CN101990736A

CN101990736A - 自适应增益升压/降压开关电容器直流/直流转换器

Info

Publication number: CN101990736A
Application number: CN2008801246707A
Authority: CN
Inventors: 马东昇; 因沙德·乔杜里
Original assignee: University of Arizona
Current assignee: University of Arizona
Priority date: 2007-11-21
Filing date: 2008-11-20
Publication date: 2011-03-23
Also published as: KR20100133947A; TW200937815A; WO2009067591A3; EP2220754A4; JP2011504356A; WO2009067591A2; EP2220754A2; US20110101938A1

Abstract

开关电容器直流-直流转换器具有：具有可变增益比的可重配置的电源级，和/或针对低纹波电压、快速瞬态响应、可变输出电压和高效率的交错调节。由于电源级每个电容器具有多个开关，转换器利用电源级的可重配置特性以进行紧凑和有效的电压调节的快速动态控制和自适应脉冲控制。

Description

自适应增益升压/降压开关电容器直流/直流转换器

相关申请的引用

本申请要求2007年11月21日提交的美国临时专利申请61/004,095号的优先权，其公开在此通过引用其全部内容合并于本公开中。

技术领域

本发明涉及直流/直流(DC/DC)转换器，尤其涉及这种以可重新配置方式使用开关和电容器的转换器。

背景技术

近年来，多功能便携式设备在电子工业中迅速增长。这种设备中的多功能模块通常被在不同的电源水平处进行优化。为了实现长电池运行时间和低系统外形(profile)，有效和紧凑的电源转换电路在这些系统中变得必不可少。

传统的开关转换器提供高电源效率，但是由于采用电感部件，承受严重的电磁干扰(EMI)噪声和庞大的系统外形。由此，开关电容器(SC)DC-DC转换器作为集成电源转换电路设计的替代方案出现。SC转换器的最通常使用的电压转换是升压转换。

经典示例包括Dickson电荷泵和交叉耦合电压倍增器。实现降压SC转换器的难点在于相比于升压的SC转换器其很难保持高效率。当输出和输入之间的跌落电压(dropout voltage)较大时，由于固有的低效率，线性调节器不能满足这种情况。然而，由于在VLSI系统中，低功率操作变得更重要，所以非常需要降压电压转换。由此，本领域存在对电源高效率的低EMI升压和/或降压SC转换器的需要。

除了对转换器的拓扑的关注，还出现了对系统性能的新要求。随着更多的自供电便携式设备被发明，在固定转换增益比的情况下难以保持SC转换器中的电源效率为高，固定转换增益比被定义为DC-DC转换器的输出电压与输入电源电压的比。转换器应具有优良的线性调节以当电源非常不稳定时确保可靠性。更优选地，其应具有自适应可调整转换增益比以保持高效率。在另一方面，转换器的输出应能够迅速响应快速和频繁的负载转换。

在一些应用中，输出电压被要求可变化以动态地优化负载应用的瞬时功率和速度。一个优先的示例可以在动态电压缩放(DVS)应用中找到。在这个意义上，优良的负载瞬态响应和电压跟踪能力对于新型电源转换器设计是极为重要的。

任何SC DC-DC转换器通过对一个或多个泵浦电容器充电和放电进行工作。在放电周期之后，随着电荷通过输出负载从泵浦电容器排出，泵浦电容器上的电压降低。于是，在充电周期的开始，电容器上的电压突然增加。这导致在输入电源线中产生电流的突然涌入，以及传播到电容器。现在，电源经由导线连接到转换器，该导线引入寄生电感。电流的突然增加在随后耦合到电源的导线上产生电压尖峰，导致较大的开关噪声。如果系统的其它部件使用相同的电源，则该输入噪声也耦合到那些部件。

在传统的SC转换器中，泵浦电容器的充电和放电现象还引起输出纹波。在充电相期间，输出负载从输出电容器流出电流，降低电容器上的电压。在放电相期间，泵浦电容器中存储的电荷被释放到输出负载并对输出电容器进行充电，增加电容器上的电压。

为了促进低噪声、快瞬态、高效的SC DC-DC转换器，我们首先检查现有技术的主要缺点。图1A示出典型的COMS交叉耦合电压倍增器100。图1B示出定时信号以及作为时间的函数的输入电流和输出电压。因为直到下一个半时钟周期开始连接到V₀的泵浦电容器C才被再次充电，所以在几乎每个半时钟周期期间V₀下降。因为直到当前的半时钟周期期满电路才能响应该变化，所以在V₀处观察到较大的电压纹波(ΔV₀₂)。这影响瞬态响应，并在调节的电源线导致较大的变化和噪声。另外，因为M₁和M₂需要在两个不交叠的相交替导通，电源的输入电流V_in不连续且具有较大的纹波。该电流纹波造成实质性的开关噪声，该开关噪声将随后通过电力晶体管的衬底和电源金属线耦合到整个IC芯片。

为了克服以上缺点，如图2所示，基于图1A的电路100，交错SC电源转换器200引入两个电路202、204，由此引入4个有效的调节子单元并用90°相移操作它们中的每一个。图3中给出了它们的性能比较。图4A示出时钟信号和每个时钟相期间电容器之间的相互联系。根据电路连接和时钟波形，容易认识到实际上是具有90°相差的两个交叉耦合的电压倍增器202、204的并联连接。通过引入在相邻的CP单元之间交叠的90°相，输入电流变得连续并且具有较低的纹波。在两个时钟信号是高(HIGH)的任何时刻，与另两个互补时钟关联的泵浦电容器被充电到V_IN。例如，当

和

是高时，节点1和4变为高。晶体管M_5N和M_2N由此导通，以及泵浦电容器Cp3和Cp2被充电到V_IN。这确保比先前设计更快速的瞬态响应。因此，新的架构克服图1A的电路中的缺点。然而，作为倍增器，该拓扑具有固定的转换比。

SC电源转换器的电源级应该可以用可变的转换GR(增益比)重新配置以实现高效率。在这一领域报告了很少的工作。尽管现有技术能够提供多个GR，已知的电源转换器承受较大的涌入输入电流、高输出纹波和慢瞬态响应。调节方案在图4A中例示。在此，我们使用GR＝3/2作为一个示例。转换器的工作可以以2个相描述：相1和2。在相1中，泵浦电容器C_P1和C_P2串联连接，它们之上的电压为V_IN。如果C_P1＝C_P2，则每个电容器上的电压被预充电到V_IN/2。在相2期间，C_P1和C_P2在V_IN和V_OUT之间并联连接，结果，C_OUT被充电到3/2V_IN(＝V_IN+V_IN/2)。如之前的示例，充电和放电动作的分离导致较大的电流和电压纹波问题。由于要求大量的开关和电容器，诸如电源级的技术不能应用于此。还应注意：电容器C_P3在整个操作期间保持空闲(idle)。

本领域中已知具有多个增益比的拓扑。然而，为了为该拓扑提供相同的交错(interleaving)的优点，开关和电容器的数量需要加倍。

发明内容

由此，本领域中需要具有多个增益比、可重配置的电源级和/或交错调节能力但具有更少的开关的改善的拓扑。

为了实现以上和其它目的，本发明涉及一种用于开关电容器(SC)DC-DC转换器的电源级，包括多个电容器、电源开关(power switch)和控制器。其可灵活地配置以从电源提供升压和降压电压。不同于传统的SC电源级，本发明使用具有交错调节的开关和电容器重新配置以降低输入噪声、输出纹波，并提高环路增益带宽。

本发明能够直接应用于开关电容器DC-DC功率转换器。其对于未来的高性能可重配置或可变输出电源设计具有总体上的重要性。

本发明的主题相比于现有技术具有以下优点：

·更低的输入噪声

·更低的输出纹波

·更高的带宽

·可变的增益比

·可变的输出电压

·更高的效率

在至少一些实施例中，本发明涉及新型集成可重配置开关电容器DC-DC转换器。该转换器采用针对低纹波电压和快速负载瞬态响应而具有多相(例如三相)交错调节的电源级。其有效地利用电源级重配置的特性以进行紧凑和高效的电压调节的快增益比控制和自适应脉冲控制。即使当CP单元之一不能工作时，转换器也呈现优秀的鲁棒性。采用具有迟滞控制算法的完整的数字控制器。其特征在于良好的系统稳定性和快速的瞬态响应。转换器用TSMC 0.35μm COMS N-阱工艺设计。用1.5-3.3V的输入电压，转换器实现可变降压和升压电压转换，输出从0.9到3.0V，最大效率92％。研究为快速瞬态低纹波集成功率转换器设计提供高效的方案。

在至少一些实施例中，本发明实现具有自适应增益脉冲控制的SC功率转换器。转换器自适应地采用具有可调整转换增益比和可变功率脉冲的新型升压-降压可重配置SC电源级，以在宽输入范围下高效工作。双环路控制确保快速的瞬态响应以及优秀的线路和负载调节。

已经提出了具有多相交错调节的新型的SC DC-DC转换器。其具有更好的输入噪声、更低的纹波以及高效率。增益能够被动态地改变。

本发明可以广泛应用于针对低功率应用的能效设备和针对高功率应用的能效设备，后者包括车辆使用和电子设备

标题为“Switched-capacitor power supply system and method”的美国专利7190210B2号教导了一种将电容器分组为不同的相(phase)的方法以及作为SC系统的构建块的块结构。控制电路在充电和放电状态之间切换每个相，以向一个或更多个负载提供受控的电力。本发明采用不同的方案将电容器分组为不同的相和块结构，其提供优良的性能和成本优点。其细节将在接下来描述。该参考文件中使用的相的定义不同于本发明所使用的定义。然而，为了提供更清楚的描述，我们使用术语“相”，如在专利7190210中所使用的。

在降压DC-DC转换中使用的该专利中分组的电容器块的结构在该参考文件的图3中给出。能够用于升压和降压DC-DC转换器的块的另一版本在该参考文件的图15中给出。由于升压/降压版本更关系到本发明，我们与图15中描述的块进行比较。此外，在图15中，开关P3和P4并联使用起到连接底板电容器到地的相同功能。因此，在我们的讨论中被认为是单个开关。如该参考文件的图15所示，除了第一块具有5个开关之外，每个块由4个开关和1个电容器组成。SC电路的结构允许针对降压转换电容器串联充电并且并联放电，以及针对升压转换并联充电并且串联放电。其还具有禁止一个块获得不同增益比(GR)的能力。用N个块，该专利中的发明能够实现2N+1个GR。在另一方面，在本发明中，每个块由6个开关和1个电容器组成，没有例外。SC块的结构允许串联和并联充电和放电的不同组合。这导致大量的可实现的GR。由于更多个GR对应于系统更高的效率，本发明相比于参考文件的发明工作更好。

参考文件中的发明还采用如图11所描述的交错技术。图11示出M相(phase)电源级的控制信号的定时图。每个相由N个块组成。因此，系统中使用的总块是M×N个。在本发明中，没有为了实现交错而引入新的相。其是通过在相内进行结构变化来实现的。因此，为了实现M相交错调节的性能，我们发明的电源级仅仅需要M个块而不是参考文件中需要的M×N个块。由于系统中的开关和电容器的数量减少，所以节省了硅面积。由此，本发明提供成本优点并简化设计。

题目为“Capacitor DC-DC converter with PFM and Gain hopping”的美国专利6055168号教导一种用于使用脉冲频率调制(PFM)和能够多个升压/降压增益的开关电容阵列来转换未调节的直流电压到调节的直流电压的结构和方法，其中基于输出电压进行增益选择。电源级，即转换器的开关电容器阵列工作在传统的充电放电机制下，其承受比采用交错技术的电源级更高的输入噪声、输出纹波以及较慢的瞬态响应。通过采用下文描述的新型的交错技术，本发明的电源级对该电源级提供改进。

该参考文件中呈现的电源级由3个电容器和15个开关电容器组成以实现7个GR(增益比)。其工作在2个相：充电相，其中全部电容器被从输入充电，以及放电相，其中全部电容器在输出放电。由于电容器上的电压突然变化这种转换器具有大输入噪声，并由于在充电相期间没有电容器在输出提供电荷，在输出有大的纹波电压。为了改善性能，2个这种转换器能够被并联设置，并以交错方式工作，使得存在连续的输入的充电和输出的放电。这将极大地降低输入噪声和输出电压纹波。然而，这意味着加倍电容器(6)和开关(30)的数量。在至少一些实施例中，在此提出的本发明使用仅仅3个电容器和18个开关使用3个相循环电荷转移实现该性能。在此机制中，开关被导通/关断，使得在每个相期间至少一个电容器由输入充电以及一个电容器在输出放电。另一电容器用于提供特定的GR，或如果不需要，也从输入充电。电容器在下一相交换位置。处理再重复一次，之后电容器回到初始位置。由此方式，在完整的3个相时钟周期之后，每个电容器由输入至少充电一次，以及在输出放电一次。该连续充电和放电用减少数量的电容器和开关提供交错操作的优点。

本发明能够作为集成方案或作为离散方案实施。例如，开关能够用CMOS、BJT或任何能够用作开关的其它离散部件实施。此外，电容器可以在片上或片下实施。

附图说明

下面将参照附图公开优选的实施例，其中：

图1A是根据现有技术的交叉耦合电压倍增器的电路图；

图1B是示出图1的电压倍增器的定时信号、输入电流以及输出电压的一组图；

图2是根据现有技术的多相电压倍增器的电路图；

图3是示出图1和图2的电压倍增器之间的性能比较的一组图；

图4A示出图2的电压倍增器的时钟信号和电容器连接；

图4B示出根据优选实施例的电压倍增器的时钟信号和电容器连接；

图5是示出根据优选实施例的三-电容器电源级的电路图；

图6A和图6B分别示出针对图5的电源级中各个增益比的定时信号和电容器连接；

图7是示出图5的电源级到N个电容器和6N个开关的概括的电路图；

图8是示出三相非交叠时钟产生器的电路图；

图9是示出图8的时钟产生器产生的时钟信号的一组图；

图10是示出用于自动衬底开关(switching)的电路的电路图；

图11是示出用于提供时钟信号的电平转移电路的电路图；

图12是示出环形振荡器A/D转换器的电路图；

图12A是示出闭环SC DC-DC转换器的电路图；

图13示出传感器电路；

图13A示出自适应脉冲控制；

图14是示出输出功率相比于效率的图；

图15A和图15B分别是示出针对传统SC电源级和优选实施例的输入电流的图；

图16A和图16B分别是示出针对传统SC电源级和优选实施例的输出纹波电压的图；以及

图17A和图17B分别是示出针对传统SC电源级和优选实施例的启动瞬态响应的图。

具体实施方式

下面将参照附图详细描述优选实施例，其中，相同的附图标记代表相同的元件。

优选实施例涉及新的拓扑，其提供相同的优点但是仅使用一半开关。优选实施例使用3个电容器和18个开关，该数字是例示的而不进行限制。图5示出完整的电源级500。使用开关的开/关特性，开关阵列能够被配置为给出6个不同的增益状态：1/3、1/2、2/3、1、3/2、2和3。该任务是使用三相时钟完成的。时钟信号根据期望的增益发送(route)。图6A和图6B分别示出针对全部增益设置的时钟信号和电容器配置。在时钟的每个相，至少一个电容器从输入得到充电，而一个电容器在输出放电。另一电容器用于或提供特定的增益配置，或如果不需要，则也从输入得到充电。在随后的相中，电容器交换它们的位置。由此，在完整时钟周期之后，每个电容器都曾经被输入充电并在输出放电。这样，电荷从输入转移到输出，并依据电容器配置，实现特定电压增益。

为了解决关于可变增益的上述问题，我们提出通过以交错方式重新配置电源级来交替地操作泵浦电容器。图4B中例示出操作机制。在此情况下，提出的转换器在3个相中进行调节：相1、2和3。每个相时钟彼此具有120°相差，如图4B所示。在相1期间，转换器遵循图4A中描述的电路相同的操作。然而，在相2中，不是保持C_P3空闲，而是电容器交换位置：C_P1连接在V_OUT和V_IN之间并对C_OUT释放电荷，同时C_P2和C_P3被预充电到V_IN/2。相似地，在相3，C_p2对C_OUT释放电荷，同时C_P1和C_P3被预充电到V_IN/2。

结果，总存在2个充电的电容器准备好即将到来的时钟相的电力传输。这种连续充电操作引起连续输入充电电流以及由此导致的低涌入电流纹波。同时，在任何时刻总存在一个电容器对COUT供电，引起连续输出放电电流。这降低输出电压纹波并确保立即的负载瞬态响应。

优选实施例提供新型的电源级架构以促进交错调节机制并适应线性/负载变化以及系统需要。电路形成开关-电容器阵列。阵列中的每一个电容器关联于6个开关，其能够灵活地连接电容器的板到V_IN或V_OUT或另一电容器。例如，C_P1的顶板能够通过S₁₁连接到V_IN，或通过S₁₂连接到V_OUT，或通过S₁₆连接到C_PN的底板。同时，C_P1的底板能够通过S₁₃连接到V_IN，或通过S₁₄连接到V_OUT，或通过S₂₆或S₁₅连接到C_P2的顶板。

尽管该原理用3个电容器和18个开关示出，相同的原理能够应用于或者使用更少开关的更少的电容器或者使用更多开关的更多的电容器(即，N个电容器和6N个开关)。概括化的电源级在图7中作为700示出。总体而言，使用N个泵浦电容器和6N个开关，转换器能够以1到N个交错相的选择实现4N-5个不同的GR。对于降压转换的情况，GR能够表示为i/j，其中j＝1，2，...，N，且i＝j，j+1，...，N。对于升压转换的情况，GR能够表示为i/j，其中j＝1，2，...，N，且i＝1，2，...，j。实际上，该通用架构能够根据具体应用简化，使得能够减少关联的开关的数量。例如，如果仅仅需要降压转换，图7中的开关S_i3能够被省略，其中i＝1，2，...，N。SC转换器则使用N个电容器和5N个开关提供2N-2个降压GR。相似地，在升压转换中，开关S_i4能够被去除，以使用N个电容器和5N个开关提供2N-3个升压GR，其中i＝1，2，...，N。使用2个电容器降低电源级的复杂度；然而其仅仅能够提供3个增益设置，这减少高转换效率的范围。在另一方面，使用具有更多开关的更多的电容器提供更多的增益设置，导致增加高转换效率的范围。但因为要求更多的硅面积，其也增加成本。

图8示出时钟产生器800。时钟产生器具有：具有双稳态触发电路802的第一级、具有NOR门804的第二级以及具有脉冲产生电路806的第三级。图9中示出了得到的非交叠时钟信号。

图10示出用于自动衬底开关的电路1000。图11示出用于提供时钟信号的电平转移电路1100。

转换器的输出信号是模拟电压。为了实施数字控制，要求模拟-数字(A/D)转换器将模拟输出电压转换为数字信号。传统的A/D转换器不是优选的，因为其占据太多硅面积，消耗太多电力，并且对噪声非常敏感。最近，报道了基于环形振荡器和延迟线的A/D转换器。相比于传统设计，其在面积和功率上更有效率。由于它们两者都选择数字逻辑门作为构建块，其比模拟A/D转换器具有更大的噪声余量并且更健壮。

相比于基于延迟线的设计，基于环形振荡器的A/D转换器更具面积效率，因为即使在单个开关时钟循环中延迟元件也能够被重使用。优选实施例使用基于新型环形振荡器的A/D转换器，在图12中示出为1200。电路包括：一个NOR门(或非门)1202、4个延迟单元1204以及1个脉冲计数器1206。每个延迟单元1204简单地包括2个反相器。脉冲计数器1206是异步正边缘触发的N位计数器。应注意：NOR门1202和延迟单元1204用V_OUT供电，V_OUT是SC DC-DC转换器的输出。当启动信号是高时，环路将保持静态，延迟单元的输出保持低。否则，环路振荡，在V_ADC以振荡频率f_OUT产生一系列脉冲。通过在计数器的输出检查Q_N-1....Q₀，计算电压V_OUT。

自适应增益/脉冲控制具有两个控制环路。一个基于输入电压和参考电压确定增益比(AG，或自适应增益控制)。另一个基于参考电压确定电荷传输操作的频率(AP，或自适应脉冲控制)。图12A示出提出的SC DC-DC转换器的闭环系统框图1220。其包括3个主要块：双环数字传感器1300(下面描述)、AP/AG控制器1212以及可重配置电源级500、700。转换器采用双环控制以实现对输入和输出电压的有效调节。前馈环路比较V_IN和V_REF以确定最优GR，同时反馈环路检测V_OUT和V_REF之间的误差以按照以下方式产生转换器的占空比：当V_OUT＞V_REF时，控制器禁止控制时钟并且停止电荷传递；当V_OUT＜V_REF时，控制器根据即时GR产生占空比。然而，如果长达4个连续开关循环V_OUT＜＜V_REF，则GR将被增加一个等级。如果该状况保持，更多的脉冲将被分配甚至更高的GR。另外，图8例示出三相控制时钟产生。

GR确定能够按照很多不同方式进行。由于系统被数字控制器控制，A/D转换器需要将模拟V_IN、V_OUT以及V_REF转换为数字信号。在此，相比传统的，因为其更小的面积、更高的功率效率以及更大的噪声余量，我们采用基于环形振荡器的A/D转换器拓扑。图12中示出电路方案，如上所述。其包括一个NOR门、4个延迟单元以及N位脉冲计数器。启动信号是“0”有效，意味着当信号低时，环路开始振荡，并且一系列脉冲在V_ADC以振荡频率f_OUT产生。脉冲计数器对脉冲的数量进行计数，并且以N位二进制数据Q_N-1...Q₀示出结果。输入电压V_SUPPLY和数字时钟频率之间的关系遵循：

f_{OUT} = \frac{β {(V_{SUPPLY} - V_{T})}^{2}}{2 k n_{stage} C_{L} V_{SUPPLY}}

其中k和β是处理参数，n_stages是级的数量，并且C_L是一个延迟单元的负载电容器。

上述A/D转换器主要用于检测和转换控制器的线性和负载调节误差。图13示出传感器电路1300的一般示意图，包括2个级1302、1304，每一个基于上面描述的A/D转换器1200。在此，V_SUPPLY可以是V_IN或V_OUT。被V_REF供电的上部环形振荡器产生具有频率f_REF的参考时钟信号。然后，时钟分频器将频率划分以产生f_REF/2。然后，其被用于由V_SUPPLY供电的环形振荡器的启动信号。当f_REF/2较低时，环形振荡器被激活，且随后的脉冲计数器对该半时钟周期中的脉冲数量进行计数，并显示为(N-1)位二进制信号Q_N-1...Q₀作为计数器输出。如果两个电压相等，则应在该半时钟周期中具有准确地相同数量的脉冲。否则脉冲的数量将按照以下而不同：

如果V_SUPPLY＞V_REF，则Q_N-1...Q₀＞‘10...0’。

如果V_SUPPLY＝V_REF，则Q_N-1...Q₀＝‘10...0’。

如果V_SUPPLY＜V_REF，则Q_N-1...Q₀＞‘10...0’。

AP控制也能够以不同方式实施。以上已经公开了一种。另一种使用比较器。该设计中采用的控制方案实际上是自适应增益(AG)和自适应脉冲(AP)控制的结合。转换器中的不同的GR提供不同的电荷和能量转移能力。电源级的重新配置允许利用该特征来提供具有高效率和快速瞬态响应的闭环控制。然而，采用AG控制仅仅面临一个缺点：充电和放电相的持续时间固定。在稳态，如果充电相传递的能量比实际负载要求的高的多，则转换器不具有“微调”机制以进行有效的自调整。结果，纹波电压较高。另外，在轻负载下，频繁的开关动作支配整个功率消耗，使得效率劣化。

自适应脉冲控制将在此情形下生效。如图13A所示，在此情况下控制器比较实际V_OUT和V_REF的期望电平以确定充电相的启动时间和持续时间。在轻负载下，负载不具有紧急的能量需求。控制器自适应地降低脉冲分配的频率。转换器的开关损失因而被减少，效率被维持在相对较高的水平。如果负载突然增加且AP控制不能够提供足够的能量，则AG控制将立即增加GR的值以提供额外的电流和能量。

假设转换器是用于DVS应用，则参考电压是到转换器的外部输入。然而，如果输出电压对于任何应用都固定，则参考电压能够在芯片上产生。

所提出的转换器用TSMC 0.35μm数字CMOS N-阱工艺设计和模拟。在图14中示出针对2/3增益设置具有3.3V输入电压的电源级的效率。模拟用HSPICE模拟软件在晶体管水平进行。

任何SC DC-DC转换器通过对泵浦电容器进行充电和放电来工作。在放电周期之后，随着电荷由输出从泵浦电容器排出，泵浦电容器上的电压降低。结果，在充电周期的开始，电容器上的电压突然增加。这导致电流突然涌入到电容器。现在，电源经由包括寄生电感的导线连接到转换器。电流的突然增加产生接着耦合到电源的导线上的电压尖峰。

如果相同的电源被系统的其它部件使用，则该输入噪声也耦合到那些系统。本发明通过循环泵浦电容器以给出更连续的电流来减少该效果。图15A示出传统的SC DC-DC转换器的输入电流，图15B示出优选实施例的输入电流。在相同负载和线路状态下使用HSPICE模拟软件模拟输入电流波形。开关使用NMOS和PMOS晶体管实施。如图所示，由于至少一个泵浦，对于当前技术涌入电流更稳定。在传统的SC转换器中充电和放电现象还给出大的输出纹波。在充电相期间，输出负载从输出电容器排出电流，降低电容器上的电压。在优选实施例中，存在至少一个放电并传送电力到输出的泵浦电容器。这减少输出纹波，如图16A和图16B所示。图16A示出传统的SC转换器的输出纹波，16B示出根据优选实施例的SC转换器的输出纹波。输出纹波波形在相同的线路和负载状况下产生。

图17A和图17B分别示出传统的SC电源级和优选实施例的启动瞬态响应。优选实施例比传统的SC DC-DC转换器具有更快的瞬态响应。这是因为在一个周期中，存在由转换器进行的3个充电和放电循环，而传统的转换器仅仅具有一个充电和放电循环。结果，所发明的电源级能够比传统的电源级更快地交付电力。再一次，波形是在相同的线路和负载状况下通过HSPICE模拟获得的。

尽管上面已经详细描述了优选实施例，本领域技术人员在读了本公开之后将容易地理解其它实施例能够在本发明的范围内实现。例如，数字值和制造技术是例示而不是限制性的。因此，本发明应理解为仅仅被所附的权利要求书限制。

Claims

1.一种直流-直流转换器，包括：

(a)电压输入；

(b)电压输出；

(c)地；

(d)输出电容器，连接在所述电压输出和所述地之间；

(e)每一个都具有顶板和底板的多个电容器；

(f)针对所述电容器中的每一个的：

(i)第一开关，连接在所述电容器的顶板和所述电压输入之间；

(ii)第二开关，连接在所述电容器的顶板和所述电压输出之间；

(iii)以下中的至少一个：

(A)第三开关，连接在所述电压输入和所述电容器的底板之间；

(B)第四开关，连接在所述电容器的底板和所述电压输出之间；

(iv)第五开关，连接在所述电容器的底板和所述地之间；以及

(v)第六开关，连接在所述电容器的顶板和所述多个电容器中的另一个的底板之间，使得所述多个电容器中的每一个连接到所述多个电容器中相邻的一个，并且使得所述多个电容器中的第一个和最后一个电容器连接；以及

(g)电路，用于在多个时钟相控制针对所述多个电容器中的每一个的第一到第六开关，使得在每个时钟相期间，所述多个电容器中的一个被在所述电压输出放电，同时所述多个电容器中的至少另一个从所述电压输入充电，其中所述多个时钟相不交叠。

2.根据权利要求1所述的直流-直流转换器，其中所述电路控制所述第一到第六开关以选择多个电压增益之一。

3.根据权利要求1所述的直流-直流转换器，包括所述多个电容器中的至少三个。

4.根据权利要求3所述的直流-直流转换器，其中所述电路控制所述第一到第六开关以选择多个电压增益之一。

5.根据权利要求4所述的直流-直流转换器，其中所述至少三个电容器包括第一、第二和第三电容器，并且其中：

针对增益比1/3，所述第一和第二电容器串联连接在所述电压输入和所述电压输出之间，且所述第三电容器连接在所述第二电容器和所述地之间；

针对增益比1/2，所述第一和第二电容器连接在所述电压输入和所述地之间，且所述第三电容器连接在所述电压输出和所述地之间；

针对增益比2/3，所述第一电容器连接在所述电压输入和所述电压输出之间，且所述第二和第三电容器串联连接在所述第一电容器和所述地之间；

针对增益比1，所述第一和第二电容器并联连接在所述电压输入和所述地之间，且所述第三电容器连接在所述电压输出和所述地之间；

针对增益比3/2，所述第一和第二电容器串联连接在所述电压输入和所述地之间，且所述第三电容器连接在所述电压输入和所述电压输出之间；

针对增益比2，所述第一和第二电容器并联连接在所述电压输入和所述地之间，且所述第三电容器连接在所述第一电容器和所述电压输出之间；以及

针对增益比3，所述第一和第二电容器串联连接在所述电压输入和所述地之间，且所述第三电容器连接在所述第一电容器和所述电压输出之间。

6.根据权利要求1所述的直流-直流转换器，还包括连接到所述电压输出的模拟-数字转换器。

7.根据权利要求6所述的直流-直流转换器，其中所述模拟-数字转换器是基于环形振荡器的模拟-数字转换器。

8.根据权利要求7所述的直流-直流转换器，其中所述基于环形振荡器的模拟-数字转换器包括：

或非门；

多个延迟单元，与所述或非门的输出串联连接；

反馈环路，从所述延迟单元中的最后一个的输出到所述或非门，以及

脉冲计数器，连接到所述延迟单元的最后一个的输出；

其中所述或非门和所述多个延迟单元从所述电压输出供电。

9.根据权利要求1所述的直流-直流转换器，其中所述用于控制的电路动态地控制所述各开关。

10.一种模拟-数字转换器，用于将模拟信号转换为数字信号，所述模拟-数字转换器包括：

或非门；

多个延迟单元，与或非门的输出串联连接；

脉冲计数器，连接到所述延迟单元的最后一个的输出；

其中所述或非门和所述多个延迟单元由所述模拟信号供电。

11.一种用于直流-直流转换的方法，所述方法包括：

提供一种直流-直流转换器，包括：

(a)电压输入；

(b)电压输出；

(c)地；

(d)输出电容器，连接在所述电压输出和所述地之间；

(e)每一个都具有顶板和底板的多个电容器；

(f)针对所述电容器中的每一个的：

(iii)以下中的至少一个：

(iv)第五开关，连接在所述电容器的底板和所述地之间；以及

(g)电路，用于在多个时钟相控制针对所述多个电容器中的每一个的第一到第六开关，使得在每个时钟相期间，所述多个电容器中的一个被在所述电压输出放电，同时所述多个电容器中的至少另一个从所述电压输入充电，其中所述多个时钟相不交叠；

通过使用用于控制的所述电路控制所述开关，以选择增益比；以及

操作所述直流-直流转换器以在所选择的增益比进行操作。

12.根据权利要求11所述的方法，其中所述直流-直流转换器包括所述多个电容器中的至少3个。

13.根据权利要求12所述的方法，其中所述至少3个电容器包括第一、第二和第三电容器，并且其中：

14.根据权利要求11所述的方法，其中动态地进行控制的步骤。