CN101247103B - 电机控制装置 - Google Patents
电机控制装置 Download PDFInfo
- Publication number
- CN101247103B CN101247103B CN2008100099524A CN200810009952A CN101247103B CN 101247103 B CN101247103 B CN 101247103B CN 2008100099524 A CN2008100099524 A CN 2008100099524A CN 200810009952 A CN200810009952 A CN 200810009952A CN 101247103 B CN101247103 B CN 101247103B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- voltage
- motor
- phase
- current
- axle
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
- H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/03—Synchronous motors with brushless excitation
Abstract
本发明提供一种电机控制装置,具备:电流检测单元,其根据在驱动三相式的电机的变换器和直流电源之间流过的电流,检测流过所述电机的定子的电枢绕组的相电流;根据所述电机的推定转子位置,对所述相电流进行三相—两相变换,基于由该变换得到的控制用电流,进行针对所述电机的无位置传感器矢量控制。所述电机控制装置,还包括:重叠单元,其在用于驱动所述电机的驱动电压上重叠具有规定频率的重叠电压;推定单元,其根据从所述控制用电流提取、并且与所述重叠电压相对应而流过所述电机的重叠电流,求出所述推定转子位置,基于所述重叠单元的所述重叠电压的电压矢量轨迹,形成椭圆。
Description
技术领域
本发明涉及驱动控制电机的电机控制装置,特别是涉及利用1分路电流检测方式和基于高频电压施加的转子位置推定的电机控制装置。
背景技术
为了对电机供给三相交流电力,而对电机进行矢量控制,有必要检测U相、V相和W相这三相中两相的相电流(例如U相电流和V相电流)。为了检测两相的相电流,通常使用两个电流传感器(电流互感器:currenttransformer),但是两个电流传感器的使用引起嵌入电机的系统整体的成本上升。
因此,从以往就提出了用一个电流传感器检测变换器和直流电源之间的母线电流(直流电流),并根据检测出的母线电流检测两相的相电流的方式。该方式称作1分路电流检测方式(单分路电流检测方式),该方式的基本原理,在例如日本专利第2712470号公报中记载。
图41表示采用1分路电流检测方式的以往的电机驱动系统的全体框图。变换器(PWM变换器)902,包括三相的具有上臂和下臂的半桥电路,根据从控制部903提供的三相电压指令值使各臂开关,把来自直流电源904的直流电压变换为三相交流电压。把该三相交流电压提供给三相永磁体同步式的电机901,驱动控制电机901。
把变换器902内的连接各下臂和直流电源904的线路称作母线ML。电流传感器905把表示在母线ML中流过的母线电流的信号传递给控制部903。控制部903在适当的定时对电流传感器905的输出信号进行采样,检测电压电平变为最大的相(最大相)的相电流和变为最小的相(最小相)的相电流即两相的相电流。
在各相的电压电平彼此充分分离时,根据上述的处理,能检测两相的相电流,但是,如果电压的最大相与中间相接近,或者电压的最小相与中间相接近,就无法检测两相的相电流。另外,以后参照图3~图5也进行包含关于无法检测该两相的相电流的说明的1分路电流检测方式的说明。
鉴于此,提案了在1分路电流检测方式中,在无法检测两相的相电流的期间中,根据三相的门信号,校正针对变换器内的各臂的PWM信号的脉冲宽度的手法(例如,参照日本特开2003-189670号公报)。
图42表示与该校正对应的一般的电压指令值(脉冲宽度)的校正例。在图42中,横轴表示时间,920u、920v、920w表示U相、V相和W相的电压电平。各相的电压电平对应于对于各相的电压指令值(脉冲宽度),所以能够认为两者等价。如图42所示,以电压的“最大相和中间相”以及“最小相和中间相”不接近规定间隔以下的方式,校正各相的电压指令值(脉冲宽度)。据此,各相电压不会接近到无法检测两相的相电流的程度,能够稳定地检测两相的相电流。
另一方面,作为不使用位置传感器而推定转子位置的手法,提案了施加高频电压的手法。该手法例如在文献(新中著,“A New High-FrequencyVoltage Injection Method for Sensorless Drive of Permanent-MagnetSynchronous Motors with Pole Saliency”,电气学会论文志D,2006年,第126卷,第11号,p.1572-1584)中记载。已经周知:基于高频电压施加的转子位置的推定手法是利用电机的磁凸极性的推定手法,所以在旋转停止或低速旋转时,能进行良好的推定。
如果组合1分路电流检测方式和基于高频电压的施加的转子位置的推定手法,就能享受低成本化和旋转停止时的推定的稳定化,但是还未提出实现该组合的手法。因此,当然,也不存在关于在组合两者时应该考虑的事项的技术。
发明内容
因此,本发明的目的在于,提供有助于低成本化和推定的稳定化的电机控制装置和电机驱动系统。
本发明的第一电机控制装置的特征在于,具备:电流检测单元,其根据在驱动三相式的电机的变换器和直流电源之间流过的电流,检测流过所述电机的定子的电枢绕组的相电流,根据所述电机的推定转子位置,对所述相电流进行三相-两相变换,基于由该变换得到的控制用电流,进行针对所述电机的无位置传感器矢量控制。所述电机控制装置,还包括:重叠单元,其在用于驱动所述电机的驱动电压上重叠具有规定频率的重叠电压;推定单元,其根据从所述控制用电流提取、并且与所述重叠电压相对应而流过所述电机的重叠电流,求出所述推定转子位置,基于所述重叠单元的所述重叠电压的电压矢量轨迹,形成椭圆。
而且,还具有,例如电压校正单元,其为了能够检测两相的相电流,对重叠了所述重叠电压后的所述驱动电压进行校正,并根据经由了该校正后的电压,控制所述电机。
为了对电机进行矢量控制,两相的相电流信息是必要的。为了使用所述电流检测单元取得该信息,而进行针对电压的校正时,由于该校正,在电机上实际施加的转子位置推定用的重叠电压,与所需的重叠电压会有所不同。假设使重叠电压为交变电压,校正的影响就增大。因此,如所述电机控制装置那样,重叠电压矢量轨迹,形成椭圆的重叠电压。藉此,校正的影响降低,推定稳定化。当然,由于用所述电流检测单元检测相电流,所以电流传感器一个就足够,从而也能谋求低成本化。
此外,具体而言,所述椭圆的短轴,具有与基于所述电压校正单元的电压校正量相对应的尺寸。
据此,能抑制电压校正对推定的影响。
更具体而言,在将与U相、V相或W相的固定轴垂直的轴设为b轴的情况下,所述椭圆的短轴的尺寸,比基于所述电压校正单元的电压校正量的b轴成分的最大值大。
或者,更具体而言,例如,在将与U相、V相或W相的固定轴垂直的轴设为b轴时,所述电机的旋转停止时的所述椭圆的短轴的尺寸比基于所述电压校正单元的电压校正量的b轴成分的最大值大。
此外,例如,所述重叠单元,随着所述电机的旋转速度或所述驱动电压增加,使所述椭圆的短轴的尺寸减小。
此外,例如,所述重叠单元,在所述电机的旋转速度变为规定速度以上时或者所述驱动电压变为规定电压以上时,使所述重叠电压为交变电压,使所述电压矢量轨迹从所述椭圆变为线段。
此外,例如,将与构成所述电机的转子的永磁体产生的磁通量垂直的轴设为q轴的情况下,将与q轴对应的控制上的推定轴设为δ轴时,所述椭圆的短轴与δ轴平行。
据此,能把扭矩脉动抑制在很低。
此外,本发明的第二电机控制装置的特征在于,根据连接在变换器上的三相式的电机的推定转子位置,对流过所述电机的定子的电枢绕组的相电流进行三相-两相变换,基于由该变换所得到的控制用电流,进行针对所述电机的无位置传感器矢量控制。所述电机控制装置,包括:重叠单元,其在用于驱动所述电机的驱动电压上,重叠具有规定频率的重叠电压;推定单元,其基于从所述控制用电流提取、并且对应于所述重叠电压而流过所述电机的重叠电流,求出所述推定转子位置;PWM信号生成单元,其根据重叠了所述重叠电压后的所述驱动电压,生成针对构成所述变换器的开关电路的PWM信号;空载时间付与单元,其对所述PWM信号付与空载时间;利用基于付与了所述空载时间后的所述PWM信号的所述变换器的输出,驱动所述电机,基于所述重叠单元的所述重叠电压的电压矢量轨迹,形成椭圆,所述椭圆的短轴,具有与基于空载时间的电压下降量相对应的尺寸。
由于空载时间的付与,实际施加在电机上的转子位置推定用的重叠电压与所需的重叠电压会有所不同,但是如果把基于空载时间的电压下降理解为外部干扰电压,并考虑该电压下降量而适当设定重叠电压的电压矢量轨迹的短轴的尺寸,就能抑制空载时间的付与对推定精度的影响。
此外,本发明的电机驱动系统的特征在于,包括:三相式的电机;驱动所述电机的变换器;通过控制所述变换器,控制所述电机的上述任何一项所记载的电机控制装置。
根据本发明,能提供有助于低成本化和推定的稳定化的电机控制装置和电机驱动系统。
根据以下表示的实施方式所涉及的说明,本发明的意义乃至效果变得更清楚。可是,以下的实施方式不过是本发明的一个实施方式,本发明乃至各构成要件的用语的意义并不由以下的实施方式中记载的内容限制。
附图说明
图1是本发明的实施方式所涉及的电机驱动系统的整体概略结构图。
图2是表示图1的电机上施加的三相交流电压的典型的例子的图。
图3是把对图1的电机的通电模式,以及各通电模式和母线电流的关系做成表而表示的图。
图4是表示图1的电机的各相电压的电压电平和载波信号的关系,以及与该关系对应的PWM信号和母线电流的波形的图。
图5(a)~(d)是图4的各定时的图1的电枢绕组周边的等价电路图。
图6是把图1的电机的各相电压的高低关系的组合(模式)和在各组合中检测的电流的相做成表而表示的图。
图7是图1的电机的分析模型图。
图8是表示作为固定轴的U相轴、V相轴和W相轴,作为旋转轴的d轴和q轴,与电压矢量的关系的空间矢量图。
图9是用于说明在本发明中定义的a轴的图。
图10是表示考虑与图9的a轴的关系,分解转子的相位(θ)后的样子的图。
图11是表示本发明的实施方式所涉及的电压矢量的校正处理的步骤的程序流程图。
图12(a)是表示图11的校正处理前的ab坐标上的电压矢量的轨迹的图,图12(b)是表示图11的校正处理后的ab坐标上的电压矢量的轨迹的图。
图13是表示U相轴、V相轴和W相轴,与α轴、β轴的关系的图。
图14是表示经过图11的校正处理取得的电压矢量的αβ坐标上的轨迹的图。
图15(a)是表示经过图11的校正处理取得的α轴电压和β轴电压的电压波形的图,图15(b)是表示经过图11的校正处理取得的U相电压、V相电压和W相电压的电压波形的图。
图16是表示能在针对图1的电机的驱动电压上重叠的重叠电压的电压矢量轨迹例的图(重叠圆形的旋转电压)。
图17是表示按照图16的重叠电压,流过电机的重叠电流的电流矢量轨迹例的图。
图18是表示图17的重叠电流的γ轴成分和δ轴成分的积及该积的直流成分的图(其中,轴误差Δθ=0°时)。
图19是表示图17的重叠电流的γ轴成分和δ轴成分的积和该积的直流成分的图(其中,轴误差Δθ≠0°时)。
图20是表示能在针对图1的电机的驱动电压上重叠的重叠电压的电压矢量轨迹例的图(重叠椭圆形的旋转电压)。
图21是表示在针对图1的电机的驱动电压上重叠椭圆形的旋转电压时的重叠电流的电流矢量轨迹例的图。
图22是表示在针对图1的电机的驱动电压上重叠交变电压时的重叠电流的电流矢量轨迹例的图。
图23是作为重叠电压,重叠γ轴方向的交变电压时的重叠电流的电流矢量轨迹例的图。
图24(a)~(c)是用于说明本发明实施方式所涉及的重叠电压的特性的图。
图25(a)~(c)是用于说明本发明实施方式所涉及的重叠电压的特性的图。
图26(a)和(b)是表示本发明实施方式所涉及的重叠电压的电压矢量轨迹即椭圆的短轴的尺寸随着旋转速度或驱动电压的增加而减小的样子的图。
图27是本发明第1实施例所涉及的电机驱动系统的全体结构框图。
图28是图27的推定器的内部框图。
图29是图27的坐标变换器(两相-三相坐标变换器)的内部框图。
图30是本发明实施例2所涉及的图27的坐标变换器(两相-三相坐标变换器)的变形内部框图。
图31(a)和(b)是表示关于图27的电机驱动系统的推定的仿真结果的图。
图32(a)和(b)是表示关于图27的电机驱动系统的推定的仿真结果的图。
图33是本发明第5实施例所涉及的分析模型图。
图34是本发明第5实施例所涉及的分析模型图。
图35是本发明第5实施例所涉及的电机驱动系统的全体结构框图。
图36是图35的推定器的内部框图。
图37是图36的轴误差推定部的内部框图。
图38是图36的轴误差计算部的内部框图。
图39是表示本发明第5实施例所涉及的、对应于重叠电压流过的重叠电流的电流矢量轨迹的图(重叠电压是椭圆形的旋转电压的时候)。
图40是表示本发明第5实施例所涉及的、对应于重叠电压而流过的重叠电流的电流矢量轨迹的图(重叠电压是交变电压的时候)。
图41是采用1分路电流检测方式的以往的电机驱动系统的全体结构框图。
图42涉及以往技术,是表示采用1分路电流检测方式时的电压指令(脉冲宽度)的校正例的图。
具体实施方式
以下,对于本发明的实施方式,参照附图,具体说明。在参照的各图中,对相同的部分付与相同的符号,作为原则,省略关于相同的部分的重复的说明。以后说明第1实施例~第6实施例,但是首先,说明各实施例中共同的事项或各实施例中参照的事项。
(全体结构和1分路电流检测方式)
首先,说明本发明实施例所涉及的电机驱动系统的全体结构,同时说明该电机驱动系统中采用的1分路电流检测方式。图1是该电机驱动系统的全体概略结构图。
图1的电机驱动系统具有三相永磁体同步电机1(以下单称作“电机1”)、PWM(Pulse Width Modulation)变换器2(以下,称作“变换器2”)、作为电机控制装置的控制部3、直流电源4、电流传感器5。直流电源4,把负输出端子4b作为低电压一侧,对正输出端子4a和负输出端子4b之间输出直流电压。
电机1具有设置永磁体的转子6、设置U相、V相和W相的电枢绕组(定子绕组)7u、7v和7w的定子7。电枢绕组7u、7v和7w以中性点14为中心,进行Y连接。在电枢绕组7u、7v和7w中,中性点14的相反一侧的非连接端分别与端子12u、12v、12w连接。
变换器2,具有U相用的半桥电路、V相用的半桥电路和W相用的半桥电路。由这三个半桥电路形成用于驱动电机1的开关电路。各半桥电路具有串联连接的一对开关元件。在各半桥电路中,一对开关元件在直流电源4的正输出端子4a和负输出端子4b之间串联连接,对各半桥电路施加来自直流电源4的直流电压。
U相用的半桥电路由高电压一侧的开关元件8u(以下,称作上臂8u)和低电压一侧的开关元件9u(以下,称作下臂9u)构成。V相用的半桥电路由高电压一侧的开关元件8v(以下,称作上臂8v)和低电压一侧的开关元件9v(以下,称作下臂9v)构成。W相用的半桥电路由高电压一侧的开关元件8w(以下,称作上臂8w)和低电压一侧的开关元件9w(以下,称作下臂9w)构成。此外,在开关元件8u、8v、8w、9u、9v、9w,把从直流电源4的低电压一侧向高电压一侧的方向作为正向,分别并联连接二极管10u、10v、10w、11u、11v、11w。各二极管作为续流(フリ一ホイ一ル)二极管起作用。
直接连接的上臂8u和下臂9u的连接点、直接连接的上臂8v和下臂9v的连接点、直接连接的上臂8w和下臂9w的连接点,分别与端子12u、12v、12w连接。另外,在图1中,作为各开关元件,表示场效应晶体管,但是也能把它们置换为IGBT(绝缘栅双极性晶体管)等。
变换器2根据从控制部3提供的三相电压指令值,生成针对各相的PWM信号(脉冲宽度调制信号),把该PWM信号提供给变换器2内的各开关元件的控制端子(基极或栅极),使各开关元件进行开关动作。从控制部3对变换器2供给的三相电压指令值由U相电压指令值Vu *、V相电压指令值Vv *、W相电压指令值Vw *构成,通过Vu *、Vv *、Vw *,分别表示U相电压Vu、V相电压Vv、W相电压Vw的电压电平(电压值)。而且,变换器2,根据Vu *、Vv *、Vw *,控制各开关元件的导通或断开(非导通)。
如果忽略用于防止同一相的上臂和下臂同时变为导通的空载时间,在各半桥电路中,上臂导通时,下臂断开,上臂断开时,下臂导通。以后也说明着眼于空载时间的实施例,但是只要不特别记述,就忽略所述空载时间而考虑。
施加在变换器2上的来自直流电源4的直流电压通过变换器2内的各开关元件的开关动作,变换为PWM调制(脉冲宽度调制)的三相交流电压。通过在电机1上施加该三相交流电压,与三相交流电压对应的电流流过各电枢绕组(7u、7v和7w),而驱动电机1。
电流传感器5检测流过变换器2的母线ML的电流(以下,称作“母线电流”)。母线电流具有直流成分,所以也能把它解释为直流电流。在变换器2,下臂9u、9v、9w的低电压一侧公共连接,与直流电源4的负输出端子4b连接。下臂9u、9v、9w的低电压一侧公共连接的布线是母线ML,电流传感器5串联在母线ML中。电流传感器5把表示检测出的母线电流(检测电流)的电流值的信号传递给控制部3。控制部3参照电流传感器5的输出信号,生成和输出所述三相电压指令值。另外,电流传感器5例如是分路电阻或电流互感器。此外,也可以不是连接下臂9u、9v、9w的低电压一侧和负输出端子4b的布线(母线ML),在连接上臂8u、8v、8w的高电压一侧和正输出端子4a的布线上设置电流传感器5。
这里,使用图2、图3、图4、图5(a)~(d)和图6,说明母线电流和流过各相的电枢绕组的相电流的关系。把流过图1的电枢绕组7u、7v和7w的电流分别称作U相电流、V相电流和W相电流,把它们分别称作(或者把它们总称作)相电流。此外,在相电流中,从端子12u、12v或12w流入中性点14的方向的电流的极性为正,从中性点14流出的方向的电流的极性为负。
图2表示施加在电机1上的三相交流电压的典型的例子。在图2中,100u、100v和100w分别表示应该施加在电机1上的U相电压、V相电压和W相电压的波形。把U相电压、V相电压和W相电压分别称作(或者把它们总称作)相电压。正弦波状的电流流过电机1时,变换器2的输出电压为正弦波状。另外,图2的各相电压成为理想的正弦波,但是在本实施例中,实际上在该正弦波上叠加变形(后面描述细节)。
如图2所示,U相电压、V相电压和W相电压之间的电压电平的高低关系随时间的经过而变化。该高低关系由三相电压指令值决定,变换器2按照三相电压指令值,决定针对各相的通电模式。图3把该通电模式做成表而表示。从图3的左侧开始第一列~第三列表示通电模式。第四列留作描述。
在通电模式中有:
U、V和W相的下臂全部导通的通电模式“LLL”、
W相的上臂导通并且U和V相的下臂导通的通电模式“LLH”、
V相的上臂导通并且U和W相的下臂导通的通电模式“LHL”、
V相和W相的上臂导通并且U相的下臂导通的通电模式“LHH”、
U相的上臂导通并且V和W相的下臂导通的通电模式“HLL”、
U相和W相的上臂导通并且V相的下臂导通的通电模式“HLH”、
U相和V相的上臂导通并且W相的下臂导通的通电模式“HHL”、以及U、V和W相的上臂全部导通的通电模式“HHH”(省略了上臂和下臂的符号(8u等))。
图4表示进行三相调制时的各相电压的电压电平和载波信号的关系,以及与该关系对应的PWM信号和母线电流的波形。各相电压的电压电平的高低关系进行各种变化,但是为了说明的具体化,图4着眼于图2所示的某定时101。即图4表示U相电压的电压电平为最大,并且W相电压的电压电平为最小的情形。把电压电平为最大的相称作“最大相”,把电压电平为最小的相称作“最小相”,把电压电平不是最大也不是最小的相称作“中间相”。在图4所示的状态中,最大相、中间相和最小相分别成为U相、V相和W相。在图4中,符号CS表示与各相电压的电压电平比较的载波信号。载波信号成为周期的三角波信号,把该信号的周期称作载波周期。另外,载波周期比图2所示的三相交流电压的周期短很多,所以如果在图2上表示图4所示的载波信号的三角波,就能观察到该三角波为1条线。
参照图5(a)~(d),说明相电流和母线电流的关系。图5(a)~(d)是图4的各定时的电枢绕组周边的等价电路。
将各载波周期的开始定时即载波信号处于最低电平的定时称作T0。在定时T0,各相的上臂(8u、8v、8w)为导通。这时,如图5(a)所示,形成短路电路,成为没有向直流电源4的电流出入的状态,所以母线电流成为0。
变换器2参照Vu *、Vv *、Vw *,比较各相电压的电压电平和载波信号。然后,在载波信号的电平(电压电平)的上升过程中,如果到达最小相的电压电平与载波信号交叉的定时T1,最小相的下臂就导通,如图5(b)所示,最小相的电流作为母线电流而流过。对于图4所示的例子的情况,从定时T1到后面描述的定时T2之间,W相的下臂9w变为导通,所以W相电流(极性为负)作为母线电流流过。
进一步,如果载波信号的电平上升,到达中间相的电压电平与载波信号交叉的定时T2,最大相的上臂导通,并且中间相和最小相的下臂变为导通,如图5(c)所示,最大相的电流作为母线电流流过。对图4所示的例子的情况,从定时T2到后面描述的定时T3之间,U相的上臂8u导通并且V相和W相的下臂9v和9w变为导通,所以U相电流(极性为正)作为母线电流流过。
进一步,如果载波信号的电平上升,到达最大相的电压电平与载波信号交叉的定时T3,则全部相的下臂变为导通,如图5(d)所示,形成短路电路,变为没有向直流电源4的电流的出入的状态,所以母线电流变为0。
在定时T3和后面描述的定时T4的中间定时,载波信号达到最大电平后,载波信号的电平下降。在载波信号的电平的下降过程中,图5(d)、(c)、(b)和(a)所示的状态按该顺序到来。即在载波信号的电平的下降过程中,如果将最大相的电压电平与载波信号交叉的定时设为T4,将中间相的电压电平与载波信号交叉的定时设为T5,将最小相的电压电平与载波信号交叉的定时设为T6,将下一载波周期的开始定时设为T7,则定时T4-T5之间、定时T5-T6之间、定时T6-T7之间,分别变为与定时T2-T3之间、定时T1-T2之间、定时T0-T1之间相同的通电模式。
因此,例如,如果在定时T1-T2之间或者定时T5-T6之间检测母线电流,就能从母线电流检测最小相的电流,如果在定时T2-T3之间或者定时T4-T5之间检测母线电流,就能从母线电流检测最大相的电流。然后,利用三相电流的总和变为0,能计算得到中间相的电流。在图3的表的第4列,以带电流极性,表示在各通电模式作为母线电流流过的电流的相。例如,在与图3的表的第8行对应的通电模式“HHL”中,作为母线电流,流过W相电流(极性为负)。
另外,从载波周期去掉定时T1和T6之间的期间后的期间,表示对于最小相的PWM信号的脉冲宽度,从载波周期去掉定时T2和T5之间的期间后的期间,表示对于中间相的PWM信号的脉冲宽度,从载波周期去掉定时T3和T4之间的期间后的期间,表示对于最大相的PWM信号的脉冲宽度。
虽然把U相为最大且W相为最小相的情形作为例子列举,但是最大相、中间相和最小相的组合有6个。在图6把该组合作为表而表示。U相电压、V相电压、W相电压分别用vu、vv、vw表示的时候,
把vu>vv>vw成立的状态称作第一模式,
把vv>vu>vw的状态称作第二模式,
把vv>vw>vu的状态称作第三模式
把vw>vv>vu的状态称作第四模式
把vw>vu>vv的状态称作第五模式
把vu>vw>vv的状态称作第六模式。
图4和图5(a)~(d)所示的例子与第一模式对应。此外,在图6中表示在各模式中检测的电流的相。
U相电压指令值vu *、V相电压指令值vv *、W相电压指令值vw *具体而言,表示为计数器的设定值CntU、CntV、CntW。相电压越高,提供越大的设定值。例如,在第一模式,CntU>CntV>CntW成立。
设定在控制部3的计数器(不图示)在各载波周期,把定时T0作为基准,从0开始把计数值向上计数。然后,在该计数值到达CntW的时刻,从W相的上臂8w导通的状态切换为下臂9w导通的状态,在该计数值到达CntV的时刻,从V相的上臂8v导通的状态切换为下臂9v导通的状态,在该计数值到达CntU的时刻,从U相的上臂8u导通的状态切换为下臂9u导通的状态。在载波信号到达最大电平以后,使计数值向下计数,进行相反的切换动作。
因此,在第一模式中,所述的计数值到达CntW的时刻与定时T1对应,到达CntV的时刻定时T2对应,到达CntU的时刻定时T3对应。因此,在第一模式中,在把计数值向上计数的状态下,在计数值比CntW大并且比CntV小的定时,通过对电流传感器5的输出信号进行采样,能检测作为母线电流流过的W相电流(极性为负),在计数值比CntV大并且比CntU小的定时,把电流传感器5的输出信号采样,能检测作为母线电流流过的U相电流(极性为正)。
同样考虑,如图6所示,在第二模式中,上述的计数值到达CntW的时刻与定时T1对应,到达CntU的时刻与定时T2对应,到达CntV的时刻与定时T3对应。因此,在第二模式中,在使计数值向上计数的状态下,能从计数值比CntW大并且比CntU小的定时的母线电流,检测W相电流(极性为负),能从计数值比CntU大并且比CntV小的定时的母线电流,检测V相电流(极性为正)。关于第三~第六模式,也同样。
此外,用ST1表示定时T1-T2之间的检测最小相的相电流的采样定时(例如,定时T1和T2的中间定时),用ST2表示T2-T3之间的检测最大相的相电流的采样定时(例如,定时T2和T3的中间定时)。
另外,通过作为(vu *、vv *、vw *)的计数器的设定值CntU、CnuV和CntW,确定与各相对应的PWM信号的脉冲宽度(和负载)。
虽然基于上述的原理,能根据母线电流检测各相电流,但是如参照图4所理解的那样,如果例如最大相和中间相的电压电平接近,则定时T2-T3之间以及T4-T5之间的时间长度就缩短。通过把来自图1的电流传感器5的模拟输出信号变换为数字信号,能够检测出母线电流,但是如果该时间长度极短,就无法确保必要的A/D变换时间或振荡(リンギング)(由开关产生的电流脉动)的收敛时间,而无法检测出最大相的相电流。同样,如果最小相和中间相的电压电平接近,就无法检测出最小相的相电流。如果无法实际测量两相的相电流,就无法再现三相的相电流,就无法对电机1进行矢量控制。
在本实施例中(后面描述的各实施例),在认为无法实际测量两相的相电流的期间中,对表示向电机1的施加电压的电压矢量(电压指令矢量)进行校正,把各相电压之间的电压电平差保持在规定值以上,由此解决上述的问题。或者,不是校正电压矢量,而是在三相电压的阶段也能进行同样的校正(在第2实施例中描述在三相电压的阶段校正的例子)。
〔状态量等的定义〕
在详细说明校正电压矢量(电压指令矢量)的手法之前,进行各种状态量(状态变量)的说明和定义。图7是电机1的分析模型图。在图7中表示U相、V相、W相的电枢绕组固定轴(以下,把它们只称作U相轴、V相轴、W相轴)。6a是设置在电机1的转子6的永磁体。在与永磁体6a产生的磁通量相同的速度旋转的旋转坐标系中,永磁体6a产生的磁通量的方向为d轴。此外,虽然未图示,但是把从d轴电角前进90度的相位作为q轴。
此外,对电机1进行矢量控制时,不使用转子位置检测用的位置传感器时,真正的d轴和q轴不明了,所以定义控制上的推定轴。将与d轴对应的控制上的推定轴设为γ轴,将与q轴对应的控制上的推定轴设为δ轴。δ轴是从γ轴电角前进90度的轴(在图7中未图示)。通常,γ轴以及δ轴与d轴和q轴一致地实施矢量控制。d轴和q轴是实际轴的旋转坐标系的坐标轴,把选择它们作为坐标轴的坐标称作dq坐标。γ轴以及δ轴是控制上的旋转坐标系(推定旋转坐标系)的坐标轴,把选择它们作为坐标轴的坐标称作γδ坐标。
d轴(以及q轴)旋转,把该旋转速度(电角速度)称作实际电机速度ω。γ轴(以及δ轴)也旋转,把该旋转速度(电角速度)称作推定电机速度ωe。此外,在某瞬间旋转的dq坐标中,以U相的电枢绕组固定轴为基准,以θ(实际转子位置θ)表示d轴的相位。同样,在某瞬间的旋转的γδ坐标中,以U相的电枢绕组固定轴为基准,以θe(推定转子位置θe)表示γ轴的相位。d轴和γ轴的轴误差Δθ=θ-θe。
此外,用Va表示从变换器2施加在电机1上的全体的电机电压,用Ia表示从变换器2对电机1供给的全体的电机电流。而且,分别用γ轴电压vγ、δ轴电压vδ、d轴电压vd、及q轴电压vq,表示电机电压Va的γ轴成分、δ轴成分、d轴成分、q轴成分,电机电流Ia的γ轴成分、δ轴成分、d轴成分、q轴成分分别用γ轴电流iγ、δ轴电流iδ、d轴电流id、q轴电流iq表示。
此外,虽然在以后的各实施例中参照,但是针对γ轴电压vγ和δ轴电压vδ的指令值,分别由γ轴电压指令值vγ*以及δ轴电压指令值vδ*表示。vγ*和vδ*,在电机驱动系统内计算,分别表示vγ和vδ应该跟随的电压(电压值)。针对γ轴电流iγ和δ轴电流iδ的指令值,分别由γ轴电流指令值iγ*和δ轴电流指令值iδ*表示。iγ*和iδ*在电机驱动系统内计算,分别表示iγ和iδ应该跟随的电流(电流值)。
此外,在以下的说明中,Ra是电机电阻(电机1的电枢绕组的电阻值),Ld、Lq分别是d轴电感(电机1的电枢绕组的电感的d轴成分)、q轴电感(电机1的电枢绕组的电感的q轴成分),Φa是基于永磁体6a的电枢交链磁通(锁交磁束)。
另外,Ld、Lq、Ra和Φa是在电机驱动系统的设计时预先设定的值。此外,在后面表示的各式中,s表示拉普拉斯算子,p表示微分算子。
[电压矢量的校正手法]
下面,说明上述的电压矢量的校正手法。
图8表示作为固定轴的U相轴、V相轴以及W相轴,和作为旋转轴的d轴以及q轴,与电压矢量的关系的空间矢量图。付与符号110的矢量是电压矢量。用ε表示从q轴观察的电压矢量110的相位。以U相轴为基准的电压矢量110的相位用(θ+ε+π/2)表示。
电压矢量110,把施加在电机1上的电压作为矢量而理解的参数,例如着眼于γδ坐标时,电压矢量110的γ轴成分和δ轴成分,分别是vγ和vδ。实际上,在电机驱动系统内,计算γ轴电压指令值vγ*以及δ轴电压指令值vδ*,由vγ*以及vδ*表示电压矢量110。因此,电压矢量也被代称为电压指令矢量。
U相轴附近、V相轴附近以及W相轴附近的带阴影的星号状的区域111表示无法检测两相的相电流的区域。例如,V相电压和W相电压接近,无法检测两相的相电流时,电压矢量110位于U相轴附近,U相电压和W相电压接近,无法检测两相的相电流时,电压矢量110位于V相轴附近。
这样,关于两相的相电流无法检测的区域111,把U相轴作为基准,以电角,每隔60度存在,电压矢量110如果位于该区域111,就无法检测两相的相电流。因此,在电压矢量位于区域111内时,也可以按照电压矢量成为区域111以外的矢量的方式,校正电压矢量。
为了执行该校正,这里,着眼于无法检测两相的相电流的区域111的特性,并考虑电角每60度步进而旋转的坐标。把该坐标称作ab坐标(另外,dq坐标和γδ坐标是连续旋转的坐标)。ab坐标将互相垂直的a轴和b轴作为坐标轴。图9表示a轴能取的6个轴。A轴按照电压矢量110的相位(θ+ε+π/2),成为a1轴~a6轴中的任意一个。a1轴、a3轴和a5轴分别与U相轴、V相轴、W相轴一致,a2轴、a4轴和a6轴分别是a1轴和a3轴的中间轴、a3轴和a5轴的中间轴、a5轴和a1轴的中间轴。另外,后面描述被付与符号131的圆。
在电压矢量110位于被付与符号121的范围时,即,11π/6≤(θ+ε+π/2)<0,或者0≤(θ+ε+π/2)<π/6成立时,a轴成为a1轴,
电压矢量110位于被付与符号122的范围时,即,π/6≤(θ+ε+π/2)<π/2成立时,a轴成为a2轴,
电压矢量110位于被付与符号123的范围时,即,π/2≤(θ+ε+π/2)<5π/6成立时,a轴成为a3轴,
电压矢量110位于被付与符号124的范围时,即,5π/6≤(θ+ε+π/2)<7π/6成立时,a轴成为a4轴,
电压矢量110位于被付与符号125的范围时,即,7π/6≤(θ+ε+π/2)<3π/2成立时,a轴成为a5轴,
电压矢量110位于被付与符号126的范围时,即,3π/2≤(θ+ε+π/2)<11π/6成立时,a轴成为a6轴。
例如,电压矢量110位于图9所示的位置时,a轴成为a4轴。
这样,伴随着电压矢量的旋转,a轴每60度,步进而旋转,b轴与a轴垂直,并与a轴一起每60度步进地旋转。也能够表达为:a轴和b轴,是每隔60度而被离散化,并以每60度旋转的坐标轴。因此,a轴总位于无法检测两相的相电流的区域的中心。在本校正手法中,把dq坐标上的电压矢量变换到ab坐标上,参照变换ab坐标上的电压矢量的a轴分量和b轴分量,根据必要校正它们(例如,通过校正,增大b轴成分)。
说明该校正处理的更具体的实现方法。把U相轴作为基准,用“(n+2)π/3”表示a1轴~a6轴中电压矢量110最接近的轴的相位。这里,n是(θ+ε)除以π/3时取得的商。为了方便,如图10所示,把θ分解为上述的相位(n+2)π/3,以及该相位(n+2)π/3与θ的差分相位θD。这些相位的关系由表达式(1-1)和表达式(1-2)表示。
通过对dq坐标以差分相位θD进行坐标变换,把电压矢量110理解为ab坐标上的电压矢量。在ab坐标上考虑,如果电压矢量110的a轴成分和b轴成分为a轴电压va和b轴电压vb,则d轴电压vd以及q轴电压vq与a轴电压va以及b轴电压vb满足下述表达式(1-3)的坐标变换式。
差分相位θD能按以下那样计算。参照θ,求出与使用下述表达式(1-4)计算的ε一致的n(即(θ+ε)除以π/3时取得的商)。如果把该求出的n和θ代入上述表达式(1-2),就取得差分相位θD。
然后,参照按照表达式(1-3)计算的a轴电压va以及b轴电压vb,而进行校正处理。图11表示代表该校正处理的步骤的程序流程图。在步骤S1中,进行按照表达式(1-3)的坐标变换。在接着的步骤S2中,进行针对va以及vb的校正处理。
在步骤S2中,首先判断b轴电压vb的大小(绝对值)是否比规定的阈值Δ(其中,Δ>0)更小。即判断是否满足下述表达式(1-5)。于是,b轴电压vb的大小比阈值Δ更小时,并且b轴电压vb为正时,以vb成为Δ的方式进行校正。b轴电压vb的大小比阈值Δ更小时,并且b轴电压vb为负时,以vb成为(-Δ)的方式进行校正。b轴电压vb的大小为阈值Δ以上时,对Vb不进行校正。
此外,在步骤S2中,还判断a轴电压va是否满足下述表达式(1-6)。然后,在满足表达式(1-6)时,以va与表达式(1-6)的右边变为相等的方式校正va。va不满足下述表达式(1-6)时,对va不进行校正。另外,根据表达式(1-6),判断电压矢量110是否包含在图9的圆131的内部。电压矢量110包含在圆131的内部的状态,与三相的相电压彼此接近的状态对应,在该状态下,无论b轴电压vb的尺寸,均无法检测两相的相电流。
|vb|<Δ …(1-5)
在图12(a)和(b)中,表示基于步骤S2的校正处理的前后的ab坐标上的电压矢量(110)的轨迹。图12(a)表示ab坐标上的校正前的电压矢量轨迹,图12(b)表示ab坐标上的校正后的电压矢量轨迹。图12(a)和(b),表示校正b轴电压Vb时的情形。在图12(a)和(b)的每个中,记录多个表示各定时的电压的曲线图(plot)。与图12(a)对应的校正前的电压矢量能够位于无法检测两相的相电流的a轴附近,但是与图12(b)对应的校正后的电压矢量,通过针对vb的校正,而位于a轴附近。
在基于步骤S2的校正处理之后,转移到步骤S3,对校正后的电压矢量110以“相位(n+2)π/3”进行坐标变换。即,把ab坐标上的校正后的电压矢量110,变换为αβ坐标上的电压矢量110。αβ坐标(αβ固定坐标),是把α轴和与α轴垂直的β轴选择为坐标轴的固定坐标。如图13所示,α轴与U相轴一致。如果电压矢量110的α轴成分和β轴成分为α轴电压vα和β轴电压vβ,则α轴电压vα以及β轴电压vβ,与校正后的a轴电压va以及b轴电压vb,满足下述表达式(1-7)。
此外,按照下述表达式(1-8),能把校正后的a轴电压va以及b轴电压vb,变换为U相电压vu和V相电压vv。此外,W相电压vw按照下述表达式(1-9)计算。
vw=-(vu+vv) …(1-9)
图14表示经过上述的校正处理的电压矢量的αβ坐标上的轨迹。通过该校正处理,在作为固定坐标的αβ坐标上,每隔电角60度,存在电压矢量不存在(位置しない)的区域。此外,以横轴为时间,在图15(a)表示经过上述的校正处理后获得的vα和vβ的电压波形。此外,以横轴为时间,在图15(b)表示经过所述的校正处理取得的vu、vv、vw的电压波形。在图15(b),在变形的正弦波上排列的曲线图组142u表示vu的轨迹,在变形的正弦波上排列的曲线图组142v表示vv的轨迹,在变形的正弦波上排列的曲线图组142w表示vw的轨迹。从图15(b)可知,通过上述的校正处理,能够使各相电压之间的电压差确保在规定值以上。
这样,在本校正手法中,从dq坐标向固定坐标(αβ坐标)进行坐标变换时,通过ab坐标进行2阶段的坐标变换。然后,在容易进行校正ab坐标上,执行对电压矢量的校正处理,简单并且可靠地实现必要的校正。在ab坐标中,对电压矢量(电压指令矢量)的坐标轴成分va以及vb独立地进行校正即可,因此校正内容简单。在施加电压低时,必要对于三相全部进行校正,但是在这种情况下,校正量的决定容易。
另外,从所述表达式(1-2)可知,2阶段的坐标变换与dq坐标和αβ坐标的坐标变换(通常的1阶段的坐标变换)等价,即下述表达式(1-10)成立。此外,不使用转子位置检测用的位置传感器,进行无位置传感器矢量控制时,可以把上述的d轴和q轴置换为γ轴和δ轴。
此外,从上述的说明可知,与a轴垂直的b轴,是与作为固定轴的U相轴、V相轴或W相轴垂直的轴(参照图9)。而且,电压矢量的b轴成分的大小|vb|不足阈值Δ时,在图11的步骤S2,该大小|vb|增大到Δ。因此,所说的阈值Δ,相当于步骤S2的校正处理中的电压校正量的b轴成分的最大值(换言之,b轴方向的电压校正量的最大值)。
[基于高频电压的施加的无位置传感器矢量控制]
在后述的各实施例中,利用高频电压的施加,推定转子位置,实现无位置传感器矢量控制。作为利用高频电压的施加的转子位置的推定手法,提案了各种手法,但是以下说明申请人提出的推定手法的原理。该推定手法能在后述的各实施例中利用。
在以γ轴电流iγ和δ轴电流iδ跟随γ轴电流指令值iγ*和δ轴电流指令值iδ*的方式进行反馈控制的电机驱动系统(例如,后面所示的图27的电机驱动系统)中,考虑在按照γ轴电流指令值iγ*和δ轴电流指令值iδ*而生成的γ轴电压指令值vγ*以及δ轴电压指令值vδ*上,叠加用于推定转子位置的高频的重叠电压。该重叠电压作为原则,是电压矢量轨迹描绘出圆的旋转电压。
由γ轴电流指令值iγ*和δ轴电流指令值iδ*表示的电流,表示用于驱动电机1的驱动电流,由γ轴电压指令值vγ*以及δ轴电压指令值vδ*表示的电压,表示为了使上述驱动电流流过电机1而施加在电机1上的驱动电压。通过在驱动电压上重叠上述的重叠电压,从而在驱动电流上重叠与重叠电压对应的重叠电流。
所谓重叠电压的“高频”,意味着该重叠电压的频率比驱动电压的频率高很多。因此,对应于该重叠电压而重叠的所述重叠电流的频率比所述的驱动电流的频率高很多。此外,所谓“旋转电压”,意味着如图16的电压矢量轨迹210那样,电压矢量的轨迹210在γδ坐标上形成圆的电压。例如,上述旋转电压是以三相考虑时的三相平衡电压时,该电压矢量轨迹如图16的电压矢量轨迹210那样,在γδ坐标上,形成以原点为中心的正圆。该旋转电压是与电机1的旋转不同步的高频的电压,所以通过该旋转电压的施加,电机1并不旋转。
在电机1是嵌入磁体型同步电机且Ld<Lq成立时,通过形成电压矢量轨迹210的重叠电压,流过电机1的重叠电流的电流矢量轨迹如图17的电流矢量轨迹211所示,变为在γδ坐标上以原点为中心,以γ轴方向为长轴方向,并且以δ轴方向为短轴方向的椭圆。可是,电流矢量轨迹211是轴误差Δθ为0时的电流矢量轨迹。轴误差Δθ不是0时的重叠电流的电流矢量轨迹,变为由电流矢量轨迹212所表示那样的椭圆,其长轴方向(或者短轴方向)与γ轴方向(或者δ轴方向)不一致。即轴误差Δθ不是0时,由电机1的磁凸极性引起,在γδ坐标中,以原点为中心,电流矢量轨迹211倾斜,描绘出电流矢量轨迹212。
如果设重叠电流的γ轴成分和δ轴成分分别为γ轴重叠电流ihγ和δ轴重叠电流ihδ,则在它们的积(ihγ×ihδ)中存在依存于由电流矢量轨迹212表示的椭圆的倾斜的直流成分。积(ihγ×ihδ),在电流矢量轨迹的第一和第三象限中取正的值,在第二和第四象限中取负的值,所以椭圆不倾斜时(电流矢量轨迹211时),不包含直流成分,但是如果椭圆倾斜(电流矢量轨迹212时),就包含直流成分。另外,图17(和后述的图21)的I、II、III、IV表示γδ坐标上的第一、第二、第三、第四象限。
图18中,将时间作为横轴,分别用曲线220和221表示轴误差Δθ为0时的积(ihγ×ihδ)和该积的直流成分。图19中,将时间作为横轴,分别用曲线222和223表示轴误差Δθ不是0时的积(ihγ×ihδ)和该积的直流成分。从图18和图19可知,积(ihγ×ihδ)的直流成分在Δθ=0°时变为0,Δθ≠0时,不为0。此外,该直流成分伴随着轴误差Δθ的大小增大而增大(与轴误差Δθ大致成比例)。因此,如果以该直流成分收敛为0的方式进行控制,则轴误差Δθ收敛为0。如果利用该特性,就能推定转子位置。
重叠电压能由下述表达式(2-1)表示。
这里,vhγ*和vhδ*,是在驱动电压(vγ*和vδ*)上重叠的重叠电压的γ轴成分和δ轴成分。
此外,ωh表示vhγ*和vhδ*的频率(γδ坐标上的电角速度),
Vhγ和Vhδ分别表示重叠电压的γ轴方向的振幅(即vhγ*的振幅)和重叠电压的δ轴方向的振幅(即vhδ*的振幅)。此外,t表示时间。
作为重叠电压,重叠旋转电压时,重叠电压γ轴方向的振幅Vhγ和δ轴方向的振幅Vhδ,可以不同(后面详细描述,但是在本实施方式中,积极地使两者不同)。图20表示使振幅Vhγ相对于振幅Vhδ相对较大时的作为重叠电压的旋转电压的电压矢量轨迹230。电压矢量轨迹230形成在γδ坐标上,以原点为中心,以γ轴方向为长轴方向,以δ轴方向为短轴方向的椭圆。
图21表示对应于用电压矢量轨迹230表示的重叠电压的重叠,而流过的重叠电流的电流矢量轨迹(231和232)。这时,如果轴误差Δθ为0,则重叠电流的电流矢量轨迹如电流矢量轨迹231那样,形成在γδ坐标上,以原点为中心、以γ轴方向为长轴方向的椭圆,所以积(ihγ×ihδ)不具有直流成分。另一方面,如果轴误差Δθ不是0,重叠电流的电流矢量轨迹,如电流矢量轨迹232那样,从电流矢量轨迹231,以原点为中心倾斜,所以积(ihγ×ihδ)具有直流成分。因此,与对正圆的旋转电压进行重叠的情况同样,能推定转子位置。
此外,作为重叠电压,也能采用交变电压。在振幅Vhγ和Vhδ中,如果只有一方为0,重叠电压就变为交变电压。例如如果Vhγ≠0,并且Vhδ=0,则γ轴方向的交变电压就变为重叠电压,该重叠电压的电压矢量轨迹形成在γδ坐标上以原点为中点的γ轴上的线段。这时,如果轴误差Δθ为0,重叠电流的电流矢量轨迹,就如图22的电流矢量轨迹241那样,形成γδ坐标上以原点为中点的γ轴上的线段,所以积(ihγ×ihδ)不具有直流成分。而如果轴误差Δθ不是0,重叠电流的电流矢量轨迹就从电流矢量轨迹241,如电流矢量轨迹242那样,以原点为中心倾斜,所以积(ihγ×ihδ)具有直流成分。因此,与对正圆的旋转电压进行重叠的情况同样,能推定转子位置。
下面,考察上述的推定原理的逻辑式。考虑推定d轴和q轴(即推定图7的Δθ)的情形。首先,与重叠成分有关的方程式由下述表达式(3-1)表示。这里,下述表达式(3-2a)、(3-2b)、(3-2c)、(3-2d)和(3-2e)成立。另外,p是微分算子。
Lγ=L0+L1 cos2Δθ …(3-2a)
Lδ=L0-L1 cos2Δθ …(3-2b)
Lγδ=L1 sin2Δθ …(3-2c)
如果施加的重叠电压由上述表达式(2-1)表示,则对应于该重叠电压的施加而流过的重叠电流的垂直2轴成分ihγ和ihδ,由下述表达式(3-3)表示(γ轴和δ轴垂直,所以能把ihγ和ihδ总称为垂直二轴成分)。表达式(3-3)中的s是拉普拉斯算子,θh=ωht。
根据上述表达式(3-3),如果对重叠电流的垂直2轴成分的积进行整理,就得到下述表达式(3-4)。这里,如果Ld、Lq、Vhγ和Vhδ确定,K1~K7就是确定的系数。
ihγ×ihδ=K1 sin(2θh)+K2 sin(2Δθ)+K3 sin(4Δθ)+K4 sin(2Δθ+2θh) …(3-4)
+K5 sin(2Δθ-2θh)+K6 sin(4Δθ+2θh)+K7 sin(4Δθ-2θh)
将积(ihγ×ihδ)的直流成分表示为(ihγ×ihδ)DC。该直流成分不包含以θh变动的项,所以如表达式(3-5)那样表示。
(ihγ×ihδ)DC=K2 sin(2Δθ)+K3 sin(4Δθ) …(3-5)
Δθ0时,能近似为sin(2Δθ)2Δθ,sin(4Δθ)4Δθ,所以轴误差Δθ能由下述表达式(3-6)表示。表达式(3-6)中的K是由系数K2和K3决定的系数。另外,重叠电压是正圆的旋转电压时,系数K3变为0,从表达式(3-5),消去Δθ的4倍的正弦项。
Δθ=K·(ihγ×ihδ)DC …(3-6)
[1分路电流检测方式和基于高频电压施加的无位置传感器向量控制]
如果采用上述的1分路电流检测方式,则电流传感器一个就足够,所以能降低成本。此外,如果利用高频电压的施加,特别在电机1的旋转停止时或低速旋转时,能良好地推定转子位置。因此,组合两者的电机驱动系统,能在成本方面和控制方面发挥优异的性能,但是组合两者的时候,特别的考虑成为必要。采用1分路电流检测方式时,为了不产生无法实际测量两相的相电流的期间,图11所示的电压校正处理成为必要,但是通过该电压校正,在所希望的重叠电压(真正想要重叠的重叠电压)和实际重叠的重叠电压之间产生差异。控制系统,以重叠所希望的重叠电压为前提进行控制,所以该差异引起位置推定精度(转子位置的推定精度)的恶化。
参照图23,进一步详细说明该问题。图23是作为重叠电压重叠γ轴方向的交变电压时的空间矢量图。在图23中,被付与符号300的粗实线是电机1的旋转停止时的该重叠电压的电压矢量轨迹。图23和后述的图24(a)~(c)和图25(a)~(c)假定进行使γ轴与d轴一致的控制的情形。如图23所示,当γ轴(d轴)位于无法检测两相的相电流的区域111内时,有必要校正包含重叠电压的电压指令值(即重叠了重叠电压后的驱动电压)。重叠电压是γ轴方向的交变电压时,由于该电压校正,重叠电压从所希望的重叠电压大幅度变更,位置推定精度恶化。这样的问题不仅在旋转停止时,在超低速旋转时也同样发生。超低速旋转表示电机1的旋转速度非常低。
对此进行考虑,则在本实施例所涉及的电机驱动系统中(特别是旋转停止时),设重叠电压为旋转电压。图24(a)是作为重叠电压,重叠椭圆形的旋转电压时的空间矢量图。被付与符号301的椭圆是电机1的旋转停止时的该重叠电压的电压矢量轨迹。在电压矢量轨迹301中包含电压矢量位于区域111之外的部分。重叠电压的电压矢量偏出到区域111之外时,重叠电压不受电压校正的影响。因此,通过使重叠电压为描绘电压矢量轨迹301那样的椭圆形的旋转电压,与重叠图23所示的交变电压时相比,电压校正的影响变小。
另外,在以下的说明中只要不特别预先通知,椭圆是指空间矢量图(例如γδ坐标上)的重叠电压的电压矢量轨迹的形状。
基本上,如果增大旋转电压的振幅,电压校正的影响就减小,但是,如果δ轴方向的振幅增大,与扭矩有关的电流成分就增加,所以q轴成分变动,容易发生扭矩脉动。因此,如电压矢量轨迹301所示,作为Vhγ>Vhδ,使椭圆的短轴方向与δ轴方向一致。据此,能减少重叠引起的扭矩脉动。
可是,如图24(a)所示那样,应该使重叠电压的δ轴方向的振幅vhδ比作为电压校正量的b轴成分的最大值的所述阈值Δ(参照以上表达式(1-5)和图12(b))更大。图24(b)的椭圆302表示Vhδ=Δ时的旋转停止时的重叠电压的电压矢量轨迹,这是出于如下缘故:即由于Vhδ>Δ,因此即使在旋转停止时并且d轴与电枢绕组固定轴一致的情况下,如果适当设定γ轴方向的振幅Vhγ,电压矢量轨迹的一部分就偏出到区域111之外。相反,如果Vhδ<Δ,则d轴包含在区域111内时,电压校正的影响变大,转子位置的推定误差变大。
如果汇总,就应该重叠满足下述表达式(4-1)的重叠电压。可是,即使满足下述表达式(4-1),由于Vhγ,而产生重叠电压的电压矢量轨迹不偏出区域111的情形。因此,图24(c)的椭圆303表示使Vhδ与3的平方根和Δ的积(该积相当于图9的圆131的半径)一致时的旋转停止时的重叠电压的电压矢量轨迹,这是出于如下缘故:即通过满足下述表达式(4-2),无论在如何的状态下,都一定产生重叠电压的电压矢量偏出到区域111外的定时。另外,表达式(4-1)和表达式(4-2)中,也能将Vhδ的右侧的不等号“>”置换为“≥”。
Vhγ>Vhδ>Δ …(4-1)
Vhγ>Vhδ>Δ …(4-2)
上述表达式(4-1)或者表达式(4-2)表示电机1的旋转停止时应该满足的表达式,在电机1旋转时,没必要一定满足所述表达式(4-1)或者表达式(4-2)(可是,也可以满足)。例如,也可以,伴随着电机1的旋转速度(ωe或ω*)或者驱动电压增加,减小椭圆的短轴的尺寸(即振幅Vhδ)。这里所谓的驱动电压表示驱动电压的大小,它能用vγ*的平方和vδ*的平方之和的平方根表示。
电机1的旋转停止的状态与施加在电机1上的驱动电压为0的情形对应,电机旋转的状态,与施加在电机1上的驱动电压不为0的情形对应。通常,随着驱动电压(驱动电压的大小)的增加,旋转速度也增加,随着电机1的旋转速度的增加,椭圆的短轴的尺寸减小,与随着驱动电压的增加椭圆的短轴的尺寸减小是同样的概念(或者类似的概念)。
例如,如图25(a)~(c)所示,按照旋转速度(或者驱动电压),使重叠电压的电压矢量轨迹变化。图25(a)、(b)、(c)分别表示电机1的旋转停止时(ωe=0)、低速旋转时(ωe=ω1>0)和高速旋转时(ωe=ω2>ω1)的空间矢量图。图25(a)的符号311、图25(b)的符号312和图25(c)的符号313,分别表示电机1的旋转停止时、低速旋转时和高速旋转时的重叠电压的电压矢量轨迹的例子。图25(b)的符号322和图25(c)的符号323分别表示电机1的低速旋转时和高速旋转时的驱动电压的电压矢量。电机1旋转,驱动电压不是0时,重叠电压的电压矢量轨迹在空间矢量图内,变化驱动电压的电压矢量的量。
此外,图25(b)的虚线椭圆319,把电压矢量322的终点作为中心,而在图25(b)上表示旋转停止时的电压矢量轨迹311。另外,上述的图16、图17、图20~图22,表示驱动电压为0时的电压矢量轨迹或者电流矢量轨迹的图。
在电机1的旋转时,重叠电压的电压矢量轨迹,移动驱动电压的电压矢量的量,所以该电压矢量轨迹容易偏出到区域111外。因此,在电机1的旋转时,能减小椭圆的短轴的尺寸。据此,能得到扭矩脉动的降低效果。此外,在驱动电压为足够大的高速旋转时,如图25(c)所示,作为Vhδ=0,能够使重叠电压为γ轴方向的交变电压(可是,也可以是椭圆形的旋转电压)。如果重叠电压为交变电压,重叠电压的电压矢量轨迹就描绘出线段,这是出于如下缘故:即如果驱动电压较大,则重叠电压的电压矢量轨迹即使不是椭圆也充分地偏出到区域111外。如果重叠电压为γ轴方向的交变电压,则能取得扭矩脉动的进一步降低效果。
伴随着电机1的旋转速度或者驱动电压的增加的椭圆的短轴的尺寸的减少,可以如图26(a)那样连续进行,也可以如图26(b)所示那样阶段性地进行。即也可以是,如果旋转速度或驱动电压增加就使椭圆的短轴的尺寸减少相当于该增加部分的减少,并在旋转速度或驱动电压增加一定量的时刻,步进地减少椭圆的短轴的尺寸。而且,也可以,如图25(c)或图26(b)所示的例子那样,在旋转速度(ωe或者后面描述的ω*)变为规定速度以上时,或者驱动电压(驱动电压的大小)变为规定电压以上时,作为Vhγ≠0并且Vhδ=0,使重叠电压为γ轴方向的交变电压。
此外,在低速旋转时,假设使椭圆的短轴的尺寸与旋转停止时为相同的程度,则重叠电压的电压矢量轨迹就变为图25(b)的虚线椭圆319那样,电压矢量轨迹与电压矢量轨迹312相比更容易进入区域111内。因此,在旋转时,与旋转停止时相比,减少短轴的尺寸。
另外,文献(以下称作非专利文献1)(新中著,“A New High-FrequencyVoltage Injection Method for Sensorless Drive of Permanent-MagnetSynchronous Motors with Pole Saliency”,电气学会论文志D,2006年,第126卷,第11号,p.1572-1584”)的方式如下述表达式(A)所示,是对应于旋转速度增加,使高频电压(v1h)的椭圆的短轴的尺寸增加的方式,在旋转停止时,该高频电压成为γ轴方向的交变电压(参照所述非专利文献1的表达式(23))。因此,假设将所述非专利文献1的方式应用于1分路电流检测方式中的情况下,在旋转停止时和超低速旋转时,较大地受电压校正的影响,转子位置的推定误差也将增大。此外,也产生伴随着旋转速度增加,扭矩脉动增加的问题。另外,在表达式(A)中,Vh和ωh为固定值。
以下,作为上述的电机驱动系统的具体实施例,说明第1~6实施例。某实施例中记载的事项只要不矛盾,就能应用在其他实施例中。
《第1实施例》
首先说明第1实施例。图27是第1实施例所涉及的电机驱动系统的全体结构框图。在图27中,对与图1相同的部分付与相同的符号。
图27的电机驱动系统,具有电机1、变换器2、直流电源4、电流传感器5,并且具有作为图1的控制部3(电机控制装置)起作用的控制部3a。控制部3a具有减法器13和14、电流控制部15、磁通控制部16、速度控制部17、电流检测部18、减法器19、位置·速度推定器20(以下,简称为推定器20)、坐标变换器21和22、加法器23和24,以及重叠电压生成部25。
如上所述,电流传感器5,检测母线电流,输出表示该母线电流的电流值的信号。用idc表示母线电流。电流检测部18参照坐标变换器22输出的三相电压指令值Vu *、Vv *、Vw *(即图6的计数器的设定值CntU、CntV、CntW),确定哪相为最大相、中间相和最小相,并且决定对电流传感器5的输出信号进行采样的定时ST1和ST2,从在该定时取得的母线电流的电流值计算并输出U相电流iu和V相电流iv。这时,根据必要,使用iu+iv+iw=0的关系式(iw表示W相电流)。
坐标变换器21,基于推定转子位置θe,把U相电流iu和V相电流iv变换为控制用电流即γ轴电流iγ和δ轴电流iδ,并输出。
推定器20,根据来自坐标变换器21的iγ和iδ,推定转子位置和电机速度(旋转速度),输出推定转子位置θe和推定电机速度ωe。图28表示推定器20的内部功能块。图28的推定器20,具有带通滤波器(以下称作“BPF”)31和32、乘法器33、低通滤波器(以下称作“LPF”)34、比例积分计算器35和积分器3δ,而构成。
BPF31,从由坐标变换器21输出的γ轴电流iγ的值,提取重叠电流的γ轴成分即ihγ。同样,BPF32从由坐标变换器21输出的δ轴电流iδ的值提取重叠电流的δ轴成分即ihδ。乘法器33,计算由BPF31和32提取的ihγ和ihδ的积(ihγ×ihδ)。LPF34从该积(ihγ×ihδ)除去高频成分,提取积(ihγ×ihδ)的直流成分(ihγ×ihδ)DC。
比例积分计算器35,为了实现PLL(Phase Locked Control)控制,与构成控制部3a的各部位协作,进行比例积分控制,以从LPF34输出的直流成分(ihγ×ihδ)DC收敛为0的方式(即轴误差Δθ收敛为0)计算推定电机速度ωe。积分器36,对从比例积分计算器35输出的推定电机速度ωe进行积分,计算推定转子位置θe。这里,计算出的ωe和θe都作为推定器20的输出值,提供给需要该值的控制部3a的各部位。
再度,参照图27。在电机驱动系统中,从外部,提供电机速度指令值ω*,作为用于使电机1(转子6)以所希望的旋转速度旋转的指令值。减法器19,从电机速度指令值ω*减去推定器20输出的推定电机速度ωe,输出该减法结果(速度误差)。速度控制部17根据减法器19的减法结果(ω*-ωe),计算表示δ轴电流iδ应该跟随的电流值的δ轴电流指令值iδ*。例如,通过比例积分控制,以(ω*-ωe)收敛为0的方式计算iδ*。磁通控制部16,使用ωe和iδ*,计算表示γ轴电流iγ应该跟随的电流值的γ轴电流指令值iγ*。例如,计算用于实现最大扭矩控制的iγ*。
减法器13,从磁通控制部16输出的iγ*减去坐标变换器21输出的iγ,计算电流误差(iγ*-iγ)。减法器14,从速度控制部17输出的iδ*减去坐标变换器21输出的iδ,计算电流误差(iδ*-iδ)。
电流控制部15,根据由减法器13和14计算的各电流误差、来自坐标变换器21的iγ和iδ以及来自推定器20的ωe,以iγ跟随iγ*并且iδ跟随iδ*的方式,计算表示电机1的驱动电压的γ轴成分和δ轴成分的γ轴电压指令值vγ*以及δ轴电压指令值vδ*。
重叠电压生成部25,为了在驱动电压上重叠上述的重叠电压,而生成所述表达式(2-1)中表示的vhγ*和vhδ*,并输出。加法器23和24把来自电流控制部15的vγ*以及vδ*加上来自重叠电压生成部25的vhγ*和vhδ*,计算表示重叠了重叠电压的驱动电压的(vγ*+vhγ*)和(vδ*+vhδ*)。
坐标变换器22,参照来自推定器20的θe,对(vγ*+vhγ*)和(vδ*+vhδ*)进行用于能够检测两相的相电流的电压校正,从而生成三相电压指令值Vu *、Vv *、Vw *。变换器2按照三相电压指令值,如上所述,对电机1供给三相交流电压。
图29表示坐标变换器22的内部框图。坐标变换器22具有坐标旋转部51和53、以及矢量校正部52。
对坐标旋转部51,提供θe、(vγ*+vhγ*)和(vδ*+vhδ*)。坐标旋转部51把所述表达式(1-1)~表达式(1-4)的θ、vd和vq分别处理为θe、(vγ*+vhγ*)和(vδ*+vhδ*),按照所述表达式(1-3),把(vγ*+vhγ*)和(vδ*+vhδ*)变换为va和vb。即,把由(vγ*+vhγ*)和(vδ*+vhδ*)表示的γδ坐标上的两相的电压指令矢量,变换为由va和vb表示的ab坐标上的两相的电压指令矢量(这些相的电压指令矢量相当于图8的电压矢量110)。
在实施基于表达式(1-3)的运算时,差分相位θD成为必要,并参照表达式(1-4),使用上述的手法,计算差分相位θD。此外,计算差分相位θD时由坐标旋转部51求出的n,在坐标旋转部53的运算中被利用。
矢量校正部52对va和vb进行图11的步骤S2的校正处理,并将校正后的va和vb,分别作为vac和vbc而输出。可是,不需要校正时,vac=va并且vbc=vb。
坐标旋转部53,按照所述表达式(1-8)和表达式(1-9),把校正后的a轴电压和b轴电压(Vac和Vbc)变换为三相电压指令值(vu*、vv*、vw*)。这时,把所述表达式(1-8)和表达式(1-9)的va、vb、vu、vv和vw分别作为vac、vbc、vu*、vv*、vw*而处理。
图27的重叠电压生成部25,生成由所述表达式(2-1)表达的重叠电压。这时,如上所述,生成与电机1的旋转速度或驱动电压对应的重叠电压。即参照例如表示电机1的旋转速度的ωe或者ω*,在电机1的旋转停止时,重叠满足上述表达式(4-1)或表达式(4-2)的重叠电压,伴随着旋转速度的增加或者驱动电压的增加,使重叠电压的椭圆的短轴的尺寸连续地或者阶段性地减少。另外,例如,在旋转速度(ωe或者ω*)变为规定速度以上时,或者驱动电压(驱动电压的大小)变为规定电压以上时,作为Vhγ≠0,并且Vhδ=0,使重叠电压为γ轴方向的交变电压。
《第2实施例》
此外,也可以代替图29的坐标变换器22,使用图30所示的坐标变换器22a。在图29的坐标变换器22中,在两相的电压指令矢量的阶段进行电压校正,与此相对,在图30的坐标变换器22a,在三相电压的阶段,进行导出与图29的坐标变换器22的电压校正相同的结果的电压校正。作为说明坐标变换器22a的实施例,说明第2实施例。第2实施例所涉及的电机驱动系统的全体结构框图与第1实施例(图27)的全体结构框图同样,所以省略重复的图示。可是,在第2实施例中,作为坐标变换器22,使用图30的坐标变换器22a。
图30的坐标变换器22a,具有坐标旋转部56和脉冲宽度校正部57。与针对图29的坐标旋转部51的输入同样,对坐标旋转部56提供θe、(vγ*+vhγ*)和(vδ*+vhδ*)。坐标旋转部56,按照下述表达式(5-1),把表示两相的电压指令值的(vγ*+vhγ*)和(vδ*+vhδ*),一度变换为表示三相的电压指令值的vu1、vv1、vw1。脉冲宽度校正部57对该vu1、vv1、vw1进行导出与图29的坐标变换器22的电压校正相同的结果的电压校正(脉冲宽度校正),从而生成三相电压指令值vu*、vv*、vw*。由脉冲宽度校正部57生成的三相电压指令值vu*、vv*、vw*与由图29的坐标旋转部53生成的这些值相同。由脉冲宽度校正部57生成的三相电压指令值vu*、vv*、vw*,发送给图27的变换器2和电流检测部18。
vw1=-(vu1+vv1)
为了能够检测两相的相电流,在三相电压的阶段,校正电压指令值(对各相的PWM信号的脉冲宽度)的手法是众所周知的。例如,作为该手法,可以利用日本专利公开2003-189670号公报中记载的手法。
《第3实施例》
下面,作为第3实施例,说明对第1实施例或第2实施例所涉及的电机驱动系统的推定精度进行评价的仿真结果。在该仿真中,把用于使两相的相电流的检测变为可能的期间,设定为约5[μs](微秒),为了确保该期间,使表示电压校正量的b轴成分的最大值的阈值Δ为10[V](伏特:ボルト)。即为了使图4的定时T1-T2之间和定时T2-T3之间的时间长度确保为约5[μs]以上,而使得Δ=10[V]。此外,使图27的直流电源4输出的直流电压为280[V],并以40[V]对重叠电压的γ轴方向的振幅(Vhγ)进行固定。
图31(a)和(b)以及图32(a)和(b)表示该仿真结果。在图31(a)和(b)以及图32(a)和(b)所示的曲线图中,横轴表示时间(单位为秒)。假定在时刻t=0~t=1的期间,电机1以相当于2[Hz]的实际电机速度旋转,在时刻t=1~t=2的期间,电机1以相当于2[Hz]的实际电机速度旋转的状态。在这样的条件下,使重叠电压的δ轴方向的振幅Vhδ进行各种变化。
在图31(a)中,由粗实线表示的符号400表示实际电机速度ω的假定值,虚线401和实线402表示由图27的推定器20计算的推定电机速度ωe,虚线401表示Vhδ=0[V]时的它,实线402表示Vhδ=5[V]时的它。在图31(b)中,虚线411和实线412表示轴误差Δθ的推定值(单位是电角的度),虚线411表示Vhδ=0[V]时的它,实线412表示Vhδ=5[V]时的它。轴误差Δθ的推定值,能从图28的LPF34的输出计算(参照所述表达式(3-6))。
可知:时刻t=0~t=1的期间,相当于进行超低速旋转的期间,在该期间中,如果使重叠电压为交变电压(即如果Vhδ为0),就无法良好地进行电机速度和轴误差的推定。这是因为用于1分路电流检测的电压校正对推定产生了影响。如果重叠电压为椭圆,它就改善。可是,如果如实线402和412那样椭圆的短轴尺寸小(Vhδ=5[V]),就不能说明改善结果充分。
另一方面,如果如时刻t=1~t=2的期间那样,旋转速度上升,电压校正的影响减少,无论Vhδ是0[V]和5[V]的哪个,都能进行良好的推定。因此,在旋转速度比较大时,减小Vhδ=维持良好的推定,能降低扭矩脉动。
图32(a)是在图31(a)的曲线图中追加实线403和404的曲线图,图32(b)是在图31(b)的曲线图中追加实线413和414的曲线图。图32(a)的虚线401和实线402与图31(a)的这些线相同,图32(b)的虚线411和实线412与图31(b)的这些线相同。可是,在图32(a)和(b)中,只放大显示时刻t=0~t=1的期间。在图32(a),实线403和404表示由图27的推定器20计算的推定电机速度ωe,实线403表示Vhδ=10[V]时的它,实线404表示Vhδ=17[V]时的它。在图32(b)中,实线413和414表示轴误差Δθ的推定值,实线413表示Vhδ=10[V]时的它,实线404表示Vhδ=17[V]时的它。
可知:如果使表示椭圆的短轴的尺寸的振幅Vhδ为阈值Δ(10[V])以上,在超低速旋转状态,也能进行良好的推定。特别是,如果振幅Vhδ为“(3的平方根)×Δ”即17[V],则效果特别大(参照上述表达式(4-1)和表达式(4-2))。
《第4实施例》
第1实施例和第2实施例以及后面描述的第5实施例和第6实施例,假定:电机1是嵌入磁体型同步电机,并且在构造上,电机1具有磁凸极性。可是,在非凸极机的表面磁体型同步电机(以下称作SPMSM)中也能应用上述的技术内容。即作为电机1,可以采用SPMSM。可是,使电机1为SPMSM时,即使轴误差Δθ≠0,通常也无法得到图21或图22所示的电流矢量轨迹的倾斜。
因此,这时,产生磁饱和,使作为电机1的SPMSM具有磁凸极性。具体而言,通过增大重叠电流的γ轴方向的振幅Vhγ,而增大重叠电流的γ轴成分(ihγ),而有意识地使电机1产生磁饱和。如果发生磁饱和,d轴电感Ld就减少,所以重叠电流容易流向d轴方向。即SPMSM具有磁凸极性地工作,所以能够进行与电机1为凸极机时相同的推定处理。
《第5实施例》
下面,说明第5实施例。在第5实施例中,在文献(以下称作非专利文献2)(比田、其他2名著,“Position Sensorless Vector controlPermanent Magnet Synchronous Motors Based on Maximum Torque ControlFrame”,平成18年电气学会产业应用部门大会讲演论文集,电气学会产业应用部门,平成18年8月,p.385-388(I-385~I-388))中表示的最大扭矩控制轴中应用上述的电压校正处理。
首先,参照图33和图34,进行有关相当于最大扭矩控制轴的dm轴和qm轴的说明。图33和图34是应用在本实施例中的电机1的分析模型图。图33表示U相、V相、W相的电枢绕组固定轴。在本实施例中,与图7同样定义d轴、q轴、γ轴、和δ轴,以及θ、θe、Δθ、ω、和ωe。
把与实现最大扭矩时应该对电机1供给的电流扭矩的方向一致的旋转轴决定为qm轴。然后,把从qm轴以电角延迟90度的轴决定为dm轴。把选择dm轴和qm轴作为坐标轴的坐标,称作dmqm坐标。
实现最大扭矩控制的电机电流,具有正的q轴成分和负的d轴成分。因此,qm轴成为比q轴相位超前的轴。在图33和图34中,逆时针旋转方向,是相位前进的方向。
将从qm轴观察的q轴的相位(角度)表示为θm,将从δ轴观察的qm的相位(角度)表示为Δθm。这时,当然从dm轴观察的d轴的相位为θm,从γ轴观察的dm的相位也变为Δθm。θm是从q轴(d轴)观察的qm轴(dm轴)的前进角。Δθm表示qm轴和δ轴之间的轴误差。d轴和γ轴之间的轴误差的Δθ由Δθ=Δθm+θm表示。
如上所述,dm轴比d轴相位超前,这时,θm取负的值。同样,在γ轴比dm轴相位超前时,Δθm取负的值。后面描述图34所示的矢量(Em等)。
此外,分别用dm轴电流idm和qm轴电流iqm,表示电机电流Ia的dm轴成分和qm轴成分。分别用dm轴电压vdm和qm轴电压vqm表示电机电压Va的dm轴成分和qm轴成分。
在本实施例中,推定qm轴(dm轴)和δ轴(γ轴)之间的轴误差Δθm,使作为推定轴的γ轴收敛在dm轴(即轴误差Δθm收敛在0)。如所述非专利文献2中所述,dmqm坐标的应用有助于参数调整的容易化。此外,从qm轴的定义可知,实现最大扭矩控制时的电机电流的电流轨迹在qm轴上。因此,与iδ(iδ*)的值无关地,把iγ*变为0或0附近的规定值,就能实现最大扭矩控制。因此,有助于计算负荷的容易化。
[最大扭矩控制轴的扩张感应电压模型的说明]
进行与dmqm坐标的推定有关的理论式的说明。另外,关于dm轴和qm轴的详细的说明,在日本专利申请编号2006-177646的说明书中记载,并且也记载在所述非专利文献2中。
一般的dq坐标上的扩张感应电压方程式,由表达式(6-1)表示,扩张感应电压Eex由表达式(6-2)表示。另外,以下的各表达式中的p是微分算子。
Eex=ω((Ld-Lq)id+Φa)-(Ld-Lq)(piq) …(6-2)
如果将实际轴上的表达式(6-1)坐标变换到控制系统的γδ坐标上,就取得表达式(6-3),如果为了简单化而忽略表达式(6-3)的右边第3项,则取得表达式(6-4)。
如果着眼于dmqm坐标,而重新书写表达式(6-4),就取得表达式(6-5)。
这里,如果如表达式(6-6)那样定义Lqliqm,就从表达式(6-5)得到表达式(6-7)。可是,Em由表达式(6-8)表示。Lql是依存于θm的虚拟电感。由于把表达式(6-5)的右边第2项中存在的Eex·sinθm作为基于虚拟电感的电压下降而处理,从而能够较为方便地决定Lql。另外,Lql取负的值。
Lqliqm=sinθm{Фa+(Ld-Lq)id} …(6-6)
=sinθm{Φa+(Ld-Lq)iqmsinθm}
Em=(ω((Ld-Lq)id+Φa)-(Ld-Lq)(piq))cosθm=Eexcosθm …(6-8)
另外,如果定义Lm=Lq+Lql,就从表达式(6-7)获得表达式(6-9)。这里,Eexm由下述表达式(6-10)表示。
Eexm=(ω((Ld-Lq)id+Φa)-(Ld-Lq)(piq))cosθm+ω(Lq-Lm)idm=Em+ω(Lq-Lm)idm
…(6-10)
如果在γ轴和dm轴之间存在轴误差Δθm,表达式(6-9)就如下述表达式(6-11)那样变形。
Eexm=(ω((Ld-Lq)id+Φa)-(Ld-Lq)(piq))cosθm+ω(Lq-Lm)idm≈(ω((Ld-Lq)iδsinθm+Φa)-(Ld-Lq)(piq))cosθm+ω(Lq-Lm)idm≈ω((Ld-Lq)iδsinθm+Φa)cosθm
…(6-12)
此外,关于θm,求解在上述表达式(6-6)中代入Lm=Lq+Lql而获得的表达式,另外,如果假定iδ iqm,就取得下述表达式(6-13)。如表达式(6-13)所示,θm是iδ的函数,所以Eexm也成为iδ的函数。
用于推定dmqm坐标的参数Lm的值,由下述表达式(6-14)表示。关于Lql,求解在所述表达式(6-6)中代入‘idm=0和下述表达式(6-15)和(6-16)’而获得的表达式,利用该结果,能获得表达式(6-14)。
另外,如果利用与最大扭矩控制一致的d轴电流id的表达式(6-17)、id、iq、iqm的关系式即表达式(6-15),把所述表达式(6-14)变形,Lm就变为iqm的函数(即从Lm的计算式,消去id、iq的项)。因此,iδ iqm,根据iδ,能够计算由iqm的函数表示的Lm的值。
另外,关于在上述表达式(6-2)和表达式(6-8)中出现的Eex和Em,能够理解为旋转坐标系的电压矢量。图34中,它们表示为矢量。此外,与Eex和Em对应的磁通矢量Φex和Φm,在图34中,也表示为矢量。
[电机驱动系统的结构例]
下面,表示第5实施例所涉及的dmqm坐标的电机驱动系统的结构例。图35是第5实施例所涉及的电机驱动系统的全体结构框图。在图35中,对与图1以及图27相同的部分付与相同的符号。
图27的电机驱动系统具有电机1、变换器2、直流电源4和电流传感器5,并且具有作为图1的控制部3发挥功能的控制部3b。控制部3b,与图27的控制部3a的结构类似。代替图27的控制部3a的推定部20和重叠电压生成部25,在控制部3b设置位置·速度推定器20b(以下简称为推定器20b)和重叠电压生成部25b,在其他方面,控制部3a和3b的结构同样。可是,控制部3b的磁通控制部16如上所述,为了实现最大扭矩控制,作为iγ*,输出0或0附近的规定值。
以下,省略关于与控制部3a同样的部分的重复的说明,进行与控制部3b中特有的推定器20b和重叠电压生成部25b相关的说明。另外,把第1实施例中记载的事项应用到第5实施例中时,适当忽略符号20和20b的不同、符号25和25b的不同。
推定器20b为了推定dm轴和qm轴,以并非d轴和γ轴的轴误差Δθ而是dm轴和γ轴的轴误差Δθm收敛在0的方式,进行推定动作。
图36表示推定器20b的内部框图。推定器20b,具有轴误差推定部61、比例积分计算器62和积分器63。
轴误差推定部61使用来自图35的坐标变换器21的iγ和iδ,计算轴误差Δθm。比例积分计算器62,为了实现PLL(Phase Locked Control)控制,与构成控制部3b的各部位协作,进行比例积分控制,按照由轴误差推定部61计算的轴误差Δθm收敛在0的方式计算推定电机速度ωe。积分器63,对从比例积分计算器62输出的推定电机速度ωe进行积分,而计算推定转子位置θe。这里计算的ωe和θe,都作为推定器20b的输出值,提供给需要该值的控制部3a的各部位。此外,轴误差推定部61也计算相位θm(参照图33),并把计算出的相位θm发送给图35的重叠电压生成部25b。
图37表示轴误差推定部61的内部结构例。如图37所示,轴误差推定部61具有BPF(带通滤波器)71、LPF(低通滤波器)72、θm计算部73、坐标旋转部74、轴误差计算部75。此外,如图38所示,轴误差计算部75,具有乘法器76、LPF77、系数乘法器78。另外,图35的重叠电压生成部25b生成的重叠电压的频率(γδ坐标上的电角速度)与图27的重叠电压生成部25同样,是ωh。
BPF71从由图35的坐标变换器21提供的iγ和iδ提取ωh的频率成分,输出γ轴重叠电流ihγ和δ轴重叠电流ihδ。BPF71,是把iγ和iδ作为输入信号而接受的在通过频带内包含ωh的带通滤波器,典型地,该通过频带的中心频率为ωh。此外,通过BPF71,除去驱动电流的频率成分。
LPF72,把从由图35的坐标变换器21提供的iγ和iδ除去ωh的频率成分后的信号发送给θm计算部73。即通过LPF72,从iγ和iδ除去重叠电流(ihγ和ihδ)的成分。
θm计算部73,根据除去ωh的频率成分的iγ和iδ的值,计算相位θm。具体而言,把除去ωh的频率成分的iδ的值作为上述表达式(6-13)的iδ而利用,使用上述表达式(6-13),计算θm。这时,也可以把与iδ对应的θm的值事先作为表数据准备,参照该表数据,取得θm的值。
坐标旋转部74,使用下述表达式(7-1),对由来自BPF71的ihγ和ihδ形成的电流矢量ih,以由θm表示的相位,进行坐标旋转,计算电流矢量ihm。这时,使用由θm计算部73计算的θm的值。电流矢量ih和ihm如下述表达式(7-2a)和(7-2b)那样表示。ihγ和ihδ是形成电流矢量ih的垂直2轴成分,它们分别是电流矢量ih的γ轴成分和δ轴成分。ihmγ和ihmδ是形成电流矢量ihm的垂直2轴成分。由坐标旋转部74计算的ihmγ和ihmδ发送给轴误差计算部75。
参照表示该坐标旋转的前后的电流矢量轨迹的图39,补充说明坐标旋转的意义。考虑重叠椭圆形的旋转电压的情形。虽然以后也描述,但是该旋转电压的椭圆为从γ轴在顺时针方向倾斜θm的椭圆(即假定γ轴和dm轴一致的假定下的相对于d轴呈轴对称的椭圆)。这时,由于电机1的磁凸极性,旋转坐标轴上的电流矢量ih的轨迹如电流矢量轨迹501那样,形成相对于d轴呈轴对称的椭圆(即形成d轴方向和长轴方向一致的椭圆)。坐标旋转部74,为了使该椭圆相对于dm轴变为轴对称,而把电流矢量ih乘以旋转矩阵,计算电流矢量ihm。据此,电流矢量ihm的轨迹变为电流矢量轨迹502的样子。
在旋转坐标轴中,电流矢量轨迹502形成椭圆,其长轴方向在Δθm=0时,与dm轴方向一致,但是在Δθm≠0时,与dm轴方向不一致。因此,如果把电流矢量ihm的垂直2轴成分的积(ihmγ×ihmδ)的直流成分记为(ihmγ×ihmδ)DC,则与积(ihγ×ihδ)的直流成分和轴误差Δθ的关系同样,直流成分(ihmγ×ihmδ)DC在轴误差Δθm为0时变为0,与轴误差Δθm大致成比例。因此,如果比例系数为K,就能用下述表达式(7-3)表示轴误差Δθm。
Δθm=K·(ihmγ×ihmδ)DC …(7-3)
为了实现由表达式(7-3)表示的计算,轴误差计算部75如图38那样构成。即乘法器76计算由坐标旋转部74计算的ihmγ和ihmδ的积,LPF77,提取该积(ihmγ×ihmδ)的直流成分,而得到(ihmγ×ihmδ)DC。系数乘法器78,把从LPF77输出的直流成分(ihmγ×ihmδ)DC乘以比例系数K,计算由表达式(7-3)表示的轴误差Δθm。从系数乘法器78输出的轴误差Δθm,作为图36的轴误差推定部61推定的轴误差Δθm,发送给比例积分计算器62,如上所述,以轴误差Δθm收敛在0的方式,进行ωe和θe的计算。即,γ轴跟随dm轴(推定dmqm坐标)。
此外,图40表示把只具有d轴成分的交变电压作为重叠电压施加时的电流矢量ih和ihm的轨迹。
如本实施例中所述,重叠电压生成部25b把椭圆形的旋转电压或者交变电压作为重叠电压,在驱动电压上重叠。另一方面,为了进行基于直流成分(ihmγ×ihmδ)DC的上述轴误差推定,有必要使电流矢量ih的电流矢量轨迹相对于d轴为轴对称,因此,有必要使重叠电压的电压矢量轨迹相对于d轴为轴对称。
第1实施例所涉及的重叠电压生成部25生成所述表达式(2-1)中表示的重叠电压(Vhγ*和Vhδ*)并输出,但是重叠电压生成部25b为了满足上述的必要性,参照从推定器20b提供的相位θm,生成由所述表达式(7-4)表示的重叠电压(Vhγ*和Vhδ*),而输出。在图35的控制部3b,加法器23和24把来自电流控制部15的vγ*和Vδ*与来自重叠电压生成部25的Vhγ*和Vhδ*相加,由此计算(vγ*+vhγ*)和(vδ*+vhδ*),把计算值发送给坐标变换器22。坐标变换器22的功能与第1实施例或第1实施例中描述的同样。
重叠电压生成部25b也与重叠电压生成部25同样,生成与电机1的旋转速度或驱动电压对应的重叠电压。即例如,参照表示电机1的旋转速度的ωe和ω*,在电机1的旋转停止时,重叠满足所述表达式(4-1)或者表达式(4-2)的重叠电压,伴随着旋转速度的增加或者驱动电压的增加,连续地或阶段性地减少重叠电压的椭圆的短轴的尺寸。此外,也可以,在旋转速度(ωe和ω*)为规定速度以上时,或者驱动电压(驱动电压的大小)为规定电压以上时,作为Vhγ≠0,并且Vhδ=0,使重叠电压为γ轴方向的交变电压。
另外,以实现最大扭矩控制(或者近似于它的控制)为前提,进行本实施例的说明,但是通过沿用上述的内容,也能取得与最大扭矩控制不同的所希望的扭矩控制。例如,把比与在实现最大扭矩控制时应该提供给电机1的电流矢量的方向朝向一致的旋转轴更相位超前的旋转轴,作为qm轴采用。据此,能减少铁损,电机的效率提高。如果使qm轴的相位适当超前,就能实现最大效率控制。
《第6实施例》
可是,使用变换器,驱动控制电机时,为了防止串联连接的一对开关元件同时变为导通,设置空载时间。在变换器中,一方的开关元件(在图1中例如上臂8u)从导通切换为断开后,在一定期间禁止用于成对的另一方开关元件(在图1中例如下臂9u)从断开切换为导通的信号的输出,该一定期间是空载时间。作为对空载时间特别注意的实施例,说明第6实施例。第6实施例中记载的内容与上述的其他实施例组合利用。
由于空载时间的付与,电压发生下降。已经周知:考虑该电压下降的电机的电压方程式由下述表达式(8-1)表示,该电压下降能由下述表达式(8-2)模型化。例如,关于此的技术在文献(竹下,其他3名著,“ParameterMeasurement of Sensorless Permanent Magnet Synchronous Motor”,电气学会文志D,1999年,第119卷,第10号,p.1184-1191)和文献(森本,其他2名著,“Parameter Identification of PM Motor System atStandstill”,电气学会文志D,2003年,第123卷,第9号,p.1081-1082)中描述。这里,sgn(iu)在iu≥0时,取1,在iu<0时取-1。关于sgn(iv)和sgn(iw),也同样。
Δvd和Δvq分别是由空载时间的付与引起的电压下降的d轴成分和q轴成分。Δvd和Δvq和Δv表示由三相电压指令值(Vu *、Vv *、Vw *)表示的向电机1的施加电压和实际的向电机1的施加电压之间的电压误差。该电压误差由于空载时间的付与而产生,但是也能够包含由变换器2内的各开关元件的导通电压引起的电压误差。
在向电机1的施加电压小的旋转停止时和低速旋转时,由空载时间引起的电压下降Δvd和Δvq的影响增大,如果不采用任何对策,转子位置的推定精度就变差。对此,从以往就提出包含文献(浦崎,其他3名著,“On-Line Dead-Time Compensation Method for Permanent MagnetSynchronous Motor Drive”,平成14年电气学会产业应用部门大会讲演论文集,2002年,p.1491-1496)的非专利文献中记载的空载时间补偿法,但是如果要使用它,用于空载时间补偿的计算负荷就增大。
可是,用于进行上述的1分路电流检测的校正电压(该校正电压的b轴方向的最大值是阈值Δ)能够被认为是对于转子位置的推定的干扰电压。而且,为了抑制该干扰电压的影响,说明使重叠电压的椭圆的短轴的尺寸为阈值Δ以上的情况。另一方面,Δvd和Δvq能按下述表达式(8-3)那样改写,所以能够理解为如下那样的由空载时间的付与引起的外部干扰电压:即与用于实现1分路电流检测的外部干扰电压同样,根据iu、iv、iw的极性将Δvd和Δvq变化Δd的量。
因此,与抑制用于进行1分路电流检测的电压校正的影响同样,如果重叠电压的椭圆的短轴的尺寸为Δd以上,就不进行上述非专利文献中记载的空载时间补偿,从而能够降低空载时间的付与对转子位置的推定精度的影响。另外,关于Δd,能预先设定。
考虑该空载时间的电机驱动系统的结构例与图27或图35所示的同样。以图27所示的电机驱动系统为例,说明降低由空载时间的付与引起的影响的手法。不特别说明的部分与上述的其他实施例同样。
重叠电压生成部25生成上述表达式(2-1)中表示的vhγ*和Vhδ*,并输出。这时,Vhγ>Vhδ>Δd,或者,Vhγ>Vhδ≥Δd成立。加法器23和24把来自电流控制部15的vγ*和Vδ*与来自重叠电压生成部25的vhγ*和Vhδ*相加,计算表示重叠了重叠电压的驱动电压的(vγ*+vhγ*)和(vδ*+vhδ*)。
坐标变换器22与第1实施例或第2实施例同样,从(vγ*+vhγ*)和(vδ*+vhδ*)计算三相电压指令值(vu*、vv*、vw*)。按照该三相电压指令值,生成针对形成变换器2的各开关元件的PWM信号。这时,对PWM信号付与空载时间。即考虑空载时间,而校正按照三相电压指令值计算的PWM信号,把该校正后的PWM信号实际提供给变换器2内的各开关元件的控制端子(基极或栅极),驱动电机1。
另外,PWM信号的生成和空载时间的付与,由坐标变换器22和变换器2中设置的不图示的PWM信号生成部以及空载时间付与部实现,能够认为它们包含在图27的控制部3a或者图35的控制部3b中。也能够认为该PWM信号生成部以及空载时间付与部包含在变换器2中。
此外,第6实施例中说明的考虑空载时间引起的电压下降的重叠电压的生成手法能在1分路电流检测方式之外另外实施,对于不采用1分路电流检测方式的电机驱动系统,也有效地作用。在不采用1分路电流检测方式时,设置2个由霍尔元件构成的电流传感器,用2个电流传感器实际测量U相电流iu和V相电流iw,坐标变换器21(图27或图35)根据该实际测量值和θe,计算iγ和iδ。而且,不采用1分路电流检测方式,所以不需要坐标变换器22的电压校正处理。即不采用1分路电流检测方式时,根据θe,对(vγ*+vhγ*)和(vδ*+vhδ*)进行三相-两相变换,从而计算三相电压指令值,对基于该三相电压指令值的PWM信号付与空载时间,对变换器2内的各开关元件的控制端子(基极或栅极)供给付与空载时间后的PWM信号。
《变形等》
上述的说明文中表示的具体的数值是单纯的例示,当然能把它们变更为各种数值。作为上述的实施例的变形例或者注释事项,以下,记载注释1~注释5。各注释中记载的内容只要不矛盾,就能任意组合。
[注释1]
虽然处理了变换器2中使用三相调制的情形,但是本发明不依存于调制方式。例如,在变换器2进行两相调制时,通电模式与图3所示的三相调制不同。在两相调制中,最小相的下臂总为导通,所以图4的定时T0-T1之间和定时T6-T7之间所对应的通电模式不存在。可是,作为结果,如果用对应于定时T1-T2之间和定时T2-T3之间的通电模式检测母线电流,就依然能检测最大相以及中间相的电流。
[注释2]
构成上述的电机驱动系统的各部位,根据必要,能自由利用电机驱动系统中生成的值的全部。
[注释3]
包含上述的各种指令值(iγ*、iδ*、vγ*、vδ*)或者其他状态量(θe和ωe)的、应该导出的所有值的导出手法是任意的。即可以通过控制部内的计算导出它们,也可以从预先设定的表数据导出。
[注释4]
例如,使用通用微机中组入的软件(程序),实现控制部(3、3a或者3b)的功能的一部分或者全部。使用软件实现控制部时,表示控制部的各部的结构的框图表示功能框图。当然,可以不是软件(程序),而仅通过硬件,或通过软件和硬件的组合,形成控制部。
[注释5]
在本说明书中,为了简化描述,有时只通过记号(iγ等)的表记,而表现与该记号对应的状态量。即在本说明书中,例如“iγ”和“γ轴电流iγ”指代相同的量。
本发明适合于使用电机的任意电机器。由于不使用位置传感器,在电机的旋转停止时和低速旋转时能良好地驱动电机,所以适合于由电机的旋转驱动的电动汽车和电动二轮车。
Claims (10)
1.一种电机控制装置,其特征在于,
具备:
电流检测单元,其根据在驱动三相式的电机的变换器和直流电源之间流过的电流,检测流过所述电机的定子的电枢绕组的相电流,
根据所述电机的推定转子位置,对所述相电流进行三相-两相变换,基于由该变换得到的控制用电流,进行针对所述电机的无位置传感器矢量控制,
所述电机控制装置,还包括:
重叠单元,其在用于驱动所述电机的驱动电压上重叠具有规定频率的重叠电压;
推定单元,其根据从所述控制用电流提取、并且与所述重叠电压相对应而流过所述电机的重叠电流,求出所述推定转子位置,
基于所述重叠单元的所述重叠电压的电压矢量轨迹,形成椭圆。
2.根据权利要求1所述的电机控制装置,其特征在于,
还具有:
电压校正单元,其为了能够检测两相的相电流,对重叠了所述重叠电压后的所述驱动电压进行校正,并根据经由了该校正后的电压,控制所述电机。
3.根据权利要求2所述的电机控制装置,其特征在于,
所述椭圆的短轴,具有与基于所述电压校正单元的电压校正量相对应的尺寸。
4.根据权利要求2所述的电机控制装置,其特征在于,
在将与U相、V相或W相的固定轴垂直的轴设为b轴的情况下,所述椭圆的短轴的尺寸,比基于所述电压校正单元的电压校正量的b轴分量的最大值大。
5.根据权利要求1所述的电机控制装置,其特征在于,
所述重叠单元,随着所述电机的旋转速度或所述驱动电压增加,使所述椭圆的短轴的尺寸减小。
6.根据权利要求1所述的电机控制装置,其特征在于:
所述重叠单元,在所述电机的旋转速度变为规定速度以上时或者所述驱动电压变为规定电压以上时,使所述重叠电压为交变电压,使所述电压矢量轨迹从所述椭圆变为线段。
7.根据权利要求1所述的电机控制装置,其特征在于:
将与构成所述电机的转子的永磁体产生的磁通量垂直的轴设为q轴的情况下,将与q轴对应的控制上的推定轴设为δ轴时,所述椭圆的短轴与δ轴平行。
8.一种电机控制装置,其特征在于,
根据连接在变换器上的三相式的电机的推定转子位置,对流过所述电机的定子的电枢绕组的相电流进行三相-两相变换,基于由该变换所得到的控制用电流,进行针对所述电机的无位置传感器矢量控制,
电机控制装置,还包括:
重叠单元,其在用于驱动所述电机的驱动电压上,重叠具有规定频率的重叠电压;
推定单元,其基于从所述控制用电流提取、并且对应于所述重叠电压而流过所述电机的重叠电流,求出所述推定转子位置;
PWM信号生成单元,其根据重叠了所述重叠电压后的所述驱动电压,生成针对构成所述变换器的开关电路的PWM信号;
空载时间付与单元,其对所述PWM信号付与空载时间;
利用基于付与了所述空载时间后的所述PWM信号的、所述变换器的输出,驱动所述电机,
基于所述重叠单元的所述重叠电压的电压矢量轨迹,形成椭圆,所述椭圆的短轴,具有与基于空载时间的电压下降量相对应的尺寸。
9.一种电机驱动系统,其特征在于,包括:
三相式的电机;
驱动所述电机的变换器;
通过控制所述变换器而控制所述电机的如权利要求1所述的电机控制装置。
10.一种电机驱动系统,其特征在于,包括:
三相式的电机;
驱动所述电机的变换器;
通过控制所述变换器而控制所述电机的如权利要求8所记载的电机控制装置。
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007034607A JP4988374B2 (ja) | 2007-02-15 | 2007-02-15 | モータ制御装置 |
JP2007-034607 | 2007-02-15 | ||
JP2007034607 | 2007-02-15 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN101247103A CN101247103A (zh) | 2008-08-20 |
CN101247103B true CN101247103B (zh) | 2010-10-20 |
Family
ID=39539587
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN2008100099524A Expired - Fee Related CN101247103B (zh) | 2007-02-15 | 2008-02-15 | 电机控制装置 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7482777B2 (zh) |
EP (1) | EP1959553B1 (zh) |
JP (1) | JP4988374B2 (zh) |
CN (1) | CN101247103B (zh) |
DE (1) | DE602008002776D1 (zh) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104052366A (zh) * | 2014-07-08 | 2014-09-17 | 四川科陆新能电气有限公司 | 一种双馈电机转子电压的估算方法及系统 |
Families Citing this family (68)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2007001007A1 (ja) * | 2005-06-27 | 2007-01-04 | The University Of Tokushima | 電力変換制御装置、電力変換制御方法、および電力変換制御用プログラム |
JP4277919B2 (ja) * | 2007-05-22 | 2009-06-10 | 株式会社デンソー | モータ駆動装置及びモータ駆動制御方法 |
JP5387878B2 (ja) * | 2008-03-31 | 2014-01-15 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置 |
US8179065B2 (en) * | 2008-04-30 | 2012-05-15 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Position sensorless control of permanent magnet motor |
JP5281339B2 (ja) * | 2008-09-01 | 2013-09-04 | 株式会社日立製作所 | 同期電動機の駆動システム、及びこれに用いる制御装置 |
US8749183B2 (en) * | 2008-09-02 | 2014-06-10 | Stmicroelectronics, Inc. | Determining a position of a motor using an on-chip component |
JP5268540B2 (ja) * | 2008-10-02 | 2013-08-21 | 本田技研工業株式会社 | 電動機の相電流推定装置および電動機の磁極位置推定装置 |
JP4751435B2 (ja) * | 2008-10-09 | 2011-08-17 | 株式会社東芝 | モータ磁極位置検出装置,モータ制御装置,モータ駆動システム及び洗濯機 |
JP5165545B2 (ja) * | 2008-12-08 | 2013-03-21 | 本田技研工業株式会社 | 電動機の磁極位置推定装置 |
JP5186352B2 (ja) * | 2008-12-12 | 2013-04-17 | 本田技研工業株式会社 | 電動機の磁極位置推定装置 |
JP5396876B2 (ja) * | 2009-01-21 | 2014-01-22 | 株式会社安川電機 | 交流電動機の制御装置 |
JP5402105B2 (ja) * | 2009-03-10 | 2014-01-29 | 日産自動車株式会社 | 電動機の制御装置及び電動機状態推定方法 |
JP5402106B2 (ja) * | 2009-03-10 | 2014-01-29 | 日産自動車株式会社 | 電動機の制御装置及び電動機状態推定方法 |
EP2413492B1 (en) * | 2009-03-25 | 2017-01-25 | Mitsubishi Electric Corporation | Device and method for rotating electric machine |
RU2470453C1 (ru) * | 2009-03-25 | 2012-12-20 | Мицубиси Электрик Корпорейшн | Устройство управления для электрической вращающейся машины |
KR101470025B1 (ko) * | 2009-07-06 | 2014-12-15 | 현대자동차주식회사 | 비상 운전용 고효율 영구자석 동기모터의 각도위치 센서리스 제어 방법 |
JP2011125107A (ja) * | 2009-12-09 | 2011-06-23 | Sanyo Electric Co Ltd | モータ制御装置、モータ駆動システム及びインバータ制御装置 |
GB201003456D0 (en) * | 2010-03-02 | 2010-04-14 | Trw Ltd | Current sensor error compensation |
JP5534935B2 (ja) * | 2010-05-20 | 2014-07-02 | 株式会社東芝 | 回転センサレス制御装置 |
CN101895220B (zh) * | 2010-06-02 | 2012-08-29 | 黑龙江科技学院 | 基于25个电流空间矢量对直流源进行调制的方法 |
EP2421147B1 (de) * | 2010-08-16 | 2015-02-11 | Baumüller Nürnberg GmbH | Vorrichtung und Verfahren zur drehgeberlosen Identifikation elektrischer Ersatzschaltbildparameter eines Drehstrom-Synchronmotors |
EP2421145B1 (de) * | 2010-08-16 | 2015-02-11 | Baumüller Nürnberg GmbH | Vorrichtung und Verfahren zur drehgeberlosen Identifikation elektrischer Ersatzschaltbildparameter eines Drehstrom-Asynchronmotors |
JP5522476B2 (ja) * | 2010-12-10 | 2014-06-18 | アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 | 制御装置 |
JP5573713B2 (ja) * | 2011-02-09 | 2014-08-20 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
JP5573714B2 (ja) * | 2011-02-09 | 2014-08-20 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
JP5348153B2 (ja) | 2011-02-14 | 2013-11-20 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
JP5321614B2 (ja) * | 2011-02-28 | 2013-10-23 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
ES2811755T3 (es) * | 2011-05-13 | 2021-03-15 | Hitachi Ltd | Sistema de accionamiento para motor síncrono |
JP5413420B2 (ja) * | 2011-08-08 | 2014-02-12 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
WO2013024780A1 (ja) * | 2011-08-15 | 2013-02-21 | 株式会社明電舎 | Pmモータの位置センサレス制御装置 |
DK2575252T3 (en) | 2011-09-29 | 2018-10-08 | Daihen Corp | Signal processor, filter, power converter for power converter circuit, connection inverter system and PWM inverter system |
CN103036529B (zh) * | 2011-09-29 | 2017-07-07 | 株式会社大亨 | 信号处理装置、滤波器、控制电路、逆变器和转换器系统 |
FR2986389B1 (fr) * | 2012-01-31 | 2014-03-14 | Hispano Suiza Sa | Commande d'une machine electrique a aimants permanents |
US8649887B2 (en) | 2012-05-22 | 2014-02-11 | GM Global Technology Operations LLC | Methods, systems and apparatus for implementing dithering in motor drive system for controlling operation of an electric machine |
US8583265B1 (en) * | 2012-05-22 | 2013-11-12 | GM Global Technology Operations LLC | Methods, systems and apparatus for computing a voltage advance used in controlling operation of an electric machine |
WO2014010020A1 (ja) * | 2012-07-09 | 2014-01-16 | 株式会社安川電機 | モータ制御装置及びモータシステム |
CN103840725B (zh) * | 2012-11-26 | 2016-05-18 | 台达电子工业股份有限公司 | 永磁同步电机转子位置偏差测量装置及方法 |
JP5831444B2 (ja) * | 2012-12-26 | 2015-12-09 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
JP5948266B2 (ja) * | 2013-02-28 | 2016-07-06 | 株式会社日立産機システム | インバータ装置、建設機械、電動機制御方法 |
US9998042B2 (en) | 2013-03-04 | 2018-06-12 | Seagate Technology Llc | Torque disturbance cancellation for a motor |
US9270223B2 (en) * | 2013-04-12 | 2016-02-23 | Deere & Company | Methods of determining machine terminal voltage and systems thereof |
JP5890345B2 (ja) * | 2013-04-18 | 2016-03-22 | トヨタ自動車株式会社 | 外部給電システム |
FR3006126B1 (fr) * | 2013-05-21 | 2015-05-15 | IFP Energies Nouvelles | Procede de determination de la position et de la vitesse d'un rotor d'une machine electrique synchrone au moyen d'observateurs d'etat |
AT514768A1 (de) * | 2013-09-12 | 2015-03-15 | Fluke Corp | Verfahren und Vorrichtung zum Messen von elektrischen Größen |
JP5858058B2 (ja) * | 2014-01-10 | 2016-02-10 | ダイキン工業株式会社 | モータ制御装置 |
JP2015136237A (ja) * | 2014-01-17 | 2015-07-27 | 株式会社安川電機 | 回転電機制御装置、回転電機制御方法、及び制御マップの作成方法 |
US20150249419A1 (en) * | 2014-02-28 | 2015-09-03 | Kia Motors Corporation | System and method for controlling inverter |
CN103953546B (zh) * | 2014-04-15 | 2016-02-17 | 广东美的制冷设备有限公司 | 压缩机的控制装置及具有其的压缩机控制系统 |
KR101628145B1 (ko) * | 2014-06-16 | 2016-06-09 | 현대자동차 주식회사 | 전동기의 센서리스 제어 방법 및 시스템 |
US20150381091A1 (en) * | 2014-06-26 | 2015-12-31 | Nidec Motor Corporation | System and method for estimating motor resistance and temperature |
JP5980456B1 (ja) * | 2014-12-12 | 2016-08-31 | 三菱電機株式会社 | 制御装置および制御方法 |
CN105553344A (zh) * | 2016-01-18 | 2016-05-04 | 上海金脉电子科技有限公司 | 一种无位置传感器的三相无刷电机控制器及其控制方法 |
DE102016205784A1 (de) | 2016-04-07 | 2017-10-12 | Robert Bosch Gmbh | Drehmomenterfassungseinrichtung und Fahrzeug |
US10084399B2 (en) * | 2016-06-22 | 2018-09-25 | Faraday & Future Inc. | Detecting position measurement errors in an electric motor system |
JP6742834B2 (ja) * | 2016-06-24 | 2020-08-19 | キヤノン株式会社 | モータ制御装置及びモータ制御装置の制御方法 |
JP6750364B2 (ja) * | 2016-07-22 | 2020-09-02 | 株式会社デンソー | 回転電機の回転角推定装置 |
CN106452251B (zh) * | 2016-11-08 | 2018-10-26 | 同济大学 | 一种充分利用旋变正交输出的电机交流电量同步采样装置 |
JP6372629B1 (ja) * | 2017-03-28 | 2018-08-15 | ダイキン工業株式会社 | パルス幅変調方法 |
CN107809196A (zh) * | 2017-12-08 | 2018-03-16 | 常州寻心电子科技有限公司 | 一种开关磁阻驱动系统及控制方法 |
CN109951118A (zh) * | 2017-12-20 | 2019-06-28 | 广州汽车集团股份有限公司 | 控制直流母线放电方法、装置、设备及存储介质 |
CN111800048B (zh) * | 2019-04-03 | 2022-02-15 | 深圳市正弦电气股份有限公司 | 一种感应电机参数静止辨识方法 |
EP3726719A1 (en) * | 2019-04-15 | 2020-10-21 | Infineon Technologies Austria AG | Power converter and power conversion method |
DE102019218544A1 (de) * | 2019-11-29 | 2021-06-02 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Regelung einer elektrischen Maschine |
KR102492695B1 (ko) * | 2020-08-04 | 2023-01-27 | 연세대학교 산학협력단 | 가청소음 저감을 위한 ipmsm의 신호주입 센서리스 제어를 위한 장치 및 방법 |
CN112600478B (zh) * | 2020-12-14 | 2022-11-29 | 广东交通职业技术学院 | 一种高频注入永磁同步电机的驱动控制系统及方法 |
CN113037170B (zh) * | 2021-03-30 | 2022-10-14 | 中国科学院深圳先进技术研究院 | 电机控制方法、装置及终端设备 |
CN113224992B (zh) * | 2021-04-27 | 2022-04-22 | 广东工业大学 | 一种抑制永磁同步电机单电阻采样电流畸变的方法 |
CN114301357B (zh) * | 2022-03-09 | 2022-06-03 | 四川奥库科技有限公司 | 单电阻电机初始位置检测方法及控制电机的方法 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1280266A2 (en) * | 2001-07-24 | 2003-01-29 | Hitachi, Ltd. | Motor controller |
EP1376849A1 (en) * | 2001-03-26 | 2004-01-02 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Method for estimating magnetic polar position of synchronous motor and its controller |
US20040257030A1 (en) * | 2003-05-13 | 2004-12-23 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Motor control device |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2712470B2 (ja) * | 1989-01-23 | 1998-02-10 | 松下電器産業株式会社 | インバータ装置の電流検出装置 |
JP3931079B2 (ja) * | 2001-12-14 | 2007-06-13 | 松下電器産業株式会社 | 電動機駆動装置及びそれを用いた冷凍装置 |
JP4063166B2 (ja) * | 2002-07-31 | 2008-03-19 | 日産自動車株式会社 | 電動機の制御装置 |
JP3695436B2 (ja) * | 2002-09-18 | 2005-09-14 | 株式会社日立製作所 | 位置センサレスモータ制御方法および装置 |
JP4007142B2 (ja) * | 2002-10-04 | 2007-11-14 | 日産自動車株式会社 | 電動機の制御装置 |
JP2004282873A (ja) * | 2003-03-14 | 2004-10-07 | Meidensha Corp | 同期電動機のセンサレス計測方法、および同期電動機のセンサレス可変速装置 |
JP2006177646A (ja) | 2004-12-24 | 2006-07-06 | Sekisui Chem Co Ltd | 建物内温度調節システム及びこれを用いた建物 |
JP4827687B2 (ja) * | 2006-10-25 | 2011-11-30 | キヤノン株式会社 | ステップモータ駆動装置、レンズ駆動装置及びカメラ |
-
2007
- 2007-02-15 JP JP2007034607A patent/JP4988374B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2008
- 2008-02-14 EP EP08002750A patent/EP1959553B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2008-02-14 DE DE602008002776T patent/DE602008002776D1/de active Active
- 2008-02-15 CN CN2008100099524A patent/CN101247103B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2008-02-15 US US12/032,482 patent/US7482777B2/en active Active
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1376849A1 (en) * | 2001-03-26 | 2004-01-02 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Method for estimating magnetic polar position of synchronous motor and its controller |
EP1280266A2 (en) * | 2001-07-24 | 2003-01-29 | Hitachi, Ltd. | Motor controller |
US20040257030A1 (en) * | 2003-05-13 | 2004-12-23 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Motor control device |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
EP 1376849 A1,全文. |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104052366A (zh) * | 2014-07-08 | 2014-09-17 | 四川科陆新能电气有限公司 | 一种双馈电机转子电压的估算方法及系统 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP1959553A1 (en) | 2008-08-20 |
US7482777B2 (en) | 2009-01-27 |
US20080197799A1 (en) | 2008-08-21 |
DE602008002776D1 (de) | 2010-11-11 |
EP1959553B1 (en) | 2010-09-29 |
JP4988374B2 (ja) | 2012-08-01 |
CN101247103A (zh) | 2008-08-20 |
JP2008199842A (ja) | 2008-08-28 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN101247103B (zh) | 电机控制装置 | |
CN101355338B (zh) | 电动机控制装置 | |
CN102362424B (zh) | 旋转电机的控制装置以及控制方法 | |
CN100499351C (zh) | 电动机的无位置传感器控制装置 | |
EP2286509B1 (en) | Position sensorless motor control | |
CN101098117B (zh) | 电动机控制装置 | |
CN101286727B (zh) | 电动机控制装置 | |
CN101809857B (zh) | 旋转电机的控制装置 | |
CN103812410B (zh) | 交流电动机的控制装置 | |
CN102195552B (zh) | 近似多相电机中基波与三次谐波峰值合计电压的方法、系统和装置 | |
CN102386834B (zh) | 永磁同步电机的矢量控制方法和装置 | |
CN102326329A (zh) | 交流电机的控制装置及交流电机驱动系统 | |
CN101145754A (zh) | 电流检测单元及电动机控制装置 | |
WO2016174702A1 (ja) | 交流回転機の制御装置および電動パワーステアリング装置 | |
CN107005194A (zh) | 多绕组电动机驱动控制装置 | |
CN102386816A (zh) | 永磁同步电机的弱磁控制方法和装置 | |
CN101247104A (zh) | 定子磁链定向的交流电机旋转速度和转子位置推测方法 | |
CN105680755B (zh) | 一种永磁同步电机的无模型电流控制装置及方法 | |
CN102386837A (zh) | 矢量控制装置以及电动机控制系统 | |
US20150130376A1 (en) | Method of field weakening control of permanent magnet motor drivers | |
CN101286725A (zh) | 同步电机矢量控制系统中电机旋转速度和转子位置推测方法 | |
CN106533310A (zh) | 一种直流偏置正弦电流电机控制器 | |
CN109525161A (zh) | 马达控制用集成电路 | |
CN101841297A (zh) | 转子磁链定向矢量控制系统中同步电机旋转速度和转子位置推测方法 | |
JP4211110B2 (ja) | 位置センサレスモータの制御装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C06 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
C10 | Entry into substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
C14 | Grant of patent or utility model | ||
GR01 | Patent grant | ||
C17 | Cessation of patent right | ||
CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20101020 Termination date: 20130215 |