CN106533310A - 一种直流偏置正弦电流电机控制器 - Google Patents

Abstract

一种直流偏置正弦电流电机控制器，属于交流电机驱动控制装置，解决现有控制器所采用的单相全桥变流器所存在的电力电子器件数量以及所需控制器资源过多的问题。本发明包括第一、第二、第三、第四减法器，速度调节器，d轴、q轴、0轴电流调节器，脉宽调制器，变流器，电机轴向编码器，A相、B相、C相霍尔电流传感器以及电流变换器和微分器；其中变流器由直流电源、6个MOS场效应管和6个续流二极管连接构成。本发明体积和重量较小，避免传统结构存在的桥臂直通风险，提高了电机驱动系统的可靠性，有效减少了电力电子器件的使用数量，特别是功率器件的使用量，能够大幅度降低控制器的成本，适用于新型定子直流励磁电机的驱动控制。

Description

一种直流偏置正弦电流电机控制器

技术领域

本发明属于交流电机驱动控制装置，具体涉及一种直流偏置正弦电流电机控制器，用于新型定子直流励磁电机的驱动控制。

背景技术

永磁电机具有高功率密度、高效率、高功率因数等优点，但永磁电机成本较高。而传统的开关磁阻电机结构简单、成本低，但由于其特有的供电方式，在开关关断瞬间，存在较大的电流尖峰，因此电机的振动和噪声很大，此外，电机的转矩脉动也较大。这些缺点影响了开关磁阻电机在某些对振动和噪声要求较高的场合的使用。为了改进上述两种电机，近年来，有些学者提出了直流偏置正弦电流电机，如图1所示，其包括定子01、转子02以及绕组03，以及转轴、机壳、端盖、位置编码器等其他通用结构件。该电机的特点为：采用单层分数槽非重叠集中绕组，其绕组包含A、B、C三相，每相绕组相电流如图2(a)、图2(b)、图2(c)所示，每相绕组相电流由直流部分和交流部分构成，图2(a)所示直流部分用于构建励磁磁场回路，图2(b)所示交流部分用于产生电磁转矩，直流偏置正弦电流电机采用最大转矩电流比控制方法时，须始终保持直流励磁分量幅值等于交流分量幅值。

针对这种每相电流都包含交流和直流两种分量的直流偏置型电机，现有的控制器采用单相全桥变流器控制每相电流，采用单相全桥变流器的直流偏置型电机控制器一相绕组接线方式如图3所示，分别由可关断功率器件S11、可关断功率器件S12、可关断功率器件S13、可关断功率器件S14构成，其工作特点为：直流偏置型绕组的电流方向始终为单一方向，所述拓扑结构中为由S11流向S14，S11和S14关断时，S12和S13导通起续流作用,其中S11、S12、S13、S14均采用脉宽调制方式输出指令电压。整个变流器在器件应用上需要采用普通变流器两倍的器件数量以及匹配的控制器资源。由于直流偏置型电机电流的正负不对称性，电力电子器件的数量上存在优化的空间。

为便于理解本发明，以下对有关概念加以解释：

在电机控制领域，经常将自然坐标系ABC(以下简称为静止坐标系)变换到同步旋转坐标系dq0(以下简称为旋转坐标系)，ABC轴在空间上互差120度电角度；d、q、0轴在三维dq0空间上互相垂直，并且围绕着0轴以Nrωr的转速同步旋转，其中Nr为电机的极对数，ωr为电机的机械角速度。则可以将静止坐标系下交变的ABC相电流变换为在空间中以电机电角速度Nrωr同步旋转的直流dq0相电流，这样可以大大简化控制难度。

发明内容

本发明提供一种直流偏置正弦电流电机控制器，解决现有控制器所采用的单相全桥变流器所存在的电力电子器件数量以及所需控制器资源过多的问题。

本发明所提供的一种直流偏置正弦电流电机控制器，包括第一减法器、第二减法器、第三减法器、第四减法器、速度调节器、d轴电流调节器、q轴电流调节器、0轴电流调节器、脉宽调制器、变流器、电机轴向编码器、A相霍尔电流传感器、B相霍尔电流传感器、C相霍尔电流传感器、电流变换器、微分器；

电机转速给定值ω_r*和电机转速反馈值ω_r送入所述第一减法器，ω_r*-ω_r的差值送入速度调节器，所述速度调节器输出q轴电流给定值i_q*，通过调节i_q*，使得ω_r*-ω_r的差值始终为零，即ω_r始终跟随ω_r*的变化，直流偏置正弦电流电机在最大转矩电流比工作状态时，d轴电流给定值为0，q轴与0轴电流给定值相等，因此可以得到d轴电流给定值i_d*、q轴电流给定值i_q*、0轴电流给定值i₀*；

所述电机转速反馈值ω_r由电机轴相编码器检测获取的转子位置信号θ_r经过微分器进行微分得到，ω_r＝dθ_r/dt；

d轴电流给定值i_d*与d轴电流反馈值i_d送入所述第二减法器，i_d*-i_d的差值送入d轴电流调节器，所述d轴电流调节器输出d轴电压给定值V_d*，通过调节V_d*，使得i_d*-i_d的差值始终为零，即对i_d*进行无差跟踪；

q轴电流给定值i_q*与q轴电流反馈值i_q送入所述第三减法器，i_q*-i_q的差值送入q轴电流调节器，所述q轴电流调节器输出q轴电压给定值V_q*，通过调节V_q*，使得i_q*-i_q的差值始终为零，即对i_q*进行无差跟踪；

0轴电流给定值i₀*与0轴电流反馈值i₀送入所述第四减法器，i₀*-i₀的差值送入0轴电流调节器，所述0轴电流调节器输出0轴电压给定值V₀*，通过调节V₀*，使得i₀*-i₀的差值始终为零，即对i₀*进行无差跟踪；

V_d*、V_q*、V₀*、θ_r输入所述脉宽调制器，进行空间矢量脉宽调制(SVPWM)，分别产生A、B、C相PWM信号；

所述变流器由直流电源、6个MOS场效应管和6个续流二极管连接构成，其中，第一、第三、第五MOS场效应管的源极与第二、第四、第六续流二极管的负极连接，并连接所述直流电源的正极；第一、第三、第五MOS场效应管的漏极分别连接第一、第三、第五续流二极管的负极，同时，第一、第三、第五MOS场效应管的漏极分别连接直流励磁电机A相、B相、C相绕组的一端；第二、第四、第六续流二极管的正极分别连接第二、第四、第六MOS场效应管的的源极，同时，第二、第四、第六MOS场效应管的的源极分别连接直流励磁电机A相、B相、C相绕组的另一端；第二、第四、第六MOS场效应管的漏极与第一、第三、第五续流二极管的正极连接，并连接所述直流电源的负极；所述A相PWM信号作为变流器的第一、第二MOS场效应管栅极的控制信号，B相PWM信号作为第三、第四MOS场效应管栅极的控制信号，C相PWM信号作为第五、第六MOS场效应管栅极的控制信号；

变流器的输出电压作用在直流偏置正线电流电机相绕组上，控制直流偏置正弦电流电机绕组A、B、C相的电流，产生对应于输入PWM信号的带直流偏置的正弦电流信号；最终实现d、q、0轴电流的无静差跟踪；

所述A、B、C相霍尔电流传感器分别测量得到电机A相电流信号i_a、B相电流信号i_b、C相电流信号i_c，由电机轴向编码器检测的电机转子位置信号θ_r以及i_a、i_b、i_c输入所述电流变换器，经过电流变换器进行静止-旋转坐标变换，得到d、q、0轴直流电流信号，并分别作为d轴电流反馈值i_d、q轴电流反馈值i_q、0轴电流反馈值i₀。

所述速度调节器按照下述过程输出q轴电流给定值i_q*：

所述速度调节器对其输入进行判断，若ω_r*-ω_r的差值为零，则保持此时i_q*为定值，并输出；

若ω_r*-ω_r的差值为正，则不断增大q轴电流给定值i_q*，直至电机转速反馈值ω_r增加，使得ω_r*-ω_r为零，保持此时i_q*为定值，以维持ω_r*-ω_r的差值始终为零；

若ω_r*-ω_r的差值为负，则不断减小q轴电流给定值i_q*，直至电机转速反馈值ω_r减小，使得ω_r*-ω_r为零，保持此时i_q*为定值，以维持ω_r*-ω_r的差值始终为零；即ω_r始终跟随ω_r*的变化。

所述d轴电流调节器按照下述过程输出d轴电压给定值V_d*：

所述d轴电流调节器对其输入进行判断，若i_d*-i_d的差值为零，则保持此时V_d*为定值，并输出；

若i_d*-i_d的差值为正，则不断增大d轴电压给定值V_d*，直至电机d轴电流反馈值i_d增加，使得i_d*-i_d为零，保持此时V_d*为定值，以维持i_d*-i_d的差值始终为零；

若i_d*-i_d的差值为负，则不断减小d轴电压给定值V_d*，直至电机d轴电流反馈值i_d减小，使得i_d*-i_d为零，保持此时V_d*为定值，以维持i_d*-i_d的差值始终为零；

所述q轴电流调节器输出q轴电压给定值V_q*、0轴电流调节器输出0轴电压给定值V₀*的过程与上述过程相同，仅需改变对应参数。

所述脉宽调制器产生A、B、C相PWM信号包括下述过程：

(A)所述脉宽调制器对电机转子位置信号θ_r以及V_d*、V_q*进行旋转-静止坐标变换，得到V_a*、V_b*、V_c*：

其中，V_a*为静止坐标系下A相交流电压的给定值，V_b*为静止坐标系下B相交流电压的给定值，V_c*为静止坐标系下C相交流电压的给定值，N_r为电机的极对数；

(B)调制产生A相交流电压占空比信号B相交流电压占空比信号C相交流电压占空比信号针对V₀*输出一个直流电压占空比信号T₀＝V₀*/V_dc，其中，V_dc为变流器直流母线电源电压；

(C)最终得到A相PWM信号占空比T_A：T_A＝T_a+T₀；B相PWM信号占空比T_B：T_B＝T_a+T₀；C相PWM信号占空比T_C：T_C＝T_a+T₀。

所述电流变换器对电机转子位置信号θ_r以及i_a、i_b、i_c按下式进行静止-旋转坐标变换，得到d轴电流反馈值i_d、q轴电流反馈值i_q、0轴电流反馈值i₀：

本发明能够实现新型直流励磁电机的优化控制策略，根据直流偏置正弦电流电机电磁转矩公式：其中，T_e为直流偏置正弦电流电机的电磁转矩，N_r为转子极数，L_dc为电机0轴等效电感，i₀为电机0电流，i_q为电机q轴电流，定义电机相电流有效值：i_s即为i_d、i_q、i₀在三维空间中合成的矢量电流；为了使电机单位相电流的有效值产生最大的电磁转矩，即最大，i_d、i_q、i₀之间需要满足一定的关系。如图4所示，d、q、0轴的正方向与i_d、i_q、i₀的方向相同，且d、q、0轴在三维空间上互相垂直，i_d、i_q、i₀在dq0三维空间中合成的矢量电流为i_s，i_s与q轴的正方向的夹角为β，i_s与0轴正方向的夹角为γ，则电机d轴、q轴、0轴电流可以分别表示为：i_d＝i_s sinβ，i_q＝i_s cosβsinγ，i₀＝i_s cosγ；将它们带入电机电磁转矩公式得：为了实现最大转矩电流比控制，为了使最大，cosβ和sin 2γ都应该取为1，此时β和γ分别选为0度和45度，即i_d＝0；i₀＝i_q；经过旋转坐标变换，电机绕组中的直流部分幅值等于交流分量幅值，此时即可实现最大转矩电流比控制，能够大大降低控制算法的难度，提高转矩输出品质，提高电机效率。

本发明变流器优化传统的单相全桥变流器拓扑结构，根据负载电机的单相电流特性，每个半桥的一个可关断功率器件用续流二极管替代，所采用的续流二极管须具有快恢复特性，当可关断器件进行关断动作，续流二极管能够迅速进入导通状态，构成电机单相电流控制回路；由于电机单向电流控制回路每个桥臂都只包含一个可关断功率器件和一个续流二极管，从物理上避免了桥臂直通的危险，彻底解决传统全桥结构变流器带来的桥臂直通问题，增强系统的可靠性与稳定性；

和传统的控制器相比，构成本发明变流器的电力电子器件中，可关断器件和二极管的数量均减少一半，用于驱动可关断器件的门极驱动电路相应减少一半，并且用于发生PWM驱动信号的数字信号处理器的脉宽调制输出需求都同步减少，所需的总体器件较少，减小了系统的体积和重量，提高了系统的功率密度。

综上所述，本发明体积和重量较小，避免传统结构存在的桥臂直通风险，提高了电机驱动系统的可靠性，在保证控制器功能完全实现的条件下，有效减少了电力电子器件的使用数量，特别是功率器件的使用量，能够大幅度降低控制器的成本，适用于新型直流偏置正弦电流电机的驱动控制。

附图说明

图1为直流偏置正弦电流电机横截面示意图；

图2(a)为直流偏置正弦电流电机一相相电流的直流电流波形；

图2(b)为直流偏置正弦电流电机一相相电流的交流电流波形；

图2(c)为直流偏置正弦电流电机一相相电流的合成电流波形；

图3为现有的直流偏置型电机控制器的一相绕组接线方式(单相全桥变流器拓扑结构)；

图4为d、q、0三相电流三维空间矢量图。

图5为本发明的结构示意图；

图6为本发明变流器结构示意图。

具体实施方式

以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。

如图5所示，本发明包括第一减法器1、第二减法器2、第三减法器3、第四减法器4、速度调节器5、d轴电流调节器6d、q轴电流调节器6q、0轴电流调节器60、脉宽调制器7、变流器8、直流偏置正弦电流电机9、电机轴向编码器10、A相霍尔电流传感器11a、B相霍尔电流传感器11b、C相霍尔电流传感器11c、电流变换器12、微分器13；

电机转速给定值ω_r*和电机转速反馈值ω_r送入所述第一减法器1，ω_r*-ω_r的差值送入速度调节器5，所述速度调节器5输出q轴电流给定值i_q*，通过调节i_q*，使得ω_r*-ω_r的差值始终为零，即ω_r始终跟随ω_r*的变化，直流偏置正弦电流电机在最大转矩电流比工作状态时，d轴电流给定值为0，q轴与0轴电流给定值相等，因此可以得到d轴电流给定值i_d*、q轴电流给定值i_q*、0轴电流给定值i₀*；

所述电机转速反馈值ω_r由电机轴相编码器10检测获取的转子位置信号θ_r经过微分器13进行微分得到，ω_r＝dθ_r/dt；

d轴电流给定值i_d*与d轴电流反馈值i_d送入所述第二减法器2，i_d*-i_d的差值送入d轴电流调节器6d，所述d轴电流调节器6d输出d轴电压给定值V_d*，通过调节V_d*，使得i_d*-i_d的差值始终为零，即对i_d*进行无差跟踪；

q轴电流给定值i_q*与q轴电流反馈值i_q送入所述第三减法器3，i_q*-i_q的差值送入q轴电流调节器6q，所述q轴电流调节器6q输出q轴电压给定值V_q*，通过调节V_q*，使得i_q*-i_q的差值始终为零，即对i_q*进行无差跟踪；

0轴电流给定值i₀*与0轴电流反馈值i₀送入所述第四减法器4，i₀*-i₀的差值送入0轴电流调节器60，所述0轴电流调节器60输出0轴电压给定值V₀*，通过调节V₀*，使得i₀*-i₀的差值始终为零，即对i₀*进行无差跟踪；

V_d*、V_q*、V₀*输入所述脉宽调制器7，进行正弦脉宽调制(SPWM)，分别产生A、B、C相PWM信号；

如图6所示，所述变流器8由直流电源V_DC、6个MOS场效应管和6个续流二极管连接构成，其中，第一MOS场效应管S1、第三MOS场效应管S3、第五MOS场效应管S5的源极与第二续流二极管D2、第四续流二极管D4、第六续流二极管D6的负极连接，并连接所述直流电源V_DC的正极；第一MOS场效应管S1、第三MOS场效应管S3、第五MOS场效应管S5的漏极分别连接第一续流二极管D1、第三续流二极管D3、第五续流二极管D5的负极，同时，第一MOS场效应管S1、第三MOS场效应管S3、第五MOS场效应管S5的漏极分别连接直流励磁电机A相绕组的一端A1、B相绕组的一端B1、C相绕组的一端C1；第二续流二极管D2、第四续流二极管D4、第六续流二极管D6的正极分别连接第二MOS场效应管S2、第四MOS场效应管S4、第六MOS场效应管S6的的源极，同时，第二MOS场效应管S2、第四MOS场效应管S4、第六MOS场效应管S6的的源极分别连接直流励磁电机A相绕组的另一端A2、B相绕组的另一端B2、C相绕组的另一端C2；第二MOS场效应管S2、第四MOS场效应管S4、第六MOS场效应管S6的漏极与第一续流二极管D1、第三续流二极管D3、第五续流二极管D5的正极连接，并连接所述直流电源V_DC的负极；所述A相PWM信号作为变流器的第一MOS场效应管S1、第二MOS场效应管S2栅极的控制信号，B相PWM信号作为第三MOS场效应管S3、第四MOS场效应管S4栅极的控制信号，C相PWM信号作为第五MOS场效应管S5、第六MOS场效应管S6栅极的控制信号；

如图5所示，变流器8的输出电压作用在直流偏置正线电流电机相绕组上，控制直流偏置正弦电流电机9绕组A、B、C相的电流，产生对应于输入PWM信号的带直流偏置的正弦电流信号；最终实现d、q、0轴电流的无静差跟踪；

所述A、B、C相霍尔电流传感器分别测量得到电机A相电流信号i_a、B相电流信号i_b、C相电流信号i_c，由电机轴向编码器10检测的电机转子位置信号θ_r以及i_a、i_b、i_c输入所述电流变换器12，经过电流变换器12进行旋转坐标变换，得到d、q、0轴直流电流信号，并分别作为d轴电流反馈值i_d、q轴电流反馈值i_q、0轴电流反馈值i₀。

所述速度调节器5按照下述过程输出q轴电流给定值i_q*：

所述速度调节器5对其输入进行判断，若ω_r*-ω_r的差值为零，则保持此时i_q*为定值，并输出；

若ω_r*-ω_r的差值为正，则不断增大q轴电流给定值i_q*，直至电机转速反馈值ω_r增加，使得ω_r*-ω_r为零，保持此时i_q*为定值，以维持ω_r*-ω_r的差值始终为零；

若ω_r*-ω_r的差值为负，则不断减小q轴电流给定值i_q*，直至电机转速反馈值ω_r减小，使得ω_r*-ω_r为零，保持此时i_q*为定值，以维持ω_r*-ω_r的差值始终为零；即ω_r始终跟随ω_r*的变化。

所述d轴电流调节器6d按照下述过程输出d轴电压给定值V_d*：

所述d轴电流调节器6d对其输入进行判断，若i_d*-i_d的差值为零，则保持此时V_d*为定值，并输出；

若i_d*-i_d的差值为正，则不断增大d轴电压给定值V_d*，直至电机d轴电流反馈值i_d增加，使得i_d*-i_d为零，保持此时V_d*为定值，以维持i_d*-i_d的差值始终为零；

若i_d*-i_d的差值为负，则不断减小d轴电压给定值V_d*，直至电机d轴电流反馈值i_d减小，使得i_d*-i_d为零，保持此时V_d*为定值，以维持i_d*-i_d的差值始终为零；

所述q轴电流调节器6q输出q轴电压给定值V_q*、0轴电流调节器60输出0轴电压给定值V₀*的过程与上述过程相同，仅需改变对应参数。

所述脉宽调制器7产生A、B、C相PWM信号包括下述过程：

(A)所述脉宽调制器(7)对电机转子位置信号θ_r以及V_d*、V_q*进行旋转-静止坐标变换，得到V_a*、V_b*、V_c*：

其中，V_a*为静止坐标系下A相交流电压的给定值，V_b*为静止坐标系下B相交流电压的给定值，V_c*为静止坐标系下C相交流电压的给定值，N_r为电机的极对数；

(B)调制产生A相交流电压占空比信号B相交流电压占空比信号C相交流电压占空比信号针对V₀*输出一个直流电压占空比信号T₀＝V₀*/V_dc，其中，V_dc为变流器直流母线电源电压；

(C)最终得到A相PWM信号占空比T_A：T_A＝T_a+T₀；B相PWM信号占空比T_B：T_B＝T_a+T₀；C相PWM信号占空比T_C：T_C＝T_a+T₀。

所述电流变换器12对电机转子位置信号θ_r以及i_a、i_b、i_c按下式进行静止-旋转坐标变换，得到d轴电流反馈值i_d、q轴电流反馈值i_q、0轴电流反馈值i₀：

Claims (5)

1.一种直流偏置正弦电流电机控制器，包括第一减法器(1)、第二减法器(2)、第三减法器(3)、第四减法器(4)、速度调节器(5)、d轴电流调节器(6d)、q轴电流调节器(6q)、0轴电流调节器(60)、脉宽调制器(7)、变流器(8)、直流偏置正弦电流电机(9)、电机轴向编码器(10)、A相霍尔电流传感器(11a)、B相霍尔电流传感器(11b)、C相霍尔电流传感器(11c)、电流变换器(12)、微分器(13)；其特征在于：

电机转速给定值ω_r*和电机转速反馈值ω_r送入所述第一减法器(1)，ω_r*-ω_r的差值送入速度调节器(5)，所述速度调节器(5)输出q轴电流给定值i_q*，通过调节i_q*，使得ω_r*-ω_r的差值始终为零，即ω_r始终跟随ω_r*的变化，直流偏置正弦电流电机在最大转矩电流比工作状态时，d轴电流给定值为0，q轴与0轴电流给定值相等，因此可以得到d轴电流给定值i_d*、q轴电流给定值i_q*、0轴电流给定值i₀*；

所述电机转速反馈值ω_r由电机轴相编码器(10)检测获取的转子位置信号θ_r经过微分器(13)进行微分得到，ω_r＝dθ_r/dt；

d轴电流给定值i_d*与d轴电流反馈值i_d送入所述第二减法器(2)，i_d*-i_d的差值送入d轴电流调节器(6d)，所述d轴电流调节器(6d)输出d轴电压给定值V_d*，通过调节V_d*，使得i_d*-i_d的差值始终为零，即对i_d*进行无差跟踪；

q轴电流给定值i_q*与q轴电流反馈值i_q送入所述第三减法器(3)，i_q*-i_q的差值送入q轴电流调节器(6q)，所述q轴电流调节器(6q)输出q轴电压给定值V_q*，通过调节V_q*，使得i_q*-i_q的差值始终为零，即对i_q*进行无差跟踪；

0轴电流给定值i₀*与0轴电流反馈值i₀送入所述第四减法器(4)，i₀*-i₀的差值送入0轴电流调节器(60)，所述0轴电流调节器(60)输出0轴电压给定值V₀*，通过调节V₀*，使得i₀*-i₀的差值始终为零，即对i₀*进行无差跟踪；

V_d*、V_q*、V₀*、转子位置信号θ_r输入所述脉宽调制器(7)，进行正弦脉宽调制，分别产生A、B、C相PWM信号；

所述变流器(8)由直流电源、6个MOS场效应管和6个续流二极管连接构成，其中，第一、第三、第五MOS场效应管的源极与第二、第四、第六续流二极管的负极连接，并连接所述直流电源的正极；第一、第三、第五MOS场效应管的漏极分别连接第一、第三、第五续流二极管的负极，同时，第一、第三、第五MOS场效应管的漏极分别连接直流励磁电机A相、B相、C相绕组的一端；第二、第四、第六续流二极管的正极分别连接第二、第四、第六MOS场效应管的的源极，同时，第二、第四、第六MOS场效应管的的源极分别连接直流励磁电机A相、B相、C相绕组的另一端；第二、第四、第六MOS场效应管的漏极与第一、第三、第五续流二极管的正极连接，并连接所述直流电源的负极；所述A相PWM信号作为变流器的第一、第二MOS场效应管栅极的控制信号，B相PWM信号作为第三、第四MOS场效应管栅极的控制信号，C相PWM信号作为第五、第六MOS场效应管栅极的控制信号；

变流器(8)的输出电压作用在直流偏置正线电流电机相绕组上，控制直流偏置正弦电流电机(9)绕组A、B、C相的电流，产生对应于输入PWM信号的带直流偏置的正弦电流信号；

所述A、B、C相霍尔电流传感器分别测量得到电机A相电流信号i_a、B相电流信号i_b、C相电流信号i_c，由电机轴向编码器(10)检测的电机转子位置信号θ_r以及i_a、i_b、i_c输入所述电流变换器(12)，经过电流变换器(12)进行静止-旋转坐标变换，得到d、q、0轴直流电流信号，并分别作为d轴电流反馈值i_d、q轴电流反馈值i_q、0轴电流反馈值i₀。

2.如权利要求1所述的直流偏置正弦电流电机控制器，其特征在于：

所述速度调节器(5)按照下述过程输出q轴电流给定值i_q*：

所述速度调节器(5)对其输入进行判断，若ω_r*-ω_r的差值为零，则保持此时i_q*为定值，并输出；

若ω_r*-ω_r的差值为正，则不断增大q轴电流给定值i_q*，直至电机转速反馈值ω_r增加，使得ω_r*-ω_r为零，保持此时i_q*为定值，以维持ω_r*-ω_r的差值始终为零；

若ω_r*-ω_r的差值为负，则不断减小q轴电流给定值i_q*，直至电机转速反馈值ω_r减小，使得ω_r*-ω_r为零，保持此时i_q*为定值，以维持ω_r*-ω_r的差值始终为零；即ω_r始终跟随ω_r*的变化。

3.如权利要求1所述的直流偏置正弦电流电机控制器，其特征在于：

所述d轴电流调节器(6d)按照下述过程输出d轴电压给定值V_d*：

所述d轴电流调节器(6d)对其输入进行判断，若i_d*-i_d的差值为零，则保持此时V_d*为定值，并输出；

若i_d*-i_d的差值为正，则不断增大d轴电压给定值V_d*，直至电机d轴电流反馈值i_d增加，使得i_d*-i_d为零，保持此时V_d*为定值，以维持i_d*-i_d的差值始终为零；

若i_d*-i_d的差值为负，则不断减小d轴电压给定值V_d*，直至电机d轴电流反馈值i_d减小，使得i_d*-i_d为零，保持此时V_d*为定值，以维持i_d*-i_d的差值始终为零；

所述q轴电流调节器(6q)输出q轴电压给定值V_q*、0轴电流调节器(60)输出0轴电压给定值V₀*的过程与上述过程相同，仅需改变对应参数。

4.如权利要求1所述的直流偏置正弦电流电机控制器，其特征在于：

所述脉宽调制器(7)产生A、B、C相PWM信号包括下述过程：

(A)所述脉宽调制器(7)对电机转子位置信号θ_r以及V_d*、V_q*进行旋转-静止坐标变换，得到V_a*、V_b*、V_c*：

$\left[\begin{array}{c}{V}_a^{*}\\ V_b^{*}\\ V_c^{*}\end{array}\right]=\frac{3}{2}\left[\begin{array}{cc}\cos \left(N_r{\mathrm{\θ}}_r\right)& -\sin \left(N_r{\mathrm{\θ}}_r\right)\\ \cos (N_r{\mathrm{\θ}}_r-2\mathrm{\π}/3)& -\sin (N_r{\mathrm{\θ}}_r-2\mathrm{\π}/3)\\ \cos (N_r{\mathrm{\θ}}_r+2\mathrm{\π}/3)& -\sin (N_r{\mathrm{\θ}}_r+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_d^{*}\\ V_q^{*}\end{array}\right];$

其中，V_a*为静止坐标系下A相交流电压的给定值，V_b*为静止坐标系下B相交流电压的给定值，V_c*为静止坐标系下C相交流电压的给定值，N_r为电机的极对数；

(B)调制产生A相交流电压占空比信号B相交流电压占空比信号C相交流电压占空比信号针对V₀*输出一个直流电压占空比信号T₀＝V₀*/V_dc，其中，V_dc为变流器直流母线电源电压；

(C)最终得到A相PWM信号占空比T_A：T_A＝T_a+T₀；B相PWM信号占空比T_B：T_B＝T_a+T₀；C相PWM信号占空比T_C：T_C＝T_a+T₀。

5.如权利要求1所述的直流偏置正弦电流电机控制器，其特征在于：

所述电流变换器(12)对电机转子位置信号θ_r以及i_a、i_b、i_c按下式进行静止-旋转坐标变换，得到d轴电流反馈值i_d、q轴电流反馈值i_q、0轴电流反馈值i₀：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\\ i_0\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}cos\left(N_r{\mathrm{\θ}}_r\right)& cos(N_r{\mathrm{\θ}}_r-2\mathrm{\π}/3)& cos(N_r{\mathrm{\θ}}_r+2\mathrm{\π}/3)\\ -sin\left(N_r{\mathrm{\θ}}_r\right)& -sin(N_r{\mathrm{\θ}}_r-2\mathrm{\π}/3)& -\sin (N_r{\mathrm{\θ}}_r+2\mathrm{\π}/3)\\ 1/2& 1/2& 1/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right].$