CN110380611A - 使用变频调制在dc-dc转换器中的声学噪声降低 - Google Patents

Abstract

本实施例大体上涉及基于开关电容器(SC)的DC‑DC转换器，更具体地涉及包括诸如MLCC这样的陶瓷电容器的帽分频器的调制方案。根据某些一般方面，本实施例使用变频调制方案来增加轻负载时的开关频率，以减小MLCC上的电压差。在这些和其他实施例中，可以减少从MLCC产生的声学噪声，同时保持优异的轻负载效率。根据某些方面，这可以在对系统性能、成本和尺寸影响最小的情况下实现。

Description

使用变频调制在DC-DC转换器中的声学噪声降低

相关申请的交叉引用

本申请要求2018年4月12日提交的美国临时专利申请No.62/656,650的优先权，其内容通过引用整体并入本文。

技术领域

本实施例大体上涉及基于开关电容器(SC)的DC-DC转换器，更具体地涉及采用梯形拓扑结构并且包括陶瓷电容器的帽分频器的调制方案。

背景技术

DC-DC转换器从输入源(例如，主电源、电池等)接收输入电压，并使用该电压向负载(例如，计算机、物联网设备等)提供输出电压。传统的DC-DC转换器经常采用的拓扑结构包括电感器和诸如功率MOSFET的功率开关。这种基于电感器的拓扑结构存在问题和/或它们存在某些设计考虑因素，这些因素通常不容易解决。

基于电感器的拓扑结构的替代方案是基于开关电容器(SC)的拓扑结构。基于SC的DC-DC转换器包括飞跨电容器，该飞跨电容器使用由脉冲宽度调制(PWM)或脉冲频率调制(PFM)信号驱动的开关进行充电和放电，以便将能量从输入电压传输到输出而无需使用电感器。虽然基于SC的DC-DC转换器因此可以提供优于基于电感器的拓扑结构的某些益处，但是仍然存在某些改进的机会。

发明内容

本实施例大体上涉及基于开关电容器(SC)的DC-DC转换器，更具体地涉及包括诸如MLCC这样的陶瓷电容器的帽分频器的调制方案。根据某些一般方面，本实施例使用变频调制方案来增加轻负载时的开关频率，以减小MLCC上的电压差。在这些和其他实施例中，可以减少从MLCC产生的声学噪声，同时保持优异的轻负载效率。根据某些方面，这可以在对系统性能、成本和尺寸影响最小的情况下实现。

附图说明

通过结合附图阅读以下具体实施例的描述，本领域普通技术人员将明了本发明的这些和其他方面和特征，其中：

图1A和1B是示出具有梯形拓扑结构的示例性帽分频器的框图；

图2A和2B是示出一个示例性声学噪声降低技术的各方面的示图；

图3是示出根据本实施例的用于实现声学噪声降低的示例性调制器的框图；

图4A和4B是示出可以结合图3中所示的调制器实现的示例性频率调制方法的示图；

图5是示出根据本实施例的用于实现声学噪声降低的另一示例性调制器的框图；

图6是示出根据本实施例的用于实现声学噪声降低的又一示例性调制器的框图；

图7是示出根据本实施例的用于实现声学噪声降低的再一示例性调制器的框图；

图8是示出根据本实施例的用于实现声学噪声降低的另一示例性调制器的框图；

图9A和9B是示出由本实施例实现的益处的示例性方面的示图；和

图10是示出根据本实施例的示例性声学噪声降低方法的流程图。

具体实施方式

现在将参考附图详细描述本发明的实施例，附图被提供作为实施例的说明性示例，以使得本领域技术人员能够实践本领域技术人员显而易见的实施例和替代方案。值得注意的是，下面的附图和示例并不意味着将本实施例的范围限制为单个实施例，通过互换一些或所有所描述或示出的元件，其他实施例也是可行的。此外，在可以使用已知组件部分或完全实现本实施例的某些元件的情况下，将仅描述对于理解本实施例所必需的已知组件的那些部分，并且将省略对已知组件的其他部分的详细描述，以免模糊本实施例。描述为以软件实现的实施例不应限于此，而是可包括以硬件实现的实施例，或软件和硬件的组合，反之亦然，这对本领域技术人员来说是显而易见的，除非本文另有说明。在本说明书中，示出单个部件的实施例不应被视为限制；相反，除非本文另有明确说明，否则本公开旨在涵盖包括多个相同部件的其他实施例，反之亦然。此外，除非明确阐述，否则申请人无意将说明书或权利要求中的任何术语赋予不常见或特殊含义。此外，本实施例包括本文中通过说明的方式提及的已知部件的当前和未来所知等同物。

根据某些方面，本实施例基于改进的开关电容器(SC)转换器拓扑结构，其通常不包括电感器。更具体地，本实施例涉及用于基于SC的转换器的调制方案，该转换器包括诸如MLCC这样的陶瓷电容器。根据某些一般方面，本实施例使用变频调制方案增加基于SC的转换器在轻负载下的开关频率，以减小MLCC上的电压差。在这些和其他实施例中，可以减少从MLCC产生的声学噪声，同时保持优异的轻负载效率。根据某些方面，这可以在对系统性能、成本和尺寸影响最小的情况下实现。

图1A是示出用于SC转换器100的示例性帽分频器拓扑结构的框图。如该示例所示，输入电压Vin由2S电池提供。示例性Vout被示为等效于1S电池(即，Vout＝Vin/2)。栅极驱动器102驱动耦合在Vin、Vout和地之间的四个开关(例如NFET)104，以便对飞跨电容器Cfly106充电和放电，从而将能量从输入端传输到输出端。如图1A中进一步示出的，栅极驱动信号被发送到栅极驱动器102以驱动NFET 104，如下面将更详细描述的。栅极驱动信号(例如来自调制器，未示出)具有开关频率Fs、开关周期Ts和占空比D，在这种情况下，由于在示出的实施例中输入电压Vin和输出电压Vout的比率，占空比D理想地为约50％。然而，对于该实施例和其他实施例，其他占空比也可以实现某些性能指标，例如效率、纹波或各种类型的噪声。此外，尽管在该示例中Vin被示为由电池提供，但是其他类型的电源也是可能的，例如来自适配器、电源组或提供足够DC电压的其他电源的电力。Vout可以提供给任何类型的负载，例如CPU电压调节器、电子负载、电池、便携式设备、物联网设备等。

如本领域技术人员将理解的，图1A中所示的开关电容转换器100采用梯形拓扑结构，该拓扑结构可以容易地扩展到其中需要其他Vout-Vin比率的其他实施例。例如，如图1B所示，通过添加两个或更多个开关电容器(即，飞跨电容器和相关的开关)，图1A中的电路可以适用于提供比率Vout＝Vin/3和/或比率Vout＝2Vin/3。然而，为了发明清楚起见，这里将省略其进一步的细节。还应注意，本实施例不限于梯形拓扑结构，其他拓扑结构也是可能的，诸如串并行拓扑结构、倍增拓扑结构等，并且本领域技术人员将能够理解如何在通过本示例教导之后，在这样的其他拓扑结构中实现本实施例。

此外，申请人认识到，利用诸如图1A和1B中所示的拓扑结构，多层陶瓷电容器(MLCC)得到广泛使用。更具体地，结合图1A的示例，MLCC用于实现Cfly 106以及输出和去耦电容器C1和C2中的任何一个或全部。大电容却有小体积(low profile)。MLCC很受欢迎，因为它们具有良好的寄生特性，例如非常低的有效串联电阻和电感，它们在较高频率下呈现低阻抗，它们具有长时间的高可靠性，并且它们的成本非常低。因此，非常希望使用MLCC，使用其他类型的电容器会有许多缺点。

然而，申请人进一步认识到，当AC电压(例如图1A中所示的交流栅极驱动电压)施加到MLCC时，电介质将由于电场而经历膨胀和收缩。如果电压波动在20Hz至20kHz的频率范围导致变形，则人们可以听到它并因此产生声学噪声。已经尝试了各种方法来降低声学噪声，例如，添加金属端子或插入基板以抑制振动的传递，使用较厚的PCB以允许声音频率由于重量变化而移位，将部件放置在PCB的边缘以降低声压级，在PCB的每一侧放置优选具有较小尺寸的电容器以消除振动，以及减小电容器两端的电压幅度变化。然而，这些尝试可能增加成本、复杂性或具有其他不期望的效果。

因此，根据某些方面，尽管占空比D可以基于所需的输入-输出电压转换比率n(例如，n＝1/2)而保持基本恒定，但是本实施例旨在提供用于开关频率Fs的变频调制方案，以减少或消除由MLCC电介质的膨胀和收缩引起的声学噪声。

一种可行的方案是简单地应用音频滤波器，该音频滤波器迫使调制器部分地/完全地避免可听频率范围内的开关频率Fs。例如，图2A是说明在如图1A所示的2：1帽分频器电路中的这种方案。在图2A中，曲线202表示SC转换器100的传统操作，其中调制器基于负载条件调节开关频率Fs。可以看出，基于要求Iout在大约0.001A和5A之间的负载条件，开关频率Fs以基本均匀的方式从大约100Hz变化到大约500kHz，其包括从20Hz到大约20kHz的可听范围(如曲线202所示，该示例中20kHz的开关频率对应于约0.2A的负载)。因此，在转换器100的常规操作期间，在低于约0.2A的轻负载下将存在来自MLCC的音频噪声。

同时，图2A中的曲线204表示其中调制器包括音频滤波器的SC转换器100的操作。如图所示，在高于约0.2A的较重负载下的转换器100操作中，曲线204与曲线202相同。然而，在较轻负载时，曲线204通过保持约20kHz的恒定开关频率Fs而不同于曲线202。即使较轻的负载条件会允许使用较低的开关频率，也迫使转换器100以高于可听范围的开关频率操作。

尽管该方案成功地消除了转换器100的操作期间由于MLCC中的电介质的膨胀和收缩而引起的声学噪声，但是它具有某些缺点。该方案的一个缺点由图2B的图示说明。在该图中，曲线206表示转换器100的传统操作，曲线208表示具有如结合图2A所述的音频滤波器的转换器100的操作。从曲线208可以看出，与曲线206相比，随着音频滤波器在低于约0.2A的轻负载下参与操作，具有音频滤波器的转换器100的操作效率远低于以传统方式操作的转换器100的效率。

因此，根据某些另外的方面，本发明的实施例提供一种不会导致例如上面结合图2A和2B描述的方案的实质缺点的声学噪声降低技术。

根据本实施例的一种方案可以通过图3中所示的示例性调制器300来实现。该调制器300可用于为诸如图1中所示的转换器100之类的转换器生成栅极驱动信号，该栅极驱动信号被提供至栅极驱动器102并用于驱动开关晶体管104。通常，在这个示例中，栅极驱动信号的生成是基于比较器302的输出而调节的。该方案需要两个感测电路304、306，一个用于Vin，一个用于Vout，还需要一个比较器302。变频调制由逻辑308基于比较Vout与Vin*n-Vin阈值的结果而执行(其中对于图1A中示出的该示例性转换器100，n＝1/2)。

在一般操作中，调制器300将使转换器100输出的栅极驱动信号具有基本恒定的占空比(例如，在示例性转换器100中，D＝1/2)，但是具有基于负载条件的可变开关频率Fs，并且开关频率Fs因此可以大致遵循图2A中所示的曲线202的操作。但是，如图3中进一步所示，调制器300还包括可变阈值逻辑312。逻辑312监视开关频率Fs并将以降低由MLCC中的电介质产生的膨胀和收缩引起的声学噪声的方式调节Vin阈值。如图3的示例中所示，其实现方式是，逻辑312使得由电阻器310提供的电阻改变，从而导致Vin阈值改变。Vin阈值的这种变化将进一步导致由门逻辑308输出的栅极驱动信号的开关频率Fs改变。在一个示例性实施方式中，电阻器310由可变电阻器或可调节DAC实现。在其他示例性实施方式中，电阻器310由并联连接的多值电阻实现，其中开关选择性地一次连接一个电阻。

图4A的图表中示出了如何在诸如图1A中的转换器100之类的2：1帽分频转换器中实现的一个示例。在图4A中，曲线402表示没有逻辑312的调制器300的操作，曲线404表示具有逻辑312的调制器300的操作。通过比较曲线402和404可以看出，在具有或不具有逻辑312的情况下，调制器300在较高负载(例如，高于大约0.5A)下的操作是相同的。然而，具有逻辑312的情况下，开关频率被监视，并且当其低于大约30kHz时，逻辑312使得Vin阈值减小(例如，通过改变电阻310的值)。与没有逻辑312的情况下操作时的较高Vin阈值相比，这导致开关频率在较轻负载中增加。因此减少了较轻负载中的声学噪声。在图4A的一个非限制性示例中(例如，与2S：1S SC转换器相结合)，Vin阈值从较高负载时的60mV降低至较低负载时的30mV。当开关频率高于60kHz或低于30kHz时，逻辑312可以通过选择性地将两个不同电阻中的一个连接到图3中的电阻器310的路径中来实现这一点。应当注意，逻辑312可以对该阈值频率施加一些迟滞，以在接近60kHz或30kHz的频率中，防止在电阻之间来回跳跃。正如可以进一步看出的，Vin阈值的改变导致没有逻辑312的情况下出现声学噪声的操作负载的范围406减小至使用逻辑312的范围408。换句话说，逻辑312的操作导致消除声学噪声的负载范围410扩大。

图4B的图表中示出了如何在诸如图1A中的转换器100之类的2：1帽分频转换器中实现的另一示例。在图4B中，曲线412表示没有逻辑312的调制器300的操作，曲线414表示具有逻辑312的调制器300的操作。通过比较曲线412和414可以看出，在具有或不具有逻辑312的情况下，调制器300在较高负载(例如，高于大约0.5A)下的操作是相同的。然而，具有逻辑312的情况下，开关频率被监视，并且当其低于大约20kHz时，逻辑312使得Vin阈值减小(例如，通过改变电阻310的值)。与没有逻辑312的情况下操作时的较高Vin阈值相比，这导致开关频率在较轻负载中增加。在图4B的一个非限制性示例中(例如，与2S：1S SC转换器相结合)，Vin阈值从较高负载时的60mV逐渐降低至较低负载时的30mV。当开关频率高于或低于20kHz并且Vin阈值分别处于30mV或60mV的任一端值时，逻辑312可以通过可变地调节图3中的电阻器310的路径中的电阻值来实现这一点。应当注意，还可以或可替代地感测负载电流信息以实现迟滞和稳定(例如，在该示例中约为0.2A和0.4A)。正如可以进一步看出的，Vin阈值的改变导致没有逻辑312的情况下出现声学噪声的操作负载的范围416减小至使用逻辑312的范围418。换句话说，逻辑312的操作导致消除声学噪声的负载范围410扩大。

图5中示出迟滞窗口调制器500的一个示例，其是调制器300的替代方案，但是可以获得与图4A和4B中所示类似的结果。在这种方案中，如图5所示，使用基于飞跨帽Cfly电压的迟滞窗口的比较器输出来调节栅极驱动信号的产生。两个运算放大器502、504用于分别基于输入电压提供上窗口电平506和下窗口电平508。飞跨帽电压上的电压差由放大器510测量。基于使用比较器514、516将飞跨帽电压与迟滞窗口进行比较，由门逻辑512执行变频调制。

如图5中进一步所示，根据实施例的调制器500还包括可变窗口电压逻辑522。在没有逻辑522的情况下，调制器500可以提供可变开关频率调制，例如图2A中的曲线202所示。然而，类似于调制器300中的逻辑312，逻辑522监视栅极驱动信号的开关频率并使用所监视的频率来调节上下窗口电压(例如，通过调节放大器502、504周围的电阻器网络)以获得图4A所示的结果。调制器500还可以或可选地监视负载电流以实现图4B中所示的迟滞和稳定。在该示例中(例如，结合2S：1S SC转换器)，基于监视的开关频率Fs，在轻负载时使用较小的迟滞窗口(例如60mV)，并且在较高负载时使用较大的迟滞窗口(例如120mV)。

以上示例性实施例通过直接监视开关频率何时接近声学范围并且作为响应而调节Vin阈值或迟滞电压窗口，来调制开关频率。然而，根据另外的实施例，其他方案也是可能的。

如图6的示例性实施例中所示，用于基于SC的转换器600的调制器602包括门逻辑/驱动器604和电流信息转换逻辑606。如进一步所示，电流信息转换逻辑606使用查找表608将从感测电阻器610感测的电流转换为开关频率、占空比以及可由门逻辑/驱动器604实现的任何脉冲产生或脉冲跳跃参数。例如，查找表608存储对应于预定的电流-频率曲线的数据，电流信息转换逻辑606可以基于所感测的电流信息来从这些数据中选择和/或确定适当的开关频率。注意，感测电阻器610可以放置在输入侧以及其他适当的位置，或者由其他电流感测技术代替。

例如，取决于效率/纹波目标，可以通过查找表608将电流信息映射到各种开关频率选项。例如，表508可以存储对应于图4A和4B中的曲线404和414中的任一个或两者的数据。逻辑606可以被配置为在表608内的曲线中进行选择(例如，在曲线404或414之间进行选择)，例如在任何给定时间或在某些操作条件下使用引脚设置、输入信号或其他此类机制和算法(未示出)。

图7是根据本实施例的另一示例性频率调制方案的框图。

如该示例中所示，用于基于SC的转换器700的调制器702包括门逻辑/驱动器704和电流信息转换逻辑706，以及集成功率MOSFET 710和集成SENSEFET 712。如进一步所示，电流信息转换逻辑706使用查找表708将从SENSEFET 712感测的电流转换为开关频率、占空比以及可由门逻辑/驱动器704实现的任何脉冲生成或脉冲跳跃参数。类似于先前的示例，查找表708存储对应于预定的电流-频率曲线的数据(例如，对应于图4A和4B中的曲线404和414的数据)，电流信息转换逻辑706可以基于感测到的电流信息而从这些数据选择和/或确定适当的开关频率，将在下面更详细地描述。

图8是根据本实施例的又一示例性频率调制方案的框图。

与其他示例不同，该方案不包括查找表。而是，在调制器800中，电流直接用于产生开关频率。使用电流感测电阻器802和低电压电流感测放大器804(例如，运算放大器)执行电流感测，将电平移位以产生感测电压806。该感测电压806被馈送到频率调制块820，该频率调制块820产生输出电压到压控振荡器(VCO)808。频率调制块820包括用于确定负载条件是否允许如上面结合图4A和4B所述地调节开关频率的逻辑，并且产生输出电压以实现降低的声学噪声开关频率。

VCO 808产生固定占空比时钟信号输出(例如，50％占空比)，其频率取决于来自块820的电压输出。该时钟信号作为时钟输入被提供给JK触发器810，以在其Q和QN输出端分别产生栅极驱动信号Q和互补栅极驱动信号QN。这些信号812被提供给驱动器814，从而以块820所确定的开关频率驱动(例如，使用单稳态触发器)适当开关的栅极。

图9A和9B是示出本实施例的示例性操作方面的图。更具体地，图9A中所示的各种开关频率与图4A和4B中示出的Iout曲线402、404和414并置，图9B提供了这些实例中的每一个的相应效率曲线。如在图9A中可以看到的，根据本实施例的声学噪声降低方案在轻负载下的效率略低于没有这种方案的效率。然而，该减少最多仅为约1-2％，这对于实现的降低声学噪声是有利折衷。而且，效率的降低远小于传统的噪声降低技术，例如结合图2A和2B描述的那些技术。

图10是根据实施例的示例性栅极信号调制方法的流程图。

如该示例所示，在步骤S1002中，生成具有适当的开关频率、占空比和任何其他脉冲产生或脉冲跳跃参数的初始栅极驱动信号。栅极驱动信号的开关频率例如可以是预定频率，但是如果需要可以调节。如上所述，占空比可以根据所需的输入-输出电压转换比而是固定的，但是其他占空比也是可能的。例如，如果比率为Vout＝Vin/2，则占空比可以设置为50％、45％、40％等。

在步骤S1004中，感测负载条件的参数。例如，参数可以是栅极驱动信号的开关频率，如上面结合图3和图5所述。在其他实施例中，例如结合图6-8描述的那些实施例，参数可以是负载汲取的电流。这可以通过如上所述的各种方式来感测，例如使用在输出节点或输入节点处或附近的感测电阻器、在功率晶体管附近的SENSEFET等。

响应于所感测的参数(例如，电流)，在步骤S1006中，调制栅极信号以在必要时减少由MLCC引起的声学噪声。在一些示例性实施例中，调节Vin阈值或迟滞窗口电压。在其他实施例中，使用查找表以确定对于给定电流(即负载条件)的适当开关频率。在不包括查找表的其他实施例中，可以例如使用VCO执行直接的电流-频率转换操作。

可以连续重复上述步骤，直到不需要进一步调制。

尽管已经参考其优选实施例具体描述了本发明的实施例，但是对于本领域普通技术人员来说显而易见的是，在不脱离本公开的精神和范围的情况下，可以对形式和细节进行改变和修改。所附权利要求旨在涵盖这些变化和修改。

Claims (15)

1.一种用于将输入端处的输入电压转换为输出端处的输出电压的装置，所述装置包括：

电容器，其中所述电容器被配置成使得所述电容器的充电和放电将能量从所述输入端传递到所述输出端；

开关，所述开关被配置为控制所述电容器的充电和放电；和

控制器，所述控制器基于期望的声学噪声降低水平并根据感测参数来控制所述开关的开关频率。

2.根据权利要求1所述的装置，其中所述声学噪声是由于所述电容器根据所述开关频率的膨胀和收缩而引起的。

3.根据权利要求1所述的装置，其中所述电容器是多层陶瓷电容器。

4.根据权利要求1所述的装置，其中所述感测参数是所述输出端处的电流，所述装置还包括耦合到所述控制器的查找表，其中所述控制器被配置为使用所述查找表中的一个或多个条目基于所述电流来设置所述开关频率。

5.根据权利要求1所述的装置，其中所述控制器包括电压阈值调制器，所述电压阈值调制器使用电压阈值来调节所述开关频率，所述电压阈值是根据所述感测参数而调节的。

6.根据权利要求1所述的设备，其中所述控制器包括迟滞调制器，所述迟滞调制器使用窗口电压来调节所述开关频率，所述窗口电压是根据所述感测参数而调节的。

7.根据权利要求1所述的装置，其中所述开关包括FET，其中所述控制器被耦合以向所述FET的栅极提供栅极驱动信号，所述栅极驱动信号具有所述开关频率。

8.根据权利要求7所述的装置，其中所述感测参数是所述栅极驱动信号的频率。

9.根据权利要求1所述的装置，还包括去耦电容器，用于利用所述输入电压对所述电容器充电，其中所述去耦电容器包括多层陶瓷电容器。

10.根据权利要求1所述的装置，还包括输出电容器，用于存储由于所述电容器的放电而得到的所述输出电压，其中所述去耦电容器包括多层陶瓷电容器。

11.一种用于将输入端处的输入电压转换为输出端处的输出电压的方法，所述方法包括：

对电容器充电和放电，以便将能量从所述输入端传递到所述输出端；

操作开关以控制所述电容器的充电和放电；和

由控制器基于期望的声学噪声降低水平并根据感测参数控制所述开关的开关频率。

12.根据权利要求11所述的方法，其中所述感测参数是所述输出端处的电流，所述方法还包括由所述控制器使用查找表中的一个或多个条目基于所述电流来设置所述开关频率。

13.根据权利要求11所述的方法，其中，控制包括使用电压阈值来调节所述开关频率，所述电压阈值是根据所述感测参数而调节的。

14.根据权利要求11所述的方法，其中，控制包括使用迟滞窗口电压来调节所述开关频率，所述迟滞窗口电压是根据所述感测参数而调节的。

15.根据权利要求11所述的方法，其中所述开关包括FET，所述方法还包括由所述控制器将栅极驱动信号提供到所述FET的栅极，其中所述感测参数是所述栅极驱动信号的频率。