CN103378755A - 电源再生装置和电力转换装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供电源再生装置和电力转换装置。电源再生装置包括：电力转换部、AC电抗器、电压检测部、相位检测部、基于相位检测值控制电力转换部的驱动控制部、以及无效电流成分检测部。相位检测部检测交流电源的相位。无效电流成分检测部检测电流的无效电流成分。所述驱动控制部包括相位修正部。所述相位修正部基于所述无效电流成分，对相位检测值进行修正。

Description

电源再生装置和电力转换装置

本申请基于2012年04月20日向日本特许厅提交的日本专利申请2012-097074号，因此将所述日本专利申请的全部内容以引用的方式并入本文。

技术领域

本发明的实施方式涉及电源再生装置和电力转换装置。

背景技术

以往，作为电源再生装置公知一种电源再生转换器。电源再生转换器例如配置在控制电动机的逆变装置和交流电源之间。当电动机减速时，从电动机通过逆变装置向电源再生转换器提供电力。电源再生转换器利用电力转换部将上述电力转换成交流电力并提供给交流电源。

利用电源再生转换器进行的电源再生与交流电源的相位同步进行。即，电源再生转换器检测从交流电源提供来的交流电压，并基于检测结果来检测交流电源的相位。并且，电源再生转换器根据检测出的交流电源的相位，来控制电力转换部（例如参照日本专利公开公报特开2011-101473号）。

在上述电源再生装置中，当延伸到交流电源的布线路径比较长时（例如布线路径的长度超过1Km时），布线路径的电抗部分增大。由此，有时在输入电源再生装置的交流电压中产生低频干扰。在这种情况下，会导致系统（system）的电源不稳定。如果电源不稳定，则可能发生电源再生装置周边的系统内的照明装置闪烁的现象。

作为解决上述问题的方法，可以考虑在交流电源和电源再生装置之间插入阻尼电阻以及调节电流调节器的增益，该电流调节器控制电源再生装置的输入输出电流。但是，插入阻尼电阻会导致发热。此外，电流调节器的增益调节也比较困难。因此，希望有简单的解决方法。

发明内容

本发明的目的之一在于提供具有高耐久性、且能够抑制干扰产生的电源再生装置和电力转换装置。

本发明提供的电源再生装置包括；电力转换部、AC电抗器、电压检测部、相位检测部、基于由所述相位检测部检测出的相位检测值控制所述电力转换部的驱动控制部、以及无效电流成分检测部。电力转换部与交流电源连接，并具有将直流电力转换成交流电力、且将所述交流电力向所述交流电源侧再生的功能。AC电抗器连接在所述电力转换部的交流侧端子和所述交流电源之间。电压检测部检测从所述交流电源提供来的交流电压，并输出与所述交流电压对应的交流检测信号。相位检测部基于所述交流检测信号检测所述交流电源的相位。无效电流成分检测部检测流过所述电力转换部交流侧端子的电流的无效电流成分。所述驱动控制部包括相位修正部。所述相位修正部基于所述无效电流成分，对由所述相位检测部检测出的相位检测值进行修正。

本发明的电源再生装置和电力转换装置可以简单地抑制因在连接交流电源和电力转换部的路径间存在的布线路径的电抗部分而引起的干扰的产生。

附图说明

图1是表示实施方式的电源再生装置和电力转换装置的构成的说明图。

图2是表示第一实施方式的电源再生装置的具体构成的一个例子的说明图。

图3是表示电源电压的干扰现象的说明图。

图4是表示包含滤波器和布线路径的电抗部分的电路的说明图。

图5是干扰项的说明图。

图6是表示输入输出电流和电源再生装置的电力转换部交流端子侧的电压之间关系的说明图。

图7是表示使输入输出电流和电源再生装置的电力转换部交流端子侧的电压之间关系变形后的说明图。

图8是表示电流干扰和电压干扰之间关系的说明图。

图9是表示干扰对相位检测产生的影响的说明图。

图10是再生运转时的电流向量图。

图11是动力运转时的电流向量图。

图12是表示符号处理的说明图。

图13是表示第二实施方式的电源再生装置的具体构成的一个例子的说明图。

图14是第二实施方式的再生时的电流向量图。

具体实施方式

在下面的详细说明中，出于说明的目的，为了提供对所公开的实施方式的彻底的理解，提出了许多具体的细节。然而，显然可以在没有这些具体细节的前提下实施一个或更多的实施方式。在其它的情况下，为了简化制图，示意性地示出了公知的结构和装置。

下面参照附图，对本申请公开的电源再生装置和电力转换装置的实施方式进行详细说明。另外，本发明并不限于如下所述的实施方式。

参照图1，对本实施方式的电源再生装置1和具有该电源再生装置1的电力转换装置5进行说明。图1是表示电源再生装置1和电力转换装置5的构成的说明图。另外，电源再生装置1相当于电源再生转换器的一个例子。

如图1所示，电力转换装置5包括电源再生装置1和逆变装置3。电源再生装置1的运转状态能够在动力运转状态和再生运转状态之间进行切换。在动力运转状态下，驱动电动机4的电力被提供到逆变装置3。在再生运转状态下，从逆变装置3提供来的电力向三相交流电源2进行再生。电力转换装置5协调控制电源再生装置1和逆变装置3。

例如，电力转换装置5设置成与三相交流电源2隔开较长的距离（例如数Km）。在电力转换装置5和三相交流电源2之间存在达到规定量的布线路径的电抗部分L_src。

动力运转时，电源再生装置1起到转换装置的作用，将从三相交流电源2提供来的交流电力转换成直流电力。逆变装置3将利用电源再生装置1转换后的直流电力转换为交流电力。逆变装置3利用上述交流电力来驱动电动机4。

另一方面，再生运转时，逆变装置3通过驱动其内部的开关元件，将因电动机4减速而在电动机4中产生的感应起电转换成直流电力。逆变装置3将上述直流电力提供给电源再生装置1。电源再生装置1将从逆变装置3提供来的直流电力转换成交流电力，并提供给三相交流电源2。由此，实现电源再生。

电源再生装置1包括：电力转换部10、控制部20和用于使电流平滑的滤波器30。电力转换部10配置在三相交流电源2和逆变装置3之间。控制部20控制电力转换部10。滤波器30配置在三相交流电源2的各相和电力转换部10之间。

电力转换部10包括三相电桥电路12和平滑电容器C1。如在后面进行详细说明的图2所示，三相电桥电路12包括六个二极管D1～D6。二极管D1～D6为三相桥式连接。开关元件Q1～Q6与各二极管D1～D6反向并联。

动力运转时，三相电桥电路12对从三相交流电源2提供来的交流电压进行整流。由三相电桥电路12整流后的电压被平滑电容器C1平滑化。其结果，在平滑电容器C1中积存直流电力，并且向逆变装置3提供直流电力。

此外，再生运转时，三相电桥电路12将从电动机4通过逆变装置3提供来的电力提供给三相交流电源2。即，三相电桥电路12进行电源再生。即，三相电桥电路12可以将从逆变装置3提供来且积存在平滑电容器C1内的直流电力转换成交流电力，并提供给三相交流电源2。

由控制部20控制上述三相电桥电路12。如图1所示，控制部20包括：电压检测部21、相位检测部25和驱动控制部27。

电压检测部21持续反复检测从三相交流电源2输出的交流电压的瞬时值。此外，电压检测部21将与检测结果对应的检测信号（以下记载为交流检测信号）输出到相位检测部25。上述交流检测信号的波形与三相交流电源2的电压波形对应。

相位检测部25基于从电压检测部21输出的交流检测信号，检测三相交流电源2的相位。

驱动控制部27基于由相位检测部25检测出的三相交流电源2的相位，根据运转状态驱动三相电桥电路12内的开关元件Q1～Q6（参照图2）。由此，驱动控制部27进行与运转状态对应的电力转换。

此外，如图1所示，驱动控制部27包括相位修正部68。例如，当连接三相交流电源2和电源再生装置1的路径的距离较长时，电抗部分L_src增大。因此，电源再生时，可能产生造成不良影响的低频干扰（参照图3）。

相位修正部68抑制这种低频干扰的产生。如上所述，由于长距离布线的电抗部分L_src引起的低频干扰，有时会使由相位检测部25检测出的电压相位检测值θ产生相位偏移（相位的检测误差）。在这种情况下，相位修正部68对上述偏移进行修正。

上述相位修正部68的功能为：例如不在三相交流电源2和电源再生装置1之间插入阻尼电阻、或不调节电流调节器的增益，就能够简单地抑制低频干扰。另外，相位修正部68是电源再生装置1和电力转换装置5的重要部分，将在后面进行详细说明。

（第一实施方式）

下面，参照图2，对第一实施方式的电源再生装置1的具体构成的一个例子进行说明。

如图2所示，在三相交流电源2和电力转换部10之间，设置有滤波器30和电流检测部40。滤波器30包括六个AC电抗器L_fil和三个电容器C2。在三相交流电源2的各相和电力转换部10之间各串联有两个AC电抗器L_fil。电容器C2连接在串联的两个AC电抗器L_fil的中间点和虚拟中性点之间。此外，电流检测部40检测各相的电流值I_R、I_S和I_T。另外，滤波器30的构成并不限于图2所示的构成。

如图2所示，电源再生装置1的控制部20包括：电源电压检测部21a、三相/二相转换部21b、相位检测部25和驱动控制部27。另外，电源电压检测部21a和三相/二相转换部21b相当于电压检测部21（参照图1）的一个例子。

电源电压检测部21a检测三相交流电源2的电压。具体地说，电源电压检测部21a在滤波器30的附近检测三相交流电源2的R相、S相和T相的电压的瞬时值。电压检测部21例如检测滤波器30的三相交流电源2侧端子的交流电压。电源电压检测部21a输出与检测结果对应的交流检测信号V_R、V_S、V_T。

三相/二相转换部21b将交流检测信号V_R、V_S、V_T转换成固定坐标上的垂直的两轴成分（α和β成分）。由此，三相/二相转换部21b求出各交流检测信号V_R、V_S、V_T的αβ轴坐标系的固定坐标电压向量。上述电压向量的成分是α轴方向的交流检测信号Vα和β轴方向的交流检测信号Vβ。三相/二相转换部21b将交流检测信号Vα和Vβ输出到相位检测部25。

相位检测部25基于从三相/二相转换部21b输出的交流检测信号Vα和Vβ，检测三相交流电源2的电压相位。相位检测部25将检测结果作为电压相位检测值θ输出。例如，相位检测部25将交流检测信号Vα和Vβ转换成由d-q轴构成的垂直坐标系的dq成分。在这种情况下，相位检测部25以d轴成分（d成分）为零的方式，计算三相交流电源2的电压相位。相位检测部25输出与上述方式计算出的三相交流电源2的电压相位对应的电压相位检测值θ。

另外，电压检测部21和相位检测部25的构成并不限定于图2的构成。例如，电压检测部21也可以检测与各相对应的两个AC电抗器L_fil的中间点（串联的两个AC电抗器L_fil的连接点）、或电力转换部10交流侧端子的交流电压。在这种情况下，电压检测部21或相位检测部25也可以在检测出的交流电压上加上流过交流侧端子的电流和上述两个AC电抗器的阻抗的相乘值。由此，可以得到三相交流电源的交流电压。相位检测部25也可以基于上述交流电压来推定其相位。

驱动控制部27包括：实效值计算器51、A/D转换器52、三相/二相转换器53、dq坐标转换器54、直流母线电压检测器55和减法器56。另外，三相/二相转换器53和dq坐标转换器54相当于坐标转换部的一个例子。

此外，驱动控制部27还包括：q轴电流指令输出器57、q轴电流偏差计算器58、q轴电流调节器59、q轴电压指令修正器60、d轴电流指令输出器61、d轴电流偏差计算器62和d轴电流调节器63。此外，驱动控制部27还包括：电压振幅指令生成器64、电压相位指令生成器65、加法器66、以及作为控制信号生成部的PWM控制器67。此外，驱动控制部27还包括构成相位修正部68的相位转换器68a和符号切换部68b。

实效值计算器51基于从三相/二相转换部21b输出的交流检测信号Vα和Vβ，检测三相交流电源2的实效电压值Vse。

A/D转换器52利用A/D转换将由电流检测部40检测出的相电流检测值I_R、I_S、I_T转换成数字值。另外，相电流检测值I_R是R相电流的瞬时值。相电流检测值I_S是S相电流的瞬时值。相电流检测值I_T是T相电流的瞬时值。另外，电流检测部40例如可以是利用电磁转换元件的霍尔元件来检测电流的电流传感器。

三相/二相转换器53将相电流检测值I_R、I_S、I_T转换成固定坐标上的垂直的2轴成分（α和β成分）。由此，三相/二相转换器53求出各相电流检测值I_R、I_S、I_T的αβ轴坐标系的固定坐标电流向量。上述电流向量的成分是α轴方向的电流值Iα和β轴方向的电流值Iβ。

dq坐标转换器54基于由相位检测部25检测出的电压相位检测值θ，对从三相/二相转换器53输出的电流值Iα和Iβ进行转换。利用上述转换，dq坐标转换器54求出d-q轴转动坐标系的q轴成分和d轴成分。即，dq坐标转换器54求出q轴电流值Iq和d轴电流值Id（=无效电流成分）。由此，dq坐标转换器54起到无效电流成分检测部的作用。

直流母线电压检测器55检测电力转换部10的逆变装置3（参照图1）侧的直流电压。具体地说，直流母线电压检测器55将平滑电容器C1的端子间电压值作为直流电压值Vpn来进行检测并输出到减法器56。

减法器56通过从电压指令Vpn^*中减去从直流母线电压检测器55输出的直流电压值Vpn，得到差分电压值Vg。减法器56将上述差分电压值Vg输出到q轴电流指令输出器57。

q轴电流指令输出器57基于从减法器56输入的差分电压值Vg，生成q轴电流指令Iq^*并输出到q轴电流偏差计算器58。q轴电流指令Iq^*是有效电流的目标电流值。另外，减法器56和q轴电流指令输出器57构成AVR（自动电压调节装置）。

q轴电流偏差计算器58计算q轴电流偏差并输出到q轴电流调节器59，上述q轴电流偏差是q轴电流指令Iq^*和从dq坐标转换器54输出的q轴电流值Iq之间的偏差。

q轴电流调节器59以使q轴电流指令Iq^*和q轴电流值Iq之间的偏差为零的方式，调节q轴电压指令Vq1^*并将其输出到q轴电压指令修正器60。另外，q轴电流偏差计算器58和q轴电流调节器59构成ACRq（q轴电流控制器）。

q轴电压指令修正器60通过将从q轴电流调节器59输出的q轴电压指令Vq1^*与从实效值计算器51输出的实效电压值Vse相加，得到q轴电压指令Vq^*。q轴电压指令修正器60将q轴电压指令Vq^*输出到电压振幅指令生成器64和电压相位指令生成器65。

d轴电流指令输出器61生成d轴电流指令Id^*并输出到d轴电流偏差计算器62。d轴电流指令Id^*是无效电流的目标电流值。例如，当功率因数为1时，d轴电流指令Id^*被设定为零。

d轴电流偏差计算器62计算作为d轴电流指令Id^*和d轴电流值Id之间的偏差的d轴电流偏差，并输出到d轴电流调节器63。d轴电流调节器63以使d轴电流指令Id^*和d轴电流值Id之间的偏差为零的方式，调节d轴电压指令Vd^*，并将其输出到电压振幅指令生成器64和电压相位指令生成器65。另外，d轴电流偏差计算器62和d轴电流调节器63构成ACRd（d轴电流控制器）。

电压振幅指令生成器64基于从q轴电压指令修正器60输出的q轴电压指令Vq^*和从d轴电流调节器63输出的d轴电压指令Vd^*，求出输出电压指令V^*。例如，电压振幅指令生成器64通过以下的式（1）求出输出电压指令V^*。

输出电压指令V^*=（Vd^*2+Vq^*2）^1/2   ···（1）

电压相位指令生成器65基于从q轴电压指令修正器60输出的q轴电压指令Vq^*和从d轴电流调节器63输出的d轴电压指令Vd^*，求出输出相位指令θa^*。例如，电压相位指令生成器65通过以下的式（2）求出输出相位指令θa^*。

输出相位指令θa^*=tan^-1（Vq^*/Vd^*）   ···（2）

第二计算器70从电压相位检测值θ中减去从相位转换器68a输出的相位修正值Δθ，上述电压相位检测值θ从相位检测部25输出。加法器66通过在从电压相位指令生成器65输出的输出相位指令θa^*中加上从第二计算器70输出的减法结果（减法值），来计算相位θp。

作为控制信号生成部的PWM控制器67基于从电压振幅指令生成器64输出的输出电压指令V^*和由加法器66计算出的相位θp，求出三相交流电压指令。三相交流电压指令是相对于三相交流电源2的各相的输出电压指令V_R ^*、V_S ^*、V_T ^*。例如，PWM控制器67通过以下的式（3）～（5）求出R相的输出电压指令V_R ^*、S相的输出电压指令V_S ^*和T相的输出电压指令V_T ^*。

V_R ^*=V^*×sin（θp）   ···（3）

V_S ^*=V^*×sin（θp-（2π/3））   ···（4）

V_T ^*=V^*×sin（θp+（2π/3））   ···（5）

并且，PWM控制器67基于输出电压指令V_R ^*、V_S ^*、V_T ^*，生成PWM信号S1～S6。PWM信号S1～S6分别是用于控制电力转换部10的各开关元件Q1～Q6的信号。由此，从电力转换部10的交流侧输出端子输出与输出电压指令V_R ^*、V_S ^*、V_T ^*对应的三相交流电压。另外，开关元件Q1～Q6例如包含IGBT或MOSFET等自消弧型半导体元件。

接着，对相位修正部68进行说明。相位修正部68抑制电源再生装置1中低频干扰的产生。如上所述，在由布线的电抗部分L_src引起且由相位检测部25检测出的电压相位检测值θ中有时会产生相位偏移（真实相位值和检测值的偏移）。在这种情况下，相位修正部68对上述偏移进行修正。由此，相位修正部68可以抑制低频干扰的产生。

在对相位检测部25进行说明之前，对长距离布线中电源电压Vs被低频干扰的现象（参照图3）进行考察。另外，图3是表示电源电压的干扰现象的说明图。在上述图中表示的例子中，额定频率是60Hz，AC是440V。

低频干扰的发生原因可以认为是由以下说明的循环而引起的。

（1）由于外因导致电源电流紊乱。

（2）在三相交流电源2和电源再生装置1之间的电抗部分L_src中流过紊乱的电源电流。由此，产生紊乱的逆起电压。

（3）电压检测部21检测到紊乱的逆起电压。其结果，在由相位检测部25检测出的相位中产生偏移。

（4）因上述偏移导致难以由电流控制器（ACR）进行电流控制。

（5）此外，由于电抗部分L_src较大，导致包含电流控制器（ACR）的电流环路的响应性变得比设计值慢。

（6）其结果，电流控制器（ACR）输出紊乱的电压指令。因此，电流流动紊乱。

（7）上述（1）～（6）的现象重复，产生干扰。

接着，利用附图和算式，对产生干扰现象的原因进行详细说明。在干扰原因中，可以认为主要原因是以下两点。

（A）一个原因是上述（5），特别是因电源路径的电抗部分L_src增大导致电流控制响应劣化。

（B）此外，另一个原因是在电源相位检测的推定中产生的干扰。

对（A）进行说明。如果电源路径的电抗部分L_src增大，则包含ACR的电流环路的响应变得比设计值慢。一般来说，电流环路的控制响应角频率（ω）由以下的式（6）表示。由式（6）可知，当“L→大”时“ω→小”。

[算式1]

$\mathrm{\ω}=\frac{K_p}{L}[\mathrm{rad}/\sec ]...\left(6\right)$

L＝2·L_fil+L_src

L_fil：LCL滤波器30的电抗

L_src：布线的电抗

并且，如果电流环路的响应变慢，则AVR（减法器56和q轴电流指令输出器57）不能正常控制母线电压。因此，作为AVR输出的q轴电流指令Iq^*将被干扰。

如果由于未设想到的布线的电抗部分L_src导致电流环路的响应性下降，则可能使AVR的时间常数和电流环路的响应（时间常数）接近。在这种情况下，q轴电流指令Iq^*容易发生振荡。

图4是表示包含滤波器30和布线的电抗部分L_src的电路的说明图。另外，为了便于说明，忽视了由电容器产生的影响（由于仅将低频干扰成分作为对象）。如图所示，在电源再生装置1中，通过检测滤波器30附近的三相交流电压（V_{cnv_r}’），检测出电源相位。此外，通过来自三相交流电源的供给电压（V_src=V_s）、布线的电抗部分L_src和滤波器30的AC电抗器L_fil（但使六个AC电抗器全部的电感相等）、电力转换部10的交流侧端子电压（V_cnv=V_{d_cnv}+V_{q_cnv}）、以及电流，列方程式。通过对上述方程式进行d-q转换，得到以下的式（8）。在（8）式中，将与三相交流电源同相位的轴作为q轴。将相对于q轴90度相位延迟的轴作为d轴。电压和电流的正侧是三相交流电源侧。

[算式2]

$\frac{1}{\mathrm{sL}+R}\{\left[\begin{array}{c}0\\ V_s\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{V}_{d\_\mathrm{cnv}}\\ V_{q\_\mathrm{cnv}}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{cc}0& -\mathrm{\ωL}\\ \mathrm{\ωL}& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]\}=\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]...\left(8\right)$

另外，V_{d_cnv}和V_{q_cnv}是电力转换部10的交流侧端子电压的d轴成分和q轴成分。Id和Iq是流过电力转换部10的交流侧端子的电流的d轴成分和q轴成分。此外，L（电感值）=L_src+2·L_fil。

图5是基于式（8）制作的框图。图5是干扰项的说明图。

如图5所示，当q轴电流Iq被干扰时，因q轴电流Iq引起的干扰项如符号i1所示，干扰电源再生装置1的d轴电流侧。另一方面，当d轴电流Id被干扰时，因d轴电流Id引起的干扰项如符号i2所示，干扰电源再生装置1的q轴电流侧。即，如图5所示，由于干扰项，q轴电流Iq和干扰成分ω*L的相乘值将重叠在V_{d_cnv}上。同样，由于干扰项，d轴电流Id和干扰成分ω*L的相乘值将重叠在Vs和V_{q_cnv}的差分值上。其结果，将对电源电压产生干扰。

为了使电压的关系容易理解，通过对式（8）进行移项，得到式（9）。图6是基于式（9）制作的框图。图6是表示电流和系统的电源再生装置1侧的电压之间的关系的说明图。

[算式3]

$\left[\begin{array}{c}{V}_{d\_\mathrm{cnv}}\\ V_{q\_\mathrm{cnv}}\end{array}\right]=-\{\left[\begin{array}{cc}\mathrm{sL}+R& 0\\ 0& \mathrm{sL}+R\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}0& -\mathrm{\ωL}\\ \mathrm{\ωL}& 0\end{array}\right]\}\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ V_s\end{array}\right]...\left(9\right)$

另外，干扰的频率较低。如果着眼于这方面，则微分运算符“s”近似于零。如果线间电阻“R”也足够小的话，则可以由图7替换图6。

即，如上所述，q轴电流值Iq的干扰引起d轴电流值Id的干扰。如图7所示，布线的电抗部分L_src对电力转换部10的交流端子侧的电压（Vd_cnv、Vq_cnv）产生影响，成为产生干扰的原因。

图8是表示电流干扰和电压干扰之间的关系的说明图。通常，在对三相交流电源进行的电压检测中，检测出滤波器30附近的三相交流电压。所以，电压检测部21检测到的值与实际的三相电源电压不同。当产生电压干扰时，电压检测部21将检测到如Case（1）～（4）所示的电压。

另外，图8所示的Case（1）～（4）为以下的状态。

Case（1）：Id＜0、Iq＞0

Case（2）：Id＞0、Iq＞0

Case（3）：Id＜0、Iq＜0

Case（4）：Id＞0、Iq＜0

在Case（1）中，d轴是产生（Iq×ωL）的正的干扰电压。q轴是在Vs上重叠（-Id×ωL）的正的干扰电压。在Case（2）中，d轴是产生（Iq×ωL）的正的干扰电压。q轴是在Vs上重叠（-Id×ωL）的负的干扰电压。在Case（3）中，d轴是产生（Iq×ωL）的负的干扰电压。q轴是在Vs上重叠（-Id×ωL）的正的干扰电压。在Case（4）中，d轴是产生（Iq×ωL）的负的干扰电压。q轴是在Vs上重叠（-Id×ωL）的负的干扰电压。图8表示了这种干扰电压的影响。

接着，对作为产生干扰的原因之一的（B）进行说明。（B）与电源相位检测的推定干扰相关。图9是表示干扰对相位检测产生的影响的说明图。图9是图2所示的结构的一部分（但是为了便于说明，除去了相位修正部68）。如图9所示，当检测部位的电源电压被干扰时（V_R、V_S、V_T）时，其结果，干扰成分将重叠在电源电压的相位检测的结果上。因此，难以正常地计算有效电流成分（q轴电流值Iq）和无效电流成分（=d轴电流值Id）。此外，也难以正常控制电流。其结果，产生强烈的电源电压的干扰。

鉴于如上所述的干扰原因，如图2所示，在本实施方式的电源再生装置1和电力转换装置5中，驱动控制部27具有相位修正部68（参照图1），上述相位修正部68包括相位转换器68a和符号切换部68b。当电流检测的d-q转换时，相位修正部68对相位的检测误差进行修正。此外，相位修正部68也对电力转换部10的交流侧端子电压指令的相位进行修正。

具体地说，如图2所示，相位修正部68包括：相位转换器68a、符号切换部68b和第一计算器69。相位转换器68a和符号切换部68b设置在ACRd（d轴电流控制器）和连接相位检测部25和dq坐标转换器54的路径之间，上述ACRd包括d轴电流偏差计算器62和d轴电流调节器63。第一计算器69设置在连接相位检测部25和dq坐标转换器54的路径中。第一计算器69从由相位检测部25检测出的相位值θ中减去来自相位转换器68a的符号处理后的修正量Δθ。

在此，修正量Δθ是基于d轴电流的控制误差（d轴电流偏差计算器62的输出）计算出的相位修正量。修正量Δθ例如是d轴电流偏差计算器62的输出的K倍。另外，一般来说，d轴电流被控制成零。因此，可以直接使用检测出的d轴电流来代替d轴电流偏差。

输入到dq坐标转换器54的相位值是从第一计算器69输出的相位值。上述相位值通过从由相位检测部25检测出的相位值θ中减去来自相位转换器68a的符号处理后的修正量Δθ来得到。

另一方面，加法器66将来自电压相位指令生成器65的输出相位指令θa^*与从由相位检测部25检测出的相位值θ中减去来自相位转换器68a的修正量Δθ（但未进行符号处理）而得到的值相加。上述加法结果作为相位θp输入到PWM控制器67。

另外，从相位检测部25输出的相位值θ仅是推定相位。从相位值θ中减去通过将d轴电流的控制误差增益而得到的修正量Δθ，可以使推定相位稳定化。

图10表示再生时（Iq＜0）的电流向量图。图10表示检测相位因干扰而相对于实际的电源相位向前进方向偏移了的情况。在这种情况下，如图10所示，即使真正的Id为零，q轴电流的一部分也在d’轴上被检测为Id’（＜0）。另外，d-q轴是理想的检测电压的相位。另一方面，d’-q’轴是电源再生装置1（电源再生转换器）检测出的相位。

使d轴的电流指令例如为“零”。在这种情况下，如果在d’轴上产生电流误差Id_err（=-Id’＞0），则相位转换器68a输出修正量Δθ（＞0）。第一计算器69从由相位检测部25输出的相位值θ中减去Δθ。其结果，对相位值θ向延迟方向进行修正。即，对相位值θ向消除误差的方向进行修正。

图11是动力运转时（Iq＞0）的电流向量图。即，再生时，q轴电流的符号为负。另一方面，动力运转时（电动时），与再生时不同，q轴电流的符号为正。因此，即使轴偏移的方向是相同的前进方向，在d’轴上产生的电流误差Id_err（＜0）的符号也不同。

因此，与再生时同样，对相位值θ进行修正是对相位值θ向轴偏移扩大的方向（前进方向）进行修正。在此，本实施方式的相位修正部68包括符号切换部68b。在动力运转时，符号切换部68b使Δθ的符号反转。由此，切换修正量Δθ的修正方向。

另外，也可以基于q轴电流值的符号，来切换电动和再生。即，符号切换部68b也可以基于q轴电流值的符号，来设定修正量Δθ的符号。在这种情况下，可以基于q轴电流指令值的符号或q轴电流检测值的符号，来执行切换。此外，当q轴电流的绝对值较小时，为了抑制在零交叉点上的切换错误，也可以如图12所示设置静区。在这种情况下，当q轴电流处于静区时，修正量Δθ设定为“零”。

在第二计算器70中，不需要对相位转换器68a的输出Δθ进行符号切换处理。下面，对检测相位与实际的电源相位相比向前进方向偏移的情况进行说明。

再生时（Iq＜0），误检测出负的d轴电流（参照图10）。因此，相位转换器68a的输出Δθ为正。因此，交流电压指令的相位θp仅延迟Δθ部分（交流电压指令仅向顺时针方向转动移动Δθ部分）。其结果，向抑制负的d轴电流的方向输出交流电压指令。因此，可以抑制干扰的产生。

另一方面，动力运转时（Iq＞0），误检测出正的d轴电流（参照图11）。因此，相位转换器68a的输出Δθ为负。因此，交流电压指令的相位θp仅前进Δθ部分（交流电压指令仅向逆时针方向转动移动Δθ部分）。其结果，交流电压指令向抑制正的d轴电流的方向动作。因此，可以抑制干扰的产生。因此，在任意一种情况下，都不需要对相位转换器68a的输出Δθ进行符号切换处理。

（第二实施方式）

接着，参照图13和图14，对第二实施方式的电源再生装置1的具体构成的一个例子进行说明。

图13是表示第二实施方式的电源再生装置1的控制部20的具体构成的一个例子的说明图。图14是第二实施方式的再生时的电流向量图。另外，第二实施方式与第一实施方式的不同点在于相位修正部68的具体构成。下面对不同点进行说明。此外，与第一实施方式相同的构成要素采用相同的附图标记，并省略了说明。

如图13所示，第二实施方式的电源再生装置1的控制部20对电力转换部10的交流侧端子电压指令的输出电压相位进行修正。由此，控制部20很好地控制d轴电流。其结果，提高了d轴电流的稳定性。

具体地说，如图所示，直接向dq坐标转换器54输入相位检测部25的输出θ。相位修正部68对交流侧端子电压指令的输出电压相位（例如仅对上述输出电压相位）进行修正。

如图14所示，即使是这种构成，也与上述方式相同，向抑制d轴电流误差的方向对电力转换部10的交流侧端子电压指令进行修正。因此，提高了d轴电流的稳定性。

另外，在第一实施方式中，对dq坐标转换器54（第一计算器69）和交流电压指令θp（第二计算器70）均进行相位修正。另一方面，在第二实施方式中，对交流电压指令θp（第二计算器70）进行相位修正。另外，本发明的实施方式并不限于此。例如，可以提供第三实施方式。在上述第三实施方式中，对向dq坐标转换器54（第一计算器69）输出的相位（例如仅对上述相位）进行修正。

如上所述，由于在连接三相交流电源2和电源再生装置1的路径间存在的布线的电抗部分L_src，有时会产生低频干扰。按照实施方式的电源再生装置1和电力转换装置5，可以利用耐久性较高的装置，极为简单且有效地抑制这种低频干扰的产生。

另外，本领域技术人员可以容易地导出进一步的效果和其他变形例。例如，变形例包括电力转换装置，该电力转换装置具有特征为AC-AC直接转换的作为矩阵转换装置的电源再生装置和逆变装置。因此，本发明的更广泛的方式并不限于上述说明且记载的特定的详细内容和代表性的实施方式。因此，只要不脱离由权利要求的范围及其等同内容定义的总体概念的思想或范围，能够进行各种变更。

另外，在使相位同步于三相交流电源时，因为检测滤波器30附近的三相交流电压的关系，相位检测部25可以随动于滤波器30附近的三相交流电压。在这种情况下，因为在从实际的三相交流电源偏移的部位检测电压，所以当产生电压干扰时，随动于像图8所示的Case（1）～（4）那样的电压的动作。

此外，本发明的电源再生装置也可以是以下第一～第五电源再生装置。第一电源再生装置包括：电力转换部，与交流电源连接，能够将直流电力转换成交流电力并向所述交流电源侧进行再生；各AC电抗器，连接在所述电力转换部的交流侧的各相端子和所述交流电源的各相之间；电压检测部，在所述AC电抗器侧检测从所述交流电源提供来的交流电压，并输出与所述交流电压对应的交流检测信号；相位检测部，基于所述交流检测信号检测所述交流电源的相位；驱动控制部，基于由所述相位检测部检测出的相位检测值，控制所述电力转换部；以及无效电流成分检测部，检测流过所述电力转换部的交流侧端子的电流的无效电流成分，其中，所述驱动控制部包括相位修正部，所述相位修正部基于所述无效电流成分，对在所述相位检测部检测出的相位检测值进行修正。

第二电源再生装置在第一电源再生装置的基础上，所述电压检测部检测所述AC电抗器内或所述电力转换部的交流侧端子的交流电压，并输出与所述交流电压对应的交流检测信号，所述相位检测部基于所述交流检测信号来推定所述交流电源的相位。

第三电源再生装置在第一或第二电源再生装置的基础上，所述驱动控制部包括：控制信号生成部，基于由所述相位检测部检测出的相位检测值，生成控制所述电力转换部的控制信号；以及坐标转换部，基于由所述相位检测部检测出的相位检测值，导出与所述交流电源同步的d-q轴转动坐标系的q轴成分和d轴成分，其中，所述相位修正部对输入所述控制信号生成部的相位检测值或输入所述坐标转换部的相位检测值进行修正。

第四电源再生装置在第三电源再生装置的基础上，所述驱动控制部包括输出d轴电流指令的d轴电流指令部，而所述相位修正部基于从所述d轴电流指令中减去由所述坐标转换部导出的d轴电流值而得到的d轴电流偏差，来进行修正。

第五电源再生装置在第三或第四电源再生装置的基础上，所述电力转换部具有将从所述交流电源提供来的交流电力转换成直流电力的功能，所述相位修正部包括符号切换部，当所述电力转换部将直流电力转换成交流电力并进行再生时、以及将交流电力转换成直流电力时，所述符号切换部切换相位修正值的正负。

此外，本发明的电力转换装置可以包括：上述第一～第五中任意一个所述的电源再生装置；以及与所述电源再生装置的直流侧端子连接的一个以上的逆变装置。

出于示例和说明的目的已经给出了所述详细的说明。根据上面的教导，许多变形和改变都是可能的。所述的详细说明并非没有遗漏或者旨在限制在这里说明的主题。尽管已经通过文字以特有的结构特征和/或方法过程对所述主题进行了说明，但应当理解的是，权利要求书中所限定的主题不是必须限于所述的具体特征或者具体过程。更确切地说，将所述的具体特征和具体过程作为实施权利要求书的示例进行了说明。

Claims (9)

1.一种电源再生装置，其特征在于包括：

电力转换部，与交流电源连接，并具有将直流电力转换成交流电力、且将所述交流电力向所述交流电源侧再生的功能；

AC电抗器，连接在所述电力转换部的交流侧端子和所述交流电源之间；

电压检测部，检测从所述交流电源提供来的交流电压，并输出与所述交流电压对应的交流检测信号；

相位检测部，基于所述交流检测信号检测所述交流电源的相位；

驱动控制部，基于由所述相位检测部检测出的相位检测值，控制所述电力转换部；以及

无效电流成分检测部，检测流过所述电力转换部交流侧端子的电流的无效电流成分，其中，

所述驱动控制部包括相位修正部，所述相位修正部基于所述无效电流成分，对所述相位检测值进行修正。

2.根据权利要求1所述的电源再生装置，其特征在于，

所述电压检测部输出与检测出的交流电压对应的交流检测信号，

所述相位检测部基于所述交流检测信号推定所述交流电源的相位。

3.根据权利要求2所述的电源再生装置，其特征在于，所述电压检测部检测所述AC电抗器的所述交流电源侧的交流电压。

4.根据权利要求2所述的电源再生装置，其特征在于，所述电压检测部检测所述AC电抗器内或所述电力转换部交流侧端子的交流电压。

5.根据权利要求1所述的电源再生装置，其特征在于，

所述驱动控制部包括：

控制信号生成部，基于由所述相位检测部检测出的相位检测值，生成控制所述电力转换部的控制信号；以及

坐标转换部，基于由所述相位检测部检测出的相位检测值，并通过将流过所述电力转换部交流侧端子的电流值转换成d-q轴转动坐标系的电流值，来导出所述电流的q轴电流值和d轴电流值，其中，

所述相位修正部对输入所述控制信号生成部的相位检测值和输入所述坐标转换部的相位检测值中的至少一方进行修正。

6.根据权利要求5所述的电源再生装置，其特征在于，

所述驱动控制部包括输出d轴电流指令的d轴电流指令部，

所述相位修正部基于从所述d轴电流指令中减去由所述坐标转换部导出的d轴电流值而得到的d轴电流偏差，对所述相位检测值进行修正。

7.根据权利要求5所述的电源再生装置，其特征在于，

所述电力转换部能够将从所述交流电源提供来的交流电力转换成直流电力，

所述相位修正部包括符号切换部，当所述电力转换部将直流电力转换成交流电力时、以及将交流电力转换成直流电力时，所述符号切换部对相位修正值的正负进行切换。

8.根据权利要求7所述的电源再生装置，其特征在于，所述相位修正部基于所述q轴电流值的符号，设定相位修正值的符号。

9.一种电力转换装置，其特征在于包括：

权利要求1～8中任意一项所述的电源再生装置；以及

逆变装置，与所述电源再生装置的直流侧端子连接。

Images