CN107196571B - 一种双电机串联预测型直接转矩控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种双电机串联预测型直接转矩控制方法，一是降低两台电机电磁转矩脉动，进一步增强驱动系统运行的平稳性；二是实现零序电流的主动控制，降低绕组电流的畸变，从而提高两台电机稳态运行性能。为了减少系统控制运算时间，提高数字控制的快速性，采用零序平面电压为0的部分电压矢量的预测型电磁转矩和定子磁链控制法；通过0和21或0和42电压矢量的作用时间的实时调节，实现零序电流为0的控制。

Description

一种双电机串联预测型直接转矩控制方法

技术领域

本发明涉及一种双电机串联预测型直接转矩控制方法。

背景技术

单台电机采用单台逆变器供电模式是传统电机驱动模式，该种结构控制简洁，但由于采用的逆变器个数较多，整个驱动系统成本高，系统可靠性较低。有很多场合存在多台电机运行的情况，为了降低驱动成本，提高系统的可靠性，可以把多台电机串联起来，采用单台逆变器进行供电的驱动模式。

单六相逆变器供电六相串联三相双永磁同步电机驱动系统是一种常用的驱动结构，把六相电机电空间对称的两相绕组尾端并联后，再与三相电机中的一相绕组串联，这样三相绕组电流均分到并联的六相电机的两相绕组中。六相电机中产生对称空间旋转磁场的电流分量不流过三相绕组；而三相电机的电流虽然流过六相绕组，但不会在六相电机中产生旋转磁场。从而实现两台电机之间的解耦控制。采用直接转矩控制策略，可以进一步提高两台电机转矩的动态控制性能，同时也可以进一步提高两台电机之间控制的可靠性。

六相逆变器可以输出64种电压矢量，传统的基于最优开关矢量表的多相电机驱动直接转矩控制策略中开关矢量表存储空间非常庞大，而且采用滞环比较器控制方式带来较大的电磁转矩脉动和电流脉动，恶化了两台电机之间的解耦稳定运行特性。

另外，多相系统中存在多自由度控制难题。对于单六相逆变器供电六相串联三相双永磁同步电机驱动系统而言，控制两台电机需要4个自由度，三相绕组采用星型连接后，还需要控制1个自由度(把该自由度分量称为零序分量)。若该自由度不能得到较佳的控制，直接恶化实际驱动系统的稳态运行性能，例如绕组电流的严重畸变，两台电机铜和铁损耗增加等。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种双电机串联预测型直接转矩控制方法，实现两台电机电磁转矩和定子磁链精准控制，同时也实现了零序分量的主动控制。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种双电机串联预测型直接转矩控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤S1：利用T₆正交变换矩阵将六相电机的六相输入电流i_A～i_F变换为αβ坐标系中i_αi_β、xy坐标系中i_xi_y及o₁o₂坐标系中i_o1i_o2；

步骤S2：利用六相平面旋转变换矩阵R(θ_r1)把i_αi_β变换到d₁q₁坐标系中的i_d1i_q1；利用三相平面旋转变换矩阵R(θ_r2)把i_xi_y变换到d₂q₂坐标系中的i_d2i_q2；

步骤S3：由i_d1i_q1、六相电机转子磁链ψ_f1、六相平面直、交轴电感L_d1L_q1，计算得到d₁q₁坐标系下的六相平面定子磁链ψ_sd1ψ_sq1；

其中L_d1＝L_sσ1+3L_sm1+3L_rs1，L_q1＝L_sσ1+3L_sm1-3L_rs1，L_sσ1为六相电机相绕组漏电感，L_sm1＝(L_dm1+L_qm1)/2，L_rs1＝(L_dm1-L_qm1)/2，L_dm1、L_qm1分别为六相电机相绕组主磁路的直、交轴电感；

由i_d2i_q2、三相电机转子磁链ψ_f2、三相平面直、交轴电感L_d2L_q2，计算得到d₂q₂坐标系下的三相平面定子磁链ψ_sd2ψ_sq2：

其中L_d2＝L_sσ1+2L_sσ2+3L_sm2+3L_rs2，L_q2＝L_sσ1+2L_sσ2+3L_sm2-3L_rs2，L_sσ2为三相电机相绕组漏电感，L_sm2＝(L_dm2+L_qm2)/2，L_rs2＝(L_dm2-L_qm2)/2，L_dm2、L_qm2分别为三相电机相绕组主磁路的直、交轴电感；

步骤S4：由所选择的19个基本电压矢量u_j(j＝0、3、6、9、12、15、18、24、27、30、33、36、39、45、48、51、54、57、60)所对应的开关状态S_aS_bS_cS_dS_eS_f以及直流母线电压幅值U_DC，求得u_j对应的αβ坐标系中电压u_αju_βj、xy坐标系中电压u_xju_yj：

其中S_aS_bS_cS_dS_eS_f为a～f相桥臂功率管开关状态，为1代表逆变器相应桥臂上管导通，为0代表逆变器相应桥臂下管导通；

步骤S5：利用R(θ_r1)把u_αju_βj变换为d₁q₁坐标系中的u_d1ju_q1j；利用R(θ_r2)把u_xju_yj变换为d₂q₂坐标系中的u_d2ju_q2j；

步骤S6：由i_d1i_q1、ψ_sd1ψ_sq1、六相电机相绕组电阻R_s1、六相电机转子旋转电角速度ω_r1以及u_d1ju_q1j，计算得到u_j对应的d₁q₁坐标系下的六相平面定子磁链变化率

由i_d2i_q2、ψ_sd2ψ_sq2、R_s1、三相电机相绕组电阻R_s2、三相电机转子旋转电角速度ω_r2以及u_d2ju_q2j，计算得到u_j对应的d₂q₂坐标系下的三相平面定子磁链变化率

步骤S7：由ψ_sd1ψ_sq1、

以及系统控制周期T，预测u_j对应的下一控制周期d₁q₁坐标系下的六相平面定子磁链ψ_sd1(k+1)jψ_sq1(k+1)j：

由ψ_sd2ψ_sq2、

以及控制周期T，预测u_j对应的下一控制周期d₂q₂坐标系下的三相平面定子磁链ψ_sd2(k+1)jψ_sq2k+1)j：

步骤S8：由ψ_sd1(k+1)jψ_sq1(k+1)j，预测u_j对应的下一控制周期六相平面定子磁链幅值ψ_s1(k+1)j：

由ψ_sd2(k+1)jψ_sq2k+1)j，预测u_j对应的下一控制周期三相平面定子磁链幅值ψ_s2(k+1)j：

步骤S9：由ψ_sd1(k+1)jψ_sq1(k+1)j、ψ_f1、L_d1L_q1，预测u_j对应的下一控制周期六相电机电磁转矩T_e1(k+1)j：

其中p₁为六相电机磁极对数；

由ψ_sd2(k+1)jψ_sq2k+1)j、ψ_f2、L_d2L_q2，预测u_j对应的下一控制周期三相电机电磁转矩T_e2(k+1)j：

其中p₂为三相电机磁极对数；

步骤S10：由T_e1(k+1)j、T_e2(k+1)j、ψ_s1(k+1)j、ψ_s2(k+1)以及六相电机电磁转矩给定T^* _e1、三相电机电磁转矩给定T^* _e2、六相平面定子磁链幅值给定ψ^* _s1、三相平面定子磁链幅值给定ψ^* _s2，计算得到评估函数的值Cost_j最小时，所对应的基本电压矢量u_N：

其中k₁k₂k₃k₄分别为六相电机电磁转矩、三相电机电磁转矩、六相平面定子磁链幅值、三相平面定子磁链幅值的权重系数；

步骤S11：若选择的u_N不为0，逆变器输出单矢量u_N，跳过以下零序电流控制步骤；

步骤S12：若选择的u_N为0时，若上一周期逆变器输出21和0合成矢量，且本周期零序电流大于零，选择21和0合成矢量；若上一周期逆变器输出42和0合成矢量，且本周期零序电流小于零，选择42和0合成矢量；上一周期无零序电流控制，若本周期零序电流大于0且零序电流大于上周期零序电流，选择21和0合成矢量；若本周期零序电流小于0且零序电流小于上周期零序电流，选择42和0合成矢量；其余情况逆变器输出0矢量，跳过以下步骤；

步骤S13：若步骤S12选择了21和0合成矢量，计算21矢量作用时间计算值T_s1

其中Δi^* _o2＝-2i_o2，为给定零序电流变化量；

若步骤S12选择了42和0合成矢量，计算42矢量作用时间计算值T_s1

步骤S14：若步骤S12选择了21和0合成矢量，由T_s1得到21矢量实际作用时间T_s：

T_s＝T_s1-ΔT_s

其中，ΔT_s为逆变器非线性因素补偿量，其值是根据每次对零序电流进行控制时，零序电流变化量给定值和零序电流变化量实际值的差，经过一个PI环节得到；

若步骤S12选择了42和0合成矢量，由T_s1得到42矢量实际作用时间T_s；

T_s＝T_s1+ΔT_s；

步骤S15：由T_s得到考虑死区补偿的21或42矢量作用时间T_sz；

T_sz＝T_s+T_z

其中T_z为逆变器死区时间；

步骤S16：对T_sz的最大值和最小值进行限幅，可以得到T_so，根据步骤S12选择的21和0或42和0合成矢量，逆变器输出相应的合成矢量，其中21或42矢量作用时间为T_so：

其中T_min、T_max分别为逆变器输出21或42矢量作用时间最小值和最大值，可以根据实际控制需求设置，T_min最小值为逆变器死区时间；T_max最大值为系统控制周期。

本发明与现有技术相比具有以下有益效果：1)由于对双电机电磁转矩及定子磁链采用了预测控制，实现了两台电机电磁转矩及定子磁链的精确控制，两台电机电磁转矩及定子磁链稳态脉动大幅度降低，两台电机稳态运行更加平稳；2)采用在机电能量转换平面内的0电压矢量和21或42运动电压矢量作用时间的实时调节，达到对零序电流的精确控制，实际零序电流基本为0，改善了两台电机稳态运行性能；3)由于仅仅采用了零序电压为0的部分电压矢量进行电磁转矩及定子磁链的预测控制，预测控制计算量大大降低了，预测控制速度明显提高；4)由于串联驱动系统仅仅采用一台六相逆变器进行供电，驱动系统成本降低了，可靠性也得到了提高。

附图说明

图1是本发明一实施例中双电机串联预测型直接转矩控制结构框图。

图2是本发明一实施例中零序电流控制流程图。

图3是本发明一实施例中双电机串联预测型直接转矩控制方法的驱动系统硬件结构图。

图4是本发明一实施例中六相逆变器供电六相串联三相双永磁同步电机驱动电路连接示意图。

图5为本发明一实施例中六相电机机电能量转换坐标平面示意图。

图6为本发明一实施例中三相电机机电能量转换坐标平面示意图。

图7为本发明一实施例中αβ平面内定子电压矢量u_α+ju_β。

图8为本发明一实施例中xy平面上的合成电压矢量u_x+ju_y。

图9为本发明一实施例中o₂o₁平面内定子电压矢量u_o2+ju_o1。

图10为本发明一实施例中预测模型框图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。

本发明提出一种双电机串联预测型直接转矩控制方法，目的有两方面：一是降低两台电机电磁转矩脉动，进一步增强驱动系统运行的平稳性；二是实现零序电流的主动控制，降低绕组电流的畸变，从而提高两台电机稳态运行性能。为了减少系统控制运算时间，提高数字控制的快速性，采用零序平面电压为0的部分电压矢量的预测型电磁转矩和定子磁链控制法；通过0和21或0和42电压矢量的作用时间的实时调节，实现零序电流为0的控制。具体讲解如下。

本发明所提的预测型直接转矩控制系统结构框图如图1所示。利用公式1中T₆正交变换矩阵，将六相输入电流i_A～i_F变换为αβ坐标系中i_αi_β、xy坐标系中i_xi_y及o₁o₂坐标系中i_o1i_o2，再利用六相、三相平面旋转变换矩阵R(θ_r1)、R(θ_r2)，把电流变换为d₁q₁坐标系中的i_d1i_q1、d₂q₂坐标系中的i_d2i_q2；根据公式10、公式11得到d₁q₁坐标系下的六相平面定子磁链ψ_sd1ψ_sq1、d₂q₂坐标系下的三相平面定子磁链ψ_sd2ψ_sq2；根据公式16，得到所选择的19个基本电压矢量u_j(j＝0、3、6、9、12、15、18、24、27、30、33、36、39、45、48、51、54、57、60)对应的αβ坐标系中电压u_αju_βj、xy坐标系中电压u_xju_yj，并把它们变换为d₁q₁坐标系中的u_d1ju_q1j、d₂q₂坐标系中的u_d2ju_q2j；根据公式17、公式18可以得到u_j对应的d₁q₁坐标系下的六相平面定子磁链变化率

以及d₂q₂坐标系下的三相平面定子磁链变化率

根据公式19、公式20可以预测u_j对应的下一控制周期d₁q₁坐标系下的六相平面定子磁链ψ_sd1(k+1)jψ_sq1(k+1)j以及d₂q₂坐标系下的三相平面定子磁链ψ_sd2(k+1)jψ_sq2k+1)j；根据公式21～公式24，可以预测u_j对应的下一控制周期六相、三相平面定子磁链幅值ψ_s1(k+1)j、ψ_s2(k+1)j以及六相、三相电机电磁转矩T_e1(k+1)j、T_e2(k+1)j；把ψ_s1(k+1)j、ψ_s2(k+1)j及其给定、T_e1(k+1)j、T_e2(k+1)j及其给定代入公式25的评估函数，选择出一个对应的评估函数值最小的基本电压矢量u_N。若所选择的基本电压矢量u_N不为0，则逆变器直接输出u_N，不进行零序电流控制。若所选择的基本电压矢量u_N为0，需要根据零序电流控制策略，逆变器相应地输出21和0或42和0合成电压矢量来控制零序电流的减小或增大，并通过对21和42矢量作用时间的实时调节，以实现把零序电流控制为0的目的。

零序电流控制的流程图如图2所示。若所选择的基本电压矢量u_N不为0，首先需要选择合成矢量，若上一周期逆变器输出21和0合成矢量，且本周期零序电流大于零，选择21和0合成矢量；若上一周期逆变器输出42和0合成矢量，且本周期零序电流小于零，选择42和0合成矢量；上一周期无零序电流控制，若本周期零序电流大于0且零序电流大于上周期零序电流选择21和0合成矢量，若本周期零序电流小于零且零序电流小于上周期零序电流选择42和0合成矢量。其余情况逆变器直接输出u_N即0矢量。根据选择的合成矢量21和0或42和0，相应地选择公式26或公式27，计算得到21或42矢量作用时间计算值T_s1，并相应地选择公式28或公式29对逆变器非线性因素进行补偿。补偿量ΔT_s是根据每次对零序电流进行控制时，零序电流变化量给定值和零序电流变化量实际值的差，经过一个PI环节得到。接下来，还要根据公式30对21或42矢量的作用时间进行死区补偿，并根据公式31对21或42矢量的作用时间进行限幅，得到最终的21或42矢量作用时间T_so。此时，逆变器相应地输出21和0或42和0合成矢量，其中21或42矢量作用时间为T_so。

双电机串联预测型直接转矩控制方法的具体步骤包括：

步骤S1：利用公式1中T₆正交变换矩阵将六相电机的六相输入电流i_A～i_F变换为αβ坐标系中i_αi_β、xy坐标系中i_xi_y及o₁o₂坐标系中i_o1i_o2；

其中，i_o1、i_o2为两个零序电流，由于三相电机中性点不引出，i_o1恒为0；

步骤S2：利用公式8中的六相平面旋转变换矩阵R(θ_r1)把i_αi_β变换到d₁q₁坐标系中的i_d1i_q1；

其中θ_r1为六相电机转子旋转电角度；

利用公式9中的三相平面旋转变换矩阵R(θ_r2)把i_xi_y变换到d₂q₂坐标系中的i_d2i_q2；

其中θ_r2为三相电机转子旋转电角度；

步骤S3：根据公式10，由i_d1i_q1、六相电机转子磁链ψ_f1、六相平面直、交轴电感L_d1L_q1，计算得到d₁q₁坐标系下的六相平面定子磁链ψ_sd1ψ_sq1；

其中L_d1＝L_sσ1+3L_sm1+3L_rs1，L_q1＝L_sσ1+3L_sm1-3L_rs1，L_sσ1为六相电机相绕组漏电感，L_sm1＝(L_dm1+L_qm1)/2，L_rs1＝(L_dm1-L_qm1)/2，L_dm1、L_qm1分别为六相电机相绕组主磁路的直、交轴电感；

根据公式11，由i_d2i_q2、三相电机转子磁链ψ_f2、三相平面直、交轴电感L_d2L_q2，计算得到d₂q₂坐标系下的三相平面定子磁链ψ_sd2ψ_sq2：

其中L_d2＝L_sσ1+2L_sσ2+3L_sm2+3L_rs2，L_q2＝L_sσ1+2L_sσ2+3L_sm2-3L_rs2，L_sσ2为三相电机相绕组漏电感，L_sm2＝(L_dm2+L_qm2)/2，L_rs2＝(L_dm2-L_qm2)/2，L_dm2、L_qm2分别为三相电机相绕组主磁路的直、交轴电感；

步骤S4：根据公式16，由所选择的19个基本电压矢量u_j(j＝0、3、6、9、12、15、18、24、27、30、33、36、39、45、48、51、54、57、60)所对应的开关状态S_aS_bS_cS_dS_eS_f以及直流母线电压幅值U_DC，求得u_j对应的αβ坐标系中电压u_αju_βj、xy坐标系中电压u_xju_yj：

其中S_aS_bS_cS_dS_eS_f为a～f相桥臂功率管开关状态，为1代表逆变器相应桥臂上管导通，为0代表逆变器相应桥臂下管导通；

步骤S5：利用R(θ_r1)把u_αju_βj变换为d₁q₁坐标系中的u_d1ju_q1j；

利用R(θ_r2)把u_xju_yj变换为d₂q₂坐标系中的u_d2ju_q2j；

步骤S6：根据公式17，由i_d1i_q1、ψ_sd1ψ_sq1、六相电机相绕组电阻R_s1、六相电机转子旋转电角速度ω_r1以及u_d1ju_q1j，计算得到u_j对应的d₁q₁坐标系下的六相平面定子磁链变化率

根据公式18，由i_d2i_q2、ψ_sd2ψ_sq2、R_s1、三相电机相绕组电阻R_s2、三相电机转子旋转电角速度ω_r2以及u_d2ju_q2j，计算得到u_j对应的d₂q₂坐标系下的三相平面定子磁链变化率

步骤S7：根据公式19，由ψ_sd1ψ_sq1、

以及系统控制周期T，预测u_j对应的下一控制周期d₁q₁坐标系下的六相平面定子磁链ψ_sd1(k+1)jψ_sq1(k+1)j：

根据公式20，由ψ_sd2ψ_sq2、

以及控制周期T，预测u_j对应的下一控制周期d₂q₂坐标系下的三相平面定子磁链ψ_sd2(k+1)jψ_sq2k+1)j：

步骤S8：根据公式21，由ψ_sd1(k+1)jψ_sq1(k+1)j，预测u_j对应的下一控制周期六相平面定子磁链幅值ψ_s1(k+1)j：

根据公式22，由ψ_sd2(k+1)jψ_sq2k+1)j，预测u_j对应的下一控制周期三相平面定子磁链幅值ψ_s2(k+1)j：

步骤S9：根据公式23，由ψ_sd1(k+1)jψ_sq1(k+1)j、ψ_f1、L_d1L_q1，预测u_j对应的下一控制周期六相电机电磁转矩T_e1(k+1)j：

其中p₁为六相电机磁极对数，可以从六相电机铭牌上得到；

根据公式24，由ψ_sd2(k+1)jψ_sq2k+1)j、ψ_f2、L_d2L_q2，可以预测u_j对应的下一控制周期三相电机电磁转矩T_e2(k+1)j：

其中p₂为三相电机磁极对数，可以从三相电机铭牌上得到；

步骤S10：根据公式25的评估函数，由T_e1(k+1)j、T_e2(k+1)j、ψ_s1(k+1)j、ψ_s2(k+1)以及六相电机电磁转矩给定T^* _e1、三相电机电磁转矩给定T^* _e2、六相平面定子磁链幅值给定ψ^* _s1、三相平面定子磁链幅值给定ψ^* _s2，计算得到评估函数的值Cost_j最小时，所对应的基本电压矢量u_N：

其中k₁k₂k₃k₄分别为六相电机电磁转矩、三相电机电磁转矩、六相平面定子磁链幅值、三相平面定子磁链幅值的权重系数，其值可以根据这4个量的控制误差需要进行设置；

步骤S11：若选择的u_N不为0，逆变器输出单矢量u_N，跳过以下零序电流控制步骤；

步骤S12：若选择的u_N为0时，若上一周期逆变器输出21和0合成矢量，且本周期零序电流大于零，选择21和0合成矢量；若上一周期逆变器输出42和0合成矢量，且本周期零序电流小于零，选择42和0合成矢量；上一周期无零序电流控制，若本周期零序电流大于0且零序电流大于上周期零序电流，选择21和0合成矢量；若本周期零序电流小于0且零序电流小于上周期零序电流，选择42和0合成矢量；其余情况逆变器输出0矢量，跳过以下步骤；

步骤S13：若步骤S12选择了21和0合成矢量，根据公式26计算21矢量作用时间计算值T_s1

其中Δi^* _o2＝-2i_o2，为给定零序电流变化量；

若步骤S12选择了42和0合成矢量，根据公式27计算42矢量作用时间计算值T_s1

步骤S14：若步骤S12选择了21和0合成矢量，根据公式28，由T_s1得到21矢量实际作用时间T_s：

T_s＝T_s1-ΔT_s

其中，ΔT_s为逆变器非线性因素补偿量，其值是根据每次对零序电流进行控制时，零序电流变化量给定值和零序电流变化量实际值的差，经过一个PI环节得到；

若步骤S12选择了42和0合成矢量，根据公式29，由T_s1得到42矢量实际作用时间T_s；

T_s＝T_s1+ΔT_s；

步骤S15：根据公式30，由T_s得到考虑死区补偿的21或42矢量作用时间T_sz；

T_sz＝T_s+T_z

其中T_z为逆变器死区时间；

步骤S16：根据公式30对T_sz的最大值和最小值进行限幅，可以得到T_so，根据步骤S12选择的21和0或42和0合成矢量，逆变器输出相应的合成矢量，其中21或42矢量作用时间为T_so：

其中T_min、T_max分别为逆变器输出21或42矢量作用时间最小值和最大值，可以根据实际控制需求设置，T_min最小值为逆变器死区时间；T_max最大值为系统控制周期。

所述步骤S3中，ψ_sd1ψ_sq1和ψ_sd2ψ_sq2也可以先利用定子磁链的电压模型算出αβ坐标系中定子磁链ψ_sαψ_sβ、xy坐标系中定子磁链ψ_sxψ_sy，再通过旋转坐标变换得到，利用电压模型的定子磁链典型计算如下：

步骤S31：利用公式1中T₆正交变换矩阵，将六相电机的六相输入电压u_Ao～u_FO变换为αβ坐标中u_αu_β及xy坐标系中u_xu_y：

其中u_o1u_o2两个零序电压；

步骤S32：根据公式5，由u_αu_β及i_αi_β计算出αβ坐标系中定子磁链ψ_sαψ_sβ：

根据公式6，由u_xu_y及i_xi_y计算出xy坐标系中定子磁链ψ_sxψ_sy：

步骤S33：利用R(θ_r1)把ψ_sαψ_sβ变换到d₁q₁坐标系中的ψ_sd1ψ_sq1：

利用R(θ_r2)把ψ_sxψ_sy变换到d₂q₂坐标系中的ψ_sd2ψ_sq2：

所述步骤S10中，六相、三相电机电磁转矩给定T^* _e1、T^* _e2，视具体两台电机控制变量而定；若控制的是电磁转矩，则系统直接给定该值；若控制的是转速，则两台电机速度控制器分别输出电磁转矩给定T^* _e1、T^* _e2；若控制的是转子位置角，则两台电机位置控制器输出即为电磁转矩给定T^* _e1、T^* _e2。

本发明的实施例驱动系统硬件结构如图3所示。包括：整流电路、滤波电容、直流母线电压采集电路、六相逆变器、偏置60度六相对称绕组永磁同步电机、三相永磁同步电机、六相绕组电流采集电路、两台电机转子位置角采集电路、隔离驱动、中央控制器、人机接口等。其中六相逆变器直流母线电压也可以采用合适的直流电源提供。逆变器中功率管采用IGBT或MOSFET，中央控制器采用DSP或单片机。绕组电流采集电路采用霍尔电流传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用绕组串功率电阻后接差分运算放大器相结合方式构成。采用霍尔方案可以有效实现控制回路与主回路的电气隔离，采用绕组串功率电阻方案可以降低驱动系统成本。直流母线电压采集电路采用霍尔电压传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用并联电阻，分压后接由运算放大器构成的电压跟随器相结合方式构成。转子位置角检测电路可以采用旋转编码器后接电平转换电路构成，也可以采用旋转变压器后接解码电路构成，其中前者成本较低，但位置角采样精度受编码器线数限制，而后者成本较高，但位置角采样精度较高。电流检测和电压采样电路输出的弱电信号送到中央控制器A/D转换模块，位置角检测电路输出的脉冲信号送给中央控制器QEP模块。根据取得的信号和本发明的预测型直接转矩控制策略计算出应发出的控制信号，经由隔离驱动去控制逆变器中的功率开关管的开关动作。

为了让一般技术人员更好的理解本发明的技术方案，以下结合公式对本发明的原理进一步介绍。

单逆变器供电六相永磁同步电机串联三相永磁同步电机连接方式如图4所示，其中A、B、C、D、E、F相为六相永磁同步电机的相绕组，U、V、W相为三相永磁同步电机的相绕组。三相永磁同步电机采用星型连接方式，三相永磁电机的U、V、W相分别与六相永磁同步电机的AD、BE、CF相连接。

图5和图6分别是六相平面和三相平面的坐标系定义。图5中A～F为六相电机绕组轴线，αβ和d1q1坐标系分别为六相平面静止坐标系和同步旋转坐标系。θ_r1为d1轴和α轴之间的夹角即六相电机转子旋转电角度，ω_r1为六相电机转子旋转电角速度。ψ_f1、u_s1、i_s1、ψ_s1分别为六相平面的转子磁链矢量、定子电压矢量、定子电流矢量以及定子磁链矢量。δ₁为六相平面定子磁链和转子磁链之间的夹角。图6中xy坐标系为三相平面静止坐标系，其它变量含义类似图5中定义。此外，该双电机串联系统还有两个零序轴系o1o2。各坐标系中的矢量在轴上的投影，分别用相应的下标标示。

为了把双电机串联系统的数学模型，由ABCDEF自然坐标系转换到αβxyo 1o 2静止坐标系，需要一个T₆变换阵，所选择的变换矩阵T₆如下，

αβ、xy、o₁o₂坐标系下的磁链方程为：

αβ、xy、o₁o₂坐标系下的电压平衡方程式为:

为了把αβ坐标系下的量变换到d₁q₁旋转坐标系下需要六相平面旋转变换矩阵R(θ_r1)：

为了把xy坐标系下的量变换到d₂q₂旋转坐标系下需要三相平面旋转变换矩阵R(θ_r1)：

则d₁q₁坐标系下的磁链方程为：

其中L_d1＝L_sσ1+3L_sm1+3L_rs1为六相平面d轴电感，L_q1＝L_sσ1+3L_sm1-3L_rs1为六相平面q轴电感。

d₂q₂坐标系下的磁链方程为：

其中L_d2＝L_sσ1+2L_sσ2+3L_sm2+3L_rs2、L_q2＝L_sσ1+2L_sσ2+3L_sm2-3L_rs2分别为三相平面d、q轴电感。

d₁q₁、d₂q₂坐标系下的电压平衡方程式分别如下：

六相电机和三相电机的电磁转矩分别为：

T_e1＝p₁(ψ_sd1i_q1-ψ_sq1i_d1) (公式14)

T_e2＝p₂(ψ_sd2i_q2-ψ_sq2i_d2) (公式15)

对比(公式4)、(公式7)、(公式10)～(公式13)可以看出，与六相电机机电能量转换相关的量只出现在d₁q₁平面上，且该平面与三相电机完全无关；与三相电机机电能量转换相关的量只出现在d₂q₂平面上，在d₂q₂平面内，六相电机虽然存在漏磁通和电阻压降，但该量与机电能量转换无关，不会在六相电机中产生转矩，可以把d₂q₂平面六相电机的漏感和电阻等效为三相电机的漏感和电阻的一部分；o₂o₁平面与两台电机的机电能量转换都没有关系，仅仅与两台电机的定子绕组的电阻和漏感有关。因此，六相电机和三相电机可以分别在d₁q₁平面和d₂q₂平面上实现解耦独立控制。

由图4六相逆变桥和双电机串联系统的连接可以得到：

由(公式16)可以得到αβ平面、xy平面和o₂o₁平面上的电压矢量图，如图7、图8、图9所示。其中S_aS_bS_cS_dS_eS_f＝000000～111111(矢量编号：0～63)，共64个电压矢量。

由(公式12)和(公式13)可得：

则下一周期的磁链为：

则下一周期六相平面和三相平面的磁链幅值为：

由(公式10)、(公式11)、(公式14)以及(公式15)，六相电机和三相电机下一周期转矩分别为：

为了减小预测型直接转矩控制系统的计算量，可以先选择出一部分电压矢量，再通过预测控制算法，每周期从这些电压矢量中选择一个最优的电压矢量。为了减少零序电流的脉动，选择零序平面是零的电压矢量，由于电压矢量63和电压矢量0控制效果相同，故忽略该电压矢量，则所选择的电压矢量为0、3、6、9、12、15、18、24、27、30、33、36、39、45、48、51、54、57、60这19个基本电压矢量。具体见图7、8、9。这些电压矢量与开关状态对应如表1所示。

表1预测控制中电压矢量与开关状态关系

为了从19个基本电压矢量中选择一个最优电压矢量，建立如下评估评估函数，使评估函数最小的基本电压矢量即为最优电压矢量：

预测算法的具体框图如图10所示。首先把19个基本电压矢量u_j代入(公式16)的电压表达式，得到对应的αβ、xy坐标系下的电压，把这19组电压转换到d₁q₁、d₂q₂坐标系下，代入(公式17)～(公式24)的预测模型，得到19种基本电压矢量对应的下一周期的六相电机电磁转矩、三相电机电磁转矩、六相平面定子磁链、三相平面定子磁链，把这些量及其给定值代入(公式25)的评估函数，选出一个使评估函数的值最小的基本电压矢量，即为所选的最优电压矢量。

虽然所选择的电压矢量，在零序平面恒为0，由(公式7)可得，理论上零序平面电流恒为0。但实际电机运行时，由于开关管死区时间、开关管导通压降等原因，实际电流中含有零序电流，该零序电流会导致双电机串联系统的损耗增加、电机相电流发生畸变。为了抑制该零序电流需要加入零序电流控制。

从图7、图8、图9可以发现，0矢量和21、42矢量在α-β平面、x-y平面的控制效果一样，但在o₂o₁平面21矢量能使零序电流减小、42矢量能使零序电流增大。如果能在预测控制算法选择0矢量时，根据零序电流的大小，适当地选择21和42矢量即可实现零序电流的控制。但逆变器直接输出21和42矢量可能会导致零序电流脉动过大。为了更好地控制零序电流选择0矢量和21矢量、0矢量和42矢量进行矢量合成来控制零序电流。

零序电流控制的流程图如图2所示。其中u_N代表本周期预测算法选出的最优开关矢量，i_o2代表本周期的零序电流、Δi_o2代表上一周期到本周期过程中零序电流变化量实际值、Δi^* _o2和Δi^* _o2(k-1)分别代表本周期和上一周期的零序电流变化量给定值，T_s代表本周期矢量合成时非0矢量作用时间，T_s1代表非0矢量作用时间计算值，ΔT_s为根据PI闭环得到的逆变器非线性因素补偿量，T_so为考虑死区补偿和输出限幅的最终输出非0矢量作用时间。

零序电流控制时首先判断预测算法选出的最优开关矢量是否为零矢量，只有在最优开关矢量为零矢量时，才控制零序电流。接下来根据零序电流的大小和变化方向选择21和0或42和0作为合成矢量。当且仅当零序电流i_o2大于0且零序电流变化趋势为正，即上一周期输出21或0合成矢量或上一周期不控制零序电流，但零序电流变化量Δi_o2为正时，才选择输出21和0合成矢量。同理，当且仅当零序电流i_o2小于0且零序电流变化趋势为负时选择输出42和0合成矢量。

选择了合成矢量后，需要根据此时零序平面电压、漏电感以及零序电流变化量给定得到非0矢量的作用时间计算值T_s1，21和0、42和0合成矢量中非0矢量作用时间表达式分别为(公式26)和(公式27)，其中零序电流变化量为Δi^* _o2＝-2i_o2。

为了更好地把零序电流控制在0附近，增加了一个逆变器非线性因素补偿量ΔT_s，其值是根据控制零序电流时，零序电流变化量给定值和零序电流变化量实际值之间的差，经过一个PI环节得到的。由于21矢量和42矢量对零序电流的控制方向相反，因此补偿分别为负补偿和正补偿，(公式28)和(公式29)分别为输出21和0、42和0合成矢量时非线性因素补偿的表达式：

T_s＝T_s1-ΔT_s (公式28)

T_s＝T_s1+ΔT_s (公式29)

由于死区时间的存在，逆变器输出电压矢量作用时间实际值将小于电压矢量作用时间给定值，因此21或42矢量作用时间还要加上死区时间补偿，补偿后的21或42矢量作用时间T_sz为：

T_sz＝T_s+T_z (公式30)

由于实际输出的21或42矢量的作用时间，受到死区时间和系统控制周期的限制，其取值范围是有限的，因此最终输出21或42矢量的作用时间进行限幅。

得到了限幅后的非0矢量作用时间T_so，此时只要根据选择的21和0或42和0矢量，逆变器输出相应的矢量，其中21或42矢量的作用时间为T_so，即可实现零序电流的控制。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (3)

1.一种双电机串联预测型直接转矩控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤S1：利用T₆正交变换矩阵将六相电机的六相输入电流i_A～i_F变换为αβ坐标系中i_αi_β、xy坐标系中i_xi_y及o₁o₂坐标系中i_o1i_o2；

步骤S2：利用六相平面旋转变换矩阵

把i_αi_β变换到d₁q₁坐标系中的i_d1i_q1，其中

为六相电机转子旋转电角度；利用三相平面旋转变换矩阵

把i_xi_y变换到d₂q₂坐标系中的i_d2i_q2，其中

为三相电机转子旋转电角度；

步骤S3：由i_d1i_q1、六相电机转子磁链ψ_f1、六相平面直、交轴电感L_d1L_q1，计算得到d₁q₁坐标系下的六相平面定子磁链ψ_sd1ψ_sq1；

其中L_d1＝L_sσ1+3L_sm1+3L_rs1，L_q1＝L_sσ1+3L_sm1-3L_rs1，L_sσ1为六相电机相绕组漏电感，L_sm1＝(L_dm1+L_qm1)/2，L_rs1＝(L_dm1-L_qm1)/2，L_dm1、L_qm1分别为六相电机相绕组主磁路的直、交轴电感；

由i_d2i_q2、三相电机转子磁链ψ_f2、三相平面直、交轴电感L_d2L_q2，计算得到d₂q₂坐标系下的三相平面定子磁链ψ_sd2ψ_sq2：

其中L_d2＝L_sσ1+2L_sσ2+3L_sm2+3L_rs2，L_q2＝L_sσ1+2L_sσ2+3L_sm2-3L_rs2，L_sσ2为三相电机相绕组漏电感，L_sm2＝(L_dm2+L_qm2)/2，L_rs2＝(L_dm2-L_qm2)/2，L_dm2、L_qm2分别为三相电机相绕组主磁路的直、交轴电感；

步骤S4：由所选择的19个基本电压矢量u_j(j＝0、3、6、9、12、15、18、24、27、30、33、36、39、45、48、51、54、57、60)所对应的开关状态S_aS_bS_cS_dS_eS_f以及直流母线电压幅值U_DC，求得u_j对应的αβ坐标系中电压u_αju_βj、xy坐标系中电压u_xju_yj：

其中S_aS_bS_cS_dS_eS_f为a～f相桥臂功率管开关状态，为1代表逆变器相应桥臂上管导通，为0代表逆变器相应桥臂下管导通，u_o1j、u_o2j为两个零序电压对应的19个基本电压矢量；

步骤S5：利用

把u_αju_βj变换为d₁q₁坐标系中的u_d1ju_q1j；利用

把u_xju_yj变换为d₂q₂坐标系中的u_d2ju_q2j；

步骤S6：由i_d1i_q1、ψ_sd1ψ_sq1、六相电机相绕组电阻R_s1、六相电机转子旋转电角速度ω_r1以及u_d1ju_q1j，计算得到u_j对应的d₁q₁坐标系下的六相平面定子磁链变化率

由i_d2i_q2、ψ_sd2ψ_sq2、R_s1、三相电机相绕组电阻R_s2、三相电机转子旋转电角速度ω_r2以及u_d2ju_q2j，计算得到u_j对应的d₂q₂坐标系下的三相平面定子磁链变化率

步骤S7：由ψ_sd1ψ_sq1、

以及系统控制周期T，预测u_j对应的下一控制周期d₁q₁坐标系下的六相平面定子磁链ψ_sd1(k+1)jψ_sq1(k+1)j：

由ψ_sd2ψ_sq2、

以及控制周期T，预测u_j对应的下一控制周期d₂q₂坐标系下的三相平面定子磁链ψ_sd2(k+1)jψ_sq2(k+1)j：

步骤S8：由ψ_sd1(k+1)jψ_sq1(k+1)j，预测u_j对应的下一控制周期六相平面定子磁链幅值ψ_s1(k+1)j：

由ψ_sd2(k+1)jψ_sq2(k+1)j，预测u_j对应的下一控制周期三相平面定子磁链幅值ψ_s2(k+1)j：

步骤S9：由ψ_sd1(k+1)jψ_sq1(k+1)j、ψ_f1、L_d1L_q1，预测u_j对应的下一控制周期六相电机电磁转矩T_e1(k+1)j：

其中p₁为六相电机磁极对数；

由ψ_sd2(k+1)jψ_sq2(k+1)j、ψ_f2、L_d2L_q2，预测u_j对应的下一控制周期三相电机电磁转矩T_e2(k+1)j：

其中p₂为三相电机磁极对数；

步骤S10：由T_e1(k+1)j、T_e2(k+1)j、ψ_s1(k+1)j、ψ_s2(k+1)以及六相电机电磁转矩给定T^* _e1、三相电机电磁转矩给定T^* _e2、六相平面定子磁链幅值给定ψ^* _s1、三相平面定子磁链幅值给定ψ^* _s2，计算得到评估函数的值Cost_j最小时，所对应的基本电压矢量u_N：

其中k₁k₂k₃k₄分别为六相电机电磁转矩、三相电机电磁转矩、六相平面定子磁链幅值、三相平面定子磁链幅值的权重系数；

步骤S11：若选择的u_N不为0，逆变器输出单矢量u_N，跳过以下零序电流控制步骤；

步骤S12：选择的u_N为0时，若上一周期逆变器输出21和0合成矢量，且本周期零序电流大于零，选择21和0合成矢量；若上一周期逆变器输出42和0合成矢量，且本周期零序电流小于零，选择42和0合成矢量；上一周期无零序电流控制，若本周期零序电流大于0且零序电流大于上周期零序电流，选择21和0合成矢量；若本周期零序电流小于0且零序电流小于上周期零序电流，选择42和0合成矢量；其余情况逆变器输出0矢量，跳过以下步骤；

步骤S13：若步骤S12选择了21和0合成矢量，计算六相逆变器输出的64种电压矢量中的21矢量作用时间计算值T_s1

其中Δi^* _o2＝-2i_o2，为给定零序电流变化量,L_sσ为漏电感；

若步骤S12选择了42和0合成矢量，计算六相逆变器输出的64种电压矢量中的42矢量作用时间计算值T_s1

步骤S14：若步骤S12选择了21和0合成矢量，由T_s1得到六相逆变器输出的64种电压矢量中的21矢量实际作用时间T_s：

T_s＝T_s1-ΔT_s

其中，ΔT_s为逆变器非线性因素补偿量，其值是根据每次对零序电流进行控制时，零序电流变化量给定值和零序电流变化量实际值的差，经过一个PI环节得到；

若步骤S12选择了42和0合成矢量，由T_s1得到六相逆变器输出的64种电压矢量中的42矢量实际作用时间T_s；

T_s＝T_s1+ΔT_s；

步骤S15：由T_s得到考虑死区补偿的六相逆变器输出的64种电压矢量中的21矢量或六相逆变器输出的64种电压矢量中的42矢量作用时间T_sz；

T_sz＝T_s+T_z

其中T_z为逆变器死区时间；

步骤S16：对T_sz的最大值和最小值进行限幅，可以得到T_so，根据步骤S12选择的21和0或42和0合成矢量，逆变器输出相应的合成矢量，其中六相逆变器输出的64种电压矢量中的21矢量或六相逆变器输出的64种电压矢量中的42矢量作用时间为T_so：

其中T_min、T_max分别为逆变器输出六相逆变器输出的64种电压矢量中的21矢量或六相逆变器输出的64种电压矢量中的42矢量作用时间最小值和最大值，可以根据实际控制需求设置，T_min可取的最小值为逆变器死区时间；T_max可取的最大值为系统控制周期。

2.根据权利要求1所述的双电机串联预测型直接转矩控制方法，其特征在于：所述步骤S3中，ψ_sd1ψ_sq1和ψ_sd2ψ_sq2也可以先利用定子磁链的电压模型算出αβ坐标系中定子磁链ψ_sαψ_sβ、xy坐标系中定子磁链ψ_sxψ_sy，再通过旋转坐标变换得到，利用电压模型的定子磁链典型计算如下：

步骤S31：利用T₆正交变换矩阵，将六相电机的六相输入电压u_Ao～u_FO变换为αβ坐标中u_αu_β及xy坐标系中u_xu_y：

其中u_o1u_o2两个零序电压；

步骤S32：由u_αu_β及i_αi_β计算出αβ坐标系中定子磁链ψ_sαψ_sβ：

由u_xu_y及i_xi_y计算出xy坐标系中定子磁链ψ_sxψ_sy：

步骤S33：利用

把ψ_sαψ_sβ变换到d₁q₁坐标系中的ψ_sd1ψ_sq1：

利用

把ψ_sxψ_sy变换到d₂q₂坐标系中的ψ_sd2ψ_sq2：

3.根据权利要求1所述的双电机串联预测型直接转矩控制方法，其特征在于：所述步骤S10中，六相、三相电机电磁转矩给定T^* _e1、T^* _e2，视具体两台电机控制变量而定；若控制的是电磁转矩，则系统直接给定该值；若控制的是转速，则两台电机速度控制器分别输出电磁转矩给定T^* _e1、T^* _e2；若控制的是转子位置角，则两台电机位置控制器输出即为电磁转矩给定T^* _e1、T^* _e2。

Images