CN102511122A - 电力变换装置 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于提供一种电力变换装置，即使在直流电源等的电压变动了的情况下，也能够通过抑制LC滤波电路的电振荡且抑制电容器电压的瞬态振荡来维持正常运转。该电力变换装置具有：电力变换电路，经由由电抗器和电容器构成的LC滤波电路，输出将来自架空线的电力变换后的变换电力；以及控制部，控制该电力变换电路，控制部具备延迟处理部，该延迟处理部对电容器的电压进行延迟处理来生成第一控制信号，从作为变换电力中的输出电压的大小的指令的第一输出电压指令和所述第一控制信号，生成第二输出电压指令，基于该第二输出电压指令控制电力变换电路。

Description

电力变换装置

技术领域

本发明涉及适用于经由架空线（包括第三轨等）等从直流电源获取电力的电力机车的电力变换装置。

背景技术

通常，电力机车用集电装置从架空线获取电力，使用已集电的电力，驱动电动机来行驶。已知的电动机的驱动控制为，通过将已集电的电力由作为直流－交流变换电路的逆变器（inverter）变换为三相交流并向电动机供给的电力变换装置来进行。

另外，近年来，由于二次电池、双电层电容器等的蓄电元件（power storage element）的性能逐渐提高，所以，将它们搭载于电力机车，一起使用蓄电元件的电力和来自架空线的电力来驱动电动机进行行驶的系统的开发正在不断进行（例如，参照专利文献1）。在这种系统中，为了控制架空线和蓄电元件之间的功率通量（power flow）而使用具有作为直流－直流变换电路的DC－DC变换器的电力变换装置。

专利文献1：特开2003－199204号公报。

在上述的称作直流－交流变换电路或直流－直流变换电路的电力变换电路和直流电源之间，为使从电力变换电路向直流电源侧流出的高次谐波电流衰减而设置由电抗器和电容器构成的LC滤波电路。

但是，在适用于电力机车的电力变换装置中，由于直流电源、架空线的电压的变动等导致在LC滤波电路中产生电振荡。此时，当作为产生了LC滤波电路的电容器电压的瞬态振荡的结果使电容器成为过电压时，存在电力变换装置不能正常运转或停止的情况。尤其是在直流电源等的电压剧烈变动的情况下，容易发生这种故障。

发明内容

本发明是为解决上述课题而完成的，提供一种即使在直流电源等的电压变动的情况下，也能通过抑制LC滤波电路的电振荡，并且抑制电容器电压的瞬态振荡，来维持正常运转的电力变换装置。

本发明中的电力变换装置，具有：电力变换电路，从架空线接受电力，并经由由电抗器和电容器构成的LC滤波电路，输出将来自架空线的电力变换后的变换电力；以及控制部，控制电力变换电路，控制部具备延迟处理部，该延迟处理部由生成时间常数的时间常数生成部和基于时间常数对电容器的电压进行延迟处理来生成第一控制信号的运算部构成，从作为变换电力中的输出电压的大小的指令的第一输出电压指令和第一控制信号，生成第二输出电压指令，基于第二输出电压指令控制电力变换电路。

根据本发明，能提供一种电力变换装置，即使在来自架空线的电压变动了的情况下，通过抑制LC滤波电路的电振荡且抑制电容器电压的瞬态振荡，也能够维持正常运转。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1中的电力变换装置的结构例的图；

图2表示在与直流电源连接的LC滤波器上连接有恒定功率负载的电路的图；

图3是表示图2的系统的传递函数块的图；

图4是表示作为比较例在与直流电源连接的LC滤波器上连接有正电阻特性的负载的电路的图；

图5是表示图4的系统的传递函数跨块的图；

图6是表示本发明的实施方式1和现有例中的输入电容器电压的波形例的图；

图7是表示本发明的实施方式1中的延迟处理部的结构例的图；

图8是表示本发明的实施方式1中的延迟处理部的其它结构例的图；

图9是表示本发明的实施方式2中的电力变换装置的结构的图；

图10是表示本发明的实施方式2中的电压指令／PWM信号生成部的结构例的图。

具体实施方式

实施方式1

参照附图说明实施方式1。图1是表示本发明的实施方式1中的电力变换装置的结构例的图。电力变换装置经由集电装置2与架空线1连接，并且，经由车轮3与轨道4连接。架空线1及轨道4与成为直流电源的变电所（未图示）连接，集电装置2从架空线1接受电力，车轮3作为返回电流的返回电路与轨道4连接。

电力变换装置具有：LC滤波电路，由电抗器5和电容器6构成，用于抑制高次谐波电流流出到架空线1侧；电压检测器7，检测电容器6的直流电压EFC；电力变换电路10，与电容器6并联连接，由上臂侧开关元件11和下臂侧开关元件12构成；平滑电抗器20，一端连接于上臂侧开关元件11和下臂侧开关元件12的连接点，作为进行电流脉动的滤波的平滑滤波器；电流检测器21，检测平滑电抗器20的电流ISL；成为负载的蓄电元件26；电压检测器23，检测输出电压BFC；以及变换器控制部30，作为用于抑制LC滤波电路的电振荡并抑制电容器电压的瞬态振荡的控制部。在此，电力变换电路10为直流－直流变换电路（DC－DC变换器）。

作为蓄电元件26，优选镍氢二次电池、锂离子二次电池、双电层电容器等，但不仅限于此，也可以是其它的蓄电元件。作为直流电源，以变电所为例进行了说明，但是，也可以是除此之外的直流电压源。

变换器控制部30包括：减法器31，输入平滑电抗器20的电流指令ISL*，取得平滑电抗器电流ISL的差；电流控制器32，输入减法器31的输出，进行比例积分控制；加法器33，取得电流控制器32的输出和蓄电元件26的电压BFC的和，生成作为第一输出电压指令的电压指令VREF，其中该第一输出电压指令是变换电力中的输出电压的大小的指令；除法器35，用作为第一控制信号的信号EFC2除电压指令VREF，输出作为第二输出电压指令的导通比M（conduction ratio）；以及调制电路37，基于导通比M和载波信号CAR，输出向电力变换电路10的开关信号GSG。再有，导通比M也可以在电流控制器32的输出上加上BFC／EFC2而生成。

若电流控制器32的输出极少，则导通比M为与BFC／EFC（在稳态状态下，为EFC2＝EFC）大约相等的值，为0～1之间的值。例如，在电容器6的电压EFC为1500V、蓄电元件26的电压BFC为600V的情况下，导通比M在0.4附近。

载波信号CAR为取0～1的值的三角波、锯齿波的载波。在调制电路37中，比较导通比M和载波信号CAR的大小关系，基于比较结果生成开关信号GSG。若导通比M＞载波信号CAR，则使上臂侧开关元件11导通，使下臂侧开关元件12截止。另外，若导通比M＜载波信号CAR，则使下臂侧开关元件12导通，使上臂侧开关元件11截止。像这样，调整上臂侧开关元件11的导通时间宽度和下臂侧开关元件12的导通时间宽度来进行控制。

信号EFC2为用延迟处理部34对电容器6的电压EFC进行延迟处理而获得的信号。延迟处理部34对输入的电压EFC进行例如一次滞后处理，生成作为第一控制信号的信号EFC2并输出。该实施方式1的特征在于，基于由延迟处理部34生成的信号EFC2来生成导通比M。另外，电流控制器32优选比例积分控制，但是，也可以是比例控制。均能用公知技术构成。

在像这样构成的电力变换装置中，将来自架空线1的电压ES变换为规定的电压值，施加在蓄电元件26的两端，并且，对电力变换电路10的开关元件进行导通截止控制，以使平滑电抗器电流ISL（与蓄电元件26的电流相等）变为规定的电流值的方式进行调整。即，电力变换装置将平滑电抗器电流ISL控制为规定的电流值。

作为平滑电抗器电流ISL的指令值的平滑电抗器电流指令ISL*，是从未图示的上位的控制系统中输出的指令，在蓄电元件26需要充电的情况下，将ISL*设为正值并作为从架空线1向蓄电元件26的功率通量来进行充电动作，在蓄电元件26需要放电的情况下，将ISL*设为负值并作为从蓄电元件26向架空线1的功率通量来进行放电动作。在充电、放电都不需要的情况下，设ISL*＝0，将平滑电抗器电流ISL控制为零。像这样，根据需要通过上位的控制系统来决定正、零、负的平滑电抗器的电流指令ISL*，成为能够实现任意的功率通量的结构。

如上所述，在电力机车用的电力变换装置中，为了使从电力变换电路10向架空线1侧流出的高次谐波电流衰减而设置由电抗器5和电容器6构成的LC滤波电路，但是，因为存在该LC滤波电路，所以有时会如下述那样发生电振荡。以下，简单地说明在LC滤波电路中发生电振荡的原理。

图2是简单地表现图1所示的系统的图，并且是表示在如下情况下的电路的图：在与模拟架空线1的直流电源70连接并由电抗器5和电容器6构成的LC滤波器上，连接电力变换电路10、平滑电抗器20和蓄电元件26，对平滑电抗器电流ISL进行恒定电流控制。如图示那样，电抗器5由电感部L、电阻部R构成。电容器6的静电容量为C。

电力变换电路10在平滑电抗器电流指令ISL*固定的情况下，以即使电容器6的电压EFC变动也能够将作为电力变换电路的输出的平滑电抗器电流ISL维持为固定的方式进行控制。为此，电力变换电路10的通过功率变为固定，所以电力变换电路10相对于电容器6的电压EFC的变动成为恒定功率特性。即，以即使电压EFC变动，电力变换电路10的输入功率PDC也不变化的方式进行控制。根据以上的特性，将电力变换电路10、平滑电抗器20和蓄电元件26汇总作为LC滤波器的负载而表现的要素标记为恒定功率负载80。

在像这样构成的图2的系统中，从直流电源70侧看到的恒定功率负载80为负电阻特性。负电阻特性是如下特性：若电容器6的电压EFC上升，则电力变换电路10的输入电流IDC减少，若电容器6的电压EFC减少，则电力变换电路10的输入电流IDC增加。另外，作为常识已知：通常的电阻呈正电阻特性，在正电阻特性中，若电压上升则电流增加，若电压减少则电流减少。

根据以上，图2所示的系统的直流输入部呈显示负电阻特性，电容器6的电压EFC越上升，电力变换电路10的输入电流IDC越减少，因此，成为促进电容器6的电压EFC增加的动作，相反，电容器6的电压EFC越减少，电力变换电路10的输入电流IDC越增加，因此，成为促进电容器6的电压EFC减少的动作。因此，对于电容器6的电压EFC的变动制动无效，LC滤波电路的电振荡扩大，电容器6的电压EFC在LC滤波器的谐振频率附近持续振荡。以上为定性说明。

下面，求图2的系统的传递函数，通过对此进行评价，从而定量说明以上所说明的现象。首先，求从直流电压ES到电容器6的电压EFC的传递函数。恒定功率负载80如上所述以其输出为固定的方式进行控制。在该情况下，电力变换电路10的输入功率PDC和电容器6的电压EFC、电力变换电路10的输入电流IDC的关系式为下式（1）。

[数式1]

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上述的关系为非线形，因此，要谋求线形化。在将系统的动作点设为EFC0、IDC0时，在其附近下式（2）成立。

[数式2]

。

根据图2及式（2），图2所示的系统的传递函数块图为图3所示。根据该传递函数块图，从直流电压ES到电容器6的电压EFC的闭环传递函数G（s）成为下式（3）。

[数式3]

。

为了使该传递函数G（s）稳定，需要G（s）的极点全部为负。即，需要作为G（s）的分母的下式（4）所示的特性方程式的解全部为负。

[数式4]

。

在将上式的解设为α、β时，需要两者都为负，因此，作为G（s）稳定的条件，根据解和系数的关系能导出下面的式（5）、式（6）。

[数式5]

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[数式6]

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式（6）没有包含有用的信息，因此，在此忽视。当改写式（5）时成为下式（7）。

[数式7]

。

从式（7）看出，L越小，C越大，PDC越小，EFC0越大，为了系统稳定化所需的R越小。作为例子，作为电力机车用的电力变换装置，当将作为一般数值的L＝12mH、C＝6600μF、PDC＝1000KW、EFC0＝1500V的条件代入式（7）时，则R＞0.8（Ω）。但是，通常，在电力机车中，在直流侧存在的电阻分量微小到数十mΩ左右，难以满足式（7）。因此，系统不稳定，LC滤波电路发生振荡。

即，可以理解为只要未将满足式（7）的电阻附加于图2所示的电路，或在控制上未谋求稳定化，则电容器6的电压EFC就振荡发散。实际上，附加电阻会使装置大型化，导致损失的增大，因此，需要在控制上谋求稳定化的方法。

但是，对假设负载为正电阻特性的情况，与上述同样地进行定量说明。图4是表示在与直流电源70连接的LC滤波电路上连接有由电阻60构成的负载的电路的图。与图2所示的电路相比较，是用电阻60置换了恒定功率负载80的电路。另外，将电阻60的电阻值设为R0。

图5是表示图4的系统的传递函数块的图。从图5可看出，从直流电源70的电压Es到电容器6的电压EFC的闭环传递函数Gp（s）为下式（8）。

[数式8]

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以式（8）表示的闭环传递函数Gp（s）的特性方程式成为下式（9）。

[数式9]

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与上述实施的内容相同，当算出以式（9）表示的特性方程式的解全部为负的条件时，则R≥0，该条件总是被满足。由此可知，在负载由电阻60构成的情况下，始终稳定。如以上说明，可知在与直流电源70连接的LC滤波电路上连接有电阻60的电路总是稳定。

但是，在适用于电力机车的电力变换装置中，通过在与直流电源连接的LC滤波电路上连接恒定功率负载，成为具有负电阻特性。为此，需要在控制上谋求系统的稳定化。在控制上使系统稳定化的方法提出了几个方法，但是，都是以减弱上述的负电阻特性的方式进行控制。

但是，在电力机车的用途中，有时由于从同一架空线1接受电力的供给的其它电力机车的运转状态而导致架空线1的电压（架空线电压ES）急剧变动。在这种情况下，电容器6的电压EFC发生瞬态振荡。当瞬态振荡的抑制不充分时，有时电容器6成为过电压，电力变换装置就停止。因此，在架空线电压ES急剧变动的情况下，抑制电容器6的电压EFC的瞬态振荡至为重要。

在该实施方式1中，如图1所示，通过延迟处理部34对电容器6的电压EFC进行延迟处理，获得作为第一控制信号的信号EFC2。采用基于该信号EFC2和作为第一输出电压指令的VREF来生成导通比M的结构。因为像这样构成，所以例如在架空线电压ES从某值急增，由此电容器6的电压EFC急增的情况下，基于从电压EFC延迟的信号EFC2来生成导通比M。

如现有例，在没有延迟处理部34的情况下，导通比M与电压EFC的增加成反比例地立刻减少，被修正为与电压EFC对应的规定的值，通过抵消电压EFC的变动，从而以电力变换电路10的输出不会根据电压EFC的变动而变动的方式进行调整。另一方面，在实施方式1中，动作表现为，允许某程度的电压EFC的变动导致的电力变换电路10的输出的瞬态变动，导通比M以一定的延迟减少到与电压EFC对应的规定的值。

通过像这样进行动作，从而能够减弱电力变换电路10相对于电压EFC的变动的恒定功率特性，能够减弱上述的负电阻特性，因此，能够使系统稳定化，也能够抑制电压EFC的瞬态振荡。

图6是表示实施方式1中的作为输入电容器电压的电压EFC的波形例的图。在图6中，在蓄电元件26的电压大致为600V时，从架空线1侧向蓄电元件26侧流入电力来进行蓄电元件26的充电的状态下，使架空线电压ES在1400V和1600V之间呈阶跃（step）状变化。上段为作为比较例没有延迟处理部的情况的波形例，下段为应用了延迟处理部34的情况的波形例。如图6所示，在没有延迟处理部的情况下，随着架空线电压ES的阶跃增加，电压EFC的峰值跳跃至1700V左右，但是，在应用了延迟处理部34的情况下，电压EFC的峰值被抑制在1650V左右。另外，可知电压EFC的瞬态振荡也被抑制。

在此，在延迟处理部34中的延迟处理优选一次滞后处理。当减小一次滞后时间常数时，架空线电压急剧变动时的电压EFC的瞬态变动的抑制效果减小，当增大一次滞后时间常数时，电压EFC的瞬态变动的抑制效果增大。但是，当过度增大一次滞后时间常数时，电力变换电路的输出电压因架空线电压的变动而大幅受到影响，所以不优选。因此，需要合适地设定该一次滞后时间常数。

在LC滤波电路的电抗器5的电感为3mH～20mH左右、电容器6的静电容量为1000μF～20000μF左右的一般的电力机车的控制装置中，一次滞后时间常数优选10ms～800ms，更优选50ms～200ms。例如，在图6的下段的波形中，将电抗器5设为10mH，将电容器6设为3000μF，将延迟处理部34的延迟处理设为一次滞后处理，将一次滞后时间常数设为200ms。

另外，如上所述，电压EFC越高，另外输入功率PDC越小，负电阻特性就变得越弱。还有，在输入功率PDC为负的情况下，式（7）始终成立，因此，系统总是稳定。

另外，如图7所示，延迟处理部34也可以包括：一次滞后运算部341，基于输入的电压EFC生成信号EFC2并输出；以及，时间常数生成部342a，基于输入的电压EFC生成在一次滞后运算部341中设定的一次滞后时间常数T。

时间常数生成部342a优选采用如下结构：基于电压EFC，以电压EFC高于规定值时的一次滞后时间常数T与电压EFC低于规定值时的一次滞后时间常数T相比变为小的值的方式，生成该一次滞后时间常数T。

在此，采用代替电压EFC而基于架空线电压ES生成一次滞后时间常数T的结构也可。

据此，在系统的负电阻特性变弱的条件下，能够将一次滞后时间常数T设定得较小，因此，能够将随着架空线电压ES的变动的电力变换电路10的输出的瞬态变动抑制到最小限度，并且能够使系统稳定化，且抑制电压EFC的瞬态振荡。

作为另一结构，如图8所示，也可以由如下的一次滞后运算部341和时间常数生成部342b来构成延迟处理部34，该一次滞后运算部341基于输入的电压EFC生成信号EFC2并输出，该时间常数生成部342b将输入功率PDC进行输入并基于输入功率PDC生成在一次滞后运算部341中设定的一次滞后时间常数T。

时间常数生成部342b优选采用如下结构：基于输入功率PDC，以输入功率PDC比规定值小时、即电力变换电路10的变换电力小时的一次滞后时间常数T与输入功率PDC比规定值大时的一次滞后时间常数T相比变为小的值的方式，生成该一次滞后时间常数T。

在此，采用除了输入功率PDC之外例如基于输入电流IS或通过电力变换电路10的电流或电力、输出电流ISL或输出功率等（作为总称，称为负载量）生成一次滞后时间常数T的结构也可。

据此，在系统的负电阻特性变弱的条件、在系统变稳定的条件下，能够将一次滞后时间常数T设定得较小，因此，能够将随着架空线电压ES的变动的电力变换电路10的输出的瞬态变动抑制到最小限度，并且能够使系统稳定化，且抑制电压EFC的瞬态振荡。

即，通过采用基于作为电力变换装置10的输入侧电压的滤波电容器电压EFC、架空线电压ES等、及电力变换装置10的负载量等的电力变换电路的状态量来生成一次滞后时间常数T的结构，从而能够在系统的负电阻特性变弱的条件、在系统变稳定的条件下，将一次滞后时间常数T设定得较小，因此，能够将随着架空线电压ES的变动的电力变换电路10的输出的瞬态变动抑制到最小限度，并且能够使系统稳定化，且抑制电压EFC的瞬态振荡。

如以上说明的那样，根据实施方式1，通过在变换器控制部30中具备延迟处理部34，能够抑制作为电力变换电路10的DC－DC变换器的LC滤波电路的电振荡，能够抑制电容器电压EFC的瞬态振荡。为此，即使在架空线电压等的直流电源的电压急剧变动的情况下，也能够防止电容器6变为过电压，能够维持电力变换装置的正常运转。

实施方式2

作为电力变换电路10，在实施方式1中说明了采用DC－DC变换器的情况，但是，在实施方式2中说明直流－交流变换电路（逆变器）的情况。在利用直流－交流变换电路来驱动控制电动机的结构中，也基于实施方式1中说明的原理在电力变换电路的输入侧产生负电阻特性。

图9是表示实施方式2中的电力变换装置的结构的图。电力变换装置经由集电装置2与架空线1连接，并且，经由车轮3与轨道4连接。架空线1及轨道4与成为直流电源的变电所（未图示）连接，集电装置2从架空线1接受电力，车轮3作为返回电流的返回电路与轨道4连接。

电力变换装置具有：逆变器104，作为电力变换电路将直流电压变换为任意频率的交流电压；LC滤波电路，由电抗器102和电容器103构成，用于抑制来自逆变器104的高次谐波电流流出到电源侧；以及逆变器控制部180，作为控制部控制将电容器103的电压EFC变换为交流电压的逆变器4。

逆变器控制部180采用如下结构：输入来自检测电动机106的旋转速度的速度检测器107的信号、来自检测电流的电流检测器105a～105c的信号、电容器103的电压EFC，并从外部的控制装置（未图示）输入扭矩指令Tm*，该逆变器控制部180以电动机106发生的扭矩Tm与扭矩指令Tm*一致的方式进行控制。另外，电流检测器不拘泥于设为3相，也可以设为2相，运算算出剩余的1相。另外，未设速度检测器107而运算算出电动机106的旋转速度的无速度传感器（speed-sensorless）控制方式也正实用化，因此，在该情况下不需要速度检测器107。

下面，说明逆变器控制部180的结构。逆变器控制部180为如下结构：在将与电动机106的二次磁通量轴（magnetic flux axis）一致的轴定义为d轴，将与上述d轴正交的轴定义为q轴的dq轴旋转坐标系上进行电动机的控制、进行所谓矢量控制。

下面，说明构成逆变器控制部180的各要素的结构。如图9所示，q轴电流指令生成部108和d轴电流指令生成部109根据从外部的控制装置（未图示）输入的各扭矩指令Tm*及二次磁通量指令Φ2*和电动机106的电路常数，利用下式（10）及式（11），分别运算d轴（励磁分量）电流指令Id*及q轴（扭矩分量）电流指令Iq*。

在此，在式（10）、式（11）中，L2为电动机的二次自感，用L2＝M＋12表现。M表示互感，12表示二次泄露电感，s表示微分运算符，PP表示电动机106的极对数，R2表示电动机106的二次电阻。

[数式10]

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[数式11]

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接着，滑动角频率指令生成部119根据d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*和电动机106的电路常数，通过下式（12），运算赋予电动机106的滑动角频率指令ωs*。在此，R2表示电动机的二次电阻。

[数式12]

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用加法器121对由式（12）算出的滑动角频率指令ωs*和作为安装于电动机106的轴端的速度检测器107的输出的旋转角频率ωr进行加法运算，作为逆变器104输出的逆变器角频率ω。将用积分器122对该逆变器角频率ω进行积分后的结果作为坐标变换的基本相位角θ，输入到电压指令／PWM信号生成部150（后面叙述）及三相－dq轴坐标变换器123中。

在三相－dq轴坐标变换器123中，将由电流检测器105a～105ｃ检测出的U相电流Iu、V相电流Iv、W相电流Iw变换为通过下式（13）算出的dq坐标上的d轴电流Id和q轴电流Iq。

[数式13]

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接着，在减法器110中，取q轴电流指令Iq*和q轴电流Iq之差，将结果输入到下一级的q轴电流控制器112中。q轴电流控制器112对输入的值进行比例积分控制，输出q轴电压补偿值qe。另外，在减法器111中，取d轴电流指令Id*和q轴电流Iq之差，将结果输入到下一级的d轴电流控制器113中。d轴电流控制器113对输入的值进行比例积分控制，输出d轴电压补偿值de。q轴电流误差qe、d轴电流误差de用下式（14）、式（15）表示。另外，在下式中，s为微分运算符，K1为比例增益，K2为积分增益。

[数式14]

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[数式15]

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接着，电压退耦运算部114根据d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*和电动机106的电路常数，通过下式（16）、式（17），运算d轴前馈电压Ed*、q轴前馈电压Eq*。但是，在式（16）及式（17）中，泄漏系数σ用σ＝1－M／（L1?L2）定义。另外，R1为电动机106的一次电阻，L1为电动机106的一次自感，用L1＝M＋l1计算。L2为二次自感，用L2＝M＋l2计算（l1为一次泄漏电感，l2为二次泄漏电感）。

[数式16]

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[数式17]

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接着，采用如下结构：将通过加法器117对q轴电压补偿值qe和q轴前馈电压Eq*进行加法运算后的值作为q轴电压指令Vq*，将通过加法器118对d轴电压补偿值de和d轴前馈电压Ed*进行加法运算后的值作为d轴电压指令Vd*，分别向电压指令／PWM信号生成部150输入。q轴电压指令Vq*、d轴电压指令Vd*用下式（18）、式（19）表示。

[数式18]

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[数式19]

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另外，这时，作为第一输出电压指令的逆变器输出电压指令VM*用下式（20）表示。在此，VM*表示逆变器输出电压指令矢量的大小。

[数式20]

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最后，采用输出从电压指令／PWM信号生成部150到逆变器104的开关元件U～Z（未图示）的栅极信号的结构。另外，逆变器104为已经公知的电压型PWM逆变器，省略详细的结构说明，但是，补充一部分说明，开关元件U、V、W为配置于逆变器104的上侧臂的U相、V相、W相的开关元件，开关元件X、Y、Z为配置于逆变器104的下侧臂的U相、V相、W相的开关元件。

下面，说明电压指令／PWM信号生成部150的结构。图10是表示实施方式2中的电压指令／PWM信号生成部150的结构例的图。延迟处理部170输入电容器电压EFC，输出信号EFC2。调制系数运算部151从信号EFC2、q轴电压指令Vq*及d轴电压指令Vd*，算出作为交流输出电压的大小的指令并作为第二输出电压指令的调制系数PMF。另外，电压相位角运算部152从q轴电压指令Vq*和d轴电压指令Vd*算出作为交流输出电压的电压相位的指令的电压相位角THV。

调制系数PMF是以逆变器输出电压指令VM*相对于逆变器可输出的最大电压VMmax的比例进行表示的值，PMF＝1.0的情况，表示逆变器输出电压指令VM*与逆变器输出电压的最大值VMmax相等。

在调制系数运算部151、电压相位角运算部152中，分别进行下式（21）、式（22）的运算。

[数式21]

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[数式22]

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在此，逆变器输出电压VM的最大值VMmax基于信号EFC2通过下式（23）算出。

[数式23]

。

VMmax为在电容器103的电压EFC的值与信号EFC2的值相等时，逆变器104可输出的最大电压，并且为使逆变器104在成为矩形波通电的1脉冲模式下动作时的值。

在此，与实施方式1中所示的结构相同，信号EFC2为用延迟处理部170对电容器电压EFC进行延迟处理而获得的信号。即，延迟处理部170对输入的电压EFC进行例如一次滞后处理，生成作为第一控制信号的信号EFC2并输出。在该实施方式2中，其特征在于，基于由延迟处理部170生成的信号EFC2生成作为第二输出电压指令的调制系数PMF。

加法器156取电压相位角THV和基本相位角θ之和生成控制相位角θ1，将控制相位角θ1输入到电压指令运算部155中。将调制系数PMF也另外输入到电压指令运算部155中。电压指令运算部155从调制系数PMF和控制相位角θ1，用下式（24）～式（26）所示的运算式生成作为三相输出电压指令的U相电压指令Vu*、V相电压指令Vv*、W相电压指令Vw*。

[数式24]

。

[数式25]

。

[数式26]

。

在比较器161～163中将U相电压指令Vu*、V相电压指令Vv*、W相电压指令Vw*分别与载波信号CAR比较大小，生成栅极信号U、V、W。另外，在比较器161～163中将U相电压指令Vu*、V相电压指令Vv*、W相电压指令Vw*分别与载波信号CAR比较大小之后，经由反相电路164～166生成栅极信号X、Y、Z。在此，载波信号CAR是由载波信号生成部157生成的三角波状的载波信号。

基于栅极信号U、V、W、X、Y、Z，控制逆变器104的开关元件的导通截止（开关）。另外，虽然调制系数PMF和电压相位THV都是基于q轴电压指令Vq*和d轴电压指令Vd*生成的信号，但是，含有信号EFC2而生成的信号如上所述限于调制系数PMF。电压相位角THV如上所述仅从q轴电压指令Vq*和d轴电压指令Vd*生成，不实施基于信号EFC2的调整等。顺便说一下，能够确认在基于信号EFC2调整电压相位角THV的方法中，电动机106的控制性能显著恶化。

因此，如以上的说明，优选具备从q轴电压指令Vq*和d轴电压指令Vd*算出作为第一输出电压指令的逆变器输出电压指令VM*，并从逆变器输出电压指令VM*和信号EFC2，算出作为交流输出电压的大小的指令并且作为第二输出电压指令的调制系数PMF的结构；以及从q轴电压指令Vq*和d轴电压指令Vd*，算出作为交流输出电压的电压相位的指令的电压相位角THV的结构，基于算出的调制系数PMF和电压相位角THV，生成三相输出电压指令Vu*、Vv*、Vw*。因为像这样构成，所以在例如架空线电压ES急增，与此伴随地电容器电压EFC急增的情况下，基于从电压EFC延迟的信号EFC2生成调制系数PMF。

如现有那样，在没有延迟处理部170的情况下，调制系数PMF与电压EFC的增加成反比例地立刻减少，被修正为与电压EFC对应的规定的值，通过抵消电压EFC的变动，从而以电压EFC的变动不影响电力变换电路104的输出的方式进行调整。另一方面，在实施方式2中，动作表现为，允许某程度的电压EFC的变动导致的电力变换电路104的输出的瞬态变动，调制系数PMF成为以一定的延迟减少到与电压EFC对应的规定的值。

通过像这样进行动作，从而与实施方式1说明的情况相同，能够减弱电力变换电路104相对于电压EFC的变动的恒定功率特性，能够减弱上述的负电阻特性，因此，能够使系统稳定化，也能够抑制电压EFC的瞬态振荡。

在此，在延迟处理部170中的延迟处理优选一次滞后处理。当减小一次滞后时间常数时，架空线电压急剧变动时的电压EFC的瞬态变动的抑制效果减小，当增大一次滞后时间常数时，电压EFC的瞬态变动的抑制效果增大。但是，当过度增大一次滞后时间常数时，电力变换电路的输出电压由于架空线电压的变动而受到大的影响，所以不优选。因此，需要合适地设定该一次滞后时间常数。

在LC滤波电路的电抗器102的电感为3mH～20mH左右、电容器103的静电容量为1000μF～20000μF左右的一般的电力机车的控制装置中，一次滞后时间常数优选10ms～800ms，更优选50ms～200ms。

另外，在本实施方式2的结构中，也与实施方式1同样，电压EFC越高，或输入功率PDC越小，负电阻特性就变得越弱。另外，在输入功率PDC为负的情况下系统总是稳定。

另外，延迟处理部170优选采用与实施方式1中说明的延迟处理部34相同的内部结构。即，实施方式2的延迟处理部170与实施方式1中说明的图7及图8的结构相同，省略其说明。

另外，在延迟处理部170为图8所示的结构的情况下，时间常数生成部342b除了基于输入功率PDC生成一次滞后时间常数T的结构之外，也可以采用例如基于输入电流IS或通过电力变换电路104的电流或电力、输出电流或输出功率、电动机106的扭矩等与输入功率PDC有关的负载量来生成的结构。

据此，在系统的负电阻特性变弱的条件、在系统稳定的条件下，能够将一次滞后时间常数T设定得较小，因此，能够将随着架空线电压ES的变动的电力变换电路104的输出的瞬态变动抑制到最小限度，并且能够使系统稳定化，且抑制电压EFC的瞬态振荡。

即，通过采用基于滤波电容器电压EFC、架空线电压ES、上述负载量等电力变换电路的状态量生成一次滞后时间常数T的结构，从而能够在系统的负电阻特性变弱的条件、在系统稳定的条件下将一次滞后时间常数T设定得较小，因此，能够将随着架空线电压ES的变动的电力变换电路10的输出的瞬态变动抑制到最小限度，并且能够使系统稳定化，且抑制电压EFC的瞬态振荡。

如以上说明的那样，根据实施方式2，通过在逆变器控制部180的电压指令／PWM信号生成部150中具备延迟处理部170，能够抑制作为电力变换电路104的逆变器的LC滤波电路的电振荡，并能够抑制电容器电压的瞬态振荡。为此，即使在架空线电压等的直流电源的电压急剧变动的情况下，也能够防止电容器6变为过电压，并维持电力变换装置的正常运转。

在实施方式2中，以作为电动机106使用感应电动机的情况进行了说明，但是，即使在除此之外的同步电动机等的情况下也可以适用本发明。另外，作为直流电源示出了与架空线1连接的变电所的例子，但是，作为直流电源也同样适用蓄电池、发电机。

另外，以上的实施方式1、2所示的结构为本发明的内容的一个例子，显然，也能在不脱离本发明的主旨的范围内进行变更而构成。

附图标记的说明

5 电抗器

6 电容器

10 电力变换电路（DC－DC变换器）

30 变换器控制部

34 延迟处理部

102 电抗器

103 电容器

104 电力变换电路（逆变器）

150 电压指令／PWM信号生成部

170 延迟处理部

180 逆变器控制部

341 一次滞后运算部

342a、342b 时间常数生成部

Claims (7)

1.一种电力变换装置，具有：

电力变换电路，从架空线接受电力，并经由由电抗器和电容器构成的LC滤波电路，输出将来自所述架空线的电力变换后的变换电力；以及

控制部，控制所述电力变换电路，

其特征在于，

所述控制部具备：延迟处理部，该延迟处理部由生成时间常数的时间常数生成部和基于所述时间常数对所述电容器的电压进行延迟处理来生成第一控制信号的运算部构成，从作为所述变换电力中的输出电压的大小的指令的第一输出电压指令和所述第一控制信号，生成第二输出电压指令，基于所述第二输出电压指令控制所述电力变换电路。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

时间常数生成部根据电力变换电路的状态量生成时间常数。

3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，

电力变换电路的状态量是输入侧电压。

4.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，

电力变换电路的状态量是负载量。

5.根据权利要求3所述的电力变换装置，其特征在于，

延迟处理部在输入侧电压高于规定值时，生成与输入侧电压低于规定值时相比小的时间常数。

6.根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于，

延迟处理部在负载量小于规定值时，生成与负载量大于规定值时相比小的时间常数。

7.根据权利要求1~6中任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

电力变换电路是以直流为输入来输出交流的逆变器，控制部生成作为所述逆变器输出的交流电力中的交流输出电压的大小的指令的第一输出电压指令，从所述第一输出电压指令和所述第一控制信号生成第二输出电压指令，生成作为所述交流输出电压的电压相位的指令的电压相位角，基于所述第二输出电压指令和所述电压相位角控制所述逆变器。

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