随着耦合系数的变化而显著地变化。逆变器电流随着外部匹配网络184(图5)的输入阻抗的变化而变化。另外，输入阻抗相位角对于一些频率范围是感抗性的，对于其它频率范围是容抗性的。如果期望实现逆变器MOSFET的软开关，则将期望对逆变器MOSFET加载感抗负载。由于谐振网络的输入阻抗是逆变器输出端子所负载的阻抗，因此，频率点被选择以在输入阻抗为感抗性的情况下进行操作。
换句话说，期望在输入阻抗相位角为正的开关频率(fsw)进行操作。然而，通过图9中的曲线图900，可认识到，针对一些耦合系数情况，输入阻抗相位角为正，针对另一些耦合系数情况，输入阻抗相位角为负。因此，控制器110实时地估计耦合系数，以防止对逆变器MOSFET进行硬开关并防止可能对系统造成损坏。此外，通过在操作期间获知线圈的参数，控制器110确定开关频率和相移角的范围。
控制器110和118在电力传输期间对线圈124和134的参数进行估计，以确保稳健的操作。参数针对不同的未对准状况而变化，这导致控制对象(plant)(即，传递函数)变化，从而使得难以估计频率和相移角的最佳操作点。另外，被用于设计控制器的控制对象的控制到输出也随线圈参数的变化而变化。因此，基于该控制对象的传递函数来创建控制器变得困难，并且不可能根据所有的未对准状况的规范来控制系统的动态特性。
如上面参照图2所描述的，WPT系统100使用电压测量值和电流测量值在操作期间(即，在充电时实时地)计算线圈的参数。在其它实施例中，WPT系统100使用卡尔曼滤波器(未示出)来实时地估计线圈参数，或者使用被调谐到初级线圈124的辅助线圈(未示出)来确定线圈参数。对该辅助线圈加载固定的电阻，在辅助线圈的输出上感应出的电压可被用于估计耦合系数。
参照图10，根据一个或更多个实施例示出了一种用于控制WPT系统100的方法，并且所述方法可总体上由标号1000标注。方法1000被实现为使用被包括在控制器110中的软件代码的算法。在其它实施例中，所述方法被分布在多个控制器(例如，控制器110和外部控制器118)中。控制器110通常包括任意数量的微处理器、ASIC、IC、存储器(例如，闪存、ROM、RAM、EPROM和/或EEPROM)和软件代码，以彼此协作完成一系列操作。控制器110还包括预定的数据或“查找表”，所述预定的数据或“查找表”基于计算和测试数据并被存储在存储器内。
在操作1002，WPT系统100测量单相电压和电流。如参照图2描述的，初级电压传感器136和初级电流传感器138测量被提供给初级线圈124的单相电压和电流；次级电压传感器140和次级电流传感器142测量由次级线圈134接收的单相电压和电流。
在操作1004，控制器110接收单相电压和电流，并将它们变换为三相分量。在操作1006，控制器110将三相系统转换为复数的旋转空间矢量。在操作1008，控制器110将复数空间矢量变换为指示功率的三相表示的旋转DQ参考系。随后在操作1010，控制器110利用从旋转DQ参考系的DQ模型导出的等式来实时地计算线圈124和134的参数(即，LP、LS、LM)。求解这些等式允许线圈参数的计算不受系统动态特性的影响。在操作1012，控制器110利用基于线圈参数(LP、LS和LM)的预定数据来确定逆变器的开关频率(fsw)和相移角(α)。随后，控制器110向外部控制器118提供命令，以调节逆变器开关提供计算的开关频率(fsw)和相移角(α)。在一个实施例中，如在Elshaer等人的第15/404853号美国专利申请(该申请的公开通过引用被包含于此)中所描述的，控制器110利用查找表来确定fsw和α。
图11至图14以及等式(1)至等式(48)示出了线圈参数等式的推导。单相电压和电流被变换为三相分量。初级线圈124的测量的电压波形(Vp1)通过等式(6)被描述。Vp1电压波形作为时间以及Vp1电压波形的幅值|Vp1|和相位角的函数而变化。电压波形被转换为捕获这些量的时不变形式。
DQ变换被用于将时变波形(Vp1)转换为旋转复数矢量。开关频率(fsw)是已知的，这是因为其由控制器110来调节。因此，该复数矢量的旋转角频率(ω)是已知的，这是因为ω＝2πfsw。DQ变换使用三相系统，但是WPT系统100是单相系统。因此，为了创建该复数矢量，从Vp1生成两个虚拟的时变波形(Vp2和Vp3)。所述两个虚拟波形是通过将测量的电压延迟一个时间间隔来构建的，使得第一虚拟波形(Vp2)从Vp1相移120°(如由等式(7)所表示的)，第二虚拟波形(Vp3)从Vp1相移240°(如由等式(8)所表示的)。两个数字构建的波形(Vp2和Vp3)和初始测量的波形(Vp1)与三相系统对应。
随后，如由等式(9)所表示的，将三相系统转换为复数旋转空间矢量(Vp)。图11是示出Vp以及Vp旋转的方向和轨迹的曲线图1100。该空间矢量(Vp)以角频率ωs旋转，并且具有与测量的电压波形的幅值相等的大小。Vp的大小不随时间变化。Vp的角位置(θs)与作为时间的函数的Vp的位置相对应，即，
如由等式(10)所表示的，类似的方法被用于次级侧(即，车辆侧)，以推导次级侧的复数旋转空间矢量(VS)。
还使用以上针对初级电压描述的方法来针对测量的初级电流波形和测量的次级电流波形创建复数空间矢量。
该变换的结果是表示每个测量的信号的复数。等式(11)表示在初级侧测量的电流量。如前面针对测量的电压信号所做的，如等式(12)和等式(13)所示，创建两个虚拟的电流信号。如分别由等式(14)和等式(15)所表示的，针对初级侧电流推导复数旋转空间矢量(IP)，并且针对次级侧电流推导复数旋转空间矢量(IS)。
复数空间矢量被变换到其它参考系，并且每个空间矢量(例如，VP、VS、IP和IS)被投影到三个不同的参考系：1)a-b-c参考系；2)静止DQ参考系；3)旋转DQ参考系。
图12是示出与三个参考系重叠的空间矢量(VP)的三维图1200，其中，以实细线示出VP，以实粗线示出a-b-c参考系，以短划线示出静止DQ参考系，以点虚线示出旋转DQ参考系。a-b-c参考系(实粗线)示出分别通过等式(7)至等式(9)投影到a-b-c轴上的三个电压相位(Vp1、Vp2和Vp3)。静止DQ参考系(短划线)示出投影到d轴(直轴)上的Vp的实部以及投影到q轴上的Vp的虚部。旋转DQ参考系(点虚线)也示出投影到d轴(直轴)上的Vp的实部以及投影到q轴上的Vp的虚部。通过将Vp投影到静止参考系fdq S(短划线)上产生d轴和q轴上的时变的投影分量。由于Vp的实部投影到d轴上并且Vp的虚部投影到q轴上，所以可得出结论：如果Vd S和Vq S被绘制为时间的函数，则它们将产生彼此相移90°的两个正弦信号。类似地，通过将Vp投影到以等于开关频率的角频率旋转的轴上，Vp在旋转的DQ参考系(点虚线)上的投影产生投影到旋转的d轴上的Vd ω分量以及投影到旋转的q轴上的Vq ω分量。由于旋转的DQ轴与空间矢量Vp以相同的角频率旋转，Vp在旋转轴上的投影产生时不变的量。可将其它空间矢量(例如，VS、IP、IS)叠加在共同的图(未示出)上，以示出矢量之间的关系。
接下来，创建耦合的线圈124和134的DQ模型。电压传感器136和140以及电流传感器138和142在初级线圈124和次级线圈134的端子处的布置(如图2所示)允许WPT系统100的简化分析。这允许车辆充电子系统102与具有不同的外部电路116的不同的外部充电子系统104(例如，家里的外部充电子系统104和工作地点处的外部充电子系统104)进行耦合。
测量的时变电压和电流被用于创建旋转复数矢量，如图11所示，所述旋转复数矢量在稳态期间不随时间改变其大小。测量的波形的基本分量的大小和相位角通过该复数矢量被计算。随后，可通过调节逆变器的开关频率以及逆变器的两极之间的相移角来控制逆变器。系统100中的电压和电流的分量被控制为具有与逆变器开关频率相同的频率，并且它们的幅值取决于相移角(α)。
参照图13，如实线所示，可通过T形网络1300来表示初级线圈124和次级线圈134，其中，两个耦合的线圈124和134由一个电感器(LM)表示。为了创建平衡的三相系统，如由短划线所示，增加两个额外的虚拟相位，以示出如何导出以下解析等式以用于计算线圈124和134的参数。
如以上参照等式(6)至等式(15)所描述的，针对每个测量的电压和电流信号创建平衡的三相波形(即，复数旋转空间矢量VP、VS、IP和IS)。T形网络等效电路1300表示这些计算。因此，可通过测量网络1300的相对于中性点的相电压和线电流来计算复数旋转空间矢量VP、VS、IP和IS。
下面的等式描述控制三相T形网络等效电路1300的动态特性的解析表达式的推导。通过利用基尔霍夫电压定律，分别在等式(16)和等式(17)中导出初级三相电压和次级三相电压的表达式。
上面的表达式量化了两个线圈的三相电压对它们的参数以及三相电流的依赖性。通过将(由等式(16)定义的)每个相电压的对应的值代入(由等式(9)定义的)空间矢量等式，如等式(18)所示，旋转空间矢量Vp可替代地由初级线圈的参数表示。可认识到，(由等式(14)和等式(15)定义的)初级电流项和次级电流项也可在等式(18)中被替代，以产生初级线圈电压的旋转空间矢量(Vp)的表达式，如由等式(19)所定义的，初级线圈电压的旋转空间矢量(Vp)是初级线圈的参数以及初级旋转空间矢量电流和次级旋转空间矢量电流的函数。
类似地，如等式(20)所示，可导出次级线圈电压的旋转空间矢量(VS)的表达式。通过将等式(14)和等式(15)代入等式(20)来完成进一步的简化，以提供由等式(21)定义的次级电压空间矢量(VS)的表达式。
由等式(19)和等式(21)定义的表达式表示静止参考系中的等效电路1300。空间矢量VS和IS作为时间的函数逆时针旋转。另外，这些空间矢量可由时变复数来表示。如等式(22)至(25)所示，先前导出的旋转空间矢量等于静止DQ参考系中的旋转空间矢量。
其中，上标“s”表示静止轴；上标“ω”表示旋转轴；下标DQ表示DQ参考系；下标“_p”和“_s”分别指示表示初级线圈侧的量的变量和表示次级线圈侧的量的变量。
由于开关频率(fsw)是已知的，因此，可针对任何给定的开关频率来确定上述空间矢量旋转的角频率(ω)。通过将由等式(22)至(25)描述的旋转空间矢量投影到旋转轴，预计投影的量不随时间变化。由e-jωt项描述的空间矢量作为时间的函数沿逆时针方向旋转并且大小为1。虽然由等式(22)至(25)描述的先前导出的空间矢量沿逆时针方向旋转，但是将它们乘以e-jωt项会产生时不变的停滞空间矢量(stagnant space vector)。这种技术被已知为将旋转空间矢量定位到旋转轴，所述旋转轴以与该旋转空间矢量的角频率相同的角频率旋转。等式(26)和(27)表示旋转参考系中的初级电压和电流以及次级电压和电流的空间矢量。利用该信息，将等式(19)和(21)从静止参考系(由上标“s”表示)转换为旋转参考系(由上标“ω”表示)。
通过将等式(19)转换到旋转参考系来得到DQ参考系中的等效电路，其通过将这些等式的两侧乘以e-jωt项来实现，产生等式(30)中示出的表达式。可对等式(21)进行类似的转换(未示出)。
如等式(31)所示，通过使用链式法则来求解d/dt[IPe-jωst]项，现在由等式(32)来表示LPe-jωst d/dt IP项。
采用类似的方法来求解LMe-jωst d/dt IS项。并且等式(30)可被写成如等式(33)所示的形式。
如等式(34)所示，静止参考系中的每个旋转空间矢量可被旋转DQ参考系中的空间矢量所替代。并且如等式(35)所示，采用类似的方法来表示旋转DQ参考系中的次级侧电压。
可通过流过初级线圈和次级线圈的电流来确定每个线圈124和134内的磁链(fluxlinkage)。通过使用与前面相同的程序，可分别根据等式(36)和等式(37)来表示旋转DQ参考系中的初级线圈和次级线圈的磁链。
因此，通过重新排列等式(34)和等式(35)中的项，在等式(36)和(37)中定义的磁链表达式可被代入电压等式(34)和(35)。因此，可将线圈124的端子处的初级电压和线圈134的端子处的次级电压分别写成如等式(38)和(39)所示的形式。
另外，如等式(40)和(41)所示，等式(38)和(39)可被用于求解初级线圈124和次级线圈134的电流(作为线圈124和134的磁链和物理参数的函数)。
通过利用等式(38)和(39)，可导出如图14所示并且由标号1400标注的耦合的线圈的等效电路。
等式(38)和(39)为复数形式，这意味着它们的实数分量对应于d轴上的磁链并且它们的虚数分量对应于q轴上的磁链。在等式(42)至(45)中描述了初级线圈和次级线圈两者的d轴上的磁链和q轴上的磁链。
如下面的等式(46)至(48)所示，通过对上面的四个等式(即，等式(42)至(45))中的任意三个进行求解来导出线圈参数(即，LP、LS和LM)的等式：
图15是示出用于实时地估计线圈参数(如参照图10的操作1004至1010描述的)的控制系统1500的框图。根据一个实施例，利用在控制器110中包括的软件代码来实现控制系统1500。
如由标号1502所标注的，控制系统1500的输入是作为时间的函数的测量的单相电压中的一个(即，Vp1(t)或VS1(t))。示出的实施例将初级单相电压(Vp1(t))描绘为所述输入。
如由标号1504总体上标注的，控制系统1500随后将单相值变换为三相值。测量的第一相电压(Vp1)被提供给求和框1506。通过使测量的第一相值偏移120°(如上面参照等式(7)所描述的且由相移框1508所指示的)并且随后将该波形乘以e(j2π)/3(如上面参照等式(9)所描述的且由乘法框1510所指示的)来创建第二相电压波形。该计算的第二相电压值也被提供给求和框1506。通过使测量的第一相值偏移240°(如上面参照等式(8)所描述的且由相移框1512所指示的)并且随后将该波形乘以e(j4π)/3(如上面参照等式(9)所描述的且由乘法框1514所指示的)来创建第三相电压波形。该计算的第三相电压值也被提供给求和框1506。
在求和框1506，如上面参照等式(9)所描述的，控制系统1500将三相系统变换为复数矢量。
然后，在乘法框1518，控制系统1500将复数矢量(Vp)投影到旋转DQ参考系(Vdq_P ω)。如上面参照等式(22)所描述的，该复数矢量等于静止DQ参考系中的空间矢量。如上面参照等式(26)所描述的，控制系统1500通过将求和框1506的输出(即，Vp)乘以(e-j2πfsw)与(1/s)的乘积来将空间矢量转换为旋转DQ参考系。1/s框被用于对其输入进行积分。0框指示积分器的初始条件，在这种情况下为零。控制器110响应于由标号1520总体上标注的使能信号而启用1/s框。
框1522、1524和1526表示将复数分解为它们的实部和虚部。在框1522，控制系统1500将旋转DQ参考系(Vdq_P ω)减去j2πfsw。在框1524，控制器110将框1522的输出乘以(1/s)，以提供由标号1526标注的初级线圈的旋转DQ参考系中的磁链(λdq_P ω)。
当次级电压VS1(t)为输入的测量值1502时(未示出)，相同的总体控制系统1500被用于在框1526处计算次级线圈的磁链(即，λω d_s和λω q_s)。
图16是示出根据一个或更多个实施例的用于实时地估计线圈参数(如参照图10的操作1004至1010描述的)的另一控制系统1600的框图。根据一个实施例，利用包括在控制器110中的软件代码来实现控制系统1600。
如由标号1602所标注的，控制系统1600的输入是作为时间的函数的测量的单相电流值中的一个(即，ip1(t)或iS1(t))。示出的实施例将初级单相电流(ip1(t))描绘为所述输入。
如由标号1604总体上标注的，控制系统1600随后将单相电流值变换为三相电流值。测量的第一相电流被提供给求和框1606。通过使测量的第一相电流值偏移120°(如上面参照等式(12)所描述的且由相移框1608所指示的)并且随后将该波形乘以e(j2π)/3(如上面参照等式(14)所描述的且由乘法框1610所指示的)来创建第二相电流波形。所述计算的第二相电流也被提供给求和框1606。通过使测量的第一相值偏移240°(如上面参照等式(13)所描述的且由相移框1612所指示的)并且随后将该波形乘以e(j4π)/3(如上面参照等式(14)所描述的且由乘法框1614所指示的)来创建第三相电流波形。所述计算的第三相电流也被提供给求和框1606。
在求和框1606，如上面参照等式(14)所描述的，控制系统1600将三相系统变换为复数矢量。
然后，在乘法框1618，控制系统1600将复数矢量(Ip)投影到旋转DQ参考系(Idq_P ω)。如上面参照等式(24)所描述的，该复数矢量等于静止DQ参考系中的空间矢量。如上面参照等式(27)所描述的，控制系统1600通过将求和框1606的输出(即，Ip)乘以(e-j2πfsw)与(1/s)的乘积来将空间矢量转换为旋转DQ参考系。
框1622、1624和1626表示将复数分解为它们的实部和虚部。在框1622，控制系统1600将旋转DQ参考系(Idq_P ω)减去j2πfsw。在框1624，控制器110将框1622的输出乘以(1/s)，以提供由标号1626标注的旋转DQ参考系中的初级电流(Idq_P ω)。
当次级电流IS1(t)为输入的测量值1602时(未示出)，相同的总体控制系统1600被用于在框1626处计算旋转DQ参考系中的次级电流(Idq_S ω)。
然后，如参照等式(46)至(48)所描述的，控制系统1600对线圈参数(LP、LS、LM)进行估计。这些参数将被提供给控制器110，控制器110可被用于将控制器参数调整到最佳值，以允许对WPT系统100进行稳定的控制。
图17至图19是示出控制系统1500和1600的经历电压瞬变时的仿真测试数据的曲线图。初级(外部)匹配网络184(图5)的输入电压在时间点8ms处以阶跃函数从110V变为55V。
图17包括示出被转换到DQ参考系的初级电压测量值和次级电压测量值的由标号1700总体上标注的曲线图。曲线1702和1704表示初级侧电压测量值的Vd分量和Vq分量。曲线1712和1714表示次级侧电压测量值的Vd分量和Vq分量。图18包括示出被转换到DQ参考系的初级电流测量值和次级电流测量值的曲线图1800。曲线1802和1804表示初级侧电流测量值的Id分量和Iq分量。曲线1812和1814表示次级侧电流测量值的Id分量和Iq分量。曲线图1700和1800示出了8ms时的电压瞬变。
图19包括示出在与图17以及图18相同的时间帧期间的计算的线圈参数(LP、LS、LM)的曲线图1900。曲线图1900示出了响应于由标号1902、1904和1906标注的8ms时的电压瞬变而产生的电感计算的某种噪声。该仿真确认了控制系统1500和1600不受瞬变的影响。
尽管上面描述了示例性实施例，但并不意在这些实施例描述本发明的所有可能形式。更确切地，说明书中使用的词语为描述性词语而非限制性词语，并且应理解，可在不脱离本发明的精神和范围的情况下作出各种改变。此外，可组合各种实现的实施例的特征以形成本发明进一步的实施例。

Claims (20)

1.一种车辆，包括：
线圈，适于从外部线圈以单相形式无线地接收电力；
传感器，适于测量所述电力的特性；
控制器，被配置为：使用基于所述特性的所述电力的三相表示来对指示线圈对准情况的参数进行估计，并且基于所述参数调整由所述线圈接收的电力。
2.如权利要求1所述的车辆，其中，控制器还被配置为：
生成使接收的电力偏移120度的第二相表示；
生成使接收的电力偏移240度的第三相表示；
基于接收的电力、第二相表示和第三相表示生成复数矢量，其中，所述电力的三相表示是基于所述复数矢量的。
3.如权利要求2所述的车辆，其中，控制器还被配置为：将所述复数矢量转换到指示所述电力的三相表示的旋转直流正交零(DQ)参考系。
4.如权利要求1所述的车辆，其中，控制器还被配置为：生成指示所述电力的三相表示的旋转直流正交零(DQ)参考系。
5.如权利要求4所述的车辆，其中，控制器还被配置为：
使用基于所述旋转DQ参考系的DQ电路模型的等式来计算至少一个磁链；
基于所述磁链计算所述指示线圈对准情况的参数，从而所述参数不受系统动态特性的影响。
6.如权利要求1所述的车辆，其中，所述车辆还包括能量源，所述能量源连接到所述线圈并且适于接收所述电力以对所述能量源进行充电。
7.如权利要求1所述的车辆，其中，所述电力的特性还包括由所述线圈和所述外部线圈中的至少一个接收的电压和电流中的至少一个。
8.如权利要求1所述的车辆，其中，控制器还被配置为：基于所述参数，调整由所述线圈接收的电力的开关频率和相移角中的至少一个。
9.如权利要求1所述的车辆，其中，控制器还被配置为：通过向外部控制器提供用于调整提供到所述外部线圈的电力的开关频率和相移角中的至少一个的命令，来调整由所述线圈接收的电力。
10.如权利要求1所述的车辆，其中，所述参数指示线圈电感、外部线圈电感以及所述线圈与所述外部线圈的互感中的至少一个。
11.一种电力传输系统，包括：
线圈，适于从外部线圈感应地接收电力；
逆变器，连接到所述外部线圈；
控制器，被配置为：基于使用所述电力的三相表示估计的线圈对准情况，调整所述逆变器的开关频率和相移角中的至少一个。
12.如权利要求11所述的电力传输系统，还包括：
外部电源，连接到所述外部线圈以提供电力，其中，所述逆变器连接在所述外部电源与所述外部线圈之间；
外部控制器，被配置为：从所述控制器接收指示所述开关频率和所述相移角中的至少一个的命令，并且基于所述命令对所述逆变器进行控制。
13.如权利要求11所述的电力传输系统，还包括电池，所述电池电连接到所述线圈以储存电力。
14.如权利要求11所述的电力传输系统，还包括传感器，所述传感器用于测量所述电力的特性。
15.如权利要求14所述的电力传输系统，其中，控制器还被配置为：基于所述特性，对指示线圈对准情况的参数进行估计。
16.如权利要求15所述的电力传输系统，其中，所述参数指示线圈电感、外部线圈电感以及所述线圈与所述外部线圈的互感中的至少一个。
17.如权利要求11所述的电力传输系统，其中，控制器还被配置为：
生成指示所述电力的三相表示的旋转直流正交零(DQ)参考系；
使用基于所述旋转DQ参考系的等式来计算至少一个磁链；
基于所述磁链，计算指示线圈对准情况的参数。
18.一种无线电力传输(WPT)方法，包括：
通过耦合的线圈从外部源无线地接收电力；
测量所述电力的特性；
基于测量的特性，生成所述电力的三相表示；
使用所述三相表示对指示线圈对准情况的参数进行估计；
基于所述参数调整所述电力。
19.如权利要求18所述的无线电力传输方法，其中，生成所述电力的三相表示的步骤还包括：基于测量的特性，生成旋转直流正交零(DQ)参考系。
20.如权利要求19所述的无线电力传输方法，还包括：
基于所述旋转DQ参考系，计算至少一个磁链；
基于所述磁链，计算所述指示线圈对准情况的参数。
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