CN1319268C - 驱动电动机的逆变控制器和使用逆变控制器的空气调节机 - Google Patents

Abstract

一种用于驱动电动机的逆变控制器。具有预定小容量的电抗器(5)与整流器(2)相连，以及具有预定小容量的电容器(6)连接于逆变器(3)的DC总线之间。PN电压校正器(10)计算由所述PN电压检测器(9)获得的逆变器DC电压检测值和逆变器(3)的预定DC电压参考值的比值，从而产生PN电压校正因子。差拍量校正器(16)根据由电动机电流检测器(15)获得的电动机电流检测值，计算电动机电流波动值，并产生所述电动机电流波动值的反相分量。因此，能够实现小、轻以及低成本的逆变控制器。以及一种使用该逆变控制器的空气调节机。

Description

驱动电动机的逆变控制器和使用逆变控制器的空气调节机

技术领域

本发明涉及一种用于驱动电动机的、使用小容量电抗器和小容量电容器的逆变控制器，并且还涉及一种使用这种逆变控制器作为逆变器设备的空气调节机。

背景技术

作为一种用于驱动用在多用途逆变器及类似中的感应电动机的普通逆变控制器，例如在非专利文献1(例如，参见《逆变器驱动手册》，661页到771页，驱动手册编辑协会编写，第一版，1995，NIKKANKOGYO SHIMBUN公司出版)中公开的如图20所示的用于驱动感应电动机的V/F控制型逆变控制器是众所周知的。

如图20所示，主电路包括DC电源设备203、逆变器3以及感应电动机4。DC电源设备203包括AC电源1、整流器2、存储用于逆变器3的DC电压源的电能的平滑电容器202以及用于提高AC电源1的功率因数的电抗器201。

同时，控制电路包括V/F控制模式部分7、电动机电压命令发生器8以及PWM控制器12。设置V/F控制模式部分7，用于根据从外部施加的感应电动机4的速度命令ω^*，确定施加到感应电动机4上的电动机电压值。设置电动机电压命令发生器8，用于根据由V/F控制模式部分7确定的电动机电压值，产生感应电动机4的电动机电压命令值。设置PWM控制器12，用于根据由电动机电压命令发生器8产生的电动机电压命令值，产生逆变器3的PWM信号。

图21示出了由V/F控制模式部分7产生的普通V/F控制模式的示例。如图21所示，对其进行构成，以使与速度命令ω^*相关地明确确定施加到感应电动机4的电动机电压值。通常，将速度命令ω^*和电动机电压值作为列表值存储于诸如微型计算机之类的计算装置的存储器中，并且对于没有包括于这些列表值中的其他速度命令ω^*，通过对列表值的线性插值来提供电动机电压值。

这里，当AC电源1是220V(AC电源频率是50Hz)，逆变器3的输入是1.5kW，且平滑电容器202是1500μF时，图22示出了当用于提高功率因数的电抗器201是5mH和20mH时，AC电源电流的谐波分量和AC电流频率的阶之间的关系。

图22同时示出了利用IEC(国际电工技术委员会)标准的关系，从其中可以看出，当用于提高功率因数的电抗器201是5mH时，三次谐波分量极大地超过了IEC标准的值。同时，在20mH情况下，直到40次谐波分量，均满足IEC标准。

因此，必须设法进一步增大用于提高功率因数的电抗器201的电感值，以便在负载非常高时符合IEC标准，而这引起了逆变器的尺寸和重量的增加，从而增大了成本。

因此，例如，在专利文献1(日本专利待审公开平9-266674)中提出了一种图23所示的DC电源设备。参考图14，改进了DC电源设备以防止为了增加功率因数而增大电抗器201的电感值，同时减少了电源谐波分量并增大了功率因数。

在图23中，将AC电源1的AC电源电压施加到由二极管D1到D4的桥式连接构造的全波整流器的AC输入端子，将所述全波整流器的输出通过电抗器Lin对中间电容器C充电，将中间电容器C的电荷放电到平滑电容器CD，并且将DC电压提供给负载电阻RL。在这种构造中，在连接电抗器Lin负载侧的负和正DC电流的路径上，晶体管Q1与中间电容器C相连，并且由基极驱动电路G1驱动该晶体管Q1。

另外，还设置了将脉冲电压施加到基极驱动电路G1的脉冲发生电路I1和I2以及假负载电阻Rdm。每一个脉冲发生电路I1和I2均包括：用于检测AC电源电压零交叉点的电路；以及脉冲电流电路，用于在检测到零交叉点之后，将脉冲电流施加到假负载电阻Rdm，直到AC电源电压的瞬时值变得等于中间电容器C两端的电压。

这里，脉冲发生电路I1在半周期AC电源电压的前半周产生脉冲电压，且脉冲发生电路I2在半周期AC电源电压的后半周产生脉冲电压。

另外，当通过使晶体管Q1导通来强迫电流在电抗器Lin中流动时，连接了用于回流防止的二极管D5，从而不通过晶体管Q1对中间电容器C中的电荷进行放电，并且在对中间电容器C中的电荷进行放电的路径上，将用于回流防止的二极管D6和用于增大平滑效果的电抗器Ldc与平滑电容器CD串联。

在上述构造中，在部分或全部AC电源电压的瞬时值不超过中间电容器C两端电压的相位部分，晶体管Q1导通，因此减小了谐波分量并获得了高功率因数，而不会使设备变大。

但是，在说明了1500μF和6.2mH情况下仿真结果的专利文献1中所公开的上述传统构造中，仍然设置了平滑电容器CD和具有大容量的电抗器Lin，并且还设置了中间电容器C、晶体管Q1、基极驱动电路G1、脉冲发生电路I1和I2、假负载电阻Rdm、用于回流防止的二极管D5和D6以及增强平滑效果的电抗器Ldc。因此，该设备的尺寸变大，并且由于增加了部件数目，因此增大了成本。

发明内容

本发明是为了解决上述传统问题，且其本质目的是提供一种用于驱动电动机的逆变控制器，通过减小电动机电流的波动量，获得更小的尺寸、更轻的重量以及更低的成本。

为了实现此目的，本发明提供了一种用于驱动电动机的逆变控制器，包括：AC电源，用于提供AC功率；由二极管桥构成的整流器，用于整流要被转换为DC功率的AC功率；具有预定小容量的电抗器，与所述整流器相连，用于提高AC电源的功率因数；将DC功率转换为AC功率的逆变器，用于驱动电动机；以及具有预定小容量的电容器，连接于逆变器(3)的DC总线之间，以便吸收来自电动机的再生能量。

所述逆变控制器还包括：电动机电压命令发生器，用于根据由从外部施加的电动机速度命令值决定的要施加到所述电动机上的电压值，产生电动机的电动机电压命令值；PN电压检测器，用于检测所述逆变器的DC电压值；PN电压校正器，用于计算由所述PN电压检测器获得的逆变器DC电压检测值和预定的逆变器DC电压参考值的比值，从而产生PN电压校正因子；第一电动机电压命令校正器，用于通过将由所述电动机电压命令发生器获得的电动机电压命令值和作为PN电压校正器输出值的PN电压校正因子相乘来执行电动机电压命令值的校正，从而产生电动机电压命令校正值；电动机电流检测器，用于检测电动机的电动机电流；差拍量(beat amount)校正器，用于根据由电动机电流检测器获得的电动机电流检测值，计算电动机电流波动量，并产生所述电动机电流波动量的反相分量，作为差拍量校正器的输出；以及第二电动机电压命令校正器，用于通过将由所述第一电动机电压命令校正器获得的电动机电压命令校正值和差拍量校正器的输出值相乘来执行电动机电压命令校正值的电压校正，并产生要施加到电动机的电压命令值。

根据这种构造，通过使用小容量电抗器和小容量电容器，能够实现小、轻且低成本的用于驱动电动机的逆变控制器。结果，即使当由于逆变器DC电压大幅波动而难以或不可能驱动电动机时，通过利用PN电压校正装置来保持施加到电动机的电压恒定，仍然能够连续不断地驱动电动机，并且通过利用差拍量校正装置来抑制电动机电流的波动量，以缩减元件的损耗和电流容量，能够提供更小、更轻且成本更低的用于驱动电动机的逆变控制器。

在这种设置中，优选地，差拍量校正器通过计算电动机电流检测值的平均值(i_{j_mean})来计算电动机电流波动量(Δi_j)。

根据这种构造，由于通过简单的计算提供了电动机电流波动量，因此能够防止在诸如微型计算机或存储器之类的计算装置中计算量的大量增加，并且能够提供相同成本的计算装置。

优选地，差拍量校正器计算逆变器操作频率(f₁)每一个周期电动机电流检测值的平均值，并且在计算电动机电流检测值的平均值的时间段内，将此前至少M-1个周期的时间段中的电动机电流检测值的平均值设置为电动机电流波动量(Δi_j)，M是大于等于2的自然数，并且当该电动机电流检测值的平均值计算时间段结束时，更新该电动机电流波动量。

根据这种构造，由于在逆变器操作频率的每一个周期提供电动机电流检测值的平均值，因此能够减少诸如微型计算机和存储器之类计算装置中的计算量，并能够减少该计算装置的成本。

仍优选地，差拍量校正器计算电动机电流检测值的正负比(positive to negative ratio)，然后通过计算电动机电流检测值的正负比的平均值，获得电动机电流波动量。

根据这种构造，与原样平均电动机电流检测值的情况相比，能够减少诸如微型计算机和存储器之类计算装置中的计算量，并能够减少该计算装置的成本。

仍优选地，差拍量校正器计算逆变器操作频率每一个周期电动机电流检测值的正负比的平均值，并且在计算电动机电流检测值的正负比平均值的时间段内，将此前至少M-1个周期的时间段中电动机电流检测值的正负比的平均值设置为电动机电流波动量，M是大于等于2的自然数，并且当该电动机电流检测值的正负比的平均值计算时间段结束时，更新该电动机电流波动量。

根据这种构造，由于在逆变器操作频率的每一个周期提供正负比的平均值，因此与在每一个逆变器操作频率周期提供平均电动机电流检测值的平均值的情况相比，能够进一步减少诸如微型计算机和存储器之类的计算装置中的计算量，并能够减少该计算装置的成本。

仍优选地，差拍量校正器通过电动机电流检测值的一阶延迟计算，计算电动机电流波动量。

根据这种构造，与平均电动机电流检测值的情况相比，能够进一步减少诸如微型计算机和存储器之类的计算装置中的计算量，并能够减少该计算装置的成本。

仍优选地，只有当逆变器操作频率大于一阶延迟计算中的截止频率时，差拍量校正器才抑制电动机电流波动量。

根据这种构造，避免了诸如电动机的电动机电流不规则振荡之类的不稳定现象。

此外，差拍量校正器包括延迟时间补偿装置，用于补偿与一阶延迟计算伴随产生的时间延迟。

根据这种构造，由于补偿了与一阶延迟计算伴随产生的时间延迟，因此能够提高对电动机电流波动量的抑制效果。

仍优选地，差拍量校正器包括基波电流检测器，用于从电动机电流检测值中检测电动机电流的基波分量，并根据电动机电流检测值和基波电流检测器所检测到的基波分量之间的差，计算电动机电流波动量。

根据这种构成，与针对电动机电流检测值执行一阶延迟计算的情况相比，能够进一步减少诸如微型计算机和存储器之类的计算装置中的计算量，并能够减少该计算装置的成本。

仍优选地，基波电流检测器将电动机电流检测值从三相AC转换为两相DC，将两相DC值执行一阶延迟计算，并进一步将一阶延迟计算所得到的数值从两相DC转换为三相AC，由此获得电动机电流的基波分量。

根据这种构造，由于将电动机电流检测值从三相AC转换为两相DC，然后执行了一阶延迟计算，因此能够无时间延迟地实时提供电动机电流波动量，从而能够提高电动机电流波动量的抑制效果。

仍优选地，只有当电动机电流波动量大于电动机电流波动量的预设值时，差拍量校正器产生所述电动机波动量的反相分量，从而抑制电动机电流波动量。

根据这种构造，由于只有当电动机电流波动量大于电动机电流波动量的预设值时，才抑制电动机电流波动量，因此能够有效地抑制电动机电流波动量，减少诸如微型计算机和存储器之类的计算装置中的计算量，并减少该计算装置的成本。

仍优选地，只有当逆变器操作频率大于预定逆变器操作频率设置值时，差拍量校正器产生所述电动机波动量的反相分量，从而抑制电动机电流波动量。

根据这种构造，由于只有当逆变器操作频率大于预定逆变器操作频率设置值时，才抑制电动机电流波动量，因此能够有效地抑制电动机电流波动量，减少诸如微型计算机和存储器之类的计算装置中的计算量，并减少该计算装置的成本。

仍优选地，在电动机加速或减速的瞬变状态下，不抑制电动机电流波动量。

根据这种构造，由于在电动机加速或减速的瞬变状态下，不抑制电动机电流波动量，因此能够避免诸如电动机的电动机电流不规则振荡之类的不稳定现象，减少诸如微型计算机和存储器之类的计算装置中的计算量，并减少该计算装置的成本。

仍优选地，电动机电流检测器包括逆变器总线电流检测器，用于检测流过逆变器DC总线的电流，以便从逆变器总线电流检测器的输出中检测电动机电流。优选地，将之前在逆变器的DC总线设置的、用于保护逆变器过电流的分流电阻用作所述逆变器总线电流检测器。优选地，电动机电流检测器与逆变器的载波频率同步地检测电动机电流。

根据这种构造，与使用电流传感器的情况相比，电动机电流检测装置的成本能够根据需要而最小。

为了实现此目的，本发明还提供了一种空气调节机，其特征在于包括上述用于驱动电动机的逆变控制器。

附图说明

利用其中相同参考数字表示类似部分的附图，通过以下结合了优选实施例的详细说明，将使本发明的这些及其他目的和特征更易于理解，其中：

图1是示出了根据本发明第一实施例的、用于驱动感应电动机的逆变控制器的系统构成的框图；

图2是用于说明根据本发明第一实施例的PN电压校正器的曲线图；

图3是示出了根据本发明第一实施例的差拍量(beat amount)校正器的框图；

图4是示出了根据本发明第二实施例的差拍量校正器的框图；

图5是示出了根据本发明第三实施例的差拍量校正器的框图；

图6是示出了根据本发明第四实施例的差拍量校正器的框图；

图7是示出了根据本发明第六实施例的差拍量校正器的框图；

图8是示出了根据本发明第一实施例的图7所示的差拍量校正器中的基波电流检测器的框图；

图9是示出了图3所示差拍量校正器的操作的说明图；

图10是示出了图4所示差拍量校正器的操作的说明图；

图11是示出了图5所示差拍量校正器的操作的说明图；

图12是示出了图6所示差拍量校正器的操作的说明图；

图13是示出了图7所示差拍量校正器的第一操作的说明图；

图14是示出了图7所示差拍量校正器的第二操作的说明图；

图15是示出了根据本发明的逆变控制器的第一操作的结果的图；

图16是示出了根据本发明的逆变控制器的第二操作的结果的图；

图17是示出了根据本发明的逆变控制器的第一操作的说明图；

图18是示出了根据本发明的逆变控制器的第二操作的说明图；

图19是示出了电动机电流频率分析结果的视图；

图20是示出了用于驱动感应电动机的普通逆变控制器的系统构造的框图；

图21是示出了普通V/F控制模式的示例的曲线图；

图22是示出了在图20所示的逆变控制器中，AC电源电流的谐波分量和AC电流频率的阶之间关系的曲线图；以及

图23是示出了传统DC电源设备的电路图。

具体实施方式

下文参考附图，说明了本发明的实施例。这里要注意，尽管参考用于驱动感应电动机的逆变控制器进行了下列说明，但本发明并不局限于此，且能够将其应用于驱动任意类型电动机的逆变控制器。

实施例1

图1示出了根据本发明第一实施例的用于驱动感应电动机的逆变控制器的系统构造。参考图1，该系统构造的主要电路包括AC电源1；由二极管桥构成的整流器2，用于将AC功率转换为DC功率；小容量电抗器5；小容量电容器6；逆变器3，用于将DC功率转换为AC功率；以及由逆变器3转换的AC功率驱动的感应电动机4。

同时，系统控制电路包括V/F控制模式部分7、电动机电压命令发生器8、PN电压检测器9、PN电压校正器10、第一电动机电压命令校正器11、PWN控制器12、逆变器总线电流传感器13、电动机电流传感器14a和14b、电动机电流检测器15、差拍量(beat amount)校正器16以及第二电动机电压命令校正器17。

V/F控制模式部分7根据从外部施加给感应电动机4的速度命令ω^*来产生V/F控制模式，确定要施加到该感应电动机4的电动机电压值。电动机电压命令发生器8根据由V/F控制模式部分7确定的电动机电压值，产生感应电动机4的电动机电压命令值。PN电压检测器9检测逆变器3的DC电压值。PN电压校正器10提供由PN电压检测器9获得的逆变器3的DC电压检测值与逆变器3的预定DC电流电压参考值的比值。第一电动机电压命令校正器11通过将由电动机电压命令发生器8获得的电动机电压命令值与作为PN电压校正器10的输出值的PN电压校正因子相乘，执行电动机电压命令值的电压校正，并产生用于感应电动机4的电动机电压命令校正值。

电动机电流检测器15检测通过逆变器总线电流传感器13或电动机电流检测器14a和14b的电动机电流。差拍量校正器16提供电动机电流波动量的反相分量。第二电动机电压命令校正器17通过将由第一电动机电压命令校正器11获得的电动机电压命令校正值与差拍量校正器16的输出值相乘，执行电动机电压命令值的电压校正，并产生施加到感应电动机4的电动机电压命令。PWN控制器12根据由第二电动机电压命令校正器17产生的电动机施加电压命令值，产生要施加到逆变器3的PWM信号。由于在现有技术中，已经参考图20对V/F控制模式部分7进行了说明，这里省略对其的说明。

下面将对用于驱动感应电动机的逆变控制器的特定方法和操作进行说明。

电动机电压命令发生器8通过由公式(1)表示的计算，产生了电动机电压命令值v_u ^*、v_v ^*和v_w ^*(以下表示为v_j ^*，这里j＝u，v，w)。

(公式1)

$\left\{\begin{array}{c}{v}_u^{*}=V_m\sin {\mathrm{\θ}}_1\\ v_v^{*}=V_m\sin ({\mathrm{\θ}}_1-2\mathrm{\π}/3)\\ v_w^{*}=V_m\sin ({\mathrm{\θ}}_1+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.---\left(1\right)$

这里，V_m是由V/F控制模式确定的电动机电压值，而θ1是按照公式(2)所表示的、通过时间积分速度命令ω^*而提供的。

(公式2)

θ₁＝∫ω*dt    (2)

这里应注意，当由诸如微型计算机之类的计算装置执行此计算时，使用了离散时间系统(将微型计算机及类似的采样时间设置为T_s)，并且除非另有说明，在下文中的每一次计算中，使用当前值nT_s。例如，当提供电动机电压命令值时，将公式(1)中的θ₁读作θ₁[nT_s]。

图2示出了用于说明根据本发明第一实施例的PN电压校正器10功能的曲线图，其中按照使用了逆变器3的预定DC参考值V_pn0和由PN电压检测器9获得的逆变器3的DC电压检测值v_pn的公式(3)的表示，在PN电压校正器10中提供了PN电压校正因子k_pn。

(公式3)

$k_{\mathrm{pn}}=\frac{V_{\mathrm{pn}0}}{v_{\mathrm{pn}}+{\mathrm{\δ}}_0}---\left(3\right)$

这里，由于在本发明中使用了小容量电容器，因此存在DC电压检测值v_pn变为零的情况，所以有必要设置一个微小项δ₀，以便防止被零除。

代替在公式3中的微小项δ₀，当DC电压检测值v_pn是零或很小时，通过在PN电压校正因子k_pn中设置PN电压校正因子预定的最大值，能够防止被零除。

换句话说，可以按照公式(4)所表示的那样，提供PN电压校正因子k_pn。

(公式4)

$k_{\mathrm{pn}}=\left\{\begin{array}{cc}{k}_{\mathrm{pn}\_\max }& (v_{\mathrm{pn}}\≤0)\\ v_{\mathrm{pn}0}/v_{\mathrm{pn}}& (v_{\mathrm{pn}}>0)\end{array}\right.---\left(4\right)$

这里，k_{pn_max}是PN电压校正因子的预定最大值。在PN电压校正器10中，优选地，将PN电压校正因子k_pn设为至少具有预定上限值或预定下限值，即使当逆变器DC电压大幅波动时，也能够连续不断地驱动感应电动机，并且还防止AC电源电流波动，从而能够提高AC电源功率因数，并能够消除AC电源电流的谐波分量。

优选地，当DC电压检测值大于DC电压参考值时，PN电压校正器10与DC电压检测值成正比地增大PN电压校正因子k_pn。结果，即使当逆变器DC电压大幅波动时，也能够连续不断地驱动感应电动机，并且当逆变器DC电压大于DC电压参考值时，通过增加PN电压校正因子，能够提高感应电动机的输出扭矩。

在第一电动机电压命令校正器11中，通过使用了电动机电压命令值v_j ^*和PN电压校正因子k_pn的公式(5)来获得电动机电压命令校正值v_jh ^*。

(公式5)

v_jh ^*＝k_pn·v_j ^*    (5)

这里，图19示出了电动机电流的频率分析结果。由于在本发明中使用了小容量电容器，因此逆变器的电流电压在AC电源频率f_s的二倍频率(two-fold frequency)处大幅波动。因此，如图19所示，产生了差拍现象，其中逆变器操作频率f₁和电源频率f_s的偶数倍频率之间的和与差的绝对值|f₁±2nf_s|(“n”是正整数)的频率分量的波动量被重叠到电动机电流上。结果，由于电流容量的增加，增加了损耗，或电容器尺寸变大且其成本增大。

在这种情况下，AC电源1是220V(AC电源频率是50Hz)，小容量电抗器5的电感值是0.5mH，小容量电容器6的容量是10μF，且逆变器操作频率是90Hz。

于是，通过下列方法防止了电动机电流的波动量。

图3示出了根据本发明第一实施例的差拍量校正器16，其中当由积分器31对电动机电流检测值i_j进行积分时，将一个周期中的电动机电流检测值i_j的积分数目N存储于积分数目计数器33中。电动机电流平均计算部分32将积分器31的输出值(即电动机电流积分值)除以存储于积分数目计数器33中的积分数目N，从而计算电动机电流平均值i_{j_mean}，并且将计算结果施加到电动机电流波动量校正因子计算部分34。

这里，由于基本上按照公式(6)所表示的那样，通过将基波分量i_1j和波动量Δi_j相结合，能够提供图19中的电动机电流检测值i_j，因此可以看出，能够由电动机电流检测值i_j的平均计算获得电动机电流波动量Δi_j。由于所计算的正弦波或余弦波平均值是零，因此这是显而易见的。

(公式6)

i_j＝j_1j+Δi_j    (6)

由公式(7)能够表示电动机电流的基波分量i_1j。

(公式7)

i_1u＝I_1msin(θ₁+φ)

i_1v＝I_1msin(θ₁+φ-2π/3)    (7)

i_1w＝I_1msin(θ₁+φ+2π/3)

这里，I_1m是电动机电流基波分量的最大值，且φ是功率因数角度(电动机电压和电动机电流之间的相位差)。

因此，公式(8)表示了电动机电流平均值i_{j_mean}。

(公式8)

$i_{j\_\mathrm{mean}}[{\mathrm{nT}}_s]=\frac{1}{N}\·{\mathrm{\Σ}}_{m=n-N+1}^n{i}_j\left[m{T}_s\right]---8$

即，根据公式(8)，通过从在(N-1)次之前设置的值i_j[(n-N+1)T_s]到当前值i_j[nT_s]积分电动机电流检测值，并且将积分值除以积分数目N，获得了电动机电流平均值的当前值i_{j_mean}[nT_s]。

返回参考图3，电动机电流波动量校正因子计算部分34计算电动机电流平均值的当前值i_{j_mean}的反相分量，从而由公式(9)产生每一个相位的差拍量校正因子k_bj。

(公式9)

$k_{\mathrm{bj}}=1-\frac{i_{j\_\mathrm{mean}}}{I_R}\·K_B---\left(9\right)$

这里，I_R是预定的电动机电流参考值，且K_B是控制增益。

图9示出了在图3所示的差拍量校正器16中，电动机电流检测值i_j和电动机电流波动量Δi_j之间的关系。在图中可以看出，通过由公式(8)计算根据电动机电流检测值i_j的电动机电流平均值i_{j_mean}来获得电动机电流波动量Δi_j。

如上所述，由于能够通过简单计算获得电动机电流波动量，可以防止诸如微型计算机或存储器之类的计算装置的计算量大量增加，并节约了所述计算装置的成本。

返回参考图1，按照使用了电动机电压命令校正值v_jh ^*和差拍量校正因子k_bj的公式(10)所表示的那样，第二电动机电压命令校正器17产生要施加的电压命令值v_jh2 ^*。

(公式10)

v_jh2 ^*＝k_bj·v_jh ^*    (10)

另外，根据本发明用于驱动感应电动机的逆变控制器，防止了将逆变器操作频率恒定地固定于谐振频率，在此谐振频率处，逆变器操作频率变为AC电源频率的偶数倍，并且处于谐振频率周围具有预定频率宽度的范围内。结果，能够防止感应电动机的不稳定操作并实现稳定的驱动。

此外，根据本发明用于驱动感应电动机的逆变控制器，优选地，确定小容量电抗器和小容量电容器的结合，以使小容量电抗器和小容量电容器之间的谐振频率大于AC电源频率的四十倍频率。因此，能够防止AC电源电流的谐波分量，并满足IEC标准。

此外，根据本发明用于驱动感应电动机的逆变控制器，优选地，确定小容量电容器的容量，以使当逆变器停止操作时增大的DC电压值的最大值小于电容器元件所能承受的电压。因此，能够防止破坏外围电路。

此外，根据本发明用于驱动感应电动机的逆变控制器，优选地，确定逆变器的载波频率，以使其满足预定的AC电源功率因数值。因此，通过使用小容量电抗器的载波频率依赖性，将载波频率设置为所需的最小值，能够将逆变器损耗抑制为所需的最小值。

如上所述，在根据本发明的逆变控制器中，由于使用PN电压校正因子校正每一个相位电压命令值，即使当PN电压波动时，也能够施加几乎恒定的电动机电压。因此，大容量电容器变得不必要，因此能够使用小容量电容器。通过使用这种小容量电容器，能够始终将输入电流施加到电动机上，且能够增大输入电流的功率因数。因此，通过使用小容量电抗器和小容量电容器，能够获得小、轻且低成本的用于驱动感应电动机的逆变控制器。结果，即使当由于逆变器DC电压大幅波动而难以或不可能驱动电动机时，通过操作逆变器以使施加到感应电动机的电压几乎保持恒定，仍然能够连续不断地驱动电动机。

此外，通过差拍量校正器16能够抑制电动机电流的波动量，并能够减少元件的损耗和电流容量。因此，可以实现更小、更轻及成本更低的逆变控制器。

此外，这里注意，本发明并不局限于用于通过如上实施例所述的V/F控制来驱动感应电动机的逆变控制器，而是可以将其应用于通过众所周知的矢量控制法来驱动感应电动机的逆变控制器中。

此外，可以将本发明应用于其中不能使用诸如脉冲发生器及类似速度传感器的空气调节机的压缩驱动电动机中，或其中设置了速度传感器的伺服驱动中。

实施例2

图4示出了根据本发明第二实施例的差拍量校正器16的方框构造。与图3所示差拍量校正器相同的元件被分配了相同的参考符号，这里省略它们的说明，且下文仅说明不同的部分。

参考图4，电动机电流平均计算部分32在逆变器操作频率f₁的每一个周期计算电动机电流平均值i_{j_mean}，且电动机电流平均值存储部分41提前存储由电动机电流平均计算部分32提供的、在本次计算之前M个周期的电动机电流平均值i_{j_mean}。在计算电动机电流平均值i_{j_mean}的时间段，将本次计算之前的至少(M-1)个周期的时间段内电动机电流平均值i_{j_mean}设为电动机电流波动量Δi_j，并且当计算电动机电流平均值i_{j_mean}的时间段结束时，更新电动机电流波动量Δi_j。

在这种构造中，对于当将电动机电流平均值i_{j_mean}存储于电动机电流平均值存储部分41时的周期数目M，提前根据逆变器操作频率f₁或考虑到延迟时间和响应能力的负载条件进行设置。

图10示出了在图4所示的差拍量校正器16中，电动机电流检测值i_j和电动机电流波动量Δi_j之间的关系。参考图10，标记о表示通过计算提供的电动机电流平均值i_{j_mean}，并且在计算电动机电流平均值i_{j_mean}的时间段中，将本次计算之前的至少(M-1)个周期的时间段中的电动机电流平均值i_{j_mean}设置为电动机电流波动量Δi_j，并且当计算电动机电流平均值i_{j_mean}的时间段结束时，更新电动机电流波动量Δi_j。

图15和16示出了当操作本发明的用于驱动感应电动机的逆变控制器时的结果，其中图15是当没有抑制电动机电流波动量Δi_j时的操作结果，而图16是当抑制电动机电流波动量Δi_j时(即，当将之前的至少(M-1)个周期的时间段中的电动机电流平均值i_{j_mean}设置为计算电动机电流平均值i_{j_mean}的时间段中的电动机电流波动量Δi_j时)的操作结果。与图15相比，可以看出在图16中减小了电动机电流的电动机电流波动量Δi_j。

在此操作中，AC电源是220V(AC电源频率是50Hz)，小容量电抗器5的电感值是0.5mH，小容量电容器6的容量是10μF，且逆变器操作频率是96Hz。

如上所述，由于在逆变器操作频率的每一个周期提供电动机电流检测值的平均值，因此能够减少诸如微型计算机或存储器之类的计算装置中的计算量，并能够减少该计算装置的成本。

实施例3

图5示出了根据本发明第三实施例的差拍量校正器16的方框构造。参考图5，电动机电流正/负确定部分51确定电动机电流检测值i_j的正或负。电动机电流正负比设置部分52根据电动机电流正/负确定部分51的输出值，设置电动机电流正负比ε_j。当通过积分器31对电动机电流正负比ε_j进行积分时，将一个周期的电动机电流正负比ε_j积分数目N存储于积分数目计数器33中。电动机电流正负比平均计算部分53通过将积分器31的输出值(即电动机电流正负比ε_j的积分值)除以存储于积分数目计数器33中的积分数目N，计算电动机电流正负比平均值ε_{j_mean}。

这里，按照公式(11)所表示的那样，设置电动机电流正负比ε_j。

(公式11)

${\mathrm{\&epsiv;}}_j=\left\{\begin{array}{cc}100\%& (i_j\&GreaterEqual;0)\\ 0\%& (i_j<0)\end{array}\right.---\left(11\right)$

此外，公式(12)表示了电动机电流正负比平均值ε_{j_mean}。

(公式12)

${\mathrm{\&epsiv;}}_{j\_\mathrm{mean}}\&lsqb;n{T}_s\&rsqb;=\frac{1}{N}\&CenterDot;{\mathrm{\&Sigma;}}_{m=n-N+1}^n{\mathrm{\&epsiv;}}_j\&lsqb;m{T}_s\&rsqb;---\left(12\right)$

即，根据公式(12)，通过下列计算提供了电动机电流正负比平均值的当前值ε_{j_mean}[nT_s]：对从在(N-1)次之前设置ε_j[(n-N+1)T_s]到当前的电动机电流正负比ε_j[nT_s]的值进行积分，并且将积分值除以积分数目N。

此外，通过电动机电流波动量校正因子计算部分34获得电动机电流正负比平均值ε_{j_mean}的反相分量，然后通过公式(13)所表示的计算，获得每一个相位的差拍量校正因子k_bj。

(公式13)

$k_{\mathrm{bj}}=1-\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}_{j\_\mathrm{mean}}}{100}\&CenterDot;K_B---\left(13\right)$

这里，K_B是控制增益。

图11示出了在图5所示的差拍量校正器16中，电动机电流正负比ε_j和电动机电流波动量Δi_j之间的关系。在图11中可以看出，通过由公式(12)计算与电动机电流正负比ε_j相关的电动机电流正负比平均值ε_{j_mean}，获得电动机电流波动量Δi_j。

如上所述，与在直接平均电动机电流检测值的情况相比，能够减少诸如微型计算机或存储器之类的计算装置中的计算量，并能够减少该计算装置的成本。

实施例4

图6示出了根据本发明第四实施例的差拍量校正器16的方框构造。与图5所示差拍量校正器相同的元件被分配了相同的参考符号，这里省略它们的说明，且下文仅说明不同的部分。

参考图6，电动机电流正负比平均计算部分53计算逆变器操作频率f₁每一个周期电动机电流正负比平均值ε_{j_mean}，且电动机电流正负比平均值存储部分61存储提前由电动机电流正负比平均计算部分53提供的、在本次操作之前的M个周期的电动机电流正负比平均值ε_{j_mean}。在计算电动机电流正负比平均值ε_{j_mean}的时间段，将本次计算之前的至少是一个周期的(M-1)个周期的时间段内的电动机电流正负比平均值ε_{j_mean}设为电动机电流波动量Δi_j，并且当计算电动机电流正负比平均值ε_{j_mean}的时间段结束时，更新电动机电流波动量Δi_j。

在这种构造中，对于当将电动机电流正负比平均值ε_{j_mean}存储于电动机电流正负比平均值存储部分61时的周期数目M，提前根据逆变器操作频率f₁或考虑到延迟时间和响应能力的负载条件进行设置。

图12示出了在图6所示的差拍量校正器16中，电动机电流正负比ε_j和电动机电流波动量Δi_j之间的关系。参考图12，标记о表示通过计算提供的电动机电流正负比平均值ε_{j_mean}，并且在计算电动机电流正负比平均值ε_{j_mean}的时间段中，将至少是一个周期的之前(M-1)个周期的时间段中的电动机电流正负比平均值ε_{j_mean}设置为电动机电流波动量Δi_j，并且当计算电动机电流正负比平均值ε_{j_mean}的时间段结束时，更新电动机电流波动量Δi_j。

如上所述，由于在逆变器操作频率的每一个周期获得电动机电流正负比的平均值，因此与在逆变器操作频率的每一个周期获得电动机电流检测值的平均值相比，能够进一步减少诸如微型计算机或存储器之类的计算装置中的计算量，并能够减少该计算装置的成本。

实施例5

下面说明一种实现根据本发明第五实施例的差拍量校正器装置的特定方法。

通过电动机电流检测值i_j的一阶延迟计算来获得电动机电流波动量Δi_j，其中由公式(14)表示电动机电流波动量Δi_j。

(公式14)

${\mathrm{\&Delta;i}}_j=\frac{K_p}{1+\mathrm{Tp}}\&CenterDot;i_j---\left(14\right)$

这里，K_p是比例增益，T是一阶延迟计算的时间常数，且P是微分算符。

如上所述，与计算平均电动机电流检测值的情况相比，能够进一步减少诸如微型计算机和存储器之类的计算装置中的计算量，并能够减少该计算装置的成本。

此外，当逆变器操作频率f₁小于一阶延迟计算中的截止频率f_cut-off时，输出电动机电流检测值i_j本身，以代替由公式(14)得到的电动机电流波动量Δi_j。由于没有提供电动机电流波动量Δi_j，只有当逆变器操作频率f₁大于一阶延迟计算中的截止频率f_cut-off时，才抑制电动机电流波动量Δi_j。

这里，存在由公式(15)表示的截止频率f_cut-off和时间常数T时间的关系。

(公式15)

f_cut-off＝1/2πT    (15)

如上所述，能够避免诸如感应电动机的电动机电流不规则振荡之类的不稳定现象。

此外，当上述时间常数T很大时，与一阶延迟计算相关的时间延迟增加，因此与实际的电动机电流波动量相比，极大地延迟了由一阶延迟计算获得的电动机电流波动量，这减小了电动机波动的抑制效果。因此，在本发明中，提供了延迟时间补偿部分，用于补偿与一阶延迟计算伴随出现的时间延迟。

如上所述，由于能够补偿与一阶延迟计算伴随出现的延迟时间，因此能够提高电动机电流波动量的抑制效果。

实施例6

图7示出了根据本发明第六实施例的差拍量校正器16的方框构造。参考图7，设置了基波电流检测器71，用于从电动机电流检测值i_j中检测基波分量i_1j，从而通过电动机电流检测值i_j和基波电流检测器71的输出值i_1j之间的差来获得电动机电流波动量Δi_j。

这里，如第一实施例的公式(6)所述，通常，通过结合基波分量i_1j和电动机电流波动量Δi_j，可以提供电动机电流检测值i_j。

因此，通过从电动机电流检测值i_j中检测电动机电流基波分量i_1j，如公式(16)所表示的那样，能够从电动机电流检测值i_j和电动机电流基波分量i_1j之间的差来获得电动机电流波动量Δi_j。

(公式16)

Δi_j＝i_j-i_1j(16)

如上所述，与针对电动机电流检测值执行一阶延迟计算的情况相比，能够进一步减少诸如微型计算机和存储器之类的计算装置中的计算量，并能够减少该计算装置的成本。

图8示出了图7中基波电流检测装置71的方框结构的示例。

参考图8，通过三相/两相转换器81，将电动机电流检测值i_j从三相AC转换为两相DC，并且获得三相/两相转换器81的输出值，作为由于电动机电流波动量Δi_j而包含了纹波的两相DC电流，该输出值通过LPF 82，而成为完全DC分量。通过两相/三相转换器83，将LPF 82的输出值(即完全DC分量)从两相DC转换为三相AC，从而检测到电动机电流基波分量i_1j。

这里，在三相/两相转换器81中，利用公式(17)将电动机电流检测值i_j从三相AC转换为两相DCiγ和iδ。

(公式17)

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{i\&gamma;}\\ \mathrm{i\&delta;}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&theta;}}_1& \sin ({\mathrm{\&theta;}}_1-2\mathrm{\&pi;}/3)& \sin ({\mathrm{\&theta;}}_1+2\mathrm{\&pi;}/3)\\ \cos {\mathrm{\&theta;}}_1& \cos ({\mathrm{\&theta;}}_1-2\mathrm{\&pi;}/3)& \cos ({\mathrm{\&theta;}}_1+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]---\left(17\right)$

此外，在LPF 82中，通过公式(18)的计算，只从两相DCiγ和iδ中获得完全DC分量iγ₀和iδ₀。

(公式18)

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{i\&gamma;}}_0\\ {\mathrm{i\&delta;}}_0\end{array}\right]=\frac{K_{\mathrm{LPF}}}{1+T_{\mathrm{LPF}}P}\left[\begin{array}{c}\mathrm{i\&gamma;}\\ \mathrm{i\&delta;}\end{array}\right]---\left(18\right)$

这里，K_LPF是比例增益，T_LPF是一阶延迟计算的时间常数，且P是微分算符。

此外，在两相/三相转换器83中，利用公式(19)的计算，将作为完全DC分量的两相电流iγ₀和iδ₀转换为三相AC。

(公式19)

$\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}{\sin \mathrm{\&theta;}}_1& {\cos \mathrm{\&theta;}}_1\\ \sin ({\mathrm{\&theta;}}_1-2\mathrm{\&pi;}/3)& \cos ({\mathrm{\&theta;}}_1-2\mathrm{\&pi;}/3)\\ \sin ({\mathrm{\&theta;}}_1+2\mathrm{\&pi;}/3)& \cos ({\mathrm{\&theta;}}_1+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{i\&gamma;}}_0\\ {\mathrm{i\&delta;}}_0\end{array}\right]---\left(19\right)$

此外，在电动机电流波动量校正因子计算部分34中，获得了由公式(16)计算的电动机电流波动量Δi_j的反相分量，并且通过公式(20)计算每一个相位的差拍量校正因子k_bj。

(公式20)

$k_{\mathrm{bj}}=1-\frac{{\mathrm{\&Delta;i}}_j}{I_R}\&CenterDot;K_B---\left(20\right)$

这里，I_R是预定的电动机电流参考值，且K_B是控制增益。

图13和14示出了图8所示的差拍量校正器16的操作说明图。图13示出了电动机电流检测值i_j、电动机电流基波分量i_1j和电动机电流波动量Δi_j之间的关系。图14示出了作为三相/两相转换器81的输出值的两相DCiγ和iδ。

这里，通过利用公式(17)计算图13所示的电动机电流检测值i_j来获得图14所示的两相DCiγ和iδ，并且通过LPF82，从两相DCiγ和iδ中得到作为完全DC分量的两相DCiγ₀和iδ₀。于是，通过利用公式(19)计算两相DCiγ₀和iδ₀来获得图13所示的电动机电流基波分量i_1j。另外，通过公式(16)的减法计算能够获得电动机电流波动量Δi_j。

这里注意，考虑到LPF 82的延迟时间和响应能力，由于在两相DC中执行公式(18)的计算，因此当实际获得电动机电流基波分量i_1j时，延迟时间较少受到LPF 82的影响。

如上所述，由于在将电动机电流检测值从三相AC转换为两相DC之后执行一阶延迟计算，因此能够无时间延迟地实时获得电动机电流波动量，从而能够提高电动机电流波动量的抑制效果。

实施例7

下面对与根据本发明的差拍量校正器的电动机电流波动量的抑制条件相关的特定方法进行说明。

当电动机电流波动量Δi_j小于预设电流波动量值Δi_jR时，由于电动机电流波动量Δi_j的影响很小，因此不抑制该电动机电流波动量Δi_j。相反，只有当电动机电流波动量Δi_j大于预设电流波动量值Δi_jR时，才抑制该电动机电流波动量Δi_j。

如上所述，只有当电动机电流波动量大于预设电动机电流波动量值时，才抑制电动机电流波动量。因此，能够有效地抑制电动机电流波动量，此外，能够减少诸如微型计算机和存储器之类的运算装置的运算量，并进一步减少计算装置的成本。

另外，只有当逆变器操作频率f₁大于预定的逆变器操作频率设置值f_1R时，才抑制电动机电流波动量Δi_j。

如上所述，只有当逆变器操作频率大于预定的逆变器操作频率设置值时，才抑制电动机电流波动量，从而能够有效地抑制电动机电流波动量，减少诸如微型计算机和存储器之类的运算装置的运算量，并进一步减少计算装置的成本。

此外，在电动机加速或减速的瞬变状态下，不抑制电动机电流波动量Δi_j。

如上所述，在电动机加速或减速的瞬变状态下，不抑制电动机电流波动量，因此能够避免诸如感应电动机的电动机电流不规则振荡之类的不稳定现象。此外，能够减少诸如微型计算机和存储器之类的运算装置的运算量，并减少计算装置的成本。

实施例8

下面对实现了根据本发明第一实施例的电动机电流检测装置的特定方法进行说明。

通过设置检测在逆变器总线上流动电流的电流检测器来实现该电动机电流检测装置。在这种结构中，将之前在逆变器的DC总线设置的、用于保护逆变器过电流的分流电阻也用作所述电流检测器，并且与逆变器的载波频率同步地从电流检测器的输出值中检测电动机电流。

图17示出了本发明电流检测装置的第一操作说明图。参考图17，类似电动机电流，由于逆变器总线电流沿着时间轴(横轴)是不连续的，而是逆变器每一个载波频率的离散值。即，由于当激励逆变器时，正向电流流过逆变器，其变化类似如图17所示的脉冲。因此，有必要在由之前设置的分流电阻实现的逆变器总线电流检测器13中，与载波频率同步地检测逆变器总线电流，以便保护逆变器使其免受过电流。

在这种方法中，如图17中的虚线所示，由于逆变器总线电流的峰值(在每个脉冲波形中的最大值)基本上与电动机电流相一致，因此能够通过检测逆变器总线电流脉冲波形的峰值来检测电动机电流。

此外，当不与载波频率同步地检测电流时，当没有激励逆变器时可以检测电流，因此难以检测电动机电流。

在图17所示的示例中，AC电源是220V(AC电源频率是50Hz)，小容量电抗器的电感值是2mH，小容量电容器的容量是25μF，且逆变器操作频率是3.3kHz。

这里，与图17所示离散值表示的单相电动机电流相比，通过使用诸如图1所示的电动机电流检测器14a和14b之类的至少两个电流检测器能够连续地检测三相电动机电流。

但是，如示出了根据本发明电流检测装置的第二操作说明图的图18所示，由于电动机电流每一个相位的电动机电流波动量具有时间差(横轴)，但具有相同的大小和频率，因此利用差拍量校正器，从例如U相的电动机电流检测值中获得U相电动机电流波动量。至于V相和W相的电动机电流波动量，通过之前根据逆变器操作频率或负载条件设置的延迟时间，能够从U相电动机电流波动量中获得V相和W相的电动机电流波动量。

此外，通过公式(10)的计算，使用每一相的电动机电流波动量能够提供感应电动机的施加电压命令值。

在图18所示的示例中，AC电源是220V(AC电源频率是50Hz)，小容量电抗器的电感值是0.5mH，小容量电容器的容量是10μF，逆变器操作频率是96Hz，且逆变器载波频率是5kHz。

根据上述构造，与使用电流传感器的情况相比，能够根据需要地使电动机电流检测装置的成本最小。

注意，根据本发明，通过使用小容量电抗器和小容量电容器，能够实现小、轻且低成本的逆变控制器。结果，即使当由于逆变器DC电压大幅波动而难以或不可能驱动电动机时，通过利用PN电压校正装置来保持施加到电动机的电压恒定，仍然能够连续不断地驱动电动机，并且通过利用差拍量校正装置来抑制电动机电流的波动量以减少元件的损耗和电流容量，还能够提供更小、更轻且成本更低的用于驱动电动机的逆变控制器。

尽管参考附图并结合优选实施例对本发明进行了说明，但是应当注意的是，对于本领域的技术人员，多种变化和修改都是显而易见的。在不脱离由所附权利要求所限定的本发明范围的前题下，这些变化和修改应当被理解为包括在由所附权利要求所限定的本发明的范围内。

Claims (22)

1.一种用于驱动电动机(4)的逆变控制器，包括：

AC电源(1)，用于提供AC功率；

由二极管桥构成的整流器(2)，用于整流要被转换为DC功率的AC功率；

具有预定小容量的电抗器(5)，与所述整流器(2)相连，用于提高AC电源(1)的功率因数；

将DC功率转换为AC功率的逆变器(3)，用于驱动电动机；

具有预定小容量的电容器(6)，连接于逆变器(3)的DC总线之间，以便吸收来自电动机(4)的再生能量；

电动机电压命令发生器(8)，用于根据由从外部施加的电动机速度命令值决定的要施加到所述电动机上的电压值，产生电动机的电动机电压命令值；

PN电压检测器(9)，用于检测所述逆变器(3)的DC电压值；

PN电压校正器(10)，用于计算由所述PN电压检测器(9)获得的逆变器DC电压检测值和预定的逆变器(3)DC电压参考值的比值，从而产生PN电压校正因子；

第一电动机电压命令校正器(11)，用于通过将由所述电动机电压命令发生器(8)获得的电动机电压命令值和作为PN电压校正器(10)输出值的PN电压校正因子相乘来执行电动机电压命令值的校正，从而产生电动机电压命令校正值；

电动机电流检测器(15)，用于检测电动机的电动机电流；

差拍量校正器(16)，用于根据由电动机电流检测器(15)获得的电动机电流检测值，计算电动机电流波动量，并产生所述电动机电流波动量的反相分量，作为差拍量校正器(16)的输出；以及

第二电动机电压命令校正器(17)，用于通过将由所述第一电动机电压命令校正器(11)获得的电动机电压命令校正值和差拍量校正器(16)的输出值相乘来执行电动机电压命令校正值的电压校正，并产生要施加到电动机的电压命令值。

2.根据权利要求1所述的逆变控制器，其特征在于所述差拍量校正器(16)通过计算电动机电流检测值的平均值(i_j-mean)来计算电动机电流波动量(Δi_j)。

3.根据权利要求1或2所述的逆变控制器，其特征在于所述差拍量校正器(16)计算逆变器操作频率(f₁)的每一个周期电动机电流检测值的平均值，并且在计算电动机电流检测值的平均值的时间段内，将此前至少M-1个周期的时间段中的电动机电流检测值的平均值设置为电动机电流波动量(Δi_j)，M是大于等于2的自然数，并且当该电动机电流检测值的平均值计算时间段结束时，更新该电动机电流波动量。

4.根据权利要求1所述的逆变控制器，其特征在于所述差拍量校正器(16)计算电动机电流检测值的正负比，然后通过计算电动机电流检测值的正负比的平均值，获得电动机电流波动量。

5.根据权利要求1或4所述的逆变控制器，其特征在于所述差拍量校正器(16)计算逆变器操作频率每一个周期电动机电流检测值的正负比的平均值，并且在计算电动机电流检测值的正负比平均值的时间段内，将此前至少M-1个周期的时间段中电动机电流检测值的正负比的平均值设置为电动机电流波动量，M是大于等于2的自然数，并且当该电动机电流检测值的正负比的平均值计算时间段结束时，更新该电动机电流波动量。

6.根据权利要求1所述的逆变控制器，其特征在于所述差拍量校正器通过电动机电流检测值的一阶延迟计算，计算电动机电流波动量。

7.根据权利要求6所述的逆变控制器，其特征在于只有当逆变器操作频率大于一阶延迟计算中的截止频率时，所述差拍量校正器才抑制电动机电流波动量。

8.根据权利要求6或7所述的逆变控制器，其特征在于所述差拍量校正器包括延迟时间补偿装置，用于补偿与一阶延迟计算伴随产生的时间延迟。

9.根据权利要求1所述的逆变控制器，其特征在于所述差拍量校正器(16)包括基波电流检测器(71)，用于从电动机电流检测值中检测电动机电流的基波分量，并根据电动机电流检测值和基波电流检测器所检测到的基波分量之间的差，计算电动机电流波动量。

10.根据权利要求9所述的逆变控制器，其特征在于所述基波电流检测器(71)将电动机电流检测值从三相AC转换为两相DC，将两相DC值执行一阶延迟计算，并进一步将一阶延迟计算所得到的数值从两相DC转换为三相AC，由此获得电动机电流的基波分量。

11.根据权利要求1所述的逆变控制器，其特征在于只有当电动机电流波动量大于电动机电流波动量的预设值时，差拍量校正器产生所述电动机波动量的反相分量，从而抑制电动机电流波动量。

12.根据权利要求1所述的逆变控制器，其特征在于只有当逆变器操作频率大于预定逆变器操作频率设置值时，差拍量校正器产生所述电动机波动量的反相分量，从而抑制电动机电流波动量。

13.根据权利要求1所述的逆变控制器，其特征在于在电动机加速或减速的瞬变状态下，不抑制电动机电流波动量。

14.根据权利要求1所述的逆变控制器，其特征在于所述电动机电流检测器包括第一电流检测器(14a，14b)，用于检测在逆变器的AC输出侧流动的电流。

15.根据权利要求1所述的逆变控制器，其特征在于所述电动机电流检测器包括逆变器总线电流检测器(13)，用于检测流过逆变器的DC总线的电流，以便从逆变器总线电流检测器(13)的输出中检测电动机电流。

16.根据权利要求14所述的逆变控制器，其特征在于所述第一电流检测器是电流传感器。

17.根据权利要求15所述的逆变控制器，其特征在于所述逆变器总线电流检测器是电流传感器。

18.根据权利要求14所述的逆变控制器，其特征在于所述第一电流检测器是分流电阻。

19.根据权利要求15所述的逆变控制器，其特征在于所述逆变器总线电流检测器是分流电阻。

20.根据权利要求15所述的逆变控制器，其特征在于将之前在逆变器的DC总线设置的、用于保护逆变器过电流的分流电阻用作所述逆变器总线电流检测器。

21.根据权利要求14或15所述的逆变控制器，其特征在于电动机电流检测器与逆变器的载波频率同步地检测电动机电流。

22.一种空气调节机，其特征在于包括根据权利要求1所述的用于驱动电动机的逆变控制器。

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