CN102099996A - 逆变器控制电路、具备该逆变器控制电路的系统互连逆变器系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种利用PWM信号来对三相逆变器电路(2)内的多个开关单元的驱动进行控制的逆变器控制电路(6)。从三相逆变器电路(2)输出的相电压经由低通滤波器(3)输出。该从低通滤波器(3)输出的相电压的波形，基于上述PWM信号的控制，成为以下波形。即，在1/3周期的期间为零，在接下来的1/3周期的期间成为相位为0到2π/3的区间的正弦波，在剩下的1/3周期的期间成为相位为π/3到π的区间的正弦波。这样的PWM信号，周期性地设置了不产生脉冲的期间。因此，开关单元的开关动作周期性地停止。

Description

逆变器控制电路、具备该逆变器控制电路的系统互连逆变器系统

技术领域

本发明涉及利用PWM信号控制三相逆变器电路的逆变器控制电路，和具备该逆变器控制电路的系统互连逆变器系统。

背景技术

现有技术中，开发了将由太阳能电池等生成的直流电变换成交流电供给到三相电力系统的系统互连逆变器系统。系统互连逆变器系统中，一般使用全桥式三相逆变器电路。全桥式三相逆变器电路包含将3个由2个开关元件形成的串联连接(下面将该串联连接称为“臂”)并联连接，从各臂的开关元件彼此的连接点取出对应于U相、V相、W相各相的3个输出的桥式电路。然后，将作为各相的输出控制目标的相电压控制信号(相互之间相位依次错开2π/3的正弦波电压信号)分别变换成PWM信号，利用各PWM信号控制三相逆变器电路的各臂的开关元件的开关动作，由此控制从该三相逆变器电路输出到U相、V相、W相各相的交流电压信号。

图22是用以说明具备现有的逆变器控制电路的系统互连逆变器系统的一个例子的框图。

在该图中，逆变器系统A’中的逆变器电路2由全桥式三相逆变器电路构成。对逆变器电路2中的桥式电路的各臂，施加从直流电源1输入的直流电压。从逆变器控制电路6’输入的6个PWM信号，分别输入到各臂上各设有2个的共计6个的开关元件上。通过利用各PWM信号控制6个开关元件的开关动作，从逆变器电路2输出对应U相、V相、W相各相的脉冲状的交流电压信号。

图22中，从逆变器控制电路6’输入到逆变器电路2的信号线上附以6条斜线，该斜线的数目表示PWM信号的信号线的数目。于是，图22表示与6个开关元件对应地从逆变器控制电路6’向逆变器电路2输入6个PWM信号的情况。

从逆变器电路2输出的3个脉冲状的交流电压信号分别经滤波电路3除去包含开关噪声在内的高频成分，变换成正弦波状的交流电压信号。接着，3个正弦波状的交流电压信号(对应U相、V相、W相各相的交流电压信号)通过变压电路4调整振幅，输出到系统5的对应相。逆变器系统A’中，从变压电路4输出到系统5的3个相电压信号必须与系统5的对应的相的交流电压信号相应(相一致)。因此，逆变器控制电路6’基本上基于系统5的各相的相电压信号，生成作为输出控制目标的各相的相电压控制信号，如图23所示，采用将该相电压控制信号Su与规定的载波信号(三角波信号)Sc进行比较来生成PWM信号PSu的结构。

并且，图23表示了，在以U相的相位为基准的情况下，将该U相的相电压控制信号Su与载波信号Sc进行比较来生成PWM信号PSu的原理，此处，该PWM信号PSu是面向(针对)逆变器电路2的与U相对应的臂的开关元件的PWM信号。在逆变器电路2的与U相对应的臂上，2个开关元件串联连接，所以该图所示的PWM信号PSu为对应其中一个开关元件的PWM信号，该PWM信号PSu电平反转而得的PWM信号为对应另一个开关元件的PWM信号。

此外，若V相的相电压控制信号的相位比U相的相电压控制信号Su提前2π/3，则面向与V相对应的臂的开关元件的PWM信号PSv的波形为，将PWM信号PSu的相位提前2π/3的波形。若W相的相电压控制信号的相位比U相的相电压控制信号Su提前4π/3，则面向与W相对应的臂的开关元件的PWM信号PSw的波形为，将PWM信号PSu的相位提前4π/3的波形。

图23表示了通过所谓三角波比较方式生成PWM信号的原理。图示的方式，使载波信号Sc的电平范围(振幅的峰间值)Dc大于相电压控制信号Su的电平范围(振幅的峰间值)Du，通过将载波信号Sc与相电压控制信号Su的电平进行比较，生成脉冲信号的占空比根据相电压控制信号Su的正负的振幅值而变化的PWM信号PSu。

众所周知，对于面向桥式逆变器电路的PWM信号，为了不使各臂的一对开关元件同时导通(不使各臂发生短路)，除了需要设置空载时间外，还需要对载波信号Sc的电平范围Dc设置裕度(富余)。为此，必须对载波信号Sc的电平范围Dc设置可调制的范围，使相电压控制信号Su在该可调制的范围内变化。

如果在相电压控制信号上叠加三次谐波，如图24所示，该相电压控制信号的峰间值Pu0比不叠加三次谐波的情况下(Pu)要小(图24中，波形Vu为不叠加三次谐波的相电压控制信号，波形Vu0为叠加了三次谐波的相电压控制信号)。在U相，V相和W相的各相的相电压信号平衡的情况下，即使各相电压信号中包含三次谐波，该三次谐波也不会包含于U-V、V-W和W-U这些各线间的线间电压信号(参照图24的波形Xuv)中，不会输出到系统5。因此，逆变器控制电路6’中，通过使用叠加了三次谐波的相电压控制信号作为各相的输出控制目标，来提高基于三角波比较方式的PWM信号生成中的载波信号Sc的电压利用率。

在图22中，逆变器控制电路6’具备了指令值信号生成电路61’和PWM信号生成电路62’。指令值信号生成电路61’是生成上述各相的叠加了三次谐波的相电压控制信号来作为输出控制目标的信号(下面称为“指令值信号”)的电路。PWM信号生成电路62’是利用从指令值信号生成电路61’输入的各相的指令值信号Xu0、Xv0、Xw0，通过三角波比较方式生成6个PWM信号的电路。

此外，指令值信号生成电路61’内的相电压控制信号生成电路611’是生成上述各相的相电压控制信号的电路。三次谐波叠加电路612’是对相电压控制信号生成电路611’所输出的各相的相电压控制信号Xu、Xv、Xw分别叠加三次谐波，生成指令值信号Xu0、Xv0、Xw0的电路。并且，为了使输出控制目标为系统5的实际的各相的相电压信号，相电压控制信号生成电路611’利用由直流电压传感器7检测出的直流电源1的输出电压(直流)、由电流传感器8检测出的流过系统5的各相的相电流(交流)和由线间电压传感器9检测出的系统5的线间电压(交流)，生成各相的相电压控制信号Xu、Xv、Xw。

系统互连逆变器系统中，由于使逆变器电路2的开关元件进行开关动作来将直流电变换成交流电，用于开关元件的开关动作的电力消费成为电力变换的损失(一般地称为“开关损耗”)。为此，现有技术中，为了提高逆变器电路2中的电力变换效率，例如提出有降低PWM信号生成电路62’中的载波信号的频率的方法，和通过切换频率来减少开关损耗的方法。

专利文献1：日本专利公开2007-228745号公报

发明内容

现有的基于三角波比较方式的PWM信号的生产方法，如图23所示，使指令值信号Xu0、Xv0、Xw0在载波信号Sc的电平范围Dc的可调制范围内变化，因此，PWM信号在各周期中必然具有脉冲。尤其是，在相电压控制信号Xu、Xv、Xw上叠加三次谐波，作为指令值信号Xu0、Xv0、Xw0的情况下，为了使输出到系统5的U-V、V-W和W-U这些各线间的线间电压信号中不包含三次谐波，需要在载波信号Sc的电平范围Dc的两端设置裕度，使指令值信号Xu0、Xv0、Xw0在该电平范围Dc的中央部变化。因此，PWM信号的各周期中必然含有脉冲。

因此，现有技术中，考虑通过降低载波信号的频率来延长PWM信号的周期，减少一定期间内的脉冲数(开关元件的开关次数)，由此来减少开关损耗。

但是，如果将载波信号的频率在全部的期间都降低，则在逆变器电路2的输出电流值的变化量较大的期间，存在不能适当地进行PWM调制，输出电流值的稳定性降低的问题。此外，若在特定的期间切换载波信号的频率，则由于PWM信号的频率随着该切换而发生变化，导致要去除的开关噪声的频带也发生变化。因此，存在着需要以能够去除变化的频带全范围的开关噪声的方式来设计滤波电路3的问题。

本发明考虑了以上问题而完成，其目的为提供一种逆变器控制电路，在各相的PWM信号中周期性地设置不产生脉冲的期间，由此周期性地停止开关元件的开关动作，从而能够减少开关损耗。

为了解决上述问题，本发明采用了以下的技术方案。

本发明的第一方面提供一种利用PWM信号来对三相逆变器电路内的多个开关单元的驱动进行控制的逆变器控制电路，其特征在于，生成上述PWM信号并将其输出，使得经由低通滤波器输出的上述三相逆变器电路的输出相电压的波形，在1/3周期的期间为零，在接下来的1/3周期的期间成为相位为0到2π/3的区间的正弦波的波形，在剩下的1/3周期的期间成为上述正弦波的相位为π/3到π的区间的波形。

本发明的优选的实施方式中，包括：指令值信号生成单元，其生成：1周期的波形在1/3周期的期间为零，在接下来的1/3周期的期间成为相位为0到2π/3的区间的正弦波的波形，在剩下的1/3周期的期间成为上述正弦波的相位为π/3到π的区间的波形的第1指令值信号，相位相对于该第1指令值信号提前2π/3的第2指令值信号，和相位相对于上述第1指令值信号延迟2π/3的第3指令值信号；和基于上述指令值信号生成PWM信号的PWM信号生成单元。

本发明的优选的实施方式中，形成上述第1至第3指令值信号的波形的正弦波信号，是与应从上述三相逆变器电路输出的平衡的三相的线间电压信号具有相同波形的线间电压控制信号。

本发明的优选的实施方式中，上述指令值信号生成单元具备：相电压控制信号生成单元，生成用于对从上述三相逆变器电路输出的三相的输出电压进行控制的3个相电压控制信号；控制信号变换单元，将上述3个相电压控制信号变换为上述线间电压控制信号；和信号生成单元，根据上述线间电压控制信号，对上述三相逆变器电路的各相生成上述第1至第3指令值信号。

本发明的优选的实施方式中，上述信号生成单元生成各相的上述指令值信号，该各相的上述指令值信号通过下述方式合成：在从该相的相电压控制信号分别减去该相的前一相(相顺的前一个的相)的相电压控制信号和该相的后一相(相顺的后一个的相)的相电压控制信号而得的2个线间电压控制信号，和值始终为零的零信号中取最大值。

本发明的优选的实施方式中，上述信号生成单元生成各相的上述指令值信号，该各相的上述指令值信号，在1/3周期的期间为零，在接下来的1/3周期的期间为从该相的相电压控制信号减去该相的前一相的相电压控制信号而得的线间电压控制信号，在剩下的1/3周期的期间为从该相的相电压控制信号减去该相的后一相的相电压控制信号而得的线间电压控制信号。

本发明的优选的实施方式中，上述指令值信号生成单元具备：相电压控制信号生成单元，生成用于对从上述三相逆变器电路输出的三相的输出电压进行控制的3个相电压控制信号；和信号生成单元，根据上述3个相电压控制信号，对上述三相逆变器电路的各相生成上述第1至第3指令值信号，其中，上述信号生成单元，在上述第1指令值信号为零的期间，从与上述第1指令值信号对应的相的第1相电压控制信号减去该第1相电压控制信号，作为上述第1指令值信号，从与上述第2指令值信号对应的相的第2相电压控制信号减去第1相电压控制信号，作为上述第2指令值信号，从与上述第3指令值信号对应的相的第3相电压控制信号减去上述1相电压控制信号，作为上述第3指令值信号，在接着该零期间的1/3周期的期间，从上述第1相电压控制信号减去上述第3相电压控制信号，作为上述第1指令值信号，从上述第2相电压控制信号减去上述第3相电压控制信号，作为上述第2指令值信号，从上述第3相电压控制信号减去上述第3相电压控制信号，作为上述第3指令值信号，在剩余的1/3周期的期间，从上述第1相电压控制信号减去上述第2相电压控制信号，作为上述第1指令值信号，从上述第2相电压控制信号减去上述第2相电压控制信号，作为上述第2指令值信号，从上述第3相电压控制信号减去上述第2相电压控制信号，作为上述第3指令值信号。

本发明的优选的实施方式中，上述PWM信号生成单元，将上述3个指令值信号分别与规定的载波信号以使各指令值信号的零电平与上述载波信号的振幅的最小电平一致的方式进行比较，由此生成上述PWM信号。

本发明的优选的实施方式中，包括：计算单元，计算用于对各采样期间内上述三相逆变器电路输出的各相的输出线间电压分别进行控制的，绝对值表示脉冲宽度、正负表示脉冲波形的极性的3个脉冲宽度值；判别单元，判别上述计算单元所计算出的3个脉冲宽度值之中绝对值最大的脉冲宽度值是否比0大；和PWM信号生成单元，在绝对值最大的脉冲宽度值比0大的情况下，根据预先设定的第1规则来决定该采样期间的各相的波形，在绝对值最大的脉冲宽度值比0小的情况下，根据预先设定的与上述第1规则不同的规则来决定该采样期间的各相的波形，由此生成上述PWM信号。

本发明的优选的实施方式中，上述PWM信号生成单元，在绝对值最大的脉冲宽度值大于0的情况下，使上述脉冲宽度值的绝对值最大的第1相的波形，为该第1相的脉冲宽度值期间的开状态配置于中央的脉冲波形，使接着上述第1相的第2相的波形，为全区间是关状态的波形，使接着上述第2相的第3相的波形，为上述第2相的脉冲宽度值的绝对值期间的开状态配置于中央的脉冲波形，在绝对值最大的脉冲宽度值小于0的情况下，使上述第1相的波形，为全区间是关状态的波形，使上述第2相的波形，为上述第1相的脉冲宽度值的绝对值期间的开状态配置于中央的脉冲波形，使上述第3相的波形，为该第3相的脉冲宽度值期间的开状态配置于中央的脉冲波形。

本发明的第二方式提供一种系统互连逆变器系统，其具备本发明的第一方面提供的逆变器控制电路。

通过本发明，输入到上述三相逆变器电路中的PWM信号，在周期的三分之一期间内持续低电平。因此，上述三相逆变器电路的开关单元在该期间上不进行开关。由此，能够较少开关次数，能够提高上述三相逆变器电路的电力变换效率。

本发明的其它特征和优点，通过后文参照附图进行的详细说明，能够更加明了。

附图说明

图1是表示相电压信号Vu、Vv、Vw和线间电压信号Vwu、Vuv、Vvw的关系的矢量图。

图2通过使由与相电压信号Vu、Vv、Vw分别对应的矢量Pu、Pv、Pw形成的正三角形在基准线上旋转，来表示基准电压的位置发生变化的情况。

图3是将图1所示的矢量图顺时针旋转π/6的图。

图4是表示本发明的U相、V相和W相的各相的相电压信号与线间电压信号的关系的图。

图5是表示线间电压信号Vwu、Vuv、Vvw、Vuw、Vvu、Vwv与本发明的U相、V相和W相的各相的相电压信号Vu1、Vv1、Vw1的波形的图。

图6是用以说明具备本发明的逆变器控制电路的第1实施方式的系统互连逆变器系统的一个例子的框图。

图7是表示全桥式三相逆变器电路的一个例子的图。

图8是用以说明信号生成电路所输出的指令值信号Xu1的波形的图。

图9是用以说明根据指令值信号和载波信号生成PWM信号的方法的图。

图10是用以说明具备本发明的逆变器控制电路的第2实施方式的系统互连逆变器系统的一个例子的框图。

图11是用以说明利用全波整流信号来生成指令值信号的方法的图。

图12用以说明为了利用全波整流信号来生成指令值信号而使用的信号生成电路的结构。

图13是用以说明为了以使各相的相电压按每三分之一周期与直流电源的DC负极电位一致的方式进行控制而使用的控制方法的流程图。

图14是用矢量变换图表示图13所示的控制方法的图。

图15是用以说明具备本发明的逆变器控制电路的第3实施方式的系统互连逆变器系统的一个例子的框图。

图16是用以说明在信号生成电路进行的处理的流程图。

图17是用以说明具备本发明的逆变器控制电路的第4实施方式的系统互连逆变器系统的一个例子的框图。

图18是表示在绝对值最大的脉冲宽度值为正值的情况下的线间电压波形和相电压波形之间的关系的图。

图19是表示在绝对值最大的脉冲宽度值为负值的情况下的线间电压波形和相电压波形之间的关系的图。

图20是表示决定各相电压波形的处理顺序的流程图。

图21是用以说明由PWM保持法计算出的脉冲宽度值与由相电压波形决定处理决定的脉冲波形的脉冲宽度之间的关系的图。

图22是用以说明具备现有的逆变器控制电路的系统互连三相逆变器系统的一个例子的框图。

图23是表示基于三角波比较方式的PWM信号的生成原理的图。

图24是表示相电压控制信号的波形和在其上叠加了三次谐波的指令值信号的波形的图。

具体实施方式

下面，对本发明的优选实施方式，参照附图进行具体说明。

首先，针对用以减少三相逆变器电路的开关损耗的本发明的基本思路进行说明。

图22所示的现有的逆变器系统A’中，设定指令值信号Xu0、Xv0、Xw0，以使输出到系统5中的U-V、V-W和W-U的各线间的线间电压信号平衡。具体地，如果应向系统5的U相、V相和W相的各相输出的相电压信号Vu、Vv、Vw分别为Vu＝A·sin(ωt)、Vv＝A·sin(ωt+2π/3)、Vw＝A·sin(ωt+4π/3)，则将与在这些相电压信号Vu、Vv、Vw上叠加了三次谐波的相电压信号波形相同的信号设定为指令值信号Xu0、Xv0、Xw0。接着，将指令值信号Xu0、Xv0、Xw0与三角波的载波信号进行比较，生成PWM信号。

如上所述，逆变器系统A’的PWM信号生成电路62’中，由于使指令值信号Xu0、Xv0、Xw0的电平范围Du的中心与三角波的载波信号的电平范围Dc的中心重合来比较两信号的电平，所以在PWM信号的各周期中必然产生脉冲。即使将指令值信号Xu0、Xv0、Xw0的电平范围Du的最小值与三角波的载波信号的电平范围Dc的最小值重合来比较两信号的电平，由于指令值信号Xu0、Xv0、Xw0为正弦波信号，所以PWM信号中也不产生没有脉冲的周期。

本发明的特征在于，不使各相的指令值信号像正弦波信号那样以0[v]为基准在正方向和负方向上对称地变化，而是设定为满足下述条件的信号：

(1)输出到系统5的U-V、V-W和W-U的各线间的线间电压信号为平衡信号；

(2)是以0[v]为基准仅在正方向上变化的非对称的周期信号，并且各周期的一部分包含0[v]的期间，

通过使该指令值信号的电平范围的最小值(0[v])与三角波的载波信号的电平范围的最小值重合来比较两信号的电平，由此生成各相的PWM信号。

通过上述方法，由于在指令值信号Xu0、Xv0、Xw0的0[v]期间中PWM信号不产生脉冲，所以能够在该期间停止三相逆变器电路中的开关元件的开关动作。因此，三相逆变器电路内的开关元件的开关动作周期性地停止，相应地能够减少开关损耗。

接着，针对满足上述(1)、(2)条件的信号进行说明。

在令相电压信号Vu、Vv、Vw分别为Vu＝A·sin(ωt)、Vv＝A·sin(ωt+2π/3)、Vw＝A·sin(ωt+4π/3)的情况下，线间电压信号Vuv、Vvw、Vwu为Vuv＝Vu-Vv＝√(3)·A·sin(ωt-π/6)、Vvw＝Vv-Vw＝√(3)·A·sin(ωt+3π/6)、wu＝Vw-Vu＝√(3)·A·sin(ωt+7π/6)。表示相电压信号Vu、Vv、Vw和线间电压信号Vuv、Vvw、Vwu的关系的矢量图如图1所示。

该图中表示了以X轴为相位的基准(θ＝0°)，U相的相电压信号Vu所对应的矢量Pu与X轴一致时的状态。矢量Pu、Pv、Pw分别为对应于相电压信号Vu、Vv、Vw的矢量，矢量Puv、Pvw、Pwu分别为对应于相电压信号Vuv、Vvw、Vwu的矢量。此外，矢量Pvu、Pwv、Puw分别为将矢量Puv、Pvw、Pwu的方向逆转而得的矢量。因此矢量Pvu、Pwv、Puw所对应的线间电压信号Vvu、Vwv、Vuw分别与线间电压信号Vuv、Vvw、Vwu的相位偏移π，Vvu＝-Vuv＝√(3)·A·sin(ωt+5π/6)、Vwv＝-Vvw＝√(3)·A·sin(ωt+9π/6)、Vuw＝-Vwu＝√(3)·A·sin(ωt+π/6)。

上述(1)的条件，在图1中相当于矢量Pu、Pv、Pw相互之间保持2π/3的相位差并以中性点N为中心以角速度ω逆时针旋转的状态。一般地，中性点N被设定为0[v]的基准电压，U相、V相和W相这些各相电压信号Vu、Vv、Vw为矢量Pu、Pv、Pw在Y轴上的正投影，如上所述，是相互之间相位偏移2π/3的正弦波信号。

针对上述(2)的条件进行讨论，作为使相电压信号Vu、Vv、Vw以0[v]为基准仅在正方向上变化的方法，考虑了将矢量Pu、Pv、Pw的前端所围绕形成的圆C的最低点d3(Y轴上的-A位置)设定为0[v]的基准电压的方法。但是，该方法中，相电压信号Vu、Vv、Vw仅在矢量Pu、Pv、Pw的前端通过点d3的瞬间为0[v]，所以只通过改变0[v]基准的位置，不能使相电压信号Vu、Vv、Vw周期性地在一定期间保持为0[v]。

因此，为了使相电压信号Vu、Vv、Vw周期性地在一定期间保持为0[v]，必须使圆C上的一部分区域为0[v]的基准区域R，以在矢量Pu、Pv、Pw的前端通过该基准区域R的期间内将相电压信号Vu、Vv、Vw保持为0[v]。

于是，根据仅使相电压信号Vu、Vv、Vw在正方向上变化这一条件，0[v]的基准区域R必须按下述方式设定：在图1中，3个矢量Pu、Pv、Pw的某一个通过基准区域R时，其它2个矢量在Y方向上通过该基准区域R的上侧。此外，必须使得：在通过基准区域R的矢量离开该基准区域R的瞬间另一矢量进入基准区域R，3个矢量Pu、Pv、Pw中始终有一个在基准区域R中移动。

因此，对于圆C，以横切该圆C的方式设置与X轴平行的0[v]的基准线L，求取满足上述条件的基准线L的位置，得到如图1所示通过点d1和点d2的位置。在该图中，点d1、d2相当于将圆C逆时针旋转π/2时的矢量Pv和矢量Pw的前端位置。对于矢量Pu的旋转位置而言，点d1为旋转至θ＝7π/6的位置，点d2为旋转至θ＝11π/6的位置。因此，本发明中，将0[v]的基准区域R设定为圆C的从点d1到点d2的区域。

上述(1)的条件，如图1所示，例如在矢量Pu以中性点N为旋转中心旋转的情况下，矢量Pv始终以相对矢量Pu保持张角+2π/3的位置的方式来移动，矢量Pw始终以相对矢量Pu保持张角-2π/3的位置的方式来移动，即，矢量Pu、Pv、Pw的前端始终以构成正三角形T的方式移动。

由于矢量Pu对中性点N的旋转是相对的，所以在以矢量Pu的前端为中心使中性点N旋转的情况下，只要矢量Pv、Pw相对矢量Pu的位置关系保持矢量Pu、Pv、Pw的前端形成正三角形T的位置关系，就满足上述(1)的条件。一直以来，矢量Pu、Pv、Pw的旋转能够理解为使正三角形T以重心位置(中性点N)为中心以速度ωt旋转时的矢量Pu、Pv、Pw的前端位置的旋转。本发明的矢量Pu、Pv、Pw的旋转，如图2所示，能够理解为使正三角形T在基准线L上以速度ωt旋转(滚动)时的矢量Pu、Pv、Pw的前端位置的旋转

图2是表示正三角形T从θ＝-π/6的位置开始旋转一周时的矢量Pu、Pv、Pw的旋转位置，(a)～(d)分别表示θ＝-π/6、θ＝3π/6、θ＝7π/6、θ＝11π/6的旋转位置。并且，θ＝0的位置，如图1所示，为矢量Pu与X轴一致的位置。

如该图所示，在从(a)到(b)之间，正三角形T以矢量Pw的前端w为中心旋转，在从(b)到(c)之间，正三角形T以矢量Pv的前端v为中心旋转，在从(c)到(d)之间，正三角形T以矢量Pu的前端u为中心旋转。图2中，正三角形T虽然不像滚动圆C那样平滑地旋转，但始终保持正三角形T，并且3个矢量Pu、Pv、Pw始终在基准电压0[v]之上的区域移动，因此满足上述(1)、(2)的条件。于是，即使设定指令值信号使之具有通过使矢量Pu、Pv、Pw如图2所示旋转而得到的相电压信号(下面，称为“相电压信号Vu1、Vv1、Vw1”)的波形，也能够对系统5输出平衡的线间电压信号Vuv、Vvw、Vwu。

下面，利用图1至图3，针对U相、V相和W相的各相电压信号Vu1、Vv1、Vw1的波形进行说明。

U相、V相和W相的各相的相电压信号的波形各自由矢量Pu、Pv、Pw的前端的位置决定。在图1的情况下，中性点N固定为基准电压0[v]，矢量Pu、Pv、Pw的前端分别以中性点N为中心旋转，因此，U相、V相和W相的各相的相电压信号Vu、Vv、Vw的波形，分别由矢量Pu、Pv、Pw的大小A和相位θ通过式子A·sin(θ)计算。

在图2的情况下，基准电压0[v]被设定为基准线L，当正三角形T的顶点(矢量Pu、Pv、Pw的前端)与基准线L相切时，正三角形T以该顶点为中心旋转，因此在正三角形T每旋转2π/3时，基准电压0[v]的位置发生变化。因此，在求取矢量Pu、Pv、Pw的前端的移动轨迹时，需要在正三角形T每旋转2π/3时使基准电压0[v]的位置发生变化，相对于变化后的基准电压0[v]的位置求取移动轨迹。

例如，U相的相电压信号Vu1的波形，由矢量Pu的前端的位置相对基准电压0[v]的位置而决定，根据图2，在从(a)到(b)的期间(θ为-π/6～3π/6的期间)中，由于矢量Pw的前端被设定为基准电压0[v]，所以U相的相电压信号Vu1的波形为，将从w点向着u点的矢量E1自(a)位置旋转至(b)位置时该矢量E1前端的波形(参照图2的粗线B 1)。此外，在从(b)到(c)的期间(θ为3π/6～7π/6的期间)中，由于矢量Pv的前端被设定为基准电压0[v]，所以U相的相电压信号Vu1的波形为，将从v点向着u点的矢量E2自(b)位置旋转至(c)位置时该矢量E2前端的波形(参照图2的点划线B2)。另外，在从(c)到(d)的期间(θ为7π/6～11π/6的期间)中，由于矢量Pu的前端被设定为基准电压0[v]，所以U相的相电压信号Vu1的波形被固定为基准电压0[v]。

图3是将图1的矢量图旋转-π/6，使之为图2(a)的状态的图。图2的粗线B1的波形，是使矢量E1围绕矢量Pw的前端从0旋转到2π/3的波形，该波形和在图3中具有与矢量E1相同相位的(θ＝0)的矢量Puw从0旋转到2π/3时的波形相同。即，与线间电压信号Vuw的-π/6到3π/6的波形相同。此外，图2的点划线B2的波形，是使矢量E2围绕该矢量Pv的前端从π/3旋转到π的波形，该波形和在图3所示的矢量图逆时针旋转了2π/3的状态下具有与矢量E2相同相位的(θ＝π/3)的矢量(即在图3中θ＝-π/3的矢量Puv)从π/3旋转到π时的波形相同。即，与线间电压信号Vuv的3π/6到7π/6的波形相同

因此，U相的相电压信号Vu1的1周期的波形，由线间电压信号Vuw(-π/6～3π/6)、线间电压信号Vuv(3π/6～7π/6)和0[v](7π/6～11π/6)的合成波给出。

同样，V相、W相的相电压信号Vv1、Vw1的1周期的波形也可以用相同的方法求得。省略其细节，V相的相电压信号Vv1的1周期的波形，由-π/6～3π/6上的线间电压信号Vvw、3π/6～7π/6上的0[v]和7π/6～11π/6上的线间电压信号Vvu的合成波给出。此外，W相的相电压信号Vw1的1周期的波形，由-π/6～3π/6上的0[v]、3π/6～7π/6上的线间电压信号Vwv和7π/6～11π/6上的线间电压信号Vwu的合成波给出。

对以上进行整理，U相、V相和W相的各相的相电压信号Vu1、Vv1、Vw1的波形，成为图4的表所示，具体的波形如图5所示。并且，图5(a)表示了线间电压信号Vuv、Vvw、Vwu的波形，该图(b)表示了线间电压Vvu(＝-Vuv)、Vwv(＝-Vvw)、Vuw(＝-Vwu)，(c)表示相电压信号Vu1、Vv1、Vw1的波形。

根据图4、图5，在U相、V相和W相所分别对应的矢量Pu、Pv、Pw，如图1所示地以U、V、W相逆时针依次配置的情况下，用以形成U相的相电压信号Vu1的波形的线间电压信号，是U-W的线间电压信号Vuw和U-V的线间电压信号Vuv。这些线间电压信号是从U相的相电压信号Vu分别地减去该U相的前一相W相的相电压信号Vw和该U相的后一相V相的相电压信号Vv所得的线间电压信号。

此外，用以形成V相的相电压信号Vv1的波形的线间电压信号是V-U的线间电压信号Vvu和V-W的线间电压信号Vvw。这些线间电压信号是从V相的相电压信号Vv分别地减去该V相的前一相U相的相电压信号Vu和该V相的后一相W相的相电压信号Vw所得的线间电压信号。此外，用以形成W相的相电压信号Vw1的波形的线间电压信号是W-V的线间电压信号Vwv和W-U的线间电压信号Vwu。这些线间电压信号是从W相的相电压信号Vw分别地减去该W相的前一相V相的相电压信号Vv和该W相的后一相U相的相电压信号Vu所得的线间电压信号。

即，为形成各相的相电压信号的波形而利用的线间电压信号，能够是从该相的相电压信号分别地减去该相的前一相的相电压信号和该相的后一相的相电压信号所得的2个线间电压信号。

在将图5(c)所示的相电压信号Vu1、Vv1、Vw1的波形设定为指令值信号的情况下，例如，输出到系统5的U-V之间的线间电压信号Vuv的波形，通过Vuv＝Vu1-Vv1，将图5(c)的相电压信号Vu1的波形和反转相电压信号Vv1后的波形相加求得。

在3π/6～7π/6的期间，由于相电压信号Vv1为0电平，线间电压信号Vuv的波形与相电压信号Vu1的波形相同。即，与线间电压信号Vuv的波形相同。此外，在7π/6～11π/6的期间，由于相电压信号Vu1为0电平，所以线间电压信号Vuv的波形与反转相电压信号Vv1的波形后的波形相同。即，与反转线间电压信号Vvu的波形后的波形(线间电压信号Vuv的波形)相同。根据图1，线间电压信号Vuv为矢量Puv在Y轴上的正投影，由√(3)·A·sin(ωt-π/6)表示。于是，在3π/6～11π/6的期间，线间电压信号Vuv的波形为√(3)·A·sin(ωt-π/6)。

另一方面，-π/6～3π/6的期间，线间电压信号Vuv的波形由Vuw-Vvw求得。根据图1可知，Vuw＝√(3)·A·sin(ωt+π/6)，Vvw＝√(3)·A·sin(ωt+3π/6)，所以线间电压信号Vuv的波形为Vuw-Vvw＝√(3)·A·{sin(ωt+π/6)-sin(ωt+3π/6)}。sin(ωt+π/6)-sin(ωt+3π/6)这部分，若令ωt为θ，能够变形为下面的(1)式。

$\sin (\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{6})-\sin (\mathrm{\θ}+\frac{3\mathrm{\π}}{6})=\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{6}\right)+\cos \left(\mathrm{\θ}\right)\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{6}\right)-\cos \left(\mathrm{\θ}\right)$

$=\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{6}\right)-\cos \left(\mathrm{\θ}\right)\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{6}\right)$

$=\sin (\mathrm{\θ}-\frac{\mathrm{\π}}{6})...\left(1\right)$

因此，在-π/6～7π/6的期间，线间电压信号Vuv的波形也和3π/6～11π/6的期间相同，为√(3)·A·sin(ωt-π/6)，-π/6～11π/6的整个期间上，线间电压信号Vuv的波形由√(3)·A·sin(ωt-π/6)给出。此外，线间电压信号Vvw、Vwu的波形也能够同样地求出，线间电压信号Vvw、Vwu所对应的矢量分别为矢量Pvw和矢量Pwu。因此，线间电压信号Vvw为√(3)·A·sin(ωt+π/2)，线间电压信号Vwu为√(3)·A·sin(ωt+7π/6)。

如上所述，即使设定如图5(c)所示的相电压信号Vu1、Vv1、Vw1的波形作为指令值信号，也能够对系统5输出平衡的线间电压信号Vuv、Vvw、Vwu。

下面，针对生成上述指令值信号并将基于该指令值信号的PWM信号输出到逆变器2中的逆变器控制电路进行说明。

图6是用以说明具备本发明的逆变器控制电路的第1实施方式的系统互连逆变器系统的一个例子的框图。

系统互连逆变器系统A1具备直流电源1、逆变器电路2、滤波电路3、变压电路4、商用电力系统5、逆变器控制电路6、直流电源传感器7、电流传感器8、线间电压传感器9。直流电源1与逆变器电路2相连接。逆变器电路2为三相逆变器，逆变器电路2、滤波电路3、变压电路4和商用电力系统5依次由U相、V相、W相的输出电压的输出线串联连接。逆变器电路2与逆变器控制电路6连接。系统互连逆变器系统A1将由直流电源1生成的直流电经逆变器电路2变换成交流电，供给到商用电力系统5中。

直流电源1生成直流电，具备将太阳能变换成电能的太阳能电池。

逆变器电路2为全桥式三相逆变器，基于从逆变器控制电路6输入的PWM信号使所具有的开关元件进行开关动作，由此将从直流电源1输入的直流电变换成交流电。

图7是用以说明逆变器电路2的图。

逆变器电路2由6个开关元件Tr1～Tr6桥接所得。各开关元件Tr1、Tr2、Tr3、Tr4、Tr5、Tr6分别与反馈二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6并联连接。作为开关元件，例如使用双极性晶体管、场效应晶体管、闸流晶体管等半导体开关元件，图7表示了使用晶体管的例子。

开关元件Tr1和开关元件Tr2的串联连接(下面称为“第1臂”)、开关元件Tr3和开关元件Tr4的串联连接(下面称为“第2臂”)以及开关元件Tr5和开关元件Tr6的串联连接(下面称为“第3臂”)的两端被供给从直流电源1输出的直流电源Vdc，从第1臂、第2臂和第3臂的各连接点a、b、c分别输出U相、V相、W相的相电压信号。

6个开关元件Tr1～Tr6由逆变器控制电路6所输出的PWM信号来分别控制开关动作。具体来说，从逆变器控制电路6，以相互反相的2个PWM信号为1组，输出脉冲宽度各异的3组PWM信号。令各组的PWM信号为(PS11，PS12)、(PS21，PS22)、(PS31，PS32)，PWM信号PS11、PS12分别输入到开关元件Tr1和开关元件Tr2的控制端子(图7中为晶体管的基极)，PWM信号PS21、PS22分别输入到开关元件Tr3和开关元件Tr4的控制端子，PWM信号PS31、PS32分别输入到开关元件Tr5和开关元件Tr6的控制端子。

滤波电路3是具有电抗器和电容器的低通滤波器。滤波电路3将从逆变器电路2输出的交流电压中所含的开关噪声除去。变压电路4将从滤波电路3输出的交流电压升压或者降压到与商用电力系统5的电压(下面称为“系统电压”)大致同一水平。

直流电压传感器7用于检测从直流电源1输出的直流电压。检测出的直流电压信号输入到逆变器控制电路6。电流传感器8用于检测从变压电路4输出的各相的电流。检测出的电流信号输入到逆变器控制电路6。线间电压传感器9用于检测商用电力系统5的各相的线间电压信号。检测出的线间电压信号输入到逆变器控制电路6。

逆变器控制电路6生成对逆变器电路2的开关元件的开关动作进行控制的PWM信号。对于逆变器控制电路6，分别从直流电压传感器7、电流传感器8和线间电压传感器9输入直流电压信号、电流信号、线间电压信号。逆变器控制电路6利用这些信号生成PWM信号，对逆变器电路2输出该PWM信号。

逆变器控制电路6具备指令值信号生成电路61和PWM信号生成电路62。指令值信号生成电路61生成上述的指令值信号，将其向PWM信号生成电路62输出。在第1实施方式中，令指令值信号生成电路61生成的指令值信号为Xu1、Xv1、Xw1。

指令值信号生成电路61具备相电压控制信号生成电路611、控制信号变换电路612和信号生成电路613。

对于相电压控制信号生成电路611，输入由直流电压传感器7检测到的直流电压信号、由电流传感器8检测到的电流信号、由线间电压传感器9检测到的线间电压信号。此外，还输入预先设定的目标直流电压和目标无效电流(target reactive portion of current)。相电压控制信号生成电路611基于这些检测信号和目标直流电压以及目标无效电流，生成用于控制各相的相电压的相电压控制信号Xu、Xv、Xw，输出到控制信号变换电路612。

相电压控制信号生成电路611具备相位检测电路611a、PI控制电路611b、三相/二相变换电路611c、静止坐标变换电路611d、PI控制电路611e、旋转坐标变换电路611f和二相/三相变换电路611g。

相位检测电路611a根据从线间电压传感器9输入的线间电压信号检测出系统电压的相位，向静止坐标变换电路611d、旋转坐标变换电路611f和信号生成电路613输出。PI控制电路611b对从直流电压传感器7输入的直流电压信号与目标直流电压信号的差进行基于PI控制的修正运算，输出作为该运算结果的修正值信号Xd。三相/二相变换电路611c将从电流传感器8输入的三相的电流信号变换成二相的电流信号并将其输出。静止坐标变换电路611d从三相/二相变换电路611c输入二相的电流信号，并从相位检测电路611a输入系统电压的相位。静止坐标变换电路611d将二相的电流信号变换成与系统电压的相位存在相位差的相位差成分和同相的同相成分并加以输出。将三相变换成二相的所谓αβ变换，以及将旋转坐标变换成静止坐标的所谓dq变换已经广为人知，因此省略针对其的详细说明。

PI控制电路611e，对作为从静止坐标变换电路611d输出的相位差成分的无效电流信号与目标无效电流的差进行基于PI控制的修正运算，输出作为其运算结果的修正值信号Xq。对于旋转坐标变换电路611f，PI控制电路611b所输出的修正值信号Xd作为同相成分输入，PI控制电路611e所输出的修正值信号Xq作为相位差成分输入，系统电压的相位从相位检测电路611a输入。旋转坐标变换电路611f将修正值信号Xd和修正值信号Xq变换成二相的控制信号Xα和Xβ并将其输出。二相/三相变换电路611g将从旋转坐标变换电路611f输入的控制信号Xα、Xβ变换成三相的相电压信号Xu、Xv、Xw并将其输出。将二相变换成三相的所谓逆αβ变换，以及将静止坐标变换成旋转坐标的所谓逆dq变换已经广为人知，因此省略针对其的详细说明。

并且，相电压控制信号生成电路611的结构并不限定于此，只要是能生成相电压信号Xu、Xv、Xw即可。例如，可以不进行静止坐标变换，而是以控制二相的电流信号的方式生成相电压控制信号，也可以不将三相变换成二相，以在保持三相电流信号的状态下进行控制的方式生成相电压控制信号。

控制信号变换电路612将从相电压控制信号生成电路611输入的相电压信号Xu、Xv、Xw变换成线间电压控制信号Xuv、Xvw、Xwu，向信号生成电路613输出。控制信号变换电路612生成Xu和Xv的差分信号作为Xuv，生成Xv和Xw的差分信号作为Xvw，生成Xw和Xu的差分信号作为Xwu，由此进行控制信号的变换。

此外，为了生成线间电压控制信号，不一定要生成相电压控制信号。也可以设置直接生成线间电压控制信号的电路来代替相电压控制信号生成电路611和控制信号变换电路612，直接地生成线间电压控制信号。

信号生成电路613根据从控制信号变换电路612输入的线间电压控制信号Xuv、Xvw、Xwu和反转它们的极性而得的信号Xvu、Xwv、Xuw，生成指令值信号Xu1、Xv1、Xw1。此外，控制信号变换电路612也可以生成线间电压控制信号Xvu、Xwv、Xuw，向信号生成电路613输入6个线间电压控制信号Xuv、Xvw、Xwu、Xvu、Xwv、Xuw。

信号生成电路613根据从相位检测电路611a输入的系统电压的U相的相电压信号的相位，利用下述(2)式，计算出Xu1、Xv1、Xw1。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Xu}1\\ \mathrm{Xv}1\\ \mathrm{Xw}1\end{array}\right]=\begin{array}{cc}\left[\begin{array}{c}\mathrm{Xuw}\\ \mathrm{Xvw}\\ O\end{array}\right]& -\frac{1}{6}\mathrm{\π}\≤\mathrm{\θ}\≤\frac{3}{6}\mathrm{\π}\\ \left[\begin{array}{c}\mathrm{Xuv}\\ O\\ \mathrm{Xwv}\end{array}\right]& \frac{3}{6}\mathrm{\π}\≤\mathrm{\θ}\≤\frac{7}{6}\mathrm{\π}\\ \left[\begin{array}{c}O\\ \mathrm{Xvu}\\ \mathrm{Xwu}\end{array}\right]& \frac{7}{6}\mathrm{\π}\≤\mathrm{\θ}\≤\frac{11}{6}\mathrm{\π}\end{array}.....\left(2\right)$

图8是用以说明信号生成电路613所输出的指令值信号Xu1的波形的图。波形Xu是相电压控制信号Xu的波形，与作为系统电压的U相的目标的相电压信号的波形一致。波形Xuv表示线间电压控制信号Xuv的波形，波形Xuw表示将线间电压控制信号Xwu的极性反转后的信号Xuw的波形。

如该图所示，若令系统电压的U相的相电压信号的相位为θ，则指令值信号Xu1在-π/6≤θ≤3π/6的期间为信号Xuw，在3π/6≤θ≤7π/6的期间为线间电压控制信号Xuv，在7π/6≤θ≤11π/6的期间为零。即，该图中所示的波形Xu1与图5(c)中所示Vu的波形为同一波形。同样地，指令值信号Xv1在-π/6≤θ≤3π/6的期间为线间电压控制信号Xvw，在3π/6≤θ≤7π/6的期间为零，在7π/6≤θ≤11π/6的期间为反转线间电压控制信号Xuv的极性后的信号Xvu。此外，指令值信号Xu1在-π/6≤θ≤3π/6的期间为零，在3π/6≤θ≤7π/6的期间为反转线间电压控制信号Xvw的极性后的信号Xwv，在7π/6≤θ≤11π/6的期间为线间电压控制信号Xwu。

二相/三相变换电路611g利用下述(3)式根据控制信号Xα、Xβ计算相电压控制信号Xu、Xv、Xw。此外，控制信号变换电路612利用下述(4)式，根据相电压控制信号Xu、Xv、Xw计算线间电压控制信号Xuv、Xvw、Xwu。根据下述(3)式和下述(4)式计算出下述(5)式。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Xu}\\ \mathrm{Xv}\\ \mathrm{Xw}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{X\α}\\ \mathrm{X\β}\end{array}\right].....\left(3\right)$

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Xuv}\\ \mathrm{Xvw}\\ \mathrm{Xwu}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}1& -1& 0\\ 0& 1& -1\\ -1& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Xu}\\ \mathrm{Xv}\\ \mathrm{Xw}\end{array}\right].....\left(4\right)$

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Xuv}\\ \mathrm{Xvw}\\ \mathrm{Xwu}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -1& 0\\ 0& 1& -1\\ -1& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{X\α}\\ \mathrm{X\β}\end{array}\right]$

$\sqrt{\frac{3}{2}}\left[\begin{array}{cc}1& -\frac{1}{\sqrt{3}}\\ 0& \frac{2}{\sqrt{3}}\\ -1& -\frac{1}{\sqrt{3}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{X\α}\\ \mathrm{X\β}\end{array}\right].....\left(5\right)$

根据上述(5)式和上述(2)式计算下述(6)式。因此，也可以将二相/三相变换电路611g、控制信号变换电路612和信号生成电路613并为一个，利用下述(6)式，根据控制信号Xα、Xβ直接计算出指令值信号Xu1、Xv1、Xw1并加以输出。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Xu}1\\ \mathrm{Xv}1\\ \mathrm{Xw}1\end{array}\right]=\begin{array}{cc}\sqrt{\frac{3}{2}}\left[\begin{array}{cc}1& \frac{1}{\sqrt{3}}\\ 0& \frac{2}{\sqrt{3}}\\ 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{X\α}\\ \mathrm{X\β}\end{array}\right]& -\frac{1}{6}\mathrm{\π}\≤\mathrm{\θ}\≤\frac{3}{6}\mathrm{\π}\\ \sqrt{\frac{3}{2}}\left[\begin{array}{cc}1& -\frac{1}{\sqrt{3}}\\ 0& 0\\ 0& -\frac{2}{\sqrt{3}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{X\α}\\ \mathrm{X\β}\end{array}\right]& \frac{3}{6}\mathrm{\π}\≤\mathrm{\θ}\≤\frac{7}{6}\mathrm{\π}\\ \sqrt{\frac{3}{2}}\left[\begin{array}{cc}0& 0\\ -1& \frac{1}{\sqrt{3}}\\ -1& -\frac{1}{\sqrt{3}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{X\α}\\ \mathrm{X\β}\end{array}\right]& \frac{7}{6}\mathrm{\π}\≤\mathrm{\θ}\≤\frac{11}{6}\mathrm{\π}\end{array}.....\left(6\right)$

回到图6，PWM信号生成电路62，根据在其内部生成的载波信号和从指令值信号生成电路61输入的各相的指令值信号Xu1、Xv1、Xw1分别生成各相PWM信号，输出到逆变器电路2。

图9(a)是用以说明根据指令值信号和载波信号生成PWM信号的方法的图。在该图(a)中，用波形F表示指令值信号，用波形C表示载波信号，用波形P表示PWM信号。PWM信号生成电路62，生成在指令值信号比载波信号大的期间为高电平、在指令值信号处于载波信号以下的期间为低电平的脉冲信号作为PWM信号。因此，在该图(a)中，在波形F大于波形C的期间中波形P为高电压，在波形F处于波形C以下的期间中波形P为低电平。

在第1实施方式中，载波信号以在指令值信号的0电平以上的范围内变化的方式生成，以使指令值信号的最小值与载波信号的最小值一致。

逆变器电路2的U相、V相、W相的开关元件分别基于U相、V相、W相的PWM信号进行开关动作。并且，PWM信号生成电路62也生成将U相、V相、W相的脉冲信号反转后的脉冲信号，作为反相的PWM信号对逆变器电路2输出。与逆变器电路2的U相、V相、W相的各开关元件串联连接的开关元件，分别基于反相的PWM信号，与U相、V相、W相的各开关单元相反地进行开关动作。

下面，针对逆变器控制电路6的作用进行说明。

在第1实施方式中，指令值信号生成电路61输出波形如图5(c)所示的指令值信号Xu1、Xv1、Xw1，PWM信号生成电路62基于该指令值信号Xu1、Xv1、Xw1生成PWM信号，将其输出到逆变器电路2。逆变器电路2输出的相电压信号Vu1、Vv1、Vw1为如图5(c)所示的波形，作为相电压信号Vu1、Vv1、Vw1的差分信号的线间电压信号为如图5(a)所示的对系统5平衡的线间电压信号Vuv、Vvw、Vwu，因此能够和系统电压相匹配。由此，逆变器电路2所输出的交流电提供给商用电力系统5。

此外，在第1实施方式中，指令值信号在周期的三分之一的期间内为零。在该期间中，由于指令值信号为处于载波信号以下的状态，所以PWM信号持续低电平。因此，该PWM信号所输入的逆变器电路2的开关元件在该期间内不进行开关。由此，能够减少逆变器电路2的开关元件的开关次数，能够减少开关损耗，提高逆变器电路2的电力变换效率。此外，由于载波信号的频率不变，所以滤波电路3只要以能够除去该频率的开关噪声的方式设计即可。

第1实施方式的逆变器控制电路6，由于相电压控制信号生成电路611和PWM信号信号生成电路62与现有的逆变器控制电路6’中的相同，所以通过在现有的逆变器控制电路6’中将三次谐波叠加电路612’替换成控制信号变换电路612和信号生成电路613即可实现。

图9(b)用于与该图(a)进行比较，表示了向现有的逆变器控制电路6’的PWM信号生成电路62’输入的指令值信号(在相电压控制信号上叠加了三次谐波所得。参照图24中的波形Xu0)的波形F’、载波信号的波形C和PWM信号的波形P’。

在该图(a)和(b)中，左端的箭头L的长度为载波信号C的振幅，表示了PWM信号的高电平期间的长度的可设定范围。但是，在高电平期间过长和过短的情况下，由于PWM信号生成时附加的空载时间，不能保持高电平期间的长度的精度。因此，为了使这些不能保持精度的范围为不可利用范围，设置了裕度。该图(a)和(b)中的右端的实线箭头M1、M2表示了用于裕度的范围。如该图(a)所示，第1实施方式中，为了使得指令值信号在为零的期间中不超过载波信号，不设置高电平期间较短的情况下的裕度(箭头M2的范围)。由此，空载时间导致的精度的劣化为不产生问题的程度。

该图(a)和(b)中的右端的虚线箭头N表示从高电平期间的长度的可设定范围除去用于裕度的范围后的范围，即可能利用范围。即，能够在该范围设定PWM信号的高电平期间的长度。如该图所示，(a)中的虚线箭头N的范围比(b)中的虚线箭头N的范围要宽箭头M2的范围的量。因此，在第1实施方式中，与现有技术相比电压利用率得到提高。

此外，在利用现有的逆变器控制电路6’的情况下，由于逆变器电路2的三相全部被开关，三相的各电位之和的共用电位在直流电源1的输出电压(下面称为“DC电压”)的3倍的电压范围内变动，但在第1实施方式中，由于总有一相的电位为零，共用电位仅在DC电压的2倍的电压范围内变动。因此，在第1实施方式中，与共用电位成比例地产生的EMI所带来的噪声比以往的小。

上述实施方式针对进行数字信号处理的情况进行了说明，但本发明也适用于进行模拟信号处理的情况。

图10是用以说明具备本发明的逆变器控制电路的第2实施方式的系统互连逆变器系统的一个例子的框图。并且，在该图中，对与上述第1实施方式相同或者相似的要素附以同一标记。

系统互连逆变器系统A2中，直流电压传感器7、电流传感器8和线间电压传感器9为模拟传感器，测量得到的模拟信号直接输入到指令值信号生成电路61中。指令值信号生成电路61具有作为模拟处理装置的相电压控制信号生成电路611、控制信号变换电路612和信号生成电路613，生成作为模拟信号的指令值信号Xu2、Xv2、Xw2，输出到PWM信号生成电路62中。PWM信号生成电路62基于指令值信号Xu2、Xv2、Xw2生成PWM信号，输出到逆变器电路2中。

信号生成电路613利用输入的线间电压控制信号Xuv、Xvw、Xwu，其反转信号Xvu、Xwv、Xuw和值始终为零的零信号，生成指令值信号Xu2、Xv2、Xw2。例如，通过将线间电压控制信号Xuv、线间电压控制信号Xuw和零信号输入到比较器中，从该比较器输出最大的信号，来由此生成指令值信号Xu2。生成的指令值信号Xu2与图5(c)所示的波形Vu为相同波形。同样地，指令值信号Xv2根据线间电压控制信号Xvw、线间电压控制信号Xvu和零信号生成，指令值信号Xw2根据线间电压控制信号wu、线间电压控制信号Xwv和零信号生成。

在第2实施方式中，能够获得与上述第1实施方式相同的效果。

并且，也可以利用线间电压控制信号Xuv、Xvw、Xwu的全波整流信号Xuv’、Xvw’、Xwu’来生成指令值信号Xu2、Xv2、Xw2。

图11是用于说明利用全波整流信号Xuv’、Xvw’、Xwu’来生成指令值信号Xu2、Xv2、Xw2的方法的图。图12是用以说明为了采用该方法而使用的信号生成电路613的结构的图。

如图12所示，信号生成电路613具备全波整流电路613a和信号选择电路613b。全波整流电路613a对输入的线间电压控制信号Xuv、Xvw、Xwu进行全波整流，输出全波整流信号Xuv’、Xvw’、Xwu’。在图11(a)中，虚线表示线间电压控制信号Xuv，实线表示对线间电压控制信号Xuv进行全波整流后的全波整流信号Xuv’。此外，在图11(b)中，虚线表示线间电压控制信号Xwu，实线表示对线间电压控制信号Xwu进行全波整流后的全波整流信号Xwu’。

信号选择电路613b根据从全波整流电路613a输入的全波整流信号Xuv’、Xvw’、Xwu’生成指令值信号Xu2、Xv2、Xw2并加以输出。信号选择电路613b根据系统电压的相位切换输出的信号，由此输出指令值信号。图11(c)表示从信号选择电路613b输出的指令值信号Xu2。若以系统电压的U相的相位为基准相位，则在基准相位为-π/6到π/2之间时输出全波整流信号Xwu’，在基准相位为π/2到7π/6之间时输出全波整流信号Xuv’，在基准相位为7π/6到11π/6之间时输出零信号。如此输出的信号为指令值信号Xu2。同样地，指令值信号Xv2通过切换全波整流信号Xvw’、全波整流信号Xuv和零信号来进行输出，指令值信号Xw2通过切换全波整流信号Xwu’、全波整流信号Xvw’和零信号来进行输出。

在上述第1和第2实施方式中，利用线间电压控制信号来生成指令值信号，但并不限定于此。例如可以使各相的相电压在每三分之一周期与直流电源1的负极侧的电位(下面称为“DC负极电位”)一致。

图13是用以说明为了以使各相的相电压在每三分之一周期与直流电源的DC负极电位一致的方式进行控制而使用的控制方法的流程图。

在该控制方法中，预先基于基准相位来决定固定于DC负极电位上的相。例如按下述方式决定：在基准相位处于-π/3(＝-60°)到π/3(＝60°)之间时将U相固定为DC负极电位，在基准相位处于π/3(＝60°)到π(＝180°)之间时将W相固定为DC负极电位，在基准相位处于π(＝180°)到5π/3(＝300°)之间时将V相固定为DC负极电位。

首先，决定各相的相电压(S1)，根据基准相位来决定设定为DC负极电位的相(S2)。接着，输出用于将该相设定为DC负极电位的电压量Vn(S3)，将Vn与其他两相相加(S4)。输出算得的各相的相电压(S5)。

令U相、V相、W相的各相电压分别为Vu、Vv、Vw，改变后的各相电压分别为Vu’、Vv’、Vw’。在基准相位处于-60°到60°之间时，由于将U相固定为DC负极电位，Vn＝-Vu。因此，Vu’＝0，Vv’＝Vv-Vu、Vw’＝Vw-Vu。在基准相位处于60°到180°之间时，由于将W相固定为DC负极电位，Vn＝-Vw。因此，Vu’＝Vu-Vw，Vv’＝Vv-Vw、Vw’＝0。在基准相位处于180°到300°之间时，由于将V相固定为DC负极电位，Vn＝-Vv。因此，Vu’＝Vu-Vv，Vv’＝0、Vw’＝Vw-Vv。

若令U相、V相、W相的各线间电压分别为Vuv、Vvw、Vwu，则Vuv＝Vu’-Vv’、Vvw＝Vv’-Vw’、Vwu＝Vw’-Vu’。在基准相位处于-60°到60°之间时，Vuv＝Vu’-Vv’＝0-(Vv-Vu)＝Vu-Vv，在基准相位处于60°到180°之间时，Vuv＝Vu’-Vv’＝(Vu-Vw)-(Vv-Vw)＝Vu-Vv，在基准相位处于180°到300°之间时，Vuv＝Vu’-Vv’＝(Vu-Vv)-0＝Vu-Vv。即，整个期间上Vuv＝Vu-Vv都成立。同样地，Vvw＝Vv-Vw、Vwu＝Vw-Vu，作为改变后的各相电压的差的各线间电压，与原来的各相电压的差一致。因此，从逆变器电路2输出的各线间电压能够与系统电压同步。

图14是用矢量变换图表示上述控制方法的图。在基准相位处于-60°到60°之间时，表示U相的相电压的矢量(该图中的粗线箭头)的前端固定在DC负极电位上，在基准相位处于60°到180°之间时，表示W相的相电压的矢量(该图中的细线箭头)的前端固定在DC负极电位上，在基准相位处于180°到300°之间时，表示V相的相电压的矢量(该图中的虚线箭头)的前端固定在DC负极电位上。

针对用以实现上述的控制方法的逆变器控制电路，在下面进行说明。

图15是用以说明具备本发明的逆变器控制电路的第3实施方式的系统互连逆变器系统的一个例子的框图。并且，在该图中，对与上述第1实施方式相同或者相似的要素附以同一标记。

系统互连逆变器系统A3的逆变器控制电路6与第1实施方式的不同点在于，代替控制信号变换电路612和信号生成电路613，具备信号生成电路614。

信号生成电路614利用输入的相电压控制信号Xu、Xv、Xw，生成指令值信号Xu3、Xv3、Xw3。信号生成电路614将指令值信号Xu3、Xv3、Xw3依次按每三分之一周期设定为零，通过将从各相的相电压控制信号减去设定为零的相的相电压控制信号所得的信号作为指令值信号，实现如图13所示的控制方法。

图16是用以说明在信号生成电路614进行的处理的流程图。

首先，将基准相位θ初始化为“0”(S11)。接着，输入各相的相电压控制信号(S12)，判别基准相位(S13)。在-π/3≤θ＜π/3的情况下，使指令值信号Xu3为零，从相电压控制信号Xv减去相电压控制信号Xu作为指令值信号Xv3，从相电压控制信号Xw减去相电压控制信号Xu作为指令值信号Xw3(S14)。在π/3≤θ＜π的情况下，使指令值信号Xw3为零，从相电压控制信号Xu减去相电压控制信号Xw作为指令值信号Xu3，从相电压控制信号Xv减去相电压控制信号Xw作为指令值信号Xv3(S15)。在π≤θ＜5π/3的情况下，使指令值信号Xv3为零，从相电压控制信号Xu减去相电压控制信号Xv作为指令值信号Xu3，从相电压控制信号Xw减去相电压控制信号Xv作为指令值信号Xw3(S16)。各指令值信号Xu3、Xv3、Xw3输出到PWM信号生成电路62中(S17)，增大基准相位θ(S18)，返回步骤S12。

此外，在实施第3实施方式的情况下，需要考虑伴随着高次谐波控制的相位变化。

在第3实施方式中，也能够获得与上述第1实施方式相同的效果。

上述第1至第3实施方式，针对通过比较指令值信号与载波信号来生成PWM信号的三角波比较方式的PWM信号生成电路进行了说明，不过PWM信号生成电路并不限定于该方式，也可以采用通过其它方法生成PWM信号的电路。例如，可以利用PWM保持法，通过计算算出脉冲宽度，基于算出的脉冲宽度生成PWM信号。

图17是用以说明具备本发明的逆变器控制电路的第4实施方式的系统互连逆变器系统的一个例子的框图。并且，在该图中，对与上述第1实施方式相同或者相似的要素附以同一标记。

系统互连逆变器系统A4的逆变器控制电路6，并不通过将指令值信号与载波信号进行比较来生成PWM信号，而是基于从线间电压传感器9输入的线间电压信号利用PWM保持法算出脉冲宽度，基于该脉冲宽度生成PWM信号。因此，图17与图6的框图的不同点在于，具备线间电压修正电路615代替控制信号变换电路612和信号生成电路613，具备PWM信号信号生成电路63代替PWM信号生成电路62。此外，通过PWM保持法算出的值，其绝对值表示脉冲宽度，正负表示脉冲波形的极性。因此，在以下说明中，通过PWM保持法算出的值，作为包含脉冲波形的极性的值称为“脉冲宽度值”。

线间电压修正电路615，在线间电压传感器9所检测出的各相的线间电压信号上，分别加上作为修正值从相电压控制信号生成电路611输出的相电压控制信号Xu、Xv、Xw来进行修正。线间电压修正电路615将修正后的各线间电压信号输出到PWM信号生成电路63。

PWM信号生成电路63基于从线间电压修正电路615输入的修正后的各线间电压信号，利用PWM保持法计算脉冲宽度值。由于PWM保持法已经广为人知，故省略其说明。

基于线间电压信号利用PWM保持法计算出的脉冲宽度值，是用于控制各相的输出线间电压的脉冲宽度值。不过，输入到逆变器电路2的PWM信号必须是控制各相的输出相电压的信号。因此，PWM信号生成电路63，根据计算出的用于控制各相的输出线间电压的脉冲宽度值，决定用于控制U相、V相、W相的各相的输出相电压的脉冲波形，将该脉冲波形作为PWM信号输出到逆变器电路2。

下面，参照图18至图20，对决定用于控制各相的输出相电压的脉冲波形的规则进行说明。在第4实施方式中，PWM信号生成电路63，根据计算出的3个脉冲宽度值中绝对值最大的是否为正值，来改变决定用于控制各相的输出相电压的脉冲波形的规则。

图18是表示在绝对值最大的脉冲宽度值为正值的情况下，用于控制输出线间电压的脉冲波形(下面称为“线间电压波形”)与用于控制输出相电压的脉冲波形(下面称为“相电压波形”)的关系的图。该图(a)表示某采样期间(kT～(k+1)T)内的各线间电压波形。该例中，作为U相、V相、W相的脉冲宽度值，分别计算出ΔTuv(k)、ΔTvw(k)、ΔTwu(k)，并存在|ΔTuv(k)|＞|ΔTvw(k)|＞|ΔTwu(k)|，ΔTuv(k)＞0，ΔTvw(k)、ΔTwu(k)＜0的关系。此外，需要使各线间电压的和始终为零。

在该图(a)中，从上到下依次表示了U相相对于V相的线间电压Vuv、V相相对于W相的线间电压Vvw、W相相对于U相的线间电压Vwu的波形。使脉冲宽度值的绝对值最大的U相的线间电压Vuv的波形，为算出的脉冲宽度值的绝对值|ΔTuv(k)|期间的开状态(ON，导通状态)配置于中央的脉冲波形。并且，使开状态的电压为E，关状态(OFF，关断状态)的电压为零。此外，使作为U相的下一相的V相的线间电压Vvw的波形，为算出的脉冲宽度值的绝对值|ΔTvw(k)|期间的负极性的开状态配置于中央的脉冲波形。并且，使负极性的开状态的电压为-E。此外，使作为V相的下一相的W相的线间电压Vwu的波形，为算出的脉冲宽度值的绝对值|ΔTwu(k)|的1/2期间的负极性的开状态分别配置在相当于线间电压Vvw的脉冲波形的开状态的两端的外侧的位置上的脉冲波形。该情况下，各线间电压的和(＝Vuv+Vvw+Vwu)始终为零。

该图(b)中，表示从该图(a)所示的各线间电压波形变换而来的该采样期间的各相电压波形。

该图(b)中，从上到下依次表示了U相的相电压Vu、V相的相电压Vv、W相的相电压Vw的波形。由于U相的脉冲宽度值ΔTuv(k)的绝对值最大，所以使相电压Vu的波形为该脉冲宽度值的绝对值|ΔTuv(k)|期间的开状态配置于中央的脉冲波形。并且，使开状态的电压为(1/2)E，关状态的电压为-(1/2)E。此外，使作为U相的下一相的V相的相电压Vv的波形为在全区间为关状态的波形。并且，使关状态的电压为-(1/2)E。此外，使作为V相的下一相的W相的相电压Vw的波形，为前面的V相的脉冲宽度值的绝对值|ΔTvw(k)|期间的开状态配置于中央的脉冲波形。并且，使开状态的电压为(1/2)E，关状态的电压为-(1/2)E。

基于这些变换后的各相电压波形，能够方便地确认各线间电压波形。例如，通过Vuv＝Vu-Vv，从该图(b)的Vu的波形减去Vv的波形，则在Vu为E/2的期间中Vuv为E/2-(-E/2)＝E，在Vu为-E/2的期间中Vuv为-E/2-(-E/2)＝0，与该图(a)的Vuv的波形一致。此外，通过Vvw＝Vv-Vw，从该图(b)的Vv的波形减去Vw的波形，则在Vw为E/2的期间中Vvw为-E/2-(+E/2)＝-E，在Vw为-E/2的期间中Vvw为-E/2-(-E/2)＝0，与该图(a)的Vvw的波形一致。此外，通过Vwu＝Vw-Vu，从该图(b)的Vw的波形减去Vu的波形，则在Vw为E/2的期间中Vwu为E/2-(+E/2)＝0，在Vu为-E/2的期间中Vwu为-E/2-(-E/2)＝0，在Vw为-E/2且Vu为E/2的期间中Vwu为-E/2-(+E/2)＝-E，与该图(a)的Vwu的波形一致。

图19是表示绝对值最大的脉冲宽度值为负值的情况下的线间电压波形与相电压波形之间的关系的图。该图(a)与图18相同，表示某采样期间(kT～(k+1)T)中的线间电压波形Vuv、Vvw、Vwu的波形。该例中，脉冲宽度值ΔTuv(k)、ΔTvw(k)、ΔTwu(k)存在|ΔTuv(k)|＞|ΔTwu(k)|＞|ΔTvw(k)|，ΔTuv(k)＜0，ΔTvw(k)、ΔTwu(k)＞0的关系。此外，需要使各线间电压的和(＝Vuv+Vvw+Vwu)始终为零。

在此情况下，使脉冲宽度值的绝对值最大的U相的线间电压Vuv的波形，为算出的脉冲宽度值的绝对值|ΔTuv(k)|期间的负极性的开状态配置于中央的脉冲波形。并且，使开状态的电压为-E，关状态的电压为零。此外，使作为U相的下一相的V相的线间电压Vvw的波形，为算出的脉冲宽度值的绝对值|ΔTvw(k)|的1/2期间的开状态分别配置在相当于线间电压Vuv的脉冲波形的开状态的两端的内侧的位置上的脉冲波形。并且，使开状态的电压为E。此外，使作为V相的下一相的W相的线间电压Vwu的波形，为算出的脉冲宽度值的绝对值|ΔTwu(k)|期间的开状态配置于中央的脉冲波形。该情况下，各线间电压的和(＝Vuv+Vvw+Vwu)始终为零。

图19(b)表示从该图(a)所示的各线间电压波形变换而来的该采样期间的各相电压Vu、Vv、Vw的波形。

在该例子中，由于U相的脉冲宽度值ΔTuv(k)最大，所以使相电压Vu的波形为在全区间为关状态的波形。并且，使关状态的电压为-(1/2)E。此外，使作为U相的下一相的V相的相电压Vv的波形，为绝对值最大的脉冲宽度值的绝对值|ΔTuv(k)|期间的开状态配置于中央的脉冲波形。并且，使开状态的电压为(1/2)E，关状态的电压为-(1/2)E。此外，使作为V相的下一相的W相的相电压Vw的波形，为该W相的脉冲宽度值的绝对值|ΔTwu(k)|期间的开状态配置于中央的脉冲波形。并且，使开状态的电压为(1/2)E，关状态的电压为-(1/2)E。

在绝对值最大的脉冲宽度值为负值的情况下，基于这些变换后的各相电压波形，也能够方便地确认各线间电压波形。例如，从该图(b)的Vu的波形减去Vv的波形，则在Vv为E/2的期间中Vuv为-E/2-(+E/2)＝-E，在Vv为-E/2的期间中Vuv为-E/2-(-E/2)＝0，与该图(a)的Vuv的波形一致。此外，从该图(b)的Vv的波形减去Vw的波形，则在Vw为E/2的期间中Vvw为E/2-(+E/2)＝0，在Vv为-E/2的期间中Vvw为-E/2-(-E/2)＝0，在Vv为E/2且Vw为-E/2的期间中Vvw为E/2-(-E/2)＝E，与该图(a)的Vvw的波形一致。此外，从该图(b)的Vw的波形减去Vu的波形，则在Vw为E/2的期间中Vwu为E/2-(-E/2)＝E，在Vw为-E/2的期间中Vwu为-E/2-(-E/2)＝0，与该图(a)的Vwu的波形一致。

图20是在PWM信号生成电路63中执行的决定各相电压波形的处理顺序的流程图。PWM信号生成电路63计算各采样期间的开始时kT时的脉冲宽度值。该处理在PWM信号63计算出各相的脉冲宽度值时开始。

首先，令算出的3个脉冲宽度值中绝对值最大的为ΔTmax(S21)。此外，令算出ΔTmax的相为第1相，第1相的下一相为第2相，第2相的下一相为第3相。在图18和图19的例子中，ΔTmax＝ΔTuv(k)，U相、V相、W相分别为第1相、第2相、第3相。接着，判别ΔTmax是否为正值(S22)。并且，由于不会发生所有的脉冲宽度值为零的情况，所以不考虑ΔTmax＝0的情况。

在ΔTmax为正值的情况下(S22：是)，使第1相的相电压波形为|ΔTmax|期间的开状态配置于中央的脉冲波形(S23)，使第2相的相电压波形为全区间是关状态的波形(S24)，使第3相的相电压波形为第2相的脉冲宽度值的绝对值期间的开状态配置于中央的脉冲波形(S25)，结束处理。

在图18的例子中，由于ΔTuv(k)＞0，所以U相的相电压波形为|ΔTuv(k)|期间的开状态配置于中央的脉冲波形，V相的相电压波形为全区间是关状态的波形，W相的相电压波形为|ΔTvw(k)|期间的开状态配置于中央的脉冲波形。

在ΔTmax为负值的情况下(S22：否)，使第1相的相电压波形为全区间是关状态的波形(S26)，使第2相的相电压波形为ΔTmax的绝对值期间的开状态配置于中央的脉冲波形(S27)，使第3相的相电压波形为第3相的脉冲宽度值的绝对值期间的开状态配置于中央的脉冲波形(S28)，结束处理。

在图19的例子中，由于ΔTuv(k)＜0，所以U相的相电压波形为全区间是关状态的波形，V相的相电压波形为|ΔTuv(k)|期间的开状态配置于中央的脉冲波形，W相的相电压波形为|ΔTwu(k)|期间的开状态配置于中央的脉冲波形。

PWM信号生成电路63向逆变器电路2输出以决定的各相电压波形的关状态作为低电平、开状态作为高电平的PWM信号。实际上，从各采样期间的开始时kT开始，输出低电平作为PWM信号，在切换到高电平之前，进行上述的决定相电压波形的处理(下面称为“相电压波形决定处理”)，在与所决定的各相电压波形相应的时刻切换到高电平电压。

此外，也可以在各采样期间的开始时kT之前，计算出脉冲宽度值，进行相电压波形决定处理。在该情况下，根据所决定的各相电压波形输出PWM信号。

PWM信号生成电路63，通过进行上述相电压波形决定处理，根据算出的脉冲宽度值适宜地决定用于控制各相的输出相电压的脉冲波形，将该脉冲波形作为PWM信号输出到逆变器电路2。

图21是用以说明由PWM保持法计算出的脉冲宽度值与由相电压波形决定处理决定的脉冲波形的脉冲宽度之间的关系的图。

该图的上部所示的虚线表示通过PWM保持法计算出的U相的脉冲宽度值ΔTuv的时间变化。同样地，点划线表示V相的脉冲宽度值ΔTvw的时间变化，实线表示W相的脉冲宽度值ΔTwu的时间变化。如该图所示，由PWM保持法计算出的各相的脉冲宽度值的变化，为相位相互各错开2π/3的正弦波曲线。

在该图中，在期间t1中，ΔTvw的绝对值最大，且ΔTvw＞0(图20的步骤S22中为“是”)。因此，第1相V相的相电压波形为ΔTvw期间的开状态配置于中央的脉冲波形(图20步骤S23)。并且，第2相W相的相电压波形为全区间是关状态的波形(图20步骤S24)。此外，第3相U相的相电压波形为|ΔTwu|期间的开状态配置于中央的脉冲波形(图20步骤S25)。

期间t2中，ΔTwu的绝对值最大，且ΔTwu＜0(图20的步骤S22中为“否”)。因此，第1相W相的相电压波形为全区间是关状态的波形(图20步骤S26)。并且，第2相U相的相电压波形为|ΔTwu|期间的开状态配置于中央的脉冲波形(图20步骤S27)。此外，第3相V相的相电压波形为ΔTvw期间的开状态配置于中央的脉冲波形(图20步骤S28)。

在期间t3中，ΔTuv的绝对值最大，且ΔTuv＞0(图20的步骤S22中为“是”)。因此，第1相U相的相电压波形为ΔTuv期间的开状态配置于中央的脉冲波形(图20步骤S23)。并且，第2相V相的相电压波形为全区间是关状态的波形(图20步骤S24)。此外，第3相W相的相电压波形为|ΔTvw|期间的开状态配置于中央的脉冲波形(图20步骤S25)。

期间t4中，ΔTvw的绝对值最大，且ΔTvw＜0(图20的步骤S22中为“否”)。因此，第1相V相的相电压波形为全区间是关状态的波形(图20步骤S26)。并且，第2相W相的相电压波形为|ΔTvw|期间的开状态配置于中央的脉冲波形(图20步骤S27)。此外，第3相U相的相电压波形为ΔTuv期间的开状态配置于中央的脉冲波形(图20步骤S28)。

在期间t5中，ΔTwu的绝对值最大，且ΔTwu＞0(图20的步骤S22中为“是”)。因此，第1相W相的相电压波形为ΔTwu期间的开状态配置于中央的脉冲波形(图20步骤S23)。并且，第2相U相的相电压波形为全区间是关状态的波形(图20步骤S24)。此外，第3相V相的相电压波形为|ΔTuv|期间的开状态配置于中央的脉冲波形(图20步骤S25)。

期间t6中，ΔTuv的绝对值最大，且ΔTuv＜0(图20的步骤S22中为“否”)。因此，第1相U相的相电压波形为全区间是关状态的波形(图20步骤S26)。并且，第2相V相的相电压波形为|ΔTuv|期间的开状态配置于中央的脉冲波形(图20步骤S27)。此外，第3相w相的相电压波形为ΔTwu期间的开状态配置于中央的脉冲波形(图20步骤S28)。在之后的期间，重复期间t1～t6的状态。

由上，例如，U相的相电压波形，在期间t1和t2中为|ΔTwu|期间的开状态配置于中央的脉冲波形，期间t3和t4中为ΔTuv期间的开状态配置于中央的脉冲波形，期间t5和t6中为全区间是关状态的波形。即，1周期之中三分之一的期间持续关状态。V相和W相的相电压波形也一样。

因此，输入了以这些相电压波形的开状态为高电平和关状态为低电平的PWM信号的逆变器电路2的开关元件，在1周期之中的三分之一期间不进行开关。由此，能够实现与上述第1实施方式相同的效果。

并且，U相的相电压波形的各脉冲波形的脉冲宽度的时间变化如该图下部所示。即，在期间t1和t2中为由W相的脉冲宽度值ΔTwu的时间变化(参照该图上部所示的实线ΔTwu)反转所得，在期间t3和t4中为U相的脉冲宽度值ΔTuv的时间变化(参照该图上部所示的虚线ΔTuv)，在期间t5和t6中持续关状态。

此外，如果U相的相电压波形作为PWM信号输入到逆变器电路2中，则从滤波电路3输出的U相的输出相电压的波形为该图下部的波形。此外，如果V相和W相的相电压波形作为PWM信号输入到逆变器电路2，则从滤波电路3输出的V相和W相的输出相电压的波形分别为使该图下部的波形的相位提前2π/3的波形和延迟2π/3的波形。这些波形与图5(c)所示的相电压信号Vu1、Vv1、Vw1的波形为同一波形。因此，能够对系统5输出平衡的线间电压信号。

另外，在第4实施方式中，所决定的相电压波形总是从低电平开始。因此，在采样期间开始时kT，相电压波形可以尚未决定，而是基于采样期间的开始时kT的线间电压信号，算出各脉冲宽度值，决定相电压波形。由此，能够生成精度更高的PWM信号。此外，所决定的相电压波形总是以低电平结束。因此，在采样期间的边界上不发生开关，能够抑制开关损耗。

此外，决定相电压波形的处理顺序并不限定于图20所示的流程。只要将绝对值最大的脉冲宽度值为正值和负值的情况区分开来改变决定波形的规则即可。

此外，上述第1至第4实施方式中，针对在系统互连逆变器系统中利用了本发明的逆变器控制电路进行了说明，但并不限于此。可以从以计算机可读取的方式记录了使现有的逆变器控制电路利用上述方法生成PWM信号的程序的ROM等的记录介质中，读入该程序到计算机中，通过执行该程序，实现本发明的逆变器控制电路。

本发明所述的逆变器控制电路，并不限定于上述的实施方式。本发明的逆变器控制电路的各部分的具体结构可自由地改变各种设计。

附图标记说明：

A1、A2、A3、A4：系统互连逆变器系统

1：直流电源

2：逆变器电路

3：滤波电路

4：变压电路

5：商用电力系统

6：逆变器控制电路

61：指令值信号生成电路

611：相电压控制信号生成电路

611a：相位检测电路

611b：PI控制电路

611c：三相/二相变换电路

611d：静止坐标变换电路

611e：PI控制电路

611f：旋转坐标变换电路

611g：二相/三相变换电路

612：控制信号变换电路

613、614：信号生成电路

615：线间电压修正电路

62、63：PWM信号生成电路

7：直流电源传感器

8：电流传感器

9：线间电压传感器

Claims (11)

1.一种利用PWM信号来对三相逆变器电路内的多个开关单元的驱动进行控制的逆变器控制电路，其特征在于，

生成所述PWM信号并将其输出，使得经由低通滤波器输出的所述三相逆变器电路的输出相电压的波形，在1/3周期的期间为零，在接下来的1/3周期的期间成为相位为0到2π/3的区间的正弦波的波形，在剩下的1/3周期的期间成为所述正弦波的相位为π/3到π的区间的波形。

2.如权利要求1所述的逆变器控制电路，其特征在于，包括：

指令值信号生成单元，其生成：

1周期的波形在1/3周期的期间为零，在接下来的1/3周期的期间成为相位为0到2π/3的区间的正弦波的波形，在剩下的1/3周期的期间成为所述正弦波的相位为π/3到π的区间的波形的第1指令值信号，

相位相对于该第1指令值信号提前2π/3的第2指令值信号，和

相位相对于所述第1指令值信号延迟2π/3的第3指令值信号；和

基于所述指令值信号生成PWM信号的PWM信号生成单元。

3.如权利要求2所述的逆变器控制电路，其特征在于，

形成所述第1至第3指令值信号的波形的正弦波信号，是与应从所述三相逆变器电路输出的平衡的三相的线间电压信号具有相同波形的线间电压控制信号。

4.如权利要求3所述的逆变器控制电路，其特征在于，

所述指令值信号生成单元具备：

相电压控制信号生成单元，生成用于对从所述三相逆变器电路输出的三相的输出电压进行控制的3个相电压控制信号；

控制信号变换单元，将所述3个相电压控制信号变换为所述线间电压控制信号；和

信号生成单元，根据所述线间电压控制信号，对所述三相逆变器电路的各相生成所述第1至第3指令值信号。

5.如权利要求4所述的逆变器控制电路，其特征在于，

所述信号生成单元生成各相的所述指令值信号，该各相的所述指令值信号通过下述方式合成：在从该相的相电压控制信号分别减去该相的前一相的相电压控制信号和该相的后一相的相电压控制信号而得的2个线间电压控制信号，和值始终为零的零信号中取最大值。

6.如权利要求4所述的逆变器控制电路，其特征在于，

所述信号生成单元生成各相的所述指令值信号，该各相的所述指令值信号，在1/3周期的期间为零，在接下来的1/3周期的期间为从该相的相电压控制信号减去该相的前一相的相电压控制信号而得的线间电压控制信号，在剩下的1/3周期的期间为从该相的相电压控制信号减去该相的后一相的相电压控制信号而得的线间电压控制信号。

7.如权利要求2所述的逆变器控制电路，其特征在于，

所述指令值信号生成单元具备：

相电压控制信号生成单元，生成用于对从所述三相逆变器电路输出的三相的输出电压进行控制的3个相电压控制信号；和

信号生成单元，根据所述3个相电压控制信号，对所述三相逆变器电路的各相生成所述第1至第3指令值信号，其中，

所述信号生成单元，

在所述第1指令值信号为零的期间，

从与所述第1指令值信号对应的相的第1相电压控制信号减去该第1相电压控制信号，作为所述第1指令值信号，

从与所述第2指令值信号对应的相的第2相电压控制信号减去第1相电压控制信号，作为所述第2指令值信号，

从与所述第3指令值信号对应的相的第3相电压控制信号减去所述1相电压控制信号，作为所述第3指令值信号，

在接着该零期间的1/3周期的期间，

从所述第1相电压控制信号减去所述第3相电压控制信号，作为所述第1指令值信号，

从所述第2相电压控制信号减去所述第3相电压控制信号，作为所述第2指令值信号，

从所述第3相电压控制信号减去所述第3相电压控制信号，作为所述第3指令值信号，

在剩余的1/3周期的期间，

从所述第1相电压控制信号减去所述第2相电压控制信号，作为所述第1指令值信号，

从所述第2相电压控制信号减去所述第2相电压控制信号，作为所述第2指令值信号，

从所述第3相电压控制信号减去所述第2相电压控制信号，作为所述第3指令值信号。

8.如权利要求2～7中任一项所述的逆变器控制电路，其特征在于，

所述PWM信号生成单元，将所述3个指令值信号分别与规定的载波信号以使各指令值信号的零电平与所述载波信号的振幅的最小电平一致的方式进行比较，由此生成所述PWM信号。

9.如权利要求1所述的逆变器控制电路，其特征在于，包括：

计算单元，计算用于对各采样期间内所述三相逆变器电路输出的各相的输出线间电压分别进行控制的，绝对值表示脉冲宽度、正负表示脉冲波形的极性的3个脉冲宽度值；

判别单元，判别所述计算单元所计算出的3个脉冲宽度值之中绝对值最大的脉冲宽度值是否比0大；和

PWM信号生成单元，在绝对值最大的脉冲宽度值比0大的情况下，根据预先设定的第1规则来决定该采样期间的各相的波形，在绝对值最大的脉冲宽度值比0小的情况下，根据预先设定的与所述第1规则不同的规则来决定该采样期间的各相的波形，由此生成所述PWM信号。

10.如权利要求9所述的逆变器控制电路，其特征在于，

所述PWM信号生成单元，

在绝对值最大的脉冲宽度值大于0的情况下，

使所述脉冲宽度值的绝对值最大的第1相的波形，为该第1相的脉冲宽度值期间的开状态配置于中央的脉冲波形，

使接着所述第1相的第2相的波形，为全区间是关状态的波形，

使接着所述第2相的第3相的波形，为所述第2相的脉冲宽度值的绝对值期间的开状态配置于中央的脉冲波形，

在绝对值最大的脉冲宽度值小于0的情况下，

使所述第1相的波形，为全区间是关状态的波形，

使所述第2相的波形，为所述第1相的脉冲宽度值的绝对值期间的开状态配置于中央的脉冲波形，

使所述第3相的波形，为该第3相的脉冲宽度值期间的开状态配置于中央的脉冲波形。

11.一种系统互连逆变器系统，其具备权利要求1～10中任一项所述的逆变器控制电路。

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