CN102195550A - 优化多相设备中第三次谐波电流引入的方法、系统和装置 - Google Patents

优化多相设备中第三次谐波电流引入的方法、系统和装置 Download PDF

Info

Publication number
CN102195550A
CN102195550A CN2011100556288A CN201110055628A CN102195550A CN 102195550 A CN102195550 A CN 102195550A CN 2011100556288 A CN2011100556288 A CN 2011100556288A CN 201110055628 A CN201110055628 A CN 201110055628A CN 102195550 A CN102195550 A CN 102195550A
Authority
CN
China
Prior art keywords
current
harmonic
value
phase
rms
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN2011100556288A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102195550B (zh
Inventor
G·加勒戈斯-罗佩斯
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
GM Global Technology Operations LLC
Original Assignee
GM Global Technology Operations LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by GM Global Technology Operations LLC filed Critical GM Global Technology Operations LLC
Publication of CN102195550A publication Critical patent/CN102195550A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102195550B publication Critical patent/CN102195550B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring
    • H02P25/22—Multiple windings; Windings for more than three phases
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H02M7/53876—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

本发明涉及优化多相设备中第三次谐波电流引入的方法、系统和装置，提供了用于提高五相矢量控制设备驱动系统中的电压使用的方法、系统和装备，所述五相矢量控制设备驱动系统利用第三次谐波电流引入来增大五相设备的扭矩和动力输出。为此，优化所述五相设备的各特定扭矩-速度操作点的基波电流矢量的基波电流角度。

Description

优化多相设备中第三次谐波电流引入的方法、系统和装置
本发明是在由美国能源部授予的DE-FC26-07NT4313之下通过政府资助进行的。政府在本发明中具有一定的权益。
技术领域
本发明的实施例总地涉及多相系统，例如使用五相设备的系统，尤其涉及用于控制这种多相系统的操作以优化第三次谐波电流引入从而最大化多相设备中的电压使用的技术。
背景技术
电力设备在许多种应用中被使用。例如，混合动力/电动车（HEV）通常包括电力牵引驱动系统，该系统包括由功率逆变器通过直流（DC）电源（例如蓄电池）来驱动的交流（AC）电动机。AC电动机的电动机绕阻可联接至功率逆变器模块（PIM）的逆变器子模块。每个逆变器子模块都包括一对开关，这对开关以互补的方式转换，以执行快速开关功能，从而将DC电转换为AC电。该AC电驱动AC电动机，进而驱动HEV传动系的轴。传统的HEV使用驱动三相AC设备（例如，AC电动机）的三相脉宽调制（PWM）逆变器模块。
许多现代高性能AC电动机驱动使用场向（field oriented）控制（FOC）或“矢量”控制的原理来控制AC电动机的操作。特别地，矢量控制常用在可变频驱动中，以通过控制供应给AC电动机的电流来控制施加至AC电动机的轴的扭矩（从而最终控制速度）。简言之，测量定子相电流，并将其转换为相应的复空间矢量。然后将该电流矢量转换为随AC电动机的转子旋转的坐标系统。
近年来，研究人员研究了在包括混合动力/电动车的多种应用中使用多相设备的可能性。高阶多相系统的特征在于与传统的三相设备相比，增加了自由度并具有更好的可靠性，并提高了其扭矩产生能力。
如本文所使用的，术语“多相”指的是超过三相，并可用于描述具有五个或更多相位的AC电力设备。多相系统的一个例子是包括驱动一个或多个AC设备的五相PWM逆变器模块的五相系统。尽管正在探究在HEV中使用五相系统的可能性，但是实际应用这些逆变器和电动机结构之前，特别是在根据与这种五相系统一起使用的矢量控制技术应用之前，仍有大量的工作要做。
为了提高多相设备的动力学性能，期望提高或增大多相设备产生和输出的可用机械扭矩/功率。提高输出扭矩（从而提高设备效率）的一种方法是改善提供给多相设备的逆变器输出电压（也称为相位电压）的使用。
众所周知，适当增加基波的奇次谐波的振幅可提高多相系统的性能。例如，用于增强多相设备性能及提高其扭矩产生能力和功率输出的一种公知技术通常称为“第三次谐波电流引入”。在第三次谐波电流引入中，基波电流指令及其第三次谐波用于产生提供给多相设备的电压指令。
因此，期望提供用于控制由多相PWM逆变器模块驱动的多相AC设备的操作的方法、系统和装备。还期望控制、优化和/或最大化使用第三次谐波电流引入时的电压使用，因为这有助于增大多相设备的扭矩/功率输出。另外，结合附图及前面的技术领域和背景技术，从后面详细说明书和所附权利要求可清楚本发明的其它期望特征和特性。
发明内容
本发明的实施例涉及用于改善在使用第三次谐波电流引入的五相矢量控制设备驱动系统中的电压使用以增大五相设备的扭矩和功率输出的方法、系统和装备。根据一个实施例，使用包括扭矩指令、五相设备转子的角速度及DC输入电压的特定输入组合来产生基波电流矢量的最优基波电流角度。
例如，在一种执行方案中，特定输入组合用于产生对应于所述特定输入组合的总均方根（RMS)电流的第一值、第三次谐波电流引入因数的第二值、第三次谐波电流角度的第三值和基波电流角度的第四值。总RMS电流第一值对应于基于所述特定输入组合定义的特定扭矩/速度操作点。第二值和第三值被优化以减小和/或优化基波电流角度的第四值。减小和/或优化基波电流角度的第四值可增大/最大化在总RMS电流第一值处的扭矩相对于总RMS相位电流的比值。这改善了五相设备的电压使用。例如，当所述五相设备操作于其场弱化区域中（中/高速范围）时，可用的相位电压为DC输入电压的函数的约束，根据公开的实施例，可在使用所有相位电压时的特定扭矩/速度减小/最小化总RMS电流的第一值。
基于总RMS电流和第三次谐波电流引入因数，可产生第三次谐波RMS电流信号和基波RMS电流信号。然后可连同所述基波电流角度和所述第三次滤波电流角度一起使用所述第三次谐波RMS电流信号和所述基波RMS电流信号来产生多个同步参考系电流指令信号，包括：基波同步参考系电流指令信号和第三次谐波同步参考系电流指令信号。
本发明提供下列技术方案。
技术方案1： 一种用于提高五相矢量控制设备驱动系统中的电压使用的方法，所述五相矢量控制设备驱动系统利用第三次谐波电流引入来增大五相设备的扭矩和动力输出，所述五相设备具有以可变角速度旋转的转子，所述方法包括：
接收一组输入，包括扭矩指令、所述转子的角速度和DC输入电压；和
基于所述一组输入产生基波电流矢量的优化基波电流角度。
技术方案2：如技术方案1的方法，其中基于所述一组输入产生基波电流矢量的优化基波电流角度的步骤还包括：
基于所述一组输入产生：
用于对应所述一组输入的总均方根（RMS）电流的第一值；
用于第三次谐波电流引入因数的第二值；
用于第三次谐波电流角度的第三值；和
所述基波电流角度的第四值，其中所述第二值和第三值设计为优化所述基波电流角度的第四值。
技术方案3：如技术方案2的方法，其中用于所述总RMS电流的第一值对应于基于所述一组输入而限定的特定扭矩/速度和DC输入电压操作点。
技术方案4：如技术方案3的方法，其中所述第二值和第三值设计成优化所述第四值，以增大扭矩相对于总RMS相位电流的比值。
技术方案5：如技术方案3的方法，其中所述第二值、第三值和第四值设计成增大在所述总RMS电流的第一值处的输出扭矩相对于总RMS相位电流的比值，以提高所述五相设备的电压使用。
技术方案6：如技术方案2的方法，其中所述产生步骤还包括：
基于所述总RMS电流和所述第三次谐波电流引入因数产生第三次谐波RMS电流信号和基波RMS电流信号；以及
基于所述基波RMS电流信号、所述第三次谐波RMS电流信号、所述基波电流角度和所述第三次谐波电流角度，产生多个同步参考系电流指令信号，包括：基波同步参考系电流指令信号和第三次谐波同步参考系电流指令信号。
技术方案7：一种五相系统，包括：
五相设备，其具有以可变角速度旋转的转子；和
扭矩-电流映射模块，其设计成：
接收一组输入，包括扭矩指令、所述转子的角速度和DC输入电压；
基于所述一组输入产生基波电流矢量的优化基波电流角度；以及
基于所述优化基波电流角度产生多个同步参考系电流指令信号，包括：基波同步参考系电流指令信号。
技术方案8：如技术方案7的五相系统，其中所述扭矩-电流映射模块包括：
扭矩-电流指令表，其设计成响应于所述一组输入产生：
用于对应所述一组输入的总均方根（RMS）电流的第一值；
用于第三次谐波电流引入因数的第二值；
用于第三次谐波电流角度的第三值；和
所述基波电流角度的第四值，其中所述第二值和第三值设计为优化所述基波电流角度的第四值。
技术方案9：如技术方案8的五相系统，其中用于所述总RMS电流的第一值对应于基于所述一组输入而限定的特定扭矩/速度和DC输入电压操作点。
技术方案10：如技术方案9的五相系统，其中所述第二值和第三值设计成优化所述第四值，以增大扭矩相对于总RMS相位电流的比值。
技术方案11：如技术方案9的五相系统，其中所述第二值、第三值和第四值设计成增大在所述总RMS电流的第一值处的输出扭矩相对于总RMS相位电流的比值，以最大化所述五相设备的电压使用。
技术方案12：如技术方案8的五相系统，其中所述扭矩-电流映射模块还包括：
第一电流转换模块，其设计成基于所述总RMS电流和所述第三次谐波电流引入因数产生第三次谐波RMS电流信号和基波RMS电流信号。
技术方案13：如技术方案12的五相系统，其中所述扭矩-电流映射模块还包括：
第二电流转换模块，其设计成基于所述基波RMS电流信号、所述第三次谐波RMS电流信号、所述基波电流角度和所述第三次谐波电流角度，产生所述同步参考系电流指令信号。
技术方案14：如技术方案7的五相系统，其中所述多个同步参考系电流指令信号还包括第三次谐波同步参考系电流指令信号，且还包括：
固定-同步转换模块，其设计成产生同步参考系电流指令信号，包括：基波同步参考系电流信号和第三次谐波同步参考系电流信号；和
同步系电流调节器模块，其设计成基于所述同步参考系电流指令信号中对应的一个和所述同步参考系电流信号中对应的一个产生多个同步参考系电压指令信号。
技术方案15：一种利用第三次谐波电流引入的五相系统，所述系统包括：
五相设备；以及
控制所述五相设备的控制循环，所述控制循环设计成：
对于给定扭矩指令、转子角速度和DC输入电压产生基波电流矢量的优化基波电流角度，该角度被优化以减小总RMS相位电流，并增大输出扭矩相对于RMS相位电流的比；以及
基于所述总RMS相位电流和所述优化基波电流角度产生多个同步参考系电流指令信号。
技术方案16：如技术方案15的五相系统，其中所述五相设备具有以角速度旋转的转子，并且其中所述控制循环设计成：
接收一组输入，包括扭矩指令、所述转子的角速度和DC输入电压；
基于所述一组输入产生基波电流矢量的优化基波电流角度；以及
基于所述优化基波电流角度产生多个同步参考系电流指令信号，包括：基波同步参考系电流指令信号和第三次谐波同步参考系电流指令信号。
技术方案17：如技术方案16的五相系统，其中所述控制循环包括：
扭矩-电流指令表，其设计成响应于所述一组输入产生：
用于对应所述一组输入的总均方根（RMS）电流的第一值；
用于第三次谐波电流引入因数的第二值；
用于第三次谐波电流角度的第三值；和
所述基波电流角度的第四值，其中所述第二值和第三值设计为优化所述基波电流角度的第四值。
技术方案18：如技术方案17的五相系统，其中用于所述总RMS电流的第一值对应于基于所述一组输入而限定的特定扭矩/速度和DC输入电压操作点，并且其中所述第二值和第三值设计成优化所述第四值，以增大在所述总RMS电流的第一值处的扭矩相对于总RMS相位电流的比值，从而最大化所述五相设备的相位电压使用。
技术方案19：如技术方案18的五相系统，其中所述控制循环还包括：
第一电流转换模块，其设计成基于所述总RMS电流和所述第三次谐波电流引入因数产生第三次谐波RMS电流信号和基波RMS电流信号；和
第二电流转换模块，其设计成基于所述基波RMS电流信号、所述第三次谐波RMS电流信号、所述基波电流角度和所述第三次谐波电流角度，产生所述同步参考系电流指令信号。
技术方案20：如技术方案19的五相系统，还包括：
固定-同步转换模块，其设计成产生同步参考系电流指令信号，包括：基波同步参考系电流信号和第三次谐波同步参考系电流信号；和
同步系电流调节器模块，其设计成基于所述同步参考系电流指令信号中对应的一个和所述同步参考系电流信号中对应的一个产生多个同步参考系电压指令信号。
附图说明
下面结合附图描述本发明的实施例，其中相同的标记指代相同的元件，并且
图1为根据本发明一些实施例的矢量控制电动机驱动系统的框图；
图2为图1中电动机驱动系统包括连接至五相AC电动机的五相电压源逆变器的部分的框图；
图3为进一步示出图1中根据一些公开实施例的电动机驱动系统的扭矩-电流映射模块和同步参考系电流调节器模块的细节的框图；
图4为示出三个可能基波电流矢量相对于恒定扭矩线（T1，T2）的曲线图；
图5A为特定相位电流的扭矩每安培相对于总RMS电流量的曲线图；
图5B为特定相位电流的扭矩每安培相对于总RMS电流量的曲线图；
图6A为特定相位电流的扭矩每安培相对于总RMS电流量的曲线图；
图6B为特定相位电流的扭矩每安培相对于总RMS电流量的曲线图。
具体实施方式
如本文所使用的，词语“示例性”意味着“用作例子、实例或例证”。下面的详细描述实质上仅仅是示例性的，不意图限制本发明或本发明的应用和使用。本文作为“示例性”描述的任何实施例都不必认为超过其它实施例的优选的或有优势的。在本文具体实施方式部分中描述的所有实施例都是提供给本领域的技术人员制造或使用本发明的示例性实施例，而不是限制本发明的范围，本发明的范围由权利要求限定。另外，也无意被前面技术领域、背景技术、摘要或后面详细描述中存在的任何表述或暗示的理论界定。
概要
在详细描述根据本发明的实施例之前，应当注意实施例涉及控制多相系统的操作以最大化多相设备的相位电压使用。在这点上，本发明的实施例涉及用于控制多相系统的操作以最大化多相设备的电压使用的方法、系统和装备。公开的用于控制多相系统的操作以最大化多相设备的电压使用的方法、系统和装备可被使用在例如混合动力/电动车（HEV）的操作环境中。在现在将要描述的示例性执行方案中，其控制技术和工艺将描述为应用于混合动力/电动车。但是，本领域的技术人员应当理解，相同或相似的技术和工艺可被应用在期望控制多相系统的其它系统中。
如本文所使用的，术语“交流（AC）设备”通常指的是“将电能转换为机械能或者将机械能转换为电能的装置或装备”。AC设备通常分为同步AC设备和异步AC设备。同步AC设备可包括永磁体设备和磁阻设备。永磁体设备包括表面安装永磁体设备（SMPMM）和内部永磁体设备（IPMM）。异步AC设备包括感应式设备。虽然AC设备可为AC电动机（例如，用于转换其输入处的AC电能以产生机械能或动力的装备），但是AC设备不限于AC电动机，而是还包括用于将其原动力处的机械能或动力转换为其输出处的AC电能或动力的发电机。所有所述设备都可为AC电动机或AC发电机。AC电动机为通过AC驱动的电动机。在某些执行方案中，AC电动机包括具有线圈的外侧固定定子和连接至输出轴的内侧转子，其中所述线圈被供应交流电以产生旋转磁场，所述输出轴被旋转磁场施加扭矩。在AC设备为五相永磁体同步AC电动机的执行方案中，应当理解，包括内部永磁体同步电动机（IPMSM）、表面安装永磁体同步电动机（SMPMSM）和磁阻电动机。
图1为矢量控制电动机驱动系统100的一个例子的框图。所述系统100通过连接至五相AC设备120的五相脉宽调节（PWM）逆变器模块110控制该五相AC设备120，使得通过调节控制五相AC设备120的电流指令，所述五相AC设备120可有效使用提供给五相PWM逆变器模块110的DC输入电压（Vdc）。在一个特定执行方案中，矢量控制电动机驱动系统100可用于控制HCV中的扭矩。
在下面一个特定非限制性执行方案的描述中，所述五相AC设备120被描述为五相A驱动C电动机120，特别是五相永磁体同步AC驱动电动机（或者更广义地，描述为电动机120）；但是，应当清楚，所示实施例仅仅是可被应用于所公开实施例的AC设备类型的一个非限制性例子，进一步地，所公开实施例可被应用于包括五个或更多相位的任意类型的多相AC设备。因此，虽然参考五相系统描述图1中的实施例，但是本领域的技术人员会清楚，本发明的概念可应用于其它多相系统（例如，六相系统）。因此，所公开的实施全不应当被认为是限制于五相系统，而应当认为可应用于具有五个或更多相位的多相系统。
所述五相AC电动机120通过五个逆变器电极联接至五相PWM逆变器模块110，并基于从PWM逆变器模块110接收的五相正弦电压信号产生机械动力（扭矩X速度）。在一些执行方案中，使用位置传感器（未示出）测量第一五相AC电动机120的转子的角度位置（θr）或“轴位置”，在其它执行方法中，不使用位置传感器，通过无传感器位置估计技术来估计第一五相AC电动机120的转子的角度位置（θr）。
在描述系统100的操作细节之前，参考图2提供五相电压源逆变器110的一个示例性执行方案的详细描述（包括如何连接至五相AC电动机120）。图2为电动机驱动系统的包括连接至五相AC电动机120的五相电压源逆变器110的部分的框图。应当注意，图1中的五相电压源逆变器110和五相电动机120不限于该执行方案；相反，图2仅仅是如何在一个特定实施例中使用图1中的五相电压源逆变器110和五相电动机120的一个例子。
如图2中所示，五相AC电动机120具有连接至电动机终端A、B、C、D、E的五个定子或电动机绕组120a、120b、120c、120d、120e，并且五相PWM逆变器模块110包括电容180和五个逆变器子模块115-119。在该实施例中，相位A中逆变器子模块115联接至电动机绕组120a，相位B中逆变器子模块116联接至电动机绕组120b，相位C中逆变器子模块117联接至电动机绕组120c，相位D中逆变器子模块118联接至电动机绕组120d，和相位E中逆变器子模块119联接至电动机绕组120e。电动机绕阻A、B、C、D、E（120a、120b、120c、120d、120e）一起联接在中性点（N）。进入电动机绕组A 120a的电流流出电动机绕阻B-E 120b-120e，进入电动机绕组B 120b的电流流出电动机绕阻A、C、D、E 120a和120c-e，进入电动机绕组C 120c的电流流出电动机绕阻A、B、D、E 120a、120b、120d、120e，进入电动机绕组D 120d的电流流出电动机绕阻A、B、C、E 120a-c和120e，以及进入电动机绕组E 120e的电流流出电动机绕阻A-D 120a-d。
合成相位或定子电流（Ia-Ie）122、123、124、125、126流过各自的定子绕阻120a-e。各定子绕阻120a-120e的相位到中性点的电压分别标记为Van、Vbn、Vcn、Vdn、Ven，各定子绕阻120a-120e中产生的反电磁力（EMF）电压分别图示为通过理想电压源产生的电压Ea、Eb、Ec、Ed、Ee，每个电压源都图示为与定子绕阻120a-120e串联。众所周知，这些反EMF电压Ea、Eb、Ec、Ed、Ee为通过转子的旋转在各自的定子绕阻120a-120e中感应的电压。虽然没有示出，但是电动机120联接至传动轴。
逆变器110包括电容180，包括双重开关182/183、184/185的第一逆变器子模块115，包括双重开关186/187、188/189的第二逆变器子模块116，包括双重开关190/191、192/193的第三逆变器子模块117，包括双重开关194/195、196/197的第四逆变器子模块118，和包括双重开关198/199、200/201的第五逆变器子模块119。这样，逆变器模块110具有十个固态控制开关装置182、184、186、188、190、192、194、196、198、200和十个二极管183、185、187、189、191、193、195、197、199、201，以恰当地开关复合电压（VIN），并提供五相AC电动机120的定子绕阻120a、120b、120c、120d、120e的五相通电。
虽然图2中未示出，但是开关信号控制逆变器子模块115-119内固态开关装置182、184、186、188、190、192、194、196、198、200的开关。通过给各个逆变器子模块115-119提供适当的开关信号，可控制逆变器子模块115-119内固态控制开关装置182、184、186、188、190、192、194、196、198、200的开关，以控制逆变器子模块115-119分别提供给电动机绕阻120a-120e的输出。五相逆变器模块110的逆变器子模块115-119产生的合成五相定子电流（Ia…Ie）122-126提供给电动机绕阻120a、120b、120c、120d、120e。电压Van、Vbn、Vcn、Vdn、Ven、和Ea、Eb、Ec、Ed、Ee以及节点N处的电压依据逆变器模块110的逆变器子模块115-119中开关182、184、186、188、190、192、194、196、198、200的打开/关闭状态随着时间而波动，如下面描述。
再参考图1，矢量控制电动机驱动系统100包括扭矩-电流映射模块、同步（SYNC.）参考系电流调节器模块170、同步-固定（SYNC-TO-STAT.）转换模块102、五相-五相转换模块106、空间矢量（SV）PWM模块108、五相PWM逆变器110、五相-五相转换模块127和固定-同步（STAT-TO-SYNC.）转换模块130。如本文所使用的，术语“模块”指的是执行任务的装置、电流、电子部件和/或基于软件的部件。
扭矩-电流映射模块接收扭矩指令、轴的角旋转速度（ωr）和DC输入（或“链接”）电压作为输入。在一个执行方案中，可基于转子/轴位置输出（θr）121产生轴的角度旋转速度（ωr）。依赖于执行方案，扭矩-电流映射模块还可接收许多其它系统参数。扭矩-电流映射模块使用这些输出将扭矩指令映射至基波d轴电流指令信号（Id1*）142、第三次谐波d轴电流指令信号（Id3*）143、基波q轴电流指令信号（Iq1*）144、第三次谐波q轴电流指令信号（Iq3*）145和零序电流指令信号（I0*）146。这些电流指令信号会使电动机120在速度（ωr）产生指令扭矩（Te*）。同步参考系电流指令信号142-146为随时间具有恒定值的DC指令。因为电流指令为同步参考系中的DC信号，所以更易于调节电流指令。下面参考图3描述有关扭矩-电流映射模块的进一步细节。
五-αβ相位转换模块127接收从电动机120反馈的测量的五相固定参考系定子电流（Ia…Ie）122-126。五-αβ相位转换模块127使用这些五相固定参考系反馈定子电流122-126，并执行abcde参考系-αβ参考系转换，以将五相固定参考系反馈定子电流122-126转换为αβ固定参考系定子电流（Iα1、Iα3、Iβ1、Iβ3、I0）128-1、128-2、129-1、129-2、129-3。所述五-αβ相转换可使用下面的方程式（1）中定义的矩阵来执行。
 （1）
在方程式（1）中，表示五相固定参考系反馈定子电流122-126的列向量乘以转换矩阵和比例因数，产生表示αβ固定参考系定子电流（Iα1、Iα3、Iβ1、Iβ3、I0）128-1、128-2、129-1、129-2、129-3的列向量。
固定-同步转换模块130接收αβ固定参考系定子电流（Iα1、Iα3、Iβ1、Iβ3、I0）128-1、128-2、129-1、129-2、129-3和转子角度位置（θr）121，并将它们转换为基波同步参考系d轴电流信号（Id1）132、第三次谐波同步参考系d轴电流信号（Id3）133、基波同步参考系q轴电流信号（Iq1）134、第三次谐波同步参考系q轴电流信号（Iq3）134及同步参考系零序电流信号（I0）136。d1q1参考系以同步速度旋转，而d3q3参考系以三倍的同步速度旋转。固定-同步转换的过程是本领域的公知的，为简便起见不再详细描述。在一个执行方案中，可使用下面的方程式（2）执行固定-同步转换。
Figure 916723DEST_PATH_IMAGE004
其中，
Figure 984036DEST_PATH_IMAGE006
和
Figure 798408DEST_PATH_IMAGE008
 （2）
M(θe)为作为电子角度位置θe函数的矩阵，M(3θe)表示电子角度位置θe乘以3，以表示第三次谐波函数。电子角度位置θe表示做为电极对与转子角度位置θ-r的乘积的电子位置。同步参考系电流调节器模块170接收基波同步参考系d轴电流信号（Id1）132、第三次谐波同步参考系d轴电流信号（Id3）133、基波同步参考系q轴电流信号（Iq1）134、第三次谐波同步参考系q轴电流信号（Iq3）135及同步参考系零序电流信号（I0）136、基波d轴电流指令信号（Id1*）142、第三次谐波d轴电流指令信号（Id3*）143、基波q轴电流指令信号（Iq1*）144、第三次谐波q轴电流指令信号（Iq3*）145和零序电流指令信号（I0*）146，并使用这些信号产生基波d轴电压指令信号（Vd1*）172、第三次谐波d轴电压指令信号（Vd3*）173、基波q轴电压指令信号（Vq1*）174、第三次谐波q轴电压指令信号（Vq3*）175和零序电压指令信号（V0*）176。电压指令信号172-176也是同步参考系信号，因此为具有随时间为恒定值的DC指令。电流至电压的转换过程可执行为比例积分（PI）控制器，这是本领域公知的，为简便起见不再详细描述。进而，下面参考图3描述有关同步系电流调节器模块170执行的电流至电压转换的进一步细节。
作为其输入，同步-固定转换模块102从同步系电流调节器模块170接收同步参考系电压指令信号172-176，以及转子位置输出（θr）121。响应于这些输入，同步-固定转换模块102基于这些信号执行dq-αβ转换，以产生基波α轴固定参考系电压指令信号（Vα1*）104-1、基波β轴固定参考系电压指令信号（Vβ1*）105-1、第三次谐波α轴固定参考系电压指令信号（Vα3*）104-2、第三次谐波β轴固定参考系电压指令信号（Vβ3*）105-2和零序电压指令信号（V0*）103。这些电压指令信号在固定参考系中，因此具有随时间以正弦波变化的值。同步-固定转换的过程是本领域公知的，为简便起见不再详细描述。在一个执行方案中，使用下面的方程式（3）执行同步-固定转换。
Figure 620870DEST_PATH_IMAGE010
      （3）
αβ-五相转换模块106接收同步-固定转换模块102产生的固定参考系电压指令信号（Vα1*、Vβ1*、Vα3*、Vβ3*、V0*）103-105，并且基于这些信号产生被传送至空间矢量脉宽调节（SVPWM）模块200的五相固定参考系电压指令信号（Vas*…Ves*）107。αβ-五相转换可使用下面的方程式（4）中限定的矩阵执行。
Figure 91166DEST_PATH_IMAGE012
（4）
在方程式（4）中，表示固定参考系电压指令信号（Vα1*、Vβ1*、Vα3*、Vβ3*、V0*）103-105的列向量乘以转换矩阵和比例因数，产生表示五相固定参考系电压指令信号（Vas*…Ves*）107的列向量。
SVPWM模块108用于脉宽调节（PWM）的控制。五相PWM逆变器模块110联接至SVPWM模块108。SVPWM模块108接收五相固定参考系电压指令信号（Vas*…Ves*）107作为输入，并且脉宽调节（PWM）这些信号产生提供给五相PWM逆变器模块110的开关矢量信号（Sa…Se）信号109。SV PWM模块108中执行的特定SV调节算法可为任意已知的SV调节算法。开关矢量信号（Sa…Se）信号109控制PWM逆变器110中的开关状态，以产生五相电压指令。更具体地，五相PWM逆变器模块110接收DC输入电压（Vdc）和开关矢量信号（Sa…Se）109，并使用它们在逆变器电极产生五相交流（AC）电压信号波形，该五相交流（AC）电压信号波形以变化速度驱动五相AC设备/电动机120。
五相永磁体同步电动机120接收 PWM逆变器110产生的五相电压信号，并以指令扭矩Te* 136产生电动机输出。在这一个特定执行方案中，电动机120包括五相内部永磁体同步电动机（IPMSM）120。测量的反馈定子电流（Ia-Ie）被感测、取样和提供给五-二相转换模块127，如上所述。
虽然图1中未示出，但是系统100还可包括联接至五相AC设备120的轴并通过该轴驱动的齿轮。
为最大化五相设备的电压使用的扭矩-电流转换
如上所述，可使用第三次谐波电流引入技术来提高多相设备的扭矩和输出动力。为帮助获得这些改进的全部益处，由于最大化/增大多相逆变器输出的逆变器输出电压（或“相”电压）提高了输出动力，所以它也是重要的，特别是当多相设备以中高速操作在“场弱化区域”时。
为了最大化相位电压使用，期望最大化“场弱化区域”中的输出扭矩相对于RMS电流的比。为了最大化对于给定扭矩指令的输出扭矩相对于总RMS相电流（Irmstotal*）的比，应当最小化所述总RMS相电流（Irmstotal*）。两个要素构成总RMS相电流（Irmstotal*）。一个是基波电流，另一个是引入的第三次谐波电流。基波电流构成总RMS相电流（Irmstotal*）的最大百分比，因此它是应当减小的这个要素。如下面所解释的，可通过增大基波电流矢量的大小（I1）（这里大小意味着其峰值，不是RMS值）或角度（β1）来提高“场弱化区域”中的输出扭矩相对于RMS电流的比。
现在参考图3-6进行描述，提供用于提高/最大化多相系统中的电压使用的方法、系统和装备，其使用第三次谐波电流引入，可允许提高/增大多相设备的扭矩/动力输出。
图3为示出图1中根据一些公开实施例的电动机驱动系统100的扭矩-电流映射模块和同步系电流调节器模块170的进一步细节的框图。
扭矩-电流映射模块包括扭矩-电流指令表、第一电流转换模块320和第二电流转换模块330。
扭矩-电流指令表接收扭矩指令、转子/轴的角速度（ωr）和DC输入电压作为输出。这些输入会指示给定相位电压（Vph）限制和扭矩/速度操作点的总RMS电流信号。换句话说，基于输入的特定扭矩指令、转子/轴的特定角速度（ωr）和特定DC输入电压确定需要满足特定扭矩/速度操作点的总RMS电流信号。注意，相位电压（Vph）等于基波与第三次谐波电压（V1，V3）的和。此外，相位电压（Vph）等于
Figure 290066DEST_PATH_IMAGE014
，其中MI为调制指数，Vdc为DC输入电压。调制指数具有在0与1之间的值。必须满足下面所示扭矩和电压方程式（19-23）。
根据所公开的实施例，扭矩-电流指令表输出第三次谐波电流引入因数和第三次谐波电流角度（β3）的值，允许最小化基波电流矢量的基波电流角度（β1）。如下所述，这允许最大化输出扭矩相对于总RMS电流的比。换句话说，对于特定值的总RMS电流信号，扭矩-电流指令表设计成调节第三次谐波电流引入因数和第三次谐波电流角度（β3），而相位电压在场弱化区域期间保持在其最大值，以最大化基波电流角度（β1）。
如下面更加详细描述的，最小化基波电流角度（β1）最大化了输出扭矩相对于总RMS相位电流的比（牛顿-米/安培RMS），同时仍产生指令扭矩，因此最大化了五相设备中的第三次谐波电流引入。这样，扭矩-电流指令表设计成产生会最大化扭矩每安培的β1、β3和k3的值。因此，图3的扭矩-电流指令表设计有对于特定总RMS电流信号的第三次谐波电流引入因数、基波电流角度（β1）和第三次谐波电流角度（β3）的最优组合。当在多相设备中使用第三次谐波电流引入时，最小化基波电流矢量的基波电流角度（β1）的值有助于确保最大化电压使用，并有助于提供较高的扭矩/动力。当多相设备操作于场弱化区域中时，更加显示了这些实施例提供的益处。这些实施例相对容易执行、标定和控制。
在描述图3的其余细节之前，先参考方程式（5）至（23）描述基波和第三次谐波的各种电流与电压之间的关系。
基波电流和和第三次谐波电流都可表示为具有大小和角度（β）的矢量。特别地，基波电流可表示为矢量符号（I1，β1），其中I1为峰值基波电流，β1为基波电流角度。峰值基波电流（I1）和基波电流角度（β1）可基于下面的方程式（5）和（6）来计算，其中方程式（5）还表示基波RMS电流（I1rms*）之间的关系。
Figure 896628DEST_PATH_IMAGE016
    （5）
Figure 889992DEST_PATH_IMAGE018
    （6）
给出这些关系，可如下面方程式（7）和（8）中所示来表示基波同步参考系d轴电流信号（Id1*）142和基波同步参考系q轴电流信号（Iq1*）144：
Figure 644321DEST_PATH_IMAGE020
    （7）
Figure 551972DEST_PATH_IMAGE022
    （8）
可如下面方程式（9）表示基波RMS电流（I1rms*）与总RMS相位电流（Irmstotal*）之间的关系：
    （9）
其中，k3为第三次谐波电流引入因数（k3），其为建立基波RMS电流（I1rms*）与第三次谐波RMS电流（I3rms*）之间的比的比例因数，如下所述。
另外，可基于下面的方程式（10）和（11）计算峰值基波电压（V1）和基波电压角度（
Figure DEST_PATH_IMAGE026A
1），其中Vd1*为基波d轴电压指令信号（Vd1*）172，Vq1*为基波q轴电压指令信号（Vq1*）174。
Figure 708464DEST_PATH_IMAGE028
    （10）
Figure 887773DEST_PATH_IMAGE030
    （11）
同样，第三次谐波电流可表示为矢量符号（I3，β3），其中I3为峰值第三次谐波电流，β3为第三次谐波电流角度。峰值第三次谐波电流（I3）和第三次谐波电流角度（β3）可基于下面的方程式（12）和（13）来计算，其中方程式（12）还表示第三次谐波RMS电流（I3rms*）与峰值第三次谐波电流（I3）之间的关系。
Figure 162896DEST_PATH_IMAGE032
    （12）
Figure 806367DEST_PATH_IMAGE034
    （13）
给出这些关系，可如下面方程式（14）和（15）中所示来表示第三次谐波同步参考系d轴电流信号（Id3*）143和第三次谐波同步参考系q轴电流信号（Iq3*）145：
Figure 79217DEST_PATH_IMAGE036
    （14）
Figure 808138DEST_PATH_IMAGE038
    （15）
可如下面方程式（16）表示第三次谐波RMS电流（I3rms*）与总RMS相位电流（Irmstotal*）之间的关系：
Figure 886953DEST_PATH_IMAGE040
    （16）
另外，可基于下面的方程式（17）和（18）计算峰值第三次谐波电压（V3）和第三次谐波电压角度（3），其中Vd3*为第三次谐波d轴电压指令信号（Vd3*）173，Vq3*为第三次谐波q轴电压指令信号（Vq3*）175。
Figure DEST_PATH_IMAGE042
    （17）
Figure DEST_PATH_IMAGE044
    （18）
另外，可基于下面的方程式（19）计算扭矩，
扭矩=T1+T2-T3，其中
Figure DEST_PATH_IMAGE046
    （19）
其中，Ld1、Lq1、Ld3、Lq3、L13为基波d轴感应系数（Ld1）、基波q轴感应系数（Lq1）、第三次谐波d轴感应系数（Ld3）、第三次谐波q轴感应系数（Lq3）、互感系数（L13），其中
Figure DEST_PATH_IMAGE048
f1、
Figure DEST_PATH_IMAGE048A
f3为基波磁链常数（
Figure DEST_PATH_IMAGE048AA
f1）和第三次谐波磁链常数（
Figure DEST_PATH_IMAGE048AAA
f3）。
可分别使用如下方程式（20）至（23）计算电压（Vd1*、Vq1*、Vd3*、Vq3*）172、174、173、175。
Figure DEST_PATH_IMAGE050
    （20）
    （21）
Figure DEST_PATH_IMAGE054
    （22）
Figure DEST_PATH_IMAGE056
    （23）
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE048AAAA
sq1、
Figure DEST_PATH_IMAGE048AAAAA
sd3、
Figure DEST_PATH_IMAGE048AAAAAA
qs3、
Figure DEST_PATH_IMAGE048AAAAAAA
ds3分别为基波q轴磁链（
Figure DEST_PATH_IMAGE048AAAAAAAA
sq1）、第三次谐波d轴磁链（sd3）、第三次谐波q轴磁链（
Figure DEST_PATH_IMAGE048AAAAAAAAAA
qs3）、第三次谐波d轴磁链（
Figure DEST_PATH_IMAGE048AAAAAAAAAAA
ds3）。
现在描述图3的其余细节。第一电流转换模块320接收总RMS电流信号、第三次谐波电流引入因数、基波电流角度（β1）和第三次谐波电流角度（β3）。第一电流转换模块320使用下面的方程式（24）和（25）将总RMS电流信号和第三次谐波电流引入因数转换为第三次谐波RMS电流信号（I3rms*）324和基波RMS电流信号（I1rms*）。
Figure DEST_PATH_IMAGE058
    （24）
Figure DEST_PATH_IMAGE060
    （25）
第二电流转换模块320接收基波RMS电流信号（I1rms*）、第三次谐波RMS电流信号（I3rms*）324、基波电流角度（β1）和第三次谐波电流角度（β3），并使用下面述方程式（7）、（8）、（14）和（15）将这些输入转换为基波d轴电流指令信号（Id1*）142、第三次谐波d轴电流指令信号（Id3*）143、基波q轴电流指令信号（Iq1*）144和第三次谐波q轴电流指令信号（Iq3*）145。
    （7）
Figure 812359DEST_PATH_IMAGE022
    （8）
    （14）
Figure DEST_PATH_IMAGE066
    （15）
同步系电流调节器模块170包括用于将各自的电流指令信号142-146转换为电压指令信号172-176的同步电流调节器模块170A-170E。在一个执行方案中，每个电流调节器模块 170都执行包括求和点的比例积分(PI)控制器和用于将输入电流转换为电压的比例积分(PI) 控制器模块。
一个求和点从基波d轴电流指令信号(Id1*)142减去基波同步参考系d轴电流信号(Id1)132以产生基波d轴电流误差信号(Id1error)171A，然后将该信号提供给PI控制器模块。基于基波d轴电流误差信号(Id1error)171A，PI控制器模块产生基波d轴电压指令信号(Vd1*)172。
另一个求和点从第三次谐波d轴电流指令信号(Id3*)143减去第三次谐波同步参考系d轴电流信号(Id3)133以产生第三次谐波d轴电流误差信号(Id3error)171C，然后将该信号提供给PI控制器模块。基于第三次谐波d轴电流误差信号(Id3error)171C，PI控制器模块产生第三次谐波d轴电压指令信号(Vd3*)173。
另一个求和点从基波q轴电流指令信号(Iq1*)144减去基波同步参考系q轴电流信号(Iq1)134以产生基波q轴电流误差信号(Iq1error)171B，然后将该信号提供给PI控制器模块。基于基波q轴电流误差信号(Iq1error)171B，PI控制器模块产生基波q轴电压指令信号(Vq1*)174。
另一个求和点从第三次谐波q轴电流指令信号(Iq3*)145减去第三次谐波同步参考系q轴电流信号(Iq3)135以产生第三次谐波q轴电流误差信号(Iq3error)171D，然后将该信号提供给PI控制器模块。基于第三次谐波q轴电流误差信号(Iq3error)171D，PI控制器模块产生第三次谐波q轴电压指令信号(Vq3*)175。
然后电压指令信号172-176被提供给102，在这里如上述继续电压指令信号172-175的处理。
下面参考图4-6B进行说明，最小化基波电流角度(β1)的值产生了比简单地增大基波电流矢量的大小更好的效果。发明人发现，当在多相设备中执行第三次谐波电流引入时，其功能的特征在于，输出扭矩相对于总RMS相位电流对基波电流矢量角度(β1)的变化比对基波电流矢量大小的变化更加敏感，因此可通过优化角度(β1) （与最小化基波电流矢量的大小相反）更加容易地最大化其功能。作为简单地降低/最小化基波电流矢量的大小的替代方案，最小化基波电流矢量的基波电流角度(β1)以提高扭矩相对于总RMS相位电流（Irmstotal）和最大化多相系统中的电压使用。
下面还参考图4-6B描述，输出扭矩为总RMS相位电流的函数。但是，作为电流矢量角度(β1)的函数的输出扭矩相对于总RMS相位电流的比为高度依赖于设备设计的非线性函数。为了优化性能，具有最大化输出扭矩相对于总RMS相位电流之比的特定基波电流矢量角度(β1)。
在一个实施例中，扭矩-电流指令表决定一组方程式（上述扭矩和电压方程式(19)至(23)）。
在某些情形下，实时解这些复杂方程式是不现实的，而是使用查寻表，该查询表特征化设备参数，以计算第三次谐波电流引入因数、第三次谐波电流角度(β3)（及其它设备和/或控制参数）的值，这会最小化对于扭矩指令、转子/轴的角速度(ωr)、DC输入电压和总RMS电流信号 (Irmstotal)的特定组合的的基波电流角度(β1)，从而最大化扭矩/安培。因此，在另一实施例中，通过有关实际五相设备的试验和测试来研发扭矩-电流指令表。对于特定的五相设备，可在操作/测试期间测量操作特性，以确定对于扭矩指令、角速度(ωr)和增大扭矩每总RMS电流的比的DC输入电压的各个组合的最小基波电流矢量角度(β1)。基于测量的结果，扭矩-电流指令表中可具有用于第三次谐波电流引入因数和第三次谐波电流角度(β3)的值，最小化对于扭矩指令、转子/轴的角速度(ωr)、DC输入电压和总RMS电流信号(Irmstotal)的各特定组合的基波电流矢量角度(β1)，且从而最大化扭矩/安培。
图4为示出三个可能的基波电流矢量401-403相对于恒定扭矩线（T1，T2）410、420的曲线图。为清楚和简便起见，图4中只示出了基波电流矢量401-403，对应的第三次谐波电流矢量未示出。每个基波电流矢量具有通过其长度和角度(β)来定义的大小。每个基波电流矢量401-403的大小都通过方程式（5）（上面的）来确定，其中Id1*为基波d轴电流指令信号(Id1*)142，该信号在理想情况下等于基波同步参考系d轴电流信号(Id1)132，其中Iq1*为基波q轴电流指令信号(Iq1*)144，该信号在理想情况下等于基波同步参考系q轴电流信号(Iq1)134。基本电流矢量402和403每个都具有角度β1’，而基波电流矢量401具有较小的角度β。
每个基波电流矢量401-403都接触恒定扭矩曲线410、420。在该实例中，恒定扭矩曲线410、420为五相设备分别产生特定扭矩值T1、T2的点的集合。特别地，基波电流矢量401和402每个都对应于扭矩T1（例如，每个都具有大小与角度的组合，使得其接触和终止于恒定扭矩线（T1）410）。相反，基波电流矢量403具有较低的扭矩（T2）（例如，具有大小与角度的组合，使得其接触和终止于恒定扭矩线(T2)420）。
表格1比较三个基波电流矢量401-403的相对大小、相对角度(β)和相对扭矩。如表格1中所示，可理解，图4中意欲示出矢量401和403具有相同的大小但是不同的角度，而矢量402和403具有不同的大小但是相同的角度。
矢量 相对基波电流大小 相对基波电流角度(β) 相对扭矩
401 小 β1(小) T1(较大)
402 较大 β1’(较大) T1(较大)
403 小 β1’(小) T2(小)
三个基波电流矢量401、402、403中，基波电流矢量401具有最佳的扭矩（牛顿-米）/RMS电流（安培）。
为进一步说明，可使用大小与角度的不同组合来获得给定扭矩（T1）。例如，即便基波电流矢量401具有较小的大小，但是由于其还具有较小的角度，所以基波电流矢量401、402都导致扭矩T1。不同地描述，基波电流矢量401和基波电流矢量402产生相同的扭矩（T1），但是基波电流矢量401使用较小的RMS电流大小和较小的角度(β)来实现。
相反，基波电流矢量401和基波电流矢量403都具有较小的RMS电流大小，但是由于基波电流矢量401具有较小的角度(β1)，所以它导致较高的扭矩（T1）。
基波电流矢量402、403具有相同的角度，但是基波电流矢量402具有更大的大小，从而具有更大的扭矩（T1>T2）。
因此，即便RMS电流大小较小，但是将基波电流角度(β)从β1’减小到β1仍允许较大的扭矩（T1），并且会增大扭矩/安培。下面参考图5A-6B进行说明，为满足给定指令扭矩，由于减小基波电流角度(β)的值会导致更高的扭矩/安培，所以它是比增大RMS电流的大小更好的选择。
图5A为特定相位电流的扭矩每安培（牛顿-米/安培 rms）相对于总RMS电流大小（安培rms）的曲线图。由于在平衡系统中，相位电流Ia…Ie 122-126理想情况下都具有相同的RMS电流，所以该特定相位电流可为相位电流Ia…Ie 122-126中任意一个。特别地，图5A示出了引入了第三次谐波电流的特定相位电流的四个实线曲线510-540和未引入第三次谐波电流的特定相位电流的四个虚线曲线550-580。图5A中的曲线如下产生，第三次谐波电流角度(β3)设定为115°，基波电流角度(β1)从60°减小，直到达到可用最大相位电压为止。特定相位电流的实线曲线510通过引入第三次谐波电流产生，该第三次谐波电流具有为基波RMS相位电流的10%的值（即，10%的引入因数）。特定相位电流的实线曲线520通过引入第三次谐波电流产生，该第三次谐波电流具有为基波RMS电流的20%的值（即，20%的引入因数）。特定相位电流的实线曲线530通过引入第三次谐波电流产生，该第三次谐波电流具有为基波RMS电流的30%的值（即，30%的引入因数）。特定相位电流的实线曲线540通过引入第三次谐波电流产生，该第三次谐波电流具有为基波RMS电流的40%的值（即，40%的引入因数）。
图6A为特定相位电流的扭矩每安培（牛顿-米/安培 rms）相对于总RMS电流大小（安培rms）的曲线图。图6A示出了引入了第三次谐波电流的特定相位电流的四个实线曲线610-640和未引入第三次谐波电流的特定相位电流的四个虚线曲线650-680。图6A中的曲线如下产生，基波电流角度(β1)设定为60°，第三次谐波电流角度(β3)设定为115°。与图5A相反，图6A中基波电流角度(β1)保持恒定，而基波相位电流增大，直到达到可用最大相位电压为止。图5A中曲线510-540中每条曲线的扭矩每安培（牛顿-米/安培rms）值相对于图6A中曲线610-640的每条曲线的比较（即，当引入第三次谐波电流时）清楚地示出了当减小基波电流角度(β1)且其它参数保持相同时，扭矩每安培增大。
图5B为特定相位电流的扭矩每安培（牛顿-米/安培 rms）相对于总RMS电流大小（安培rms）的曲线图。特别地，图5B示出了引入了第三次谐波电流的特定相位电流的四个实线曲线510”-540”和未引入第三次谐波电流的特定相位电流的四个虚线曲线550”-580”。图5B中所有曲线如下产生，第三次谐波电流角度(β3)设定为115°，基波电流角度(β1)从80°减小，直到达到可用最大相位电压为止。特定相位电流的实线曲线510”通过引入第三次谐波电流产生，该第三次谐波电流具有为基波RMS电流的10%的值。特定相位电流的实线曲线520”通过引入第三次谐波电流产生，该第三次谐波电流具有为基波RMS电流的20%的值。特定相位电流的实线曲线530”通过引入第三次谐波电流产生，该第三次谐波电流具有为基波RMS电流的30%的值。特定相位电流的实线曲线540”通过引入第三次谐波电流产生，该第三次谐波电流具有为基波RMS电流的40%的值。与图5B的曲线510”-540”相比，当增大RMS相位电流的大小直到达到可用最大相位电压时，同时基波电流角度(β1)保持恒定，产生图6B的曲线610”-640”。图6B中的扭矩每安培（牛顿-米/安培 rms）值显著低于图5B中的值。因此，增大RMS电流的大小对扭矩每安培（牛顿-米/安培rms）值具有负效应。图5B清楚地示出了，当设备操作在可用最大相位电压（场弱化区域）时，与增大RMS电流相比，减小基波电流角度(β1)显著增大了扭矩每安培（牛顿-米/安培rms）。
下面的表格2总结了当RMS相位电流等于150安培且以等于百分之十的基波电流的引入因数引入第三次谐波时和当第三次谐波电流角度(β3)为115°时，图5A-6B中所示有关曲线510、510”、610和610”的结果。
图 相位电流曲线 基波电流角度(β) 相对相位电流大小 近似扭矩/RMS电流安培（牛顿-米/安培rms）
5A 510 <60° 低 1.17
6A 610 60° 高 1.13
5B 510” <80° 低 0.54
6B 610” 80° 高 0.41
因此，当执行第三次谐波电流引入时，输出的扭矩相对于总RMS相位电流函数对基波电流矢量的角度(β1)变化比对基波电流矢量的大小的变化更加敏感。这样，当在场弱化区域中使用可用最大相位电压时，通过优化角度(β1) （与最大化基波电流矢量的大小相反）可更加容易地最大化输出扭矩相对于总RMS相位电流。因此，在所公开实施例中，最小化基波电流矢量的基波电流角度(β1)，以增大扭矩相对于总RMS相位电流（Irmstotal）的比，并最大化多相系统中的电压使用。
本领域的技术人员会进一步清楚，结合本文所公开实施例描述的各种示意性逻辑框、模块、电路和算法步骤可执行为电子硬件、计算机软件或两者的组合。上面根据功能和/或逻辑框部件（或模块）和各种处理步骤描述了一些实施例和执行方案。但是，应当清楚，这种框部件（或模块）可通过构造成执行专门功能的许多硬件、软件和/或固件部件来实现。为了清楚地示出硬件和软件的可交换性，上面总地根据它们的功能描述了多种示意性部件、框、模块、电流和步骤。这种功能执行为硬件还是软件依赖于施加于整个系统上的特定应用和设计限制。本领域的技术人员对于各种特定应用可以不同的方式执行所述的功能，但是这种执行设计不应当被认为脱离本发明的范围。例如，系统或部件的实施例可使用在一个或多个微处理器或其它控制装置的控制下可实施多种功能的各种集成电路部件，例如存储器元件、数字信号处理元件、逻辑元件、查寻表等。另外，本领域的技术人员会清楚，本文所述实施例仅仅是示例性的执行方案。
可使用设计成执行本文所述功能的通用处理器、数字信号处理器（DSP）、专用集成电路（ASIC）、场可编程门阵列（FPGA）或其它可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、离散硬件部件或其任意组合来执行或实施结合本文所公开实施例描述的各种示意性逻辑框、模块和电流。通用处理器可为微处理器，但是在替代方案中，处理器可为任意传统处理器、控制器、微控制器或状态设备。处理器还可执行为计算装置的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器、一个或多个微处理器连同DSP芯、或者任意其它这类结构。词语“示例性”这里专门用于表示“用作例子、实例或例证”。本文描述为“示例性”的所有实施例都并不必需构造为超过其它实施例的优选的或有优势的。
结合本文所公开实施例描述的方法或算法的步骤可直接嵌在硬件中、通过处理器执行的软件模块中、或两者的组合中。软件模块可驻留在RAM存储器、闪存存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM、或本领域已知的任意其它形式的存储介质中。示例性存储介质联接至处理器，使得处理器可从存储介质读取信息并向其写入信息。在替代方案中，存储介质可集成到处理器中。处理器和存储介质可存在于ASIC中。ASIC可存在于用户终端中。在替代方案中，处理器和存储介质可驻留为用户终端中的离散部件。
在本文献中，相关术语，例如第一和第二等仅用于将一个实体或动作与另一实体或动作区分开，而在这种实体或动作之间没有必要要求或暗示任何实质的这种关系或次序。数字次序，例如“第一”、“第二”、“第三”等简单地标记多个中的不同一个，并不暗示任何次序或顺序，除非被权利要求语言具体地限定。任一权利要求中的文字顺序并不暗示必须以根据这种顺序的时间或逻辑顺序执行处理步骤，除非被权利要求语言具体地限定。程序步骤以任意次序交换，只要这种交换不与权利要求语言相矛盾且逻辑上不荒谬，就不脱离本发明的范围。
另外，依赖于上下文的内容，描述不同元件之间关系所使用的词语如“连接”或“联接”并不暗示在这些元件之间必须进行直接的物理连接。例如，两个元件可物理地、电地、逻辑地或以任意其它方式通过一个或多个其它元件而彼此连接。
尽管在前面的详细描述中已经示出了至少一个示例性实施例，但是应当清楚，存在大量的变形。还应当清楚，示例性实施例仅仅是例子，不意欲以任何方式限制本发明的范围、应用或结构。另外，前面的详细描述给本领域的技术人员提供了用于实现所述示例性实施例的方便路线图。应当理解，在不脱离由所附权利要求及其合法等效物所限定的本发明范围的情况下，可在元件的功能和布置上进行多种改变。

Claims (10)

1.一种用于提高五相矢量控制设备驱动系统中的电压使用的方法，所述五相矢量控制设备驱动系统利用第三次谐波电流引入来增大五相设备的扭矩和动力输出，所述五相设备具有以可变角速度旋转的转子，所述方法包括：
接收一组输入，包括扭矩指令、所述转子的角速度和DC输入电压；和
基于所述一组输入产生基波电流矢量的优化基波电流角度。
2.如权利要求1的方法，其中基于所述一组输入产生基波电流矢量的优化基波电流角度的步骤还包括：
基于所述一组输入产生：
用于对应所述一组输入的总均方根RMS电流的第一值；
用于第三次谐波电流引入因数的第二值；
用于第三次谐波电流角度的第三值；和
所述基波电流角度的第四值，其中所述第二值和第三值设计为优化所述基波电流角度的第四值。
3.如权利要求2的方法，其中用于所述总RMS电流的第一值对应于基于所述一组输入而限定的特定扭矩/速度和DC输入电压操作点。
4.如权利要求3的方法，其中所述第二值和第三值设计成优化所述第四值，以增大扭矩相对于总RMS相位电流的比值。
5.如权利要求3的方法，其中所述第二值、第三值和第四值设计成增大在所述总RMS电流的第一值处的输出扭矩相对于总RMS相位电流的比值，以提高所述五相设备的电压使用。
6.如权利要求2的方法，其中所述产生步骤还包括：
基于所述总RMS电流和所述第三次谐波电流引入因数产生第三次谐波RMS电流信号和基波RMS电流信号；以及
基于所述基波RMS电流信号、所述第三次谐波RMS电流信号、所述基波电流角度和所述第三次谐波电流角度，产生多个同步参考系电流指令信号，包括：基波同步参考系电流指令信号和第三次谐波同步参考系电流指令信号。
7.一种五相系统，包括：
五相设备，其具有以可变角速度旋转的转子；和
扭矩-电流映射模块，其设计成：
接收一组输入，包括扭矩指令、所述转子的角速度和DC输入电压；
基于所述一组输入产生基波电流矢量的优化基波电流角度；以及
基于所述优化基波电流角度产生多个同步参考系电流指令信号，包括：基波同步参考系电流指令信号。
8.如权利要求7的五相系统，其中所述扭矩-电流映射模块包括：
扭矩-电流指令表，其设计成响应于所述一组输入产生：
用于对应所述一组输入的总均方根RMS电流的第一值；
用于第三次谐波电流引入因数的第二值；
用于第三次谐波电流角度的第三值；和
所述基波电流角度的第四值，其中所述第二值和第三值设计为优化所述基波电流角度的第四值。
9.如权利要求8的五相系统，其中用于所述总RMS电流的第一值对应于基于所述一组输入而限定的特定扭矩/速度和DC输入电压操作点。
10.一种利用第三次谐波电流引入的五相系统，所述系统包括：
五相设备；以及
控制所述五相设备的控制循环，所述控制循环设计成：
对于给定扭矩指令、转子角速度和DC输入电压产生基波电流矢量的优化基波电流角度，该角度被优化以减小总RMS相位电流，并增大输出扭矩相对于RMS相位电流的比；以及
基于所述总RMS相位电流和所述优化基波电流角度产生多个同步参考系电流指令信号。
CN201110055628.8A 2010-03-09 2011-03-09 优化多相设备中第三次谐波电流引入的方法、系统和装置 Expired - Fee Related CN102195550B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/720,338 2010-03-09
US12/720338 2010-03-09
US12/720,338 US8278850B2 (en) 2010-03-09 2010-03-09 Methods, systems and apparatus for optimization of third harmonic current injection in a multi-phase machine

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102195550A true CN102195550A (zh) 2011-09-21
CN102195550B CN102195550B (zh) 2014-02-26

Family

ID=44508074

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201110055628.8A Expired - Fee Related CN102195550B (zh) 2010-03-09 2011-03-09 优化多相设备中第三次谐波电流引入的方法、系统和装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8278850B2 (zh)
CN (1) CN102195550B (zh)
DE (1) DE102011003352A1 (zh)

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103259481A (zh) * 2012-02-15 2013-08-21 通用汽车环球科技运作有限责任公司 估算永磁体电机的电角速度的方法及系统
CN103715973A (zh) * 2014-01-03 2014-04-09 天津大学 一种五相电压源逆变桥空间电压矢量脉宽调制算法
CN105264763A (zh) * 2013-04-05 2016-01-20 法雷奥电机设备公司 用于控制多相变流器的装置
TWI580172B (zh) * 2016-06-24 2017-04-21 國立交通大學 切換方法、多相馬達系統及其控制器與驅動裝置
CN107134955A (zh) * 2016-02-29 2017-09-05 Zf腓德烈斯哈芬股份公司 对psm电机的转子位置传感器进行监控的方法和系统
US10097110B2 (en) 2017-03-08 2018-10-09 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Modulation method for a three-phase multilevel converter
CN109617486A (zh) * 2018-12-29 2019-04-12 南京越博电驱动系统有限公司 一种永磁同步电机自动标定方法
CN111010057A (zh) * 2018-10-05 2020-04-14 操纵技术Ip控股公司 用于五相同步马达驱动装置的逆变器换向技术
CN112468043A (zh) * 2020-11-06 2021-03-09 精进电动科技股份有限公司 一种永磁同步电机的电压开环控制方法和永磁同步电机
CN114221591A (zh) * 2020-12-27 2022-03-22 鲲腾泰克有限公司 多相电动机和发电机系统的多谐波磁场定向控制

Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101382305B1 (ko) * 2010-12-06 2014-05-07 현대자동차주식회사 하이브리드 차량용 모터 제어 장치
KR101209965B1 (ko) * 2010-12-30 2012-12-07 엘에스산전 주식회사 전기자동차의 유도 전동기의 토크 제어 시스템 및 그 방법
US8860342B2 (en) * 2011-09-15 2014-10-14 Curtiss-Wright Electro-Mechanical Corporation System and method for controlling a permanent magnet motor
US20130076187A1 (en) * 2011-09-16 2013-03-28 Adam Daniel Flaster 5-phase alternating current induction motor and inverter system
GB2498394B (en) * 2012-01-16 2014-01-15 Imra Europe Sas Reluctance motors
CN104737439B (zh) 2012-08-22 2018-11-13 开利公司 使用充电电路进行空间向量脉宽调制开关的系统和方法
JP6028868B2 (ja) * 2013-08-21 2016-11-24 トヨタ自動車株式会社 電動機制御装置
FR3011405B1 (fr) * 2013-10-02 2017-03-24 Valeo Equip Electr Moteur Machine electrique tournante polyphasee a au moins cinq phases a commande optimisee
US20150171777A1 (en) * 2013-12-18 2015-06-18 Hyundai Motor Company Method for controlling driving motor
DE102014203550A1 (de) * 2014-02-27 2015-08-27 Robert Bosch Gmbh Elektrisches Antriebssystem
US9543879B2 (en) * 2014-03-24 2017-01-10 Chevron U.S.A. Inc. System and method for controlling muliphase electric motors
PL233389B1 (pl) * 2017-10-31 2019-10-31 Politechnika Gdanska Sposób i układ do modulacji szerokości impulsów dla pięciofazowego falownika napięcia
CN110365268B (zh) * 2018-03-26 2023-06-16 操纵技术Ip控股公司 马达控制系统中的转矩波动补偿
DE102018206948A1 (de) * 2018-05-04 2019-11-07 Zf Friedrichshafen Ag Verfahren, Steuergerät und System zum Parametrisieren sowie zum Betreiben einer elektrischen Maschine
WO2020092522A1 (en) 2018-10-31 2020-05-07 Optiphase Drive Systems, Inc. Electric machine with permanent magnet rotor
CN109302117A (zh) * 2018-11-30 2019-02-01 上海大郡动力控制技术有限公司 永磁同步电机电压利用率自动寻优方法
CN113261178A (zh) * 2018-12-24 2021-08-13 鲲腾科技有限公司 使用谐波注入的多相电动机/发电机系统
CN110165918B (zh) * 2019-05-07 2020-10-09 福州大学 一种五相逆变器双平面最近四矢量空间电压矢量调制方法
US10951146B1 (en) * 2019-09-09 2021-03-16 Karma Automotive Llc Method to improve output current harmonic distribution in a segmented drive system
US11218096B2 (en) 2019-11-29 2022-01-04 Steering Solutions Ip Holding Corporation Feedforward control of multiphase permanent magnet direct current motor drives
JP7449471B2 (ja) * 2020-06-08 2024-03-14 株式会社ジェイテクト モータ制御装置
DE102020215973A1 (de) 2020-12-16 2022-06-23 Robert Bosch Gesellschaft mit beschränkter Haftung Verfahren und Vorrichtung zum Betreiben einer elektrischen Maschine
CN112953359B (zh) * 2021-02-19 2022-08-09 湖南大学 双三相永磁同步电机电流谐波最小脉宽调制方法及系统
CN113037167B (zh) * 2021-05-20 2021-09-07 西南交通大学 一种提高电压利用率的五相pmsm模型预测控制方法
CN113241975B (zh) * 2021-06-23 2022-07-05 西安科技大学 消除转矩脉动的双绕组pmsm转子初始位置检测方法
CN113507243B (zh) * 2021-07-20 2022-08-30 燕山大学 基于谐波分解的永磁无刷电机高性能运行控制方法及系统
CN116191969B (zh) * 2023-02-24 2023-11-28 山东大学 基于谐波电流注入的同步电机转矩密度提升方法及系统

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1842959A (zh) * 2004-09-22 2006-10-04 三菱电机株式会社 感应电动机的矢量控制装置
US20080197800A1 (en) * 2007-02-20 2008-08-21 Bonho Bae Reduction of subharmonic oscillation at high frequency operation of a power inverter
CN101252339A (zh) * 2008-03-26 2008-08-27 卧龙电气集团股份有限公司 多相电机变频调速器
CN101459408A (zh) * 2008-12-25 2009-06-17 浙江大学 多相单套绕组无轴承电机传动系统

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5053689A (en) * 1986-07-22 1991-10-01 University Of Texas At Austin Method and apparatus for improving performance of AC machines
US5019766A (en) * 1986-07-22 1991-05-28 University Of Texas Method and apparatus for improving performance of AC machines
US5194796A (en) * 1989-09-04 1993-03-16 Oriental Motor Kabushiki Kaisha Micro-step drive system of a five-phase stepping motor
US5184057A (en) * 1989-09-14 1993-02-02 Hitachi, Ltd. Control method and device for ac motor
US6426605B1 (en) * 1999-07-16 2002-07-30 The Texas A&M University System Multi-phase induction motor drive system and method
US6614202B2 (en) * 2000-08-21 2003-09-02 Borealis Technical Limited PWM motor drive apparatus with increase of low speed capability
US6710495B2 (en) * 2001-10-01 2004-03-23 Wisconsin Alumni Research Foundation Multi-phase electric motor with third harmonic current injection
EP1516409B1 (en) * 2002-04-03 2007-12-12 Borealis Technical Limited High phase order elctrical rotating machine with distributed windings
US7733044B2 (en) * 2005-02-24 2010-06-08 Mitsubishi Heavy Industries, Ltd. IPM motor system and control method thereof
JP4434184B2 (ja) * 2006-08-17 2010-03-17 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 電気モータのフィードバック制御方法および装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1842959A (zh) * 2004-09-22 2006-10-04 三菱电机株式会社 感应电动机的矢量控制装置
US20080197800A1 (en) * 2007-02-20 2008-08-21 Bonho Bae Reduction of subharmonic oscillation at high frequency operation of a power inverter
CN101252339A (zh) * 2008-03-26 2008-08-27 卧龙电气集团股份有限公司 多相电机变频调速器
CN101459408A (zh) * 2008-12-25 2009-06-17 浙江大学 多相单套绕组无轴承电机传动系统

Cited By (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103259481A (zh) * 2012-02-15 2013-08-21 通用汽车环球科技运作有限责任公司 估算永磁体电机的电角速度的方法及系统
CN103259481B (zh) * 2012-02-15 2016-07-06 通用汽车环球科技运作有限责任公司 估算永磁体电机的电角速度的方法及系统
CN105264763A (zh) * 2013-04-05 2016-01-20 法雷奥电机设备公司 用于控制多相变流器的装置
CN103715973A (zh) * 2014-01-03 2014-04-09 天津大学 一种五相电压源逆变桥空间电压矢量脉宽调制算法
CN103715973B (zh) * 2014-01-03 2016-04-20 天津大学 一种五相电压源逆变桥空间电压矢量脉宽调制算法
CN107134955A (zh) * 2016-02-29 2017-09-05 Zf腓德烈斯哈芬股份公司 对psm电机的转子位置传感器进行监控的方法和系统
TWI580172B (zh) * 2016-06-24 2017-04-21 國立交通大學 切換方法、多相馬達系統及其控制器與驅動裝置
TWI642263B (zh) * 2017-03-08 2018-11-21 台達電子企業管理（上海）有限公司 三相多電平變頻器的調製方法
US10097110B2 (en) 2017-03-08 2018-10-09 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Modulation method for a three-phase multilevel converter
CN111010057A (zh) * 2018-10-05 2020-04-14 操纵技术Ip控股公司 用于五相同步马达驱动装置的逆变器换向技术
CN111010057B (zh) * 2018-10-05 2023-06-16 操纵技术Ip控股公司 用于五相同步马达驱动装置的逆变器换向技术
CN109617486A (zh) * 2018-12-29 2019-04-12 南京越博电驱动系统有限公司 一种永磁同步电机自动标定方法
CN109617486B (zh) * 2018-12-29 2022-03-22 南京越博电驱动系统有限公司 一种永磁同步电机自动标定方法
CN112468043A (zh) * 2020-11-06 2021-03-09 精进电动科技股份有限公司 一种永磁同步电机的电压开环控制方法和永磁同步电机
CN112468043B (zh) * 2020-11-06 2022-06-17 精进电动科技股份有限公司 一种电压开环的永磁同步电机转矩控制方法
CN114221591A (zh) * 2020-12-27 2022-03-22 鲲腾泰克有限公司 多相电动机和发电机系统的多谐波磁场定向控制
CN114221591B (zh) * 2020-12-27 2024-05-10 鲲腾泰克(成都)科技有限公司 多相电动机和发电机系统的多谐波磁场定向控制

Also Published As

Publication number Publication date
US20110221365A1 (en) 2011-09-15
CN102195550B (zh) 2014-02-26
US8278850B2 (en) 2012-10-02
DE102011003352A1 (de) 2011-09-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102195550B (zh) 优化多相设备中第三次谐波电流引入的方法、系统和装置
CN102624319B (zh) 控制三次谐波电压的方法、系统和设备
Kouro et al. High-performance torque and flux control for multilevel inverter fed induction motors
CN102195551B (zh) 用于五相机同步电流调整的方法、系统和设备
Severson et al. Practical implementation of dual purpose no voltage drives for bearingless motors
CN102195552B (zh) 近似多相电机中基波与三次谐波峰值合计电压的方法、系统和装置
EP3706309A1 (en) Rotary electric machine control device
WO2011135694A1 (ja) 電力変換装置
CN107005194A (zh) 多绕组电动机驱动控制装置
Pandit et al. Simplified implementation of synthetic vectors for DTC of asymmetric six-phase induction motor drives
CN108574442B (zh) 一种六相电机直接转矩控制系统及其控制方法
Ruan et al. Current harmonic suppression for dual three-phase permanent magnet synchronous motor drives
CN102916646A (zh) 调节调制指数以提高相电压指令线性的方法、系统和设备
Sun et al. Four-switch inverter fed PMSM DTC with SVM approach for fault tolerant operation
CN108206651B (zh) 一种九开关逆变器双电机驱动系统及其控制方法
CN109981017B (zh) 一种开路故障下的两单元同相位永磁同步电机容错控制系统及方法
CN114946116A (zh) 旋转电机控制装置
CN103187920B (zh) 用于控制电机器在过调制区域内运行的方法、系统和装置
Bajjuri et al. Equivalent 3-level PWM: An improved technique to reduce torque ripple in DI-WRIM analyzed as DI-OWIM
Chen et al. Hybrid PWM modulation technology applied to three-level topology-based PMSMs
Grabner et al. Feedback control of a novel bearingless torque motor using an extended FOC method for PMSMs
Reddy et al. Sensorless direct torque control of induction motor based on hybrid space vector pulsewidth modulation to reduce ripples and switching losses-A variable structure controller approach
Taïb et al. An improved fixed switching frequency direct torque control of induction motor drives fed by direct matrix converter
Babu et al. FPGA based implementation of brushless DC motor drive using single current sensor and comparison with conventional method
Zaini et al. Direct torque control of induction motor drive fed from hybrid multilevel inverter

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20140226

Termination date: 20210309

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee