JP5268540B2 - 電動機の相電流推定装置および電動機の磁極位置推定装置 - Google Patents

Description

本発明は、電動機の相電流推定装置および電動機の磁極位置推定装置に関する。

従来、例えば指令電圧ベクトルを作成可能な６０度位相が異なる２つの第１および第２基本電圧ベクトル成分を、１ＰＷＭ周期（搬送波周期の１周期）をなす第１の期間内に出力すると共に、第１および第２基本電圧ベクトル成分に対しそれぞれ１８０度位相が異なる２つの第３および第４基本電圧ベクトル成分を、第１の期間に連続する１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に出力することで、例えば変調度が小さい場合や出力電圧ベクトルの位相が単一の基本電圧ベクトルに近い位相となる状態において所望の長さのパルス幅を確保するインバータ装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００５−１２９３４号公報

ところで、上記従来技術に係るインバータ装置においては、変調方式が２相変調のみで有効であり、変調方式の切り替えに対応することができず、汎用性を向上させることができないという問題が生じる。また、１ＰＷＭ周期内では１相分の相電流のみを検出可能であって、３相分の相電流を推定するためには、複数のＰＷＭ周期が必要となり、迅速な推定ができないという問題が生じる。さらに、所望の長さのパルス幅を確保するために、指令電圧ベクトルを２つの第１および第２の期間の各ＰＷＭ周期内のベクトルに分解したときに発生する１ＰＷＭ周期分の高調波成分（つまり、分解により得られるベクトルと指令電圧ベクトルとの差）を、数式などにより定量的に把握していないことから、高調波成分を制御して相電流の推定精度を向上させることはできないという問題が生じる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、相電流の推定精度を適切に向上させることが可能な電動機の相電流推定装置および磁極位置の推定精度を適切に向上させることが可能な電動機の磁極位置推定装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明の第１態様に係る電動機の相電流推定装置は、パルス幅変調信号により３相交流の電動機（例えば、実施の形態でのモータ１１）への通電を順次転流させるインバータ（例えば、実施の形態でのインバータ１３）と、前記パルス幅変調信号を搬送波信号により生成するパルス幅変調信号生成手段（例えば、実施の形態でのＰＷＭ信号生成部２５）と、前記インバータの直流側電流を検出する直流側電流センサ（例えば、実施の形態での直流側電流センサ３１）と、前記直流側電流センサにより検出された前記直流側電流に基づいて相電流を推定する相電流推定手段（例えば、実施の形態での相電流推定部２３）と、前記指令電圧ベクトルを搬送波周期の隣り合う２周期毎のベクトル成分に分解するベクトル分解手段（例えば、実施の形態での制御装置２４）とを備える。

さらに、前記電動機の指令電圧ベクトルの位相が基本電圧ベクトルの位相を含む所定位相範囲内の値となるか否かを判定する判定手段を備え、前記ベクトル分解手段は、前記判定手段の判定結果において前記指令電圧ベクトルの位相が前記所定位相範囲内の値である場合に、前記指令電圧ベクトルを前記ベクトル成分に分解する。

さらに、前記ベクトル分解手段は、前記指令電圧ベクトルを、前記指令電圧ベクトルから進角側および遅角側に同一の所定位相差を有する前記ベクトル成分に分解し、前記所定位相差に基づき前記ベクトル成分に係る高調波成分を算出する。

さらに、本発明の電動機の磁極位置推定装置は、本発明の第３態様に係る電動機の相電流推定装置と、前記電動機に前記高調波成分を印加した際のインダクタンス変化に基づいて、前記電動機の磁極位置を推定する推定手段（例えば、実施の形態での磁極位置推定部）とを備える。

本発明の第１態様に係る電動機の相電流推定装置によれば、例えば指令電圧ベクトルの位相が基本電圧ベクトルの位相を含む所定位相範囲内の値となることでインバータの直流側電流を適切に検出するための所望の長さのパルス幅を確保することが困難となる場合であっても、指令電圧ベクトルを、搬送波周期の隣り合う２周期毎のベクトル成分に分解することにより、インバータの直流側電流を検出する直流側電流センサによって、搬送波周期の１周期の期間内において２相分の相電流を適切に取得することができる。しかも、２調変調または３相変調などの変調方式の切り替えや搬送波周波数の切り替えにかかわらずに、直流側電流センサによって相電流を適切に取得することができる。

さらに、指令電圧ベクトルの位相が基本電圧ベクトルの位相を含む所定位相範囲内の値である場合に指令電圧ベクトルを２つのベクトル成分に分解することから、直流側電流センサによって２相分の相電流を適切に取得することができる。

さらに、ベクトル成分に係る高調波成分を数式などにより定量的に容易に把握することができ、しかも、２つのベクトル成分に対応する２つの高調波成分は、互いに大きさが同一で符号が反対となることから、２つの高調波成分の和はゼロとなり、高調波成分を容易に制御することができる。

さらに、本発明の電動機の磁極位置推定装置によれば、相電流の推定に加えて、インダクタンス変化に基づく磁極位置の推定をおこなうことができる。

以下、本発明の電動機の相電流推定装置および電動機の磁極位置推定装置の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
この実施形態による電動機の相電流推定装置１０（以下、単に、相電流推定装置１０と呼ぶ）は、例えば３相交流のブラシレスＤＣモータ１１（以下、単に、モータ１１と呼ぶ）に通電される各相電流を推定するものであって、このモータ１１は、界磁に利用する永久磁石を有する回転子（図示略）と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する固定子（図示略）とを備えて構成されている。
そして、相電流推定装置１０は、例えば図１に示すように、バッテリ１２を直流電源とするインバータ１３と、モータ制御装置１４とを備えて構成されている。

この３相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）交流のモータ１１の駆動はモータ制御装置１４から出力される制御指令を受けてインバータ１３によりおこなわれる。
インバータ１３は、スイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路１３ａと平滑コンデンサＣとを具備し、このブリッジ回路１３ａがパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号によって駆動される。

このブリッジ回路１３ａでは、例えば各相毎に対をなすハイ側およびロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬと、ハイ側およびロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬと、ハイ側およびロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬとがブリッジ接続されている。そして、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはドレインがバッテリ１２の正極側端子に接続されてハイサイドアームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはソースがバッテリ１２の接地された負極側端子に接続されてローサイドアームを構成している。そして、各相毎に、ハイサイドアームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのソースはローサイドアームの各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのドレインに接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのドレイン−ソース間には、ソースからドレインに向けて順方向となるようにして、各ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。

インバータ１３は、例えばモータ１１の駆動時等においてモータ制御装置１４から出力されて各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのゲートに入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のステータ巻線への通電を順次転流させることで、各相のステータ巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。

モータ制御装置１４は、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなうものであり、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃを演算し、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃに基づいて各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてインバータ１３に対するゲート信号であるＰＷＭ信号を出力すると共に、実際にインバータ１３からモータ１１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄｓ及びｑ軸電流Ｉｑｓと、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃとの各偏差がゼロとなるように制御をおこなう。

モータ制御装置１４は、例えば電流センサＩ／Ｆ（インターフェース）２１と、過電流保護装置２２と、相電流推定部２３と、制御装置２４と、ＰＷＭ信号生成部２５とを備えて構成されている。
電流センサＩ／Ｆ（インターフェース）２１は、インバータ１３のブリッジ回路１３ａとバッテリ１２の負極側端子との間において、インバータ１３のブリッジ回路１３ａの直流側電流Ｉｄｃを検出する直流側電流センサ３１に接続され、直流側電流センサ３１から出力される検出信号を過電流保護装置２２および相電流推定部２３に出力する。
なお、直流側電流センサ３１はインバータ１３のブリッジ回路１３ａとバッテリ１２の正極側端子との間に配置されてもよい。

過電流保護装置２２は、直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃに応じて所定の過電流保護の動作をおこなう。
相電流推定部２３は、ＰＷＭ信号生成部２５から出力されるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に応じた検出タイミングで直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃに基づき、実際にインバータ１３からモータ１１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定する。なお、この相電流推定部２３の動作の詳細は後述する。

制御装置２４は、角度センサ３２から出力されるモータ１１の回転角に応じて、相電流推定部２３から出力される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄｓ及びｑ軸電流Ｉｑｓと、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃとの各偏差がゼロとなるように電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこない、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する。
なお、角度センサ３２は省略されて、代わりに、モータ１１の回転子の磁極位置を推定する装置を備えてもよい。
また、制御装置２４は、後述するように、指令電圧ベクトルＶｄｑの位相が基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の位相を含む所定位相範囲内の値となって、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ同士間の電圧差が所定値未満となることに起因して、直流側電流センサ３１による各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの所望精度での推定が困難となる場合には、指令電圧ベクトルＶｄｑをキャリア信号の周期の隣り合う２周期毎のベクトル成分に分解する。

ＰＷＭ信号生成部２５は、正弦波状の電流を３相のステータ巻線に通電するために、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、三角波などのキャリア信号とを比較して、インバータ１３の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。そして、インバータ１３において３相の各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のモータ１１の各ステータ巻線への通電を順次転流させることで、各ステータ巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。

ＰＷＭ信号生成部２５からインバータ１３に入力されるゲート信号は、各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン／オフ状態の組み合わせに応じて、例えば下記表１および図２（Ａ）〜（Ｈ）に示すように、８通りの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８（つまり、６０度ずつ位相が異なる基本電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の状態）に応じたＰＷＭ（パルス幅変調）信号となる。なお、下記表１においては、ハイ側（Ｈｉｇｈ）およびロー側（Ｌｏｗ）の各トランジスタのうちオン状態となるトランジスタを示しており、図２（Ａ）〜（Ｈ）においてはオン状態となるトランジスタが強調表示されている。
そして、インバータ１３のブリッジ回路１３ａの直流側には各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８に応じて断続的に各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが発生し、直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつ、あるいは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつの符号が反転したもの、あるいは、ゼロとなる。

相電流推定部２３は、例えば、三角波などのキャリア信号の１周期の期間において、上述した各スイッチング状態Ｓ２〜Ｓ７（つまり、６０度ずつ位相が異なる基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の状態）のうちの所定の２組の状態において直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃから３相の相電流のうち２相の相電流を取得する。そして、これらの２相の相電流に基づき、３相の相電流のうち他の１相の相電流を推定する。そして、直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃから推定して得た３相の相電流の各推定値を制御装置２４に出力する。

例えば図３に示すように、三角波のキャリア信号を用いた３相変調時においては、三角波のキャリア（搬送波）信号の谷側の頂点（キャリア頂点）に対して対称な電圧パターンでのキャリア信号の１周期Ｔｓの期間において、２相分の各相電流の検出値を２回取得することができる。
つまり、相電流推定部２３は、キャリア頂点に対して対称な２回の基本電圧ベクトルＶ１の状態において、キャリア頂点に対して対称な時刻ｔｕ１，ｔｕ２（つまり、谷側のキャリア頂点の時刻Ｔｓ／２に対して、同一の時間間隔Ｔ１を有する時刻）で直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃから、第１Ｕ相電流Ｉｕ１および第２Ｕ相電流Ｉｕ２を取得し、さらに、キャリア頂点に対して対称な２回の基本電圧ベクトルＶ３の状態において、キャリア頂点に対して対称な時刻ｔｗ１，ｔｗ２（つまり、谷側のキャリア頂点の時刻Ｔｓ／２に対して、同一の時間間隔Ｔ２を有する時刻）で直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃから、第１Ｗ相電流Ｉｗ１および第２Ｗ相電流Ｉｗ２を取得する。

そして、相電流推定部２３は、各相毎に、各相電流Ｉｕ１，Ｉｕ２およびＩｗ１，Ｉｗ２に基づき平均値を算出し、各平均値を谷側のキャリア頂点の時刻Ｔｓ／２での電流値とする。
そして、相電流推定部２３は、同一タイミングでの各相電流の電流値の総和はゼロであることを用いて、２相の相電流（例えば、Ｕ相電流およびＷ相電流）の電流値（つまり、谷側のキャリア頂点の時刻Ｔｓ／２での電流値）から、他の１相の相電流（例えば、Ｖ相電流）の電流値を算出する。
なお、相電流推定部２３は、各相電流Ｉｕ１，Ｉｕ２およびＩｗ１，Ｉｗ２に基づき平均値を算出して、２相の相電流から他の１相の相電流を推定するとしたが、これに限定されず、他の推定方法によって各相電流を推定してもよい。

制御装置２４は、例えば指令電圧ベクトルＶｄｑの位相が基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の位相を含む所定位相範囲内（例えば、図４に示すように、各基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６から進角側または遅角側に所定位相β以内の範囲）の値となるか否かを判定し、この判定結果において指令電圧ベクトルＶｄｑの位相が基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の位相を含む所定位相範囲内の値となる場合には、指令電圧ベクトルＶｄｑを、指令電圧ベクトルＶｄｑから進角側および遅角側に同一の所定位相差γを有する２つのベクトル成分Ｖｄｑ１，Ｖｄｑ２に分解し、これらのベクトル成分Ｖｄｑ１，Ｖｄｑ２に応じた各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗをＰＷＭ信号生成部２５に出力すると共に、所定位相差γに基づき各ベクトル成分Ｖｄｑ１，Ｖｄｑ２に係る高調波成分を算出する。

制御装置２４は、例えば図５に示すように、指令電圧ベクトルＶｄｑの位相が基本電圧ベクトルＶ１の位相と一致することで、指令電圧ベクトルＶｄｑの位相が基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の位相を含む所定位相範囲内の値であると判定すると、指令電圧ベクトルＶｄｑを、指令電圧ベクトルＶｄｑに対して少なくとも所定位相βよりも大きい所定位相差γ（＞β）を有する２つのベクトル成分Ｖｄｑ１，Ｖｄｑ２に分解する。これらの２つのベクトル成分Ｖｄｑ１，Ｖｄｑ２は、キャリア信号の周期の隣り合う２周期毎のベクトルであって、２つのベクトル成分Ｖｄｑ１，Ｖｄｑ２の大きさは、例えば下記数式（１）に示すように記述される。

また、ｄｑ座標上でのｄ軸に対する指令電圧ベクトルＶｄｑの位相差αにより、指令電圧ベクトルＶｄｑのｄｑ座標上でのｄ軸成分Ｖｄおよびｑ軸成分Ｖｑは、例えば下記数式（２）に示すように記述される。

そして、指令電圧ベクトルＶｄｑを２つのベクトル成分Ｖｄｑ１，Ｖｄｑ２に分解することに起因して発生する高調波成分Ｖｄｑｈは、大きさが同一であって符号が異なり、この高調波成分Ｖｄｑｈのｄｑ座標上でのｄ軸成分（ｄ軸高調波成分Ｖｄｈ）およびｑ軸成分（ｑ軸高調波成分Ｖｑｈ）と、指令電圧ベクトルＶｄｑのｄ軸成分Ｖｄおよびｑ軸成分Ｖｑとは、例えば下記数式（３），（４）に示すように記述される。

つまり、ｄ軸高調波成分Ｖｄｈおよびｑ軸高調波成分Ｖｑｈは、例えば下記数式（５），（６）に示すように記述される。

上述したように、本実施形態による電動機の相電流推定装置１０によれば、指令電圧ベクトルＶｄｑの位相が基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の位相を含む所定位相範囲内の値となることでインバータ１３の直流側電流Ｉｄｃを適切に検出するための所望の長さのパルス幅を確保することが困難となる場合であっても、指令電圧ベクトルＶｄｑを、キャリア信号の周期の隣り合う２周期毎のベクトル成分であって、インバータ１３の直流側電流Ｉｄｃを検出する直流側電流センサ３１によって、キャリア信号の１周期の期間内において２相分の相電流を適切に取得することができ、さらに、同一タイミングでの相電流の３相の総和がゼロであることを用いて、他の１相分の相電流を推定することができ、３相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを迅速かつ精度よく取得することができる。
しかも、指令電圧ベクトルＶｄｑを２つのベクトル成分Ｖｄｑ１，Ｖｄｑ２に分解することに起因して発生する高調波成分Ｖｄｑｈを数式によって定量的に把握することにより、高調波成分Ｖｄｑｈを容易に制御することができる。

なお、上述した実施の形態において、制御装置２４は、指令電圧ベクトルＶｄｑの位相が基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の位相を含む所定位相範囲内の値となる場合に、指令電圧ベクトルＶｄｑを２つのベクトル成分Ｖｄｑ１，Ｖｄｑ２に分解するとしたが、これに限定されず、常に、指令電圧ベクトルＶｄｑを２つのベクトル成分Ｖｄｑ１，Ｖｄｑ２に分解してもよい。

なお、上述した実施の形態において、相電流推定部２３は、三角波のキャリア信号を用いた３相変調時に対して、キャリア信号の１周期Ｔｓの期間において２相分の各相電流の検出値から各相毎に平均値を算出し、各平均値を谷側のキャリア頂点の時刻Ｔｓ／２での電流値とするとしたが、これに限定されず、例えば２相変調時に対しても、キャリア信号の１周期Ｔｓの期間において２相分の各相電流の検出値から各相毎に平均値を算出し、各平均値を谷側のキャリア頂点の時刻Ｔｓ／２での電流値としてもよい。なお、相電流推定部２３は、２相分の各相電流の検出値から各相毎に平均値を算出して、２相の相電流から他の１相の相電流を推定するとしたが、これに限定されず、他の推定方法によって各相電流を推定してもよい。
つまり、上述した実施の形態によれば、指令電圧ベクトルＶｄｑを指令電圧ベクトルＶｄｑから進角側および遅角側に同一の所定位相差γを有する２つのベクトル成分Ｖｄｑ１，Ｖｄｑ２に分解し、この分解に起因して発生する高調波成分Ｖｄｑｈを数式によって定量的に把握することで、２調変調または３相変調などの変調方式の切り替えやキャリア信号の周波数の切り替えにかかわらずに、キャリア信号の１周期の期間内において２相分の相電流を適切に取得することができる。

なお、上述した実施の形態においては、角度センサ３２を省略して、高調波電圧を印加した際のインダクタンス変化に基づきモータ１１の磁極位置を推定する磁極位置推定部（図示略）を備えて電動機の磁極位置推定装置４０を構成してもよい。
この電動機の磁極位置推定装置４０によれば、指令電圧ベクトルＶｄｑを２つのベクトル成分Ｖｄｑ１，Ｖｄｑ２に分解することに起因して発生する高調波成分Ｖｄｑｈを数式によって定量的に把握することにより、高調波成分Ｖｄｑｈを容易に制御することができ、磁極位置の推定に対して所望の推定精度を確保することができる。

本発明の実施形態に係る電動機の相電流推定装置の構成図である。 図１に示すインバータの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８を示す図である。 本発明の実施形態に係る搬送波と各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン／オフのパターンと各相電流の検出タイミングの例を示す図である。 本発明の実施形態に係る各基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の例を示す図である。 本発明の実施形態に係る指令電圧ベクトルＶｄｑと２つのベクトル成分Ｖｄｑ１，Ｖｄｑ２とｄ軸高調波成分Ｖｄｈおよびｑ軸高調波成分Ｖｑｈの例を示す図である。

符号の説明

１０ 電動機の相電流推定装置
１１ モータ
１３ インバータ
２３ 相電流推定部（相電流推定手段）
２４ 制御装置（ベクトル分解手段）
２５ ＰＷＭ信号生成部（パルス幅変調信号生成手段）
３１ 直流側電流センサ
４０ 電動機の磁極位置推定装置

Claims (2)

1. パルス幅変調信号により３相交流の電動機への通電を順次転流させるインバータと、前記パルス幅変調信号を搬送波信号により生成するパルス幅変調信号生成手段と、
   前記インバータの直流側電流を検出する直流側電流センサと、前記直流側電流センサにより検出された前記直流側電流に基づいて相電流を推定する相電流推定手段と、
   前記指令電圧ベクトルを搬送波周期の隣り合う２周期毎のベクトル成分に分解するベクトル分解手段と、
   前記電動機の指令電圧ベクトルの位相が基本電圧ベクトルの位相を含む所定位相範囲内の値となるか否かを判定する判定手段を備え、
   前記ベクトル分解手段は、前記判定手段の判定結果において前記指令電圧ベクトルの位相が前記所定位相範囲内の値である場合に、前記指令電圧ベクトルを、前記指令電圧ベクトルから進角側および遅角側に同一の所定位相差を有する前記ベクトル成分に分解し、前記所定位相差に基づき前記ベクトル成分に係る高調波成分を算出する
   ことを特徴とする電動機の相電流推定装置。
2. 請求項１に記載の電動機の相電流推定装置と、
   前記電動機に前記高調波成分を印加した際のインダクタンス変化に基づいて、前記電動機の磁極位置を推定する推定手段と
   を備えることを特徴とする電動機の磁極位置推定装置。

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