TW200937815A - Adaptive-gain step-up/down switched-capacitor DC/DC converters - Google Patents

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Dong-Sheng Ma
Inshad Chowdhury
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Univ Arizona State
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    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M3/02Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
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Description

200937815 九、發明說明: 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於DC-DC轉換器,巾更特定言之係關於以_ 可重新組態的方式使用開關與電容器之此類轉換器。 本申請案主張2GG7年11月21日巾請的美國臨時專利申請 案第61/004,095號之利益,其全部揭示内容在此係以⑽ 的方式併入於本揭示内容。 【先前技術】 近年來,多功能可攜式裝置已隨電子工業增長。在此— 裝置中@乡功能模組一般係最佳化於不同的冑源供應位 準。為獲得-較長的電池運行時間及低系統設定播,高效 率而精簡的功率轉換電路在此等系統中已變成關鍵。 傳統的交換轉換器提供高效率,但因採用電感組件而受 到嚴重電磁干擾(EMI)雜訊及龐大系統設定檔之影響。因 此’交換式電容(SC)DC-DC轉換器作為針對積體功率轉換 電路设s十之一替代性解決方式而出現。sc轉換器之最常用 的電壓轉換係步進上升轉換。 典型範例包括Dickson充電幫浦與交又耦合的倍壓器。 實施步進下降SC轉換器之難度在於與在其步進上升對應物 中相比欲保持高效率會遠遠更難之事實^在此情況下,由 於本質上低劣的效率所致,當在輸出與輸入之間的壓差 (dropout voltage)較大時一線性調節器並不足夠。但是, 隨著低功率操作在 VLSI(very large scale integration ;超大 規模積體)系統中變得愈加關鍵,步進下降電壓轉換面臨 136379.doc 200937815 同需求°因此’此項技術中需要高功率效率而低EMI步進 上升及/或步進下降Sc轉換器。 a除對該等轉換器的佈局方面之考量外,還產生對系統效 新要求隨著發明出越來越多自我供電式可攜式裝 置’在SC轉換器中幾乎無法在一固定的轉換增益比率(其 係疋義為一 DC-DC轉換器的輸出電壓與輸入供應電壓之比 率)If况下保持較高的功率效率。該轉換器應具有極佳的
線路調節以確保在電源很不穩定時的可靠性。更佳的係, 其應具有可適應性調整之轉換增益比率以保持高效率。另 方面 轉換器之輸出應能夠迅速回應於快速而頻繁的 負載變化》 ' 在某些應用中,該輸出電壓需為可變以動態最佳化負載 應用之瞬時功率及速度。一極佳範例可參見動態電壓縮放 (DVS)應用。就此意義而言,極佳的負載瞬變回應及電壓 追蹤能力對於新的功率轉換器設計而言極為重要。 任何SC DC-DC轉換器藉由對抽吸電容器進行充電及放 電來執行。在該放電週期後’由於輸出負載從該抽吸電容 器消耗電荷,因此橫跨該抽吸電容器之電壓減小。因此, 在該充電週期開始時’橫跨該電容器之電壓突然增加。此 導致在輸入電力線中產生並傳播進該電容器内的電流之一 突然诱入。現將電源經由感應寄生電感之導線連接至該轉 換器。電流之突然增加產生橫跨該導線之電壓尖峰,該導 線接著係耦合進該電源内,而產生較大的交換雜訊。若該 系統之其他部分使用相同的電源,則此輸入雜訊亦變成耦 136379.doc 200937815 合至其他部分》 在一傳統sc轉換器中該(等)抽吸電容器之充電與放電現 象亦引起一輸出漣波。在充電相位期間,該輸出負載從輸 出電谷器肩耗電流,從而降低橫跨該電容器之電壓。在放 電相位期間,儲存於該(等)抽吸電容器中的電荷係放電至 該輸出負載並將該輸出電容器充滿電,從而增加橫跨該電 容器之電壓。 為促進一低雜訊、快速瞬變、高效率的sc DC-DC轉換 器,吾等首先檢查先前技術中的主要缺點。圖以繪示一典 型的 CMOS(C〇mPlementary Metal Oxide Semiconductor ; 互補金氧半導體)交又耦合倍壓器1〇〇。圖⑺顯示時序信號 及與時間成函數關係之輸入電流與輸出電壓。由於直至下 一半時脈循環開始之前皆不對連接至V〇之抽吸電容器C進 行重新充電,因此在每一半時脈循環之大部分期間Vo下 降。在Vo觀察到一較大電壓漣波(Δν()2),因為直至當前的 半時脈循環過期之前該電路皆無法回應於此變化。此影響 該瞬變回應而在經調節的電力線處引起較大變化及雜訊。 此外’由於需要交替地在兩個非重疊相位接通Μ!與Μ2, 因此電源供應Vin之輸入電流在一較大漣波之情況下會中 斷。此電流漣波引起實質上的交換雜訊,此交換雜訊接著 係透過電源供應金屬線路及功率電晶體之基板麵合進整個 1C(積體電路)晶片内。 為克服上述缺點,如圖2所示,一交錯的SC功率轉換器 200引入基於圖1A之電路100的兩個電路202、204,由此引 136379.doc 200937815 入四個有效調節子單元並以9〇。相移來操作該等有效調節 子単元之每一者。圖3描述其效能比較。圖4Λ顯示在每一 時脈相位期間的時脈信號及該等電容器之間的互連。從電 路連接及時脈波形,容易識別此事實上係具有9〇。相位差 : 之兩個交又耦合的倍壓器2〇2、204之並聯連接。藉由在相 厂 _的CP單元之間引入90。相位重疊,該輸入電流變成連續 而具有低漣波。在兩個時脈信號為高(HIGH)之任何時刻, _ 與其他兩個互補時脈相關聯之抽吸電容器係充電*Vin。 例如,當叭及叭為高時,節點丨與4變成高。由此接通電晶 體M5N及M2N ’而該等抽吸電容器Cp3與Cp2係充電為Vin。 此確保與先前設計相比之一更快瞬時回應。因此,新架構 克服圖1A之電路中的缺點。但是,此佈局與—倍壓器一樣 具有一固定的轉換比率。 一 SC功率轉換器之功率級必須係可經重新組態而具有可 變轉換GR(增益比率),以實現高效率。在此領域中鮮有工 〇 作見諸報告。儘管先前技術可提供多個GR,但習知的功 : ㈣換器受大湧入輸入電流、高輸出漣波及緩慢瞬變回應 : 之影響。圖4A解說調節方案。在此吾等使用GR=3/2作為
一範例。可在兩個相位(即相位〗與相位2)中說明該轉換器 . 之操作。在相位1中,該等抽吸電容器CP1與Cp2係橫跨ViN 串聯連接。若CP1=CP2,則橫跨每一電容器之電壓係預先 充電為VIN/2。在相位2中,Cpi與係並聯連接於與 V0UT之間,而因此,(:〇1;丁係充電為 3/2Vin(=Vin+Vin/2)。 與先前範例一#’充電與放電動作之分離引起大電流及電 136379.doc 200937815 壓漣波之問題。由於大量必需的開關及電容器,因此諸如 功率級之類技術在此並不適用。還應注意,電容器cp3在 整個操作期間保持閒置。 在此項技術中吾等習知具有多個增益比率之一佈局。但 , 是’為針對該佈局提供相同的交錯優點,開關及電容器之 數目需加倍。 ' 【發明内容】 _ 因此’此項技術中需要一種具有多個增益比率、可重新 組態的功率級及/或交錯調節能力但具有更少開關之改良 佈局。 為實現上述及其他目的,本發明係關於一種用於包含若 干電容器、功率開關及一控制器之一交換式電容(SC)DC-DC轉換器之功率級。其可經靈活組態用以從一電源供應 步進上升與步進下降電壓兩者。與一傳統SC功率級不同, 本發明使用具有交錯調節之開關及電容器重新組態以減小 〇 輸入雜訊、輸出漣波而提高迴路增益頻寬。 - 本發明可直接應用於交換式電容DC-DC功率轉換器。其 - 對未來的向效能可重新組態或可變輸出電源供應設計而言 ' 一般很重要。 ' 與當前技術相比,本發明之標的具有以下優點: •低輸入雜訊 較低輸出連波 •更高頻寬 可變增益比率 136379.doc 200937815 可變輸出電壓 更高效率 至少在某些具體實施例中,本發明係關於一種新的整合 式可重新組態交換式電容DC_DC轉換器。該轉換器採用具 有針對低漣波電壓的多相位(例如,三相)交錯調節與快速 負載瞬變操作之-功率、級。其#效地利用針對嚴格及高效 率的電壓調節進行快速増益比率控制與適應性脈衝控制的 功率級重新組態之特性。即使在(^單元之一單元無法操作 時,該轉換器亦展現極佳的強固性。結合一磁滞控制演算 法而採用一全數位控制器。其以無振盪系統穩定性及快速 瞬變回應為特徵。該轉換器係結合TSMC 〇 35_μιη cM〇s N井程序來設計。在從h5至3·3 v範圍内之一輸入電壓之條 件下該轉換器以一 92 %的最大效率以一從〇9至3〇 v之 輸出實現可變的步進下降及步進上升電壓轉換。該研究提 供針對快速瞬變低漣波整合式功率轉換器設計之一有效解 決方式。 在至少某些具艎實施例中,本發明實施具有一適應性增 益脈衝控制之一 SC功率轉換器。該轉換器適應性地採用具 有可調整轉換增益比率及可變功率脈衝以在一寬廣的輸入 範圍下進行高效率操作之一新穎的步進升降可重新組態的 SC功率級。雙迴路控制確保快速瞬變回應以及極佳的線路 及負裁調節。 已提出具有多個相位交錯調節之一新的整合式SC DC-DC轉換器。其具有較佳輸入雜訊、較低漣波及高效率。 136379.doc 200937815 可動態改變該增益。 本發明可廣泛適用於兼用於低功率與高功率應用之高能 量效率裝置’後者包括汽車用途及電器。 名稱為"交換式電容電源供應系統及方法"之美國專利案 .; 第7,19〇,21〇 B2號教導用於將電容器分組成不同的相位及 組塊結構作為該SC系統的構建組塊之一方法。—控制電路 在經設計用以將受控制的電力供應給一或多個負載之充電 ^ 與放電狀態之間切換每一相位。本發明在將該等電容器分 組成展現優越的效能及成本優點之不同的相位及組塊結構 時採取一不同方法。接下來說明其細節。在該參考中使用 的相位之定義不同於在本發明中使用之定義。但是,為提 供一更清楚的說明,吾等在此說明内容中使用術語"相位" 正如其在專利案7,190,210中之使用一樣。 在該參考之圖3中描繪在步進下降DC-DC轉換中使用之 該專利案中的經分組電容器組塊之結構。在該參考之圖15 φ 中描鳍兼具步進上升與步進下降DC-DC轉換能力的組塊之 • 另一版本。由於該步進升降版本與本發明更相關,因此吾 ; 等與圖15所述之組塊作比較。而且,在圖1 5中,開關P3與 ' P4係並聯使用而實行將底部板電容器連接至接地之相同功 - 能性。因此,在吾等之說明内容中將其視為單一開關。如 在該參考之圖15中所示,每一組塊由四個開關與一電容器 組成’但具有五個開關之第一組塊例外。該SC電路之結構 允許該等電容器接受針對步進下降轉換之串聯充電與並聯 放電’並接收針對步進上升轉換之並聯充電與串聯放電。 136379.doc 12· 200937815 其還具有停用該等組塊之一組塊以獲得不同增益比率(GR) 之能力。藉由N數目個組塊,本專利案中的發明可獲得 2N+1個GR。另一方面,在本發明中,每一組塊無一例外 地由六個開關與一電容器組成。該8(:組塊之結構允許串聯 广 及並聯充電與放電之不同組合。此產生更多數目的可獲得 - 之GR。由於更多GR對應於該系統之更高效率,因此與該
參考中所述之發明相比較,本發明之效能更佳。 β 該參考中之發明亦採用如圖Π所述之一交錯技術。圖U 顯示Μ相位功率級之控制信號之時序圖。每一相位由1^數 目個組塊組成。因此,在該系統中使用的全部組塊係 ΜχΝ。在吾等之情況下,不引入任何新的相位來實現交錯 操作。其係透過在該相位内的結構變化來實現。因此,為 實現一Μ相位交錯調節之效能,吾等所發明之功率級僅需 要Μ個組塊而非在該參考中需要的ΜχΝ個組塊。此節省矽 區域,因為在該系統中的開關及電容器之數目減少。因 φ 此’本發明提供成本優點並簡化設計。 名稱為"具有PFM及增益跳躍之電容dc-DC轉換器"之美 國專利案第6,〇55,168號教導用於利用脈衝頻率調變(pFM) ' 及一具有多個步進升降增益之能力的交換式電容器陣列將 未經調節的DC電壓轉換為經調節的Dc電壓之一結構及方 法,其令增益選擇係基於該輸出電壓。該功率級(即該轉 換器之交換式電容器陣列)在傳統的充電與放電機制中操 作,與採用交錯技術之一功率級的充電與放電機制相比, 該傳統機制受較高輸入雜訊、輸出漣波及緩慢瞬變回應之 136379.doc 13· 200937815 影響。吾等所發明之功率級藉由採用接下來說明之一新顆 的交錯技術來提供相對於該功率級之改良。 在該參考t提出的功率級由三個電容器與十五個開關組 成以實現七個GR(增益比率)。其在兩個相位中操作:充電 -: 相位,其中所有該等電容器從輸入接受充電,·以及放電相 - 位,其中所有電容器在輸出接受放電。此等轉換器因橫跨 料電容器之電㈣㈣化而具有大輸人雜訊,並因在該 φ 《電相位期間無任何電容器在該輸出處提供電荷而具有在 該輸出處之大漣波電壓。為改良效能,可並聯放置兩個此 類轉換器並以一交錯方式來對其進行操#,因此存在連續 的輸入處充電與輸入處放電。Λ大大減少輸入雜訊及輸出 電Μ漣波。但是,此還意味著電容器(6個)與開關(3〇個)之 數目加倍。在至少某些具體實施例中,本文所建議之本發 明利用三相循環電荷轉移藉由僅三個電容器與十八個開關 來實現此效能。在此機構中,以一方式接通/斷開該等開 〇 關而使得在每一相位期間至少一電容器接受該輸入之充電 而一電容器在該輸出處接受放電。另一電容器係用來提供 : 特定的GR,或者若不需要,則其亦從該輸入接受充電。 該等電容器在下一相位中交換位置。該程序再重複一次, 此後該等電容器回到其初始位置。以此方式在一完整的 二相時脈週期後,每一電容器接受該輸入之至少一次充電 及在該輸出處之一次放電。此連續的充電與放電藉由減少 數目的電容器與開關來提供交錯操作之優點。 本發明可以係實施為一整合式解決方式或一離散的解決 136379.doc • 14· 200937815 式例如’可藉由 CMOS、BJT(bip〇lar junction transisto ; 雙極接面電晶體)或任何其他可用作一開關的離散組件來 實施該等開亦可在晶片上或在晶片外實施該等電容 器。 - 【實施方式】 ;* 將參考圖式來詳細提出一較佳具體實施例,全文各圖中 , 相同的參考數字表示相同的元件。 φ 。較佳具體實施例係關於提供相同優點但使用該等開關 之僅一半開關的一新佈局。該較佳具體實施例使用三個電 容器與十八個開關,但該數目係解說性而非限制性。圖5 顯示完整的功率級5〇〇。藉由使用一開關之開/關特性,可 將開關陣列組態用以產生六個不同的增益狀態:1/3、 1/2、2/3、i、3/2、2及3。該任務係藉由使用一三相時脈 來元成。依據所需增益來為時脈信號選路。圖6A及6b分 別顯不針對所有增益設定之時脈信號及電容器組態。在該 φ 時脈之每一相位中,至少一電容器從該輸入接受充電,而 -電容器係在該輸出處放電。另一電容器係用於提供特定 的增益組態,或者,若不需要,則其亦從該輸入接受充 電。在以下相位中,該等電容器交換其位置。以此方式, . 在一完整的時脈週期後,每一電容器係已藉由該輸入充電 至少一次而在該輸出處放電。以此方式,電荷.得以從輸入 轉移至輸出,且由電容器組態決定而獲得一特定的電壓增 益。 為解決前面提到之關於可變增益的問題,吾等建議替代 136379.doc 15 200937815 地藉由以一交錯方式重新組態該功率級來操作該等抽吸電 容器。圖4B中示範操作機制。在此情況下,在三個相位 (即相位1、2及3)中調節所建議之轉換器。每一相位時脈相 對於其他相位時脈具有120。相位差,如圖4B所繪示。在相 位1期間’該轉換器遵循與圖4A所述之電路完全相同之操 作。但是,在相位2中,並非令Cp3保持間置,替代的係, 該等電容器交換位置:CP1係連接於νουτ與V1N之間並向
C0UT輸送電荷,而Ci»2與Cps係預先充電為vIN/2。同樣,在 相位3中,Cm向C0UT輸送電荷,而Cpi與Cp3係預先充電為 VIN/2。 因此,始終存在為即將來臨的時脈相位之電力輸送而準 備就緒之兩個已充電的電容器。此連續的充電操作產生連 續的輸入電荷電流而因此產生低湧入電流漣波。同時,任 何時刻始終存在給(:01]7供電之一電容器,而產生一連續的 輸出放電電流。此減少輸出電壓漣波並確保瞬時負載瞬變 回應。 該較佳具體實施例提供-新的功率、級架構來促進交錯調 節機制並適應線路/負載變化以及系統需求。該電路形成 一開關與電容器陣列。在該陣列中的每—電容器皆係與六 個開關相關聯’該開關可將該電容器之板靈活地連接至 Vin或V〇UT或者另一電容器。例如,可藉由8"將Cpi之頂部 板連接至VlN,或藉由Si2連接至ν〇υτ,或藉由h連接至 cPN之底部板。同時’可藉由s]3將Cpi之底部板連接至 Vin,或藉由S14連接至ν〇υ 丁’或藉由s26連接至Cp2之頂部 136379.doc -16- 200937815 板’或藉由S 1 5連接® 儘管此原理係結合三個電容器與十八個開關來顯示,但 相同的原理亦可應用於使用更少開關之更少電容器或應用 於具有更多開關之更多電容器(即,N個電容器與6N個開 關)。圖7將一般化的功率級顯示為700。一般地,藉由 抽吸電容器與6Ν個開關’該轉換器可獲得4Ν_5個不同的 GR,而可選擇丨至]^個交錯相位。對於步進下降轉換之情 況,可將該GR表示為i/j ,其中j = l,2,.·.,Ν而i=j,j+l,..., N。對於步進上升轉換之情況,可將該Gr表示為丨/】,其中 j = l,2,".,Ν而i=l,2,…,j。實務上,可依據特定應用來簡 化此一般架構’從而可減少相關聯開關之數目。例如,若 僅需要步進下降轉換,則可消除圖7中的開關Si3,其中 1一 U 2,…,N。該SC轉換器接著藉由ν個電容器與5N個開 關提供2N-2個步進下降GR〇同樣,可在該等步進上升轉 換中移除該等開關Su以藉由N個電容器與5N個開關提供 Ο 2N-3個步進上升GR,其中i=1,2,…,N。使用兩個電容器 使得該功率級之複雜性減小;但是,其可提供僅三個增益 設定,從而縮小高轉換效率之範圍。另一方面,採用更多 - 開關之更多電容器提供更多增益設定,從而產生增加的高 轉換效率範圍。但是,其還增加成本,因為其需要更多矽 區域。 圖8顯示一時脈產生器8〇〇。該時脈產生器具有:一第一 級,其具有正反器電路802; —第二級,其具有N〇R閘極 804,及一第二級,其具有脈衝產生電路8〇6。圖9顯示所 136379.doc 200937815 得之非重疊時脈信號β 圖10顯示用於自動基板切換之一電路1000。圖11顯示用 於位準偏移以提供時脈信號之一電路1100。 該轉換器之輸出信號係一類比電壓。為實施數位控制, Γ 需要一類比至數位(A/D)轉換器來將該類比輸出電壓轉換 ; 成數位信號。傳統的A/D轉換器並非較佳,因為其佔據過 多矽區域,消耗很多電力而且對雜訊極敏感。近來,已報 ❹ 告一環狀振盪器及基於延遲線路之A/D轉換器。與傳統設 °十相比,其面積及功率效率更高。由於該等兩者皆選擇數 位邏輯閘極作為構建組塊,因此其具有較大的雜訊邊限而 比類比A/D轉換器更強固。 與基於延遲線之設計相比,基於環狀振盪器之A/D轉換 器甚至具有更高的面積效率,因為即使在一單一的交換時 脈循環内亦可再使用該等延遲元件。該較佳具體實施例使 用—新的基於環狀振盪器之A/D轉換器,圖12中將其顯示 ❹ 為1200。該電路包括一NOR閘極1202、四個延遲單元12〇4 - 及一脈衝計數器1206。每一延遲單元1204僅包括兩個反相 - 器。該脈衝計數器1206係一非同步的正邊緣觸發型n位元 s十數态。應注意,該NOR閘極1202及該等延遲單元12〇4係 藉由V0UT(其係該SCDC-DC轉換器之輸出)來供電。當開始 信號為高時’該迴路將保持於一靜態狀態,而該等延遲單 疋之輸出保持較低。否則’該迴路振盪,而在Vadc以一 bur之振盪頻率產生一系列脈衝。藉由在該計數器之輸出 處檢查QN-! .... Q〇,來計算電壓V0UT。 136379.doc -18- 200937815 適應性增益/脈衝控制具有兩個控制迴路。一控制迴路 基於該輸入電壓及參考電壓決定增益比率(A(5或適應性增 益控制)。另一控制迴路基於該參考電壓決定電荷轉移操 作之頻率(AP或適應性脈衝控制)。圖12A顯示所建議的sc DC-DC轉換器之閉合迴路系統方塊圖1220。其包括三個主 要組塊:雙迴路數位感測器1300(下面說明)、AP/AG控制 器1212及可重新組態的功率級5〇〇、7〇〇。該轉換器採用雙 ^ 迴路控制來實現對輸入與輸出電壓兩者之有效調節。前授 迴路將VIN與VREF相比較以決定最佳GR,而回授迴路偵測 V0UT與VREF之間的錯誤差來以下述方式產生該轉換器之工 作比:當V0UT>VREF時,該控制器停用控制時脈並停止電 荷輸送;當V0UT<VREP時,該控制器依據瞬時gR產生該負 載比。但是,若針對四個連續的交換循環v〇ut<<Vref,則 將令該GR增加一位準。若維持該條件,則會將更高的gR 指派給更多脈衝。此外,圖8解說該三相控制時脈產生。 〇 可以許多不同方式實行GR之決定。由於該系統受一數 • 位控制器控制,因此需要A/D轉換器將類比VlN、ν〇υι^ ; Vref轉換為數位信號。在此,吾等採用一基於環狀振盪器 ' 之A/D轉換器佈局,其因較小的面積、較高的功率效率及 較大的雜訊邊限而優於傳統設計。電路示意圖係顯示於圖 12,在上文中說明。其包括—nor閘極、四個延遲單元及 一 N位元脈衝計數器。開始信號係"〇,,,其有效地表示當此 信號較低時迴路開始振盪而在^^%以一匕叮之振盪頻率產 生一系列脈衝。該脈衝計數器對脈衝數目計數並在 136379.doc •19- 200937815 元二進制資料Qn-i…Q〇中顯示結果。下面係輸入電壓 VSUPPLY與數位時脈頻率之間的關係, r _ swuy ^WPPLf 其中k及β係程序參數,nstages係級數目,而CL係用於一 延遲單元之負載電容器。 前述A/D轉換器主要係用於偵測並轉換針對該控制器之 線路及負載調節錯誤兩者。圖13顯示感測器電路1300之一 般示意圖,其包括兩個級1302、1304,每一級係基於上述 A/D轉換器1200。在此’ Vsupply可以係Vin或V〇ut。藉由 VREF供電之上部環狀振盪器以一 fREF之頻率產生一參考時 脈信號。一時脈除法器接著分割頻率以產生fREF/2 ^此接 著係用作針對藉由VSUPPLY供電的環狀振蘯器之開始信號。 當fREF/2較低時,啟動該環狀振盪器,而隨後的脈衝計數 器對在該一半時脈週期中的脈衝數目進行計數,其係顯示 為作為(N-1)位元二進制信號qn-1…Q0之計數器輸出。若該 等兩個電壓係相等,則其在該一半時脈週期中應具有完全 相同數目的脈衝。否則該脈衝數目會如下所述而不相同: 若 Vsupply>Vref ’ 則 Qn小..Q。〉’1。…; 若 Vsupply=VrE,則 QN]".Q0= '10 ", 0'; 若 Vsupply<Vref,則 Qn.i".Q〇>'1〇 …〇'。 亦可採取不同方式來實施AP控制。適才已揭示一方 式。另一方式使用一比較器。此設計中採用的控制方案確 係適應性增益(AG)與適應性脈衝(AP)控制之—組合。在該 136379.doc • 20- 200937815 轉換器中的不同GR提供不同的電荷及能量轉移能力。該 功率級之重新組態允許吾等利用此特徵 = 及快速瞬變回應之閉合迴路控制。但是,採用 面臨一關鍵缺點:充電與放電相位之持續時間係固定。在 -; 穩定狀態,若在充電相位中輸送之能量遠遠高於實際負載 需求,則該轉換器不具有任何"精細調諧"機制來進行有效 的自我調整。因此,該漣波電壓較高。此外,在輕負載 處,頻繁的交換動作主導整個功率消耗,而使得效率劣 ® 化。 在此情況下會將一適應性脈衝控制付諸實施。如圖13所 示,在此情況下的控制器將實際ν〇υτ與所需要的Vref位準 相比較,來決定該充電相位之開始時間及持續時間。在輕 負載處,該負載不具有迫切的能量需求。該控制器適應性 地減小脈衝指派之頻率。因此減小該轉換器之交換損失, 而將效率保持於一相對較高的位準。若該負載具有一突然 ❹ 增加而該AP控制無法供應足夠的能量,則該AG控制將增 ; 加GR值以立即提供額外的電流及能量。 • 假定在DVS應用中使用該轉換器,則該參考電壓係至該 ' 轉換器之一外部輸入。但是,若該輸出電壓針對任何應用 係固定,則可在晶片上產生該參考電壓。 所建議的轉換器係結合TSMC 0.35-μιη數位CMOS N井程 序來設計與模擬。圖14中針對具有一 3.3V輸入電壓之一 2/3增益設定顯示該功率級之效率。藉由JJSPICE模擬軟體 在電晶體層級實行該模擬。 136379.doc -21· 200937815 任何SC DC-DC轉換器藉由對該(等)抽吸電容器進行充電 及放電來執行。在該放電週期後,由於輸出從該抽吸電容 器消耗電荷,因此橫跨該抽吸電容器之電壓減小。因此’ 在該充電週期開始時,橫跨該電容器之電壓突然增加。此 .; 導致一突然的電流湧入進入至該電容器。現將該電源經由 包括寄生電感之導線連接至該轉換器。電流之突然增加產 生橫跨該導線之電壓尖峰,該導線接著係耦合進該電源 内。 參 若在該系統之其他部分中使用相同的電源,則此輸入雜 訊亦變成耦合至該些系統。本發明藉由讓該等抽吸電容器 循環以產生一更連續的電流來減小此效應。圖15A顯示一 傳統的SC DC-DC轉換器之輸入電流,而圖15B顯示該較佳 具體實施例之輸入電流。在相同的負載及線路條件下藉由 使用該HSPICE模擬軟體來模擬輸入電流軟體。該等開關 係利用NMOS及PMOS電晶體來實施。如圖所示,因至少 〇 一抽吸’湧入電流對於當前技術而言更為穩定。在一傳統 - 的sc轉換器中該充.電與放電現象亦引起一大輸出連波❶在 - 該充電相位,該輸出負載從輸出電容器消耗電流,從而降 - 低橫跨該電容器之電壓。在該較佳具體實施例中,存在放 - 電並向該輸出輸送電力之至少一抽吸電容器。如圖16A及 16B所示,此減小輸出漣波。圖16A顯示一傳統sc轉換器 之輸出漣波,而圖16B顯示依據較佳具體實施例之sc轉換 器之輸出漣波。該等輸出漣波波形係在相同的線路及負載 條件下產生。 136379.doc -22- 200937815 圖17A及17B分別顯示傳統sc功率級及較佳具體實施例 的啟動瞬變回應❶該較佳具體實施例具有比傳統SC DC-DC轉換器更快之瞬變回應。此係由於在一週期中,存在 該轉換器所作的三個充電與放電循環,而該傳統轉換器具 有僅一充電與放電循環。因此,所發明之功率級可比傳統 設計更快地輸送電力。同樣,在相同的線路及負載條件下 從HSPICE模擬獲得該等波形。 儘管上文已詳細提出一較佳具體實施例,但已檢視本揭 示内容之熟習此項技術者輕易便會明白可在本發明之範疇 内實現其他具體實施例。例如,數值及製造技術係解說性 而非限制性。所以’本發明應解釋為僅受限於隨附的申請 專利範圍。 【圖式簡單說明】 將參考圖式來揭示一較佳具體實施例,其中: 圖1 A係依據先前技術之一交叉耦合的倍壓器之一電路 團, 圖1B係顯示圖1之倍壓器的時序信號、輸入電流及輸出 電壓之一組標繪圖; 圖2係依據先前技術之一多相位倍壓器之一電路圖; 圖3係顯示圖1與2之倍壓器之間的一效能比較之一組標 繪圖; 圖4A顯不針對圖2之倍壓器的時脈信號及電.容器連接; 圖B顯示針對依據較佳具體實施例之倍壓器的時脈信號 及電容器連接; 136379.doc •23· 200937815 圖5係顯示依據該較佳具體實施例之一三個電容器功率 級之一電路圖; 圖6A及6B分別顯示針對圖5之功率級中的各種增益比率 之時序信號與電容器連接; 圖7係顯示將圖5之功率級一般化為N個電容器與6N個開 關之一電路圖; 圖8係顯示一三相非重疊時脈產生器之一電路圖; 圖9係顯示藉由圖8之時脈產生器產生的時脈信號之一組 標繪圖; 圖10係顯示用於自動基板切換的一電路之一電路圖; 圖11係顯示用於提供時脈信號的一位準偏移電路之一電 路圖; 圖12係顯示一環狀振盪器A/D轉換器之一電路圖; 圖12A係顯示一閉合迴路SCDC_DC轉換器之一電路圊; 圖13顯示一感測器電路; 圖13 A顯示適應性脈衝控制; 圖14係顯示輸出功率相對於效率之一標纷圖; 圖15A及15B係分別顯示針對傳統sc功率級與較佳具體 實施例的輸入電流之標繪圖; 圖16A及16B係分別顯示針對傳統SC功率級與較佳具體 實施例的輸出漣波電壓之標繪圖;以及 圖17A及l7B係分別顯示針對傳統sc功率級與較佳具體 實施例的啟動瞬變回應之標繪圖。 【主要元件符號說明】 136379.doc •24- 200937815 100 交叉耦合倍壓器/電路 200 交錯的SC功率轉換器 202 電路/倍壓器 204 電路/倍壓器 r 500 功率級 一 700 一般化的功率級 800 時脈產生器 802 正反器電路 804 NOR閘極 806 脈衝產生電路 1000 電路 1100 電路 1200 新的基於環狀振盪器之A/D轉換器 1202 NOR閘極 1204 延遲單元 ❿ 1206 脈衝計數器 1212 AP/AG控制器 - 1300 雙迴路數位感測器/感測器電路 ' 1302 級 1304 級 Cpi 抽吸電容器 Cp2 抽吸電容器 Cp3 抽吸電容器 M2n 電晶體 136379.doc •25- 200937815 m5N 電晶體 Yin 電源供應
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Claims (1)

  1. 200937815 十、申請專利範圍: 1. 一種DC-DC轉換器,其包含: (a) —電壓輸入; (b) —電壓輸出; (c) 一接地; • (d)—輸出電容器,其係連接於該電壓輸出與該接地之 • 間; (e) 複數個電容器,每一電容器具有一頂部板與一底部 ⑩ 板; (f) 對於該等電容器之每一電容器: (i) 一第一開關’其係連接於該電容器之該頂部板與該 電壓輸入之間; (ii) 一第二開關’其係連接於該電容器之該頂部板與該 電壓輸出之間; (iii) 以下組件之至少一者: ❹ (A) 一第三開關’其係連接於該電壓輸入與該電容 窃之該底部板之間; - (B)—第四開關,其係連接於該電容器之該底部板與 ; 該電壓輸出之間; (iv) —第五開關’其係連接於該電容器之該底部板與 該接地之間;以及 (v) 一第六開關,其係連接於該電容器之該頂部板與該 複數個電容器之另一電容器之該底部板之間,從而使得 該複數個電容器之每一電容器連接至該複數個電容器之 136379.doc 200937815 一相鄰電容器並使得該複數個電容器之一第一電容器與 一最後電容器連接;以及 (g)—電路’其用於在複數個時脈相位中將用於該複數個 電容器之每一電容器的該等第一至第六開關控制成使得 在該等時脈相位之每一相位期間在該電壓輸出將該複數 個電容器之-電容器放電,而從該電壓輸人給該複數個
    電容器之至少另-電容器充電,其中該複數個時脈相位 不重疊。 2. 如請求項1之〇〇!)〇轉換器,其中該電路控制該等第一 至第六開關以選擇複數個電壓增益之一者。 3. 如請求们之^轉換器,其包含該複數個電容器之 至少三個電容器。 4. 如請求項3之DC-DC轉換器,其中該電路控制該等第一 至第六開關以選擇複數個電壓增益之一者。 5. 如請求項4之DC-DC轉換器,其令該 丹1f及主> 二個電容器包 含第一、第二及第三電容器,且其中: 對於一 1/3之增益比率,該黧笛 、“ $等第一與第二電容器係串聯 連接於該電壓輸入與該電壓輸出之間,而該 係連接於該第二電容器與該接地之間; 對於一 1/2之增益比率,該 ^ ^ 矛弟興第—電容器係連接 於該電壓輸入與該接地之間, 廷按 該電壓輸出與該接地之間; 器係連接於 對於一 2/3之增益比率, 輸入與該電壓輸出之間, 該第一電容器係連接於該電壓 而該等第二與第三電容器係串 136379.doc 200937815 聯連接於該第一電容器與該接地之間; 對於一 1之增益比率,續笙势 邊等第一與第二電容器係並聯 連接於該電歷輸入與該接地夕Μ 丧地之間,而該第三電容器係連 接於該電壓輸出與該接地之間; 對於-3/2之增益比率,該等第―與第:電容器係串聯 連接於該電麼輸入盘該桩^ /、逆接地之間,而該第三電容器係連 接於該電壓輸入與該電壓輸出之間;
    對於2之增益比率,該等第—與第二電容器係並聯 連接於該電歷輸人與該接地之間,而該第三電容器係連 接於該第一電容器與該電壓輸出之間;以及 對於一 3之增益比率,該等第一及第二電容器係串聯 連接於該電壓輸入與該接地之間,而該第三電容器係連 接於該第一電容器與該電壓輸出之間。 6. 如μ求項1之DC-DC轉換器,其進一步包含連接至該電 壓輸出之一類比至數位轉換器。 7. 如請求項6之DC-DC轉換器,其中該類比至數位轉換器 係一基於環狀振盪器之類比至數位轉換器。 8. 如請求項7之DC-DC轉換器,其中該基於環狀振盪器的 類比至數位轉換器包含: 一 NOR閘極; 複數個延遲單元,其係與該NOR閘極之一輸出串聯連 接; 一回授迴路,其係從該等延遲單元之最後—單元之一 輸出至該NOR閘極;以及 136379.doc 200937815 一脈衝計數器,其係連接至該等延遲單元之該最後一 單元之該輸出; 其中從該電壓輸出給該nor閘極及該複數個延遲單元 供電。 :―. 9.如請求項1之DC-DC轉換器,其中用於控制的該電路動 __ 態控制該等開關。 1〇· —種用於將一類比信號轉換為一數位信號之類比至數位 Ο 轉換器,該類比至數位轉換器包含: 一 NOR閘極; 複數個延遲單元,其係與該N〇R閘極之一輸出串聯連 接; 一回授迴路,其係從該等延遲單元之最後一單元之一 輸出至該NOR閘極;以及 一脈衝計數器’其係連接至該等延遲單元之該最後一 單元之該輸出; Q 其中藉由該類比信號給該nor閘極及該複數個延遲單 ; 元供電。 ; U. 一種用於DC-DC轉換之方法,該方法包含: • 提供一直流至直流轉換器,其包含: ' (a)—電壓輸入; (b)—電壓輸出; (c)一接地; (d)—輸出電容器,其係連接於該電壓輸出與該接地 之間; 136379.doc -4- 200937815 (e) 複數個電容器,每一電容器具有一頂部板與一底 部板; (f) 對於該等電容器之每一電容器: (i) 一第一開關,其係連接於該電容器之該頂部板與 r 該電壓輸入之間; - (Η) 一第二開關,其係連接於該電容器之該頂部 板與該電壓輸出之間; (iii)以下組件之至少一者: (A) —第三開關,其係連接於該電壓輸入與 該電容器之該底部板之間; (B) —第四開關’其係連接於該電容器之該 底部板與該電壓輸出之間; (iv)—第五開關’其係連接於該電容器之該底部板 與該接地之間;以及 Ο)—第六開關,其係連接於該電容器之該頂部板與 Q 該複數個電容器之另一電容器之該底部板之間,使得 • 該複數個電容器之每一電容器連接至該複數個電容器 ; 之一相鄰電容器並使得該複數個電容器之一第一電容 • 器與一最後電容器連接;以及 (g)電路,其用於在複數個時脈相位中將用於該複數 個電容器之每一電容器的該等第—至第六開關控制成 使得在該等時脈相位之每一相位期間在該電壓輸出將 該複數個電容器之每一電容器放電而從該電壓輸入給 該複數個電容器之至少另一電容器充電,其中該複數 136379.doc 200937815 個時脈相位不重疊; 利用用於控制之該電路來控制該等開關,以選擇一增 益比率;以及 操作該DC-DC轉換器來以所選擇的該增益比率操作。 Γ 12.如請求項11之方法,其中該DC-DC轉換器其包含該複數 . 個電容器之至少三個電容器。 13.如請求項12之方法,其中該至少三個電容器包含第一、 第二及第三電容器,且其中: 對於-1/3之增益比率,該等第一與第二電容器係㈣ 連接於該電壓輸入與該電壓輸出之間,而該第三電容器 係連接於該第二電容器與該接地之間; 對於-1/2之增益比率,該等第—與第二電容器係連接 於該電壓輸入與該接地之間,而該第三電容器係連接於 該電壓輸出與該接地之間; 對於一2/3之增益比率,該第一電容器係連接於該電壓 〇 輸入與該電壓輸出之間,而該等第二與第三電容器係串 : 聯連接於該第一電容器與該接地之間; : 對於一 1之增益比率,該等第一與第二電容器係並聯 連接於該電壓輸入與該接地之間,而該第三電容器係連 接於該電壓輸出與該接地之間; 對於一 3/2之增益比率,該等第一與第二電容器係串聯 連接於該電壓輸入與該接地之間,而該第三電容器係連 接於該電壓輸入與該電壓輸出之間; 對於一 2之增益比率,該等第一與第二電容器係並聯 136379.doc • 6 - 200937815 連接於該電壓輸入與該接地之, 曰J,而讀赏一 係迷 串聯 係連 接於該第一電容器與該電壓輸出之間以二電容器 對於一 3之增益比率,該等第—與 及 連接於該f㈣人與該接地之間,㈣;電=器係 第二電容器 接於該第一電容器與該電壓輸出之間。 14·如清求項11之方法,其中該控制步驟係動態實行》 ❹ 136379.doc
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