CN106573549A - 用于根据供电网络的阻抗对机动车辆的电池进行充电的方法和设备以及配备有这种充电设备的机动车辆 - Google Patents

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Abstract

本方法包括：对供电网络所传递的电流进行滤波，并且通过降压级(3)和升压级(4)将电力从所述网络馈送至电池(B)，同时控制所述降压级和升压级的斩波占空比。此外，使用可变增益放大级来补偿谐波。而且，确定所述供电网络的阻抗并且根据所述网络的阻抗来适配可变增益。

Description

用于根据供电网络的阻抗对机动车辆的电池进行充电的方法 和设备以及配备有这种充电设备的机动车辆
技术领域
本发明涉及一种用于对电池进行充电的方法和设备，并且更具体地涉及一种被设计成整合在具有至少部分电力牵引的机动车辆中以使得能够直接从供电网络给车辆电池再充电的方法和充电设备。
背景技术
在高压电池再充电系统中，网络的电力按顺序通过两个变换器被引至电池：一个降压(“Buck”)和一个升压(“Boost”)。这两个变换器分别允许以一定频率通过依次打开和关闭一系列开关降低和增高其输入端子与其输出端子之间的电压比，根据输出电流和/或期望输出电压来控制所述频率。
例如，此类再充电系统在专利申请FR 2 943 188中有所描述，所述专利申请涉及一种由机动车辆携带的再充电系统，所述再充电系统允许从三相或单相电路对车辆电池再充电，所述再充电电路包括电机的线圈，所述电机还提供其他功能，比如产生电流或车辆推进。
还可以参照：文件FR 2 964 510，所述文件描述了从三相电路对电池进行再充电；或者文件FR 2 974 253，所述文件描述了从单相电源来对电池进行再充电，并且所述文件还描述了能够控制充电功率的构架。
降压级的运行所引起的对从供电网络中汲取的电流的斩波在输入电流中引起高频分量，即比配电网的基本频率(一般是50Hz)更高阶的谐波。
由于电力分配器对输出电流的谐波规定了标准，这种再充电系统还包括在所述降压级的输入端处的RLC(电阻-电感-电容)类型的滤波器。
这种输入滤波器能够对吸收的电流进行滤波，从而使得它满足网络运营商就谐波而言所规定的连接网络的条件以及汽车工程的条件。
这种输入滤波器同样被设计成用于使能充电器的适当运行功率。
事实上，不适合吸收由充电设备发送给网络的谐波含量。换言之，所传输的电流不是完美正弦的。事实上，滤波器仅适用于通过在降压级中对电流进行斩波来吸收以预定频率(在当前情况下为10kHz)产生的谐波含量。
因为，在尚未公开的法国专利申请号FR1 358 969中提出了通过使用能够对从网络中汲取的电流应用传递函数(使其满足理想电流)的规定来补偿降压级所引起的谐波。
发明内容
鉴于上述内容，本发明的目的是提出一种用于电池的充电设备，所述充电设备被适配成连接至供电网络并且能够防止供电网络中产生谐波含量，同时使其自身适配供电网络的阻抗。
因而，在第一方面，本发明的目的是一种对电池、尤其是具有至少部分电力牵引的机动车辆的电池进行充电的方法，其中，对供电网络所提供的电流进行滤波，并且通过降压级和升压级将所述网络的电力馈送至所述电池，同时控制所述降压级和升压级的斩波占空比，并且其中，通过利用可变增益放大级来补偿由所述降压级所引起的谐波。
根据本发明的总体特征，确定所述供电网络的阻抗并且根据所述网络的阻抗来适配所述可变增益。
因而可以对从网络中汲取的电流与理想电流之间的传递函数进行更改，以便将网络的阻抗考虑在内。
可以在充电器内完成这种适配，所述充电器还可以根据网络的阻抗来适配谐波调节并且预留最佳稳定性裕度。
此外，还确定的是，当旨在由个人使用充电器时，测量所述网络的阻抗以便对由充电器所实施的调节的可变增益进行适配使得可以(如果合适的话)通知用户关于其电气装置的故障或失灵。
如根据本发明的另一特征，通过使用从其中存储有不同对应阻抗值的增益适配值的映射中获得的所述放大器的增益值来适配所述增益。
在一个实施例中，根据本发明的方法涉及将增益值存储在所述映射中的预备步骤，在所述步骤过程中：
a)针对第一相对低阻抗值测量第一允许增益裕度；
b)针对第二相对高阻抗值测量第二允许增益裕度；
c)基于所述第一和第二增益裕度针对所述第二值确定增益适配值；并且
d)针对不同的第二阻抗值重复步骤b)和c)。
依照根据本发明的方法的另一特征，所述网络的阻抗是从在对电池充电之前以及在充电之后的电流和电压测量结果确定的。
可以安排所述网络的阻抗是基于在所述供电网络的额定频率上的测量信号分量的幅值和相位确定的。
在一个实施例中，根据所述网络的电阻适配可变放大器的增益。
根据第二方面本发明还涉及一种用于电池、尤其是具有至少部分电力牵引的机动车辆的电池的充电设备，包括：滤波级，所述滤波级被设计成连接至供电网络；降压级，所述降压级连接至所述滤波级；和升压级，所述升压级耦合至所述降压级并且被设计成连接至所述电池；以及调节单元，所述调节单元能够对所述降压级和所述升压级施加斩波占空比，并且包括对在所述滤波级中由所述降压级所引起的谐波进行补偿的装置，所述装置作用于所述降压级并且包括可变增益放大级。
所述调节单元包括确定所述供电网络的阻抗的装置以及根据所述网络阻抗的值来适配放大级的增益的装置。
在一个实施例中，所述调节单元包括：主调节器，所述主调节器能够确定所述降压级的切换控制信号的占空比；以及副调节器，所述副调节器用于补偿谐波，能够确定与所述控制信号相组合的谐波补偿信号的占空比。
所述副调节器可以与比较器相关联，所述比较器能够将从所述网络中汲取的电流与理想补偿电流进行比较，从而由所述比较的结果来产生所述补偿信号的占空比。
例如，理想补偿电流由锁相环产生。
依照根据本发明的充电设备的另一特征，所述副调节器包括使得能够对所述比较的结果进行滤波的椭圆滤波器，所述椭圆滤波器与具有连接至分流器的输出的可调增益放大级相关联，从而使得所述补偿信号的所述占空比(α谐波)是通过以下关系式产生的：
其中：
Kp是可调增益；
ΔI滤波是所述椭圆滤波器的输出；并且
In是所述降压级的输出电流。
本发明还涉及一种具有至少部分电力牵引的机动车辆，所述机动车辆包括如上限定的充电设备。
附图说明
通过细读仅作为非限制性示例并参照的以下说明，本发明的其他目的、特征和优点将变得清楚，在附图中：
-图1示出了根据本发明的一个实施例的电池再充电设备；
-图2是总体上展示了调节单元的结构的简图；
-图3示出了展示理想电流的产生的曲线；
-图4是展示了调节单元的一个实施例的简图；
-图5和图6示出了展示椭圆滤波器的运行的曲线；
-图7示出了网络阻抗的变化对图5的曲线(尤其是对椭圆滤波器的运行)的影响；
-图8是展示了充电器的总体结构的简图，用于展示用于修改充电器的可变增益的网络阻抗测量结果；并且
-图9a、图9b、图9c和图9d示出了不充电和充电时在具有低阻抗的网络的情况下以及在具有强阻抗的网络的情况下的电压和电流变化。
具体实施方式
图1根据一个实施例示意性地示出了用于从三相供电网络对具有电力牵引的机动车辆的电池进行充电的设备。
再充电设备1包括滤波级2、耦合至滤波级2的降压级3、以及经由电机5耦合至降压级3的升压级4。
这里，例如，设备1被设计成连接至三相电源。所述装置包括三个端子B1、B2、B3，这些端子连接在滤波级2的输入端并且能够连接至供电网络。将要注意的是，在单相再充电过程中，只有输入端B1和B2连接至单相供电网络。
每个输入端子B1、B2和B3连接至滤波级2的滤波支路上。每个滤波支路都包括两个并联的支路，一个支路具有值为L2的电感并且另一个支路具有串联的值为L1的电感和值为R的电阻。
这两个滤波支路各自在每个所述滤波支路的分别指定为D1、D2、D3的点处在输出端连接至具有电容C的电容器，这些具有电容C的电容器的相反端连接在一起形成星形电容式滤波器。这组值为R的电阻、值为L1或L2的电容、和值为C的电容器在降压级3的输入端形成RLC类型的滤波器。
降压级3通过点D1、D2和D3连接至滤波级2。降压级3包括三个并联支路6、7和8，这些支路各自包括由一个调节单元15控制的两个开关(如S1n和S1p)和两个二极管。
降压级的每个输入端D1、D2或D3分别由支路F1、F2和F3连接至定位在同一支路(分别为6、7和8)的两个开关(比如，S1n与S1p、S2n与S2p或S3n和S3p)之间的连接点。
这些支路6、7和8的公共端构成了降压级3的两个输出端子。这些端子之一连接至电池B的“-”端子并且连接至升压级4的第一输入端10。这些端子中的另一个端子连接至电机5的第一端子，所述电机的另一个端子连接至升压级4的第二输入端10’。
这里，升压级4包括三个并联支路11、12和13，这些支路各自包括可由调节单元15以独立的方式控制的开关S4、S5和S6相关联的二极管D4、D5和D6。这些开关S4、S5和S6位于连接升压级4的第一输入端10和电池B的“+”端子的支路上。
如可以看见的，电池B与升压级的三个支路11、12和13并联连接。
这里，电机5可以被视为三个并联支路，每一个并联支路包括与电感圈Ltd串联的电阻Rtd，并且所述电机连接在对应的支路11、12和13的二极管D4、D5和D6与相应的可控开关S4、S5和S6之间。
最后，可以在图1中注意到的是，再充电设备1被补充以元件16，用于测量降压级3的输出电流In。这个电流In由于以下事实而在下文中以中性线电流来表示：这个电流在降压级3的输出端处到达了电机5的三个定子线圈的星形结区域中。
再充电装置还被补充以元件17，用于测量从网络中汲取的电流。
如将在下文中详细描述的，这些测量电流被提供至调节单元15，以尤其确保对谐波的补偿，这些谐波在降压级3的运行中产生并且很可能在由输入滤波器2放大之后注入到网络中。
在运行期间，调节单元15如已知的那样确定例如由多个晶体管构成的降压级和升压级的开关的切换控制信号的占空比。优选地，这些是使能快速切换的晶体管，例如IGBT(绝缘栅极双极晶体管)类型的晶体管。
调节单元15可以例如包括第一控制模块和第二控制模块，所述第一控制模块能够确定降压级的斩波占空比，所述第二控制模块能够确定升压级的斩波占空比。
如已知的，为了评估这些占空比，调节单元例如在其输入端处接收网络供电电压的值、流过电机的电流强度的值、电池电压B的值以及流过电池的电流强度的值。
关于专用于控制降压级3的控制模块，调节单元15控制这个降压级的开关从而减少或甚至消除斩波过程中引起的谐波。
图2示出了调节单元的第一模块的样本实施例，所述第一模块能够确定降压级的斩波占空比。
如可以看见的，调节单元包括主调节器20，所述主调节器在其输入端处接收网络电压测量值V网络和中性线电流In来以类似的方式为降压级产生切换控制信号S。
调节单元还包括用于补偿谐波的副调节器22，所述副调节器被设计用于评估谐波补偿信号S’的占空比，所述谐波补偿信号旨在借助于加法器24与切换控制信号S相组合以产生最终控制信号S”。
副调节器22借助于减法器25使能在电流值I网络与理想电流值I理想网络之间进行比较。
现参照图3，其中，曲线1代表网络电压，曲线2表示从网络中汲取的电流，曲线3表示期望电流，并且曲线4表示理想网络电流。
可以看出，出于上文解释过的原因，从网络中汲取的电流由于其谐波含量而不是50赫兹的纯正弦。
从这个电流I网络开始，使用了锁相环PLL 26，所述锁相环使得可以提取(如测量元件17测量的)网络电流的脉动wt，以产生电流I理想网络(曲线4)。
因此，从由减法器25执行的减法的结果开始，副调节器能够产生补偿信号S”，从而使其可以将修复分量添加至来自主调节器20的控制信号S上，并由此减少网络的谐波含量。
应注意的是，为此，调节单元有利地考虑了穿过滤波级2的通路。
为此目的，并且如图4中可见的，副调节器22包括椭圆输入滤波器27和可变增益放大器级28，所述椭圆输入滤波器在其输入端处接收由减法器25提供的比较结果，所述可变增益放大器级在其输入端处接收经滤波的比较结果，并且其输出端连接至除法器29，所述除法器提供在可变增益放大级28与测量元件16所提供的中性线电流之间的除法从而提供谐波补偿信号S”。
换言之，谐波补偿信号S”的占空比α谐波是由以下关系式产生的：
其中：
Kp是放大级28的可调增益；
ΔI滤波是所述椭圆滤波器27的输出；并且
In是所述降压级的输出电流。
通过查看图5和图6，使用椭圆滤波器的优点将会显现。
图5示出了波特图，表明了为补偿谐波而对降压级的控制的修改所导致在滤波级2与降压级3之间的电流修改。
在500赫兹附近观察到反相，这意味着简单的比例校正器对于实施第二调节器22而言并不是最优的。
事实上，这种校正器的确可以补偿低于500赫兹的谐波，但是高于所述值时会使其更糟。
为了处理网络的所有谐波，使用允许避免500赫兹以上的反相的椭圆滤波器27。图6中示出了这种滤波器的波特图。
将注意的是，从网络中汲取的电流与期望电流之间的传递函数、以及具体地副调节器22用于补偿谐波的传递函数根据供电网络的线路阻抗而改变。
即使网络的线性阻抗的影响对这两个调节器20和22起作用，其影响关于第二调节器22更显著，从而使得对谐波补偿的影响占优势。
就这一点而言，可以考虑图7，此图展示了线路阻抗的修改引起共振的连锁修改。
在图7中，事实上从相对低的阻抗值开始(曲线1a、2a和3a)针对参考号分别为1、2和3的充电器的三个不同实施例表示了供电网络的阻抗增加的影响。
注意到，网络阻抗的增加(可以从一方面曲线1b、1c另一方面曲线2b、2c并且最后分别对应于增加的阻抗值的曲线3b和3c看出)意味着汲取电流与期望电流之间的传递函数的阻尼的增加。
换言之，网络阻抗和网络电感越大，根据频率以及共振频率电流幅值曲线越受抑制。
应该进一步注意的是，在共振区域实施所述调节，即在图7的波特图的曲线峰值附近。所以，这里的稳定性裕度不是非常大。稳定性指对有限激励的有限响应。然而，期望对轻微阻抗和强阻抗均保持相同的稳定性裕度。
因而，对于轻微阻抗，涉及到减小增益，或共振被抑制的强阻抗，涉及到提高增益并由此保持相同的增益裕度。
因此，涉及到根据网络阻抗改变可变增益放大级28(图4)的增益。将注意到的是，线路阻抗总是包含电阻项以及电感项。关于稳定性裕度，它是具有最显著效果的网络电阻值R。所以，根据网络的线路电阻测量值来适配放大级28的可变增益。
可以利用各实施例来测量供电网络的线路电阻。
例如，可以定义轻微阻抗时(即，对于大约几毫欧姆的线路阻抗)的增益并通过逐渐地增加放大级的可变增益至失稳限制(即，直到获得对有限激励的无限制相应)来测量增益裕度。例如，如果当增益加倍时发生失稳，增益裕度是6dB。
然后，例如通过从机动车辆上游连接具有较长长度的电缆，在充电器的输出端处连接强阻抗。例如，可以认为此电缆具有1欧姆阻抗。
在这种配置中，通过逐渐地将增益增大至失稳限制，重复前述过程。例如，如果将增益乘以6时发生失稳，则增益裕度是15.5dB。
在本示例中，在1欧姆时的补充增益裕度是9.5dB。
为了保持初始裕度，将增益乘以109.5/20或乘以3。
对不同的电阻值应用此过程。因而，获得了一个映射，在所述映射中，存储有随着网络电阻而变的增益适配值。网络电阻越高，比例增益可能越大，同时仍然保持期望的稳定性裕度，这里，至少为6dB。
最后，参照图8来描述对网络阻抗的估计。
在此图8中，示意性地示出了充电器的输入滤波器I以及充电器II本身。如下：
V网络-V不充电测量＝Z网络I不充电测量以及
V网络-V充电测量＝Z网络I充电测量(方程1)
其中，V网络表示网络电压；
-V不充电测量对应于不充电时的测量网络电压；
-Z网络表示网络阻抗；
-I不充电测量表示不充电时的测量网络电流；
-V充电测量表示充电时的测量网络电压；并且
-I充电测量表示充电时的测量网络电流。
然后，可以写出：
在这些方程中，可以用复数值表达变量从而表示幅值和相位，或：
Z网络＝R网络+jL网络ω网络
其中
-Z网络对应于网络幅值
-ω网络对应于网络的脉动
-对应于网络的电压相位；并且
-对应于网络的电流相位。
为了获得这些测量结果，可以记录网络所提供的供电信号的一个电学周期，并提取电压测量信号的以及网络关于充电器的内部时钟在50赫兹的分量的幅值和相位。一般地，使用锁相环PLL来提取测量结果的50赫兹分量。
在充电器的控制器中，这些计算已经即将发生。启动时钟，每20毫秒(网络的电学周期)将时钟重置。记录不充电情况下的周期，同步至此时钟，并在充电时同样这样做。
因而，相位的参考系的确对所有的记录都相同，这使得可以应用上述等式3。
在每次记录时，为了获得幅值，考虑在一个电学周期中测量结果的最大值。为了保证测量结果的一致性，将此项与测量结构的最小值进行比较。此最小值是最大值的相反数，因为电压居中。然后，为了获得相位，进行计时直到测量结果在上升阶段跨越零并将此时间乘以电脉动，或314.16弧度/s。
从所做的记录并且如上文所指示的，能够关于充电器的内部时钟在充电时和不充电时提取幅值信息(表示为和(其中，1用于不充电并且2用于充电))以及每次记录的相位(表示为和)，如上文所解释的。
从前述方程，可以导出：
将参照示出了具有轻微阻抗的网络的情况(图9A和图9B)和具有强阻抗的网络的情况(图9C和图9D)下电压和电流变化的图9A、图9B、图9C和图9D。
在图9A和图9B中，曲线C1和C2分别对应于不充电和充电时的电压，并且曲线C3和C4分别对应于不充电和充电时的电流。
在图9C和图9D中，曲线C’1和C’2分别对应于不充电和充电时的电压，并且曲线C’3和C’4分别对应于不充电和充电时的电流。
如这些图中所见，在具有轻微阻抗的网络情况下，充电和不充电时的电压本质上相同。相反，当网络具有不太好的质量时，即当其阻抗增加时，可以观察到充电与不充电时的电压之间更大的差异。
首先在图9A和图9B中，可以提取：
并且
然后得到：
R网络＝0.1009Ω对于在1Ω上的实际值
这是好网络，具有轻微线路阻抗。
另一方面，从图9C和图9D，可以提取：
并且
从中，通过应用相同的公式
R网络＝1.0097Ω对于1Ω的实际值
这是所谓的坏网络，具有强线路阻抗。
可以认为例如用户位于网络非常差(或具有约1Ω的网络电阻)的区域中，并正使用机动车辆行驶平均每天80km。他正平均使用其电池的10kWh。为了再充电，他使用16A终端。因而，他应该每次进行4小时充电，从而获得满电量。在具有这个充电功率和这个网络电阻的情况下，在充电过程中从车辆到配电器在电缆中存在100W的损失。在每次充电过程中，得到0.4kWh的损失。认为用户每年对其车辆再充电250次，因而存在这个网络电阻导致的每年100kWh的主要损失，或95€的年损失。
这个提高的电阻可能部分是由于电力供应商的较差电气设施。在这种情况下，损失由配电器遭受，并且经济利润降低。还可能是由于用户增加具有小直径的电学延长件，所述电学延长件在这种情况下降遭受能量损失。
在这2种情况下，通知用户关于潜在损失可能导致他提出关于他如何使用终端来查看损失是否是他导致的问题。这同样可以使他意识到不使用延长件来为其车辆充电。

Claims (12)

1.一种对电池、尤其是具有至少部分电力牵引的机动车辆的电池进行充电的方法，其中，对供电网络所提供的电流进行滤波，并且通过降压级(3)和升压级(4)将所述网络的电力馈送至所述电池(B)，同时控制所述降压级和升压级的斩波占空比，并且其中，通过利用可变增益放大级(28)来补偿由所述降压级(3)所引起的谐波，其特征在于，确定所述供电网络的阻抗并且根据所述网络的阻抗来适配所述可变增益。
2.如权利要求1所述的方法，其中，通过使用从其中存储有针对不同对应阻抗值的增益适配值的映射中获得的所述放大级(28)的增益值来适配所述增益。
3.如权利要求2所述的方法，涉及将增益值存储在所述映射中的预备步骤，在所述步骤过程中：
a)针对第一相对低阻抗值测量第一增益裕度；
b)针对第二相对高阻抗值测量第二允许增益裕度；
c)基于所述第一和第二增益裕度针对所述第二值确定增益适配值；并且
d)针对不同的第二阻抗值重复步骤b)和c)。
4.如权利要求1至3中任一项所述的方法，其中，所述网络的阻抗是从在对所述电池进行所述充电之前与在所述充电之后的电流和电压测量结果中确定的。
5.如权利要求4所述的方法，其中，所述网络的阻抗是基于在所述供电网络的额定频率上的测量信号分量的幅值和相位确定的。
6.如权利要求1至5中任一项所述的方法，其中，根据所述网络的电阻来适配所述可变放大器的增益。
7.一种用于电池、尤其是具有至少部分电力牵引的机动车辆的电池的充电设备，所述充电设备包括：滤波级(2)，所述滤波级被设计成连接至供电网络；降压级(3)，所述降压级连接至所述滤波级；升压级(4)，所述升压级耦合至所述降压级并且被设计成连接至所述电池(B)；以及调节单元(15)，所述调节单元能够对所述降压级和所述升压级施加斩波占空比，并且包括对在所述滤波级中由所述降压级(3)所引起的谐波进行补偿的装置，所述装置作用于所述降压级并且包括可变增益放大级(28)，其特征在于，所述调节单元(15)包括确定所述供电网络的阻抗的装置以及根据所述网络阻抗的值来适配所述放大级的增益的装置。
8.如权利要求7所述的充电设备，其中，所述调节单元包括：主调节器(20)，所述主调节器能够确定所述降压级的切换控制信号(S)的占空比；以及副调节器(22)，所述副调节器用于补偿谐波，能够确定与所述控制信号相组合的谐波补偿信号(S’)的占空比。
9.如权利要求8所述的充电设备，其中，所述副调节器(22)与比较器(25)相关联，所述比较器能够将从所述网络中汲取的电流(I网络)与理想补偿电流(I理想网络)进行比较，从而从所述比较的结果中产生所述补偿信号(S’)的所述占空比。
10.如权利要求9所述的充电设备，其中，所述理想补偿电流是由锁相环(26)产生的。
11.如权利要求10所述的充电设备，其中，所述副调节器包括使得能够对所述比较的结果进行滤波的椭圆滤波器(27)，所述椭圆滤波器与具有连接至分流器(29)的输出的可调增益放大级(28)相关联，从而使得所述补偿信号的所述占空比(α谐波)是通过以下关系式产生的：
其中：
Kp是可调增益；
ΔI滤波是所述椭圆滤波器的输出；并且
In是所述降压级(3)的输出电流。
12.一种具有至少部分电力牵引的机动车辆，其特征在于，所述机动车辆包括如权利要求7至11中任一项所述的充电设备。
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