CN113224992B - 一种抑制永磁同步电机单电阻采样电流畸变的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种抑制永磁同步电机单电阻采样电流畸变的方法，一方面通过对矢量变频控制每一个扇区对应的两个非零电压矢量作用时间T₁、T₂的变化曲线进行平滑处理，减少实际运行过程中T₁、T₂不规则变化引起的相电流采样误差，另一方面通过解决由于单电阻电流采样误差导致转子位置角估算误差被放大的问题，进一步抑制相电流波形畸变，使电机相电流尽可能接近正弦波形。

Description

一种抑制永磁同步电机单电阻采样电流畸变的方法

技术领域

本发明涉及电机控制的技术领域，尤其涉及到一种抑制永磁同步电机单电阻采样电流畸变的方法。

背景技术

由于永磁同步电机具有结构紧凑、功率密度和电机效率高且调速范围宽等优点，目前已被广泛应用于家电、风机泵类产品等领域。小功率永磁同步电机及其驱动系统产品要求较高的性价比，在位置检测方面通常所采用的HALL位置传感器或光电编码位置传感器逐渐被无位置传感器控制算法所替代；在电流采样方面，常用的电流采样方法是采用两个电流传感器测量相电流，这种方法成本较高，在整机硬件成本中占有不可忽视的比例，相电流的电阻采样方案可以简化系统结构，降低硬件电路成本，目前较常用的方案是双电阻采样方案。电机相电流单电阻采样方案可以进一步简化硬件电路布局、降低硬件电路成本，近几年来无位置传感器、单电阻采样永磁同步电机矢量控制方案越来越受到生产厂家的重视。

由于逆变器的非线性以及永磁同步电机气隙磁场畸变，在运行过程中永磁同步电机定子电流中含有大量的谐波分量，导致电流波形发生畸变，进一步引起电磁噪音，同时也影响电机的效率。李毅拓，陆海峰等在《电机工程学报》(2014，NO.34)提出了基于谐振调节器永磁同步电机电流谐波抑制方法；李生民等在《电机与控制应用》(2019，NO.46)提出了基于闭环电流平均值的谐波电压注入法来降低电流波形的畸变率及5、7次谐波含量。这些方法属于传统电流畸变抑制方法，主要思路是采用谐振调节器或低通滤波器提取并消除相电流中的5、7次谐波分量。

在减小单电阻采样永磁同步电机电流波形畸变的研究方面，黄科元等人在《电力系统及其自动化学报》(VOL.30,NO.9)上提出了一种单电阻采样永磁同步电机相电流重构策略，在低调制不可观测区和中调制不可观测区插入测量脉冲，在高调制不可观测区采用电压矢量近似的方法，但这种方法存在算法执行时间长、实施过程复杂的缺点；Saritha B等人在《IEEE Trans on Industrial Electronics》(VOL.54,NO.5)针对不可观测区采用正弦曲线拟合观测器，使估计的电流趋近参考正弦三相电流，但这种方法依赖电机参数，且不能解决低速误差问题。

除逆变器和气隙磁场的非线性原因外，无位置传感器、单电阻采样永磁同步电机控制系统电流畸变的原因还包括：①通过无位置传感器算法计算出的转子位置角与转子实际位置角之间存在误差；②单电阻采样需要对驱动系统母线电流进行三相电流重构，电流重构过程中存在盲区，即不可观测区，从而产生电流采样误差。现有技术同时针对这两种原因进行电流畸变抑制的策略目前还没有相关的文献记载。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种抑制永磁同步电机单电阻采样电流畸变的方法，通过同时减小转子位置角估算和电流采样两方面误差，来抑制永磁同步电机控制系统相电流波形的畸变，使相电流尽可能接近正弦波。

为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：

一种抑制永磁同步电机单电阻采样电流畸变的方法，应用在单电阻采样永磁同步电机无位置传感器控制系统中，该控制系统包括电流采样、转子位置估算、Clarke和PARK变换、最大转矩电流比控制MTPA、速度环、dq轴电流环、PARK逆变换、SVPWM计算、三相PWM逆变器在内的单元；

针对该系统，一方面通过对矢量变频控制每一个扇区对应的两个非零电压矢量作用时间T₁、T₂的变化曲线进行平滑处理，减少实际运行过程中T₁、T₂不规则变化引起的相电流采样误差，另一方面通过解决由于单电阻电流采样误差导致转子位置角估算误差被放大的问题，进一步抑制相电流波形畸变，使电机相电流尽可能接近正弦波形，具体包括如下步骤：

S1、当永磁同步电机在设定转速n_set稳定运行时，计算矢量变频控制每一个扇区对应的两个非零电压矢量作用时间T₁、T₂的变化曲线；

S2、根据T₁、T₂变化曲线，确定每一次矢量变频控制迭代运算过程中T₁、T₂变化最大幅值，在运行过程中对T₁、T₂的变化进行限幅处理，减小T₁、T₂波形的毛刺；

S3、在稳定运行时，对d轴电流i_d进行低通滤波得到i_{d_LPF}，对q轴电流i_d进行低通滤波得到i_{q_LPF}；

S4、根据i_{d_LPF}、i_{q_LPF}对d、q轴电流进行限幅处理得到

和

S5、根据

和

进行转子位置角和转速的估算，减小单电阻电流采样误差导致的转子位置角估算误差。

进一步地，所述步骤S1中，设永磁同步电机矢量控制七段SVPWM对应的空间电压矢量，有八种开关工作状态，包括六个非零电压矢量V₁～V₆和两个零电压矢量V₀、V₇，其将电压空间平面分成六个扇区，每个扇区中任意电压矢量V_ref均可由对应扇区的两个非零电压矢量和零矢量共同合成产生，则第一扇区中对应的两个非零电压矢量作用时间T₁、T₂的计算公式如下：

T_s＝T₀+T₁+T₂； (2)

其中，T_s为一个矢量控制运算周期，第一扇区对应的非零电压矢量为V₄、V₆，T₀为零电压矢量V₀、V₇的作用时间总和，V_dc为母线电压，θ_ref为电压矢量V_ref与零电压矢量V₄之间的夹角。

进一步地，所述步骤S2的具体过程如下：

S2-1、根据设定转速n_set计算出每个相电流的电周期

其中p_n为电机的极对数；每个相电流周期包含六个扇区，进一步计算出每一个扇区控制迭代运算的次数

其中T_s为一个矢量控制运算周期；

S2-2、计算每一次矢量变频控制迭代运算T₁、T₂变化的最大幅值

式(5)和式(6)中，T_{1_max}、T_{2_max}分别为T₁、T₂的最大值，T_{1_min}、T_{2_min}分别为T₁、T₂的最小值，ξ为放大系数；

S2-3、根据T₁、T₂处于上升期或下降期的情况，对T₁、T₂进行限幅处理：

若T₁处于上升期：

T₁(n)＜T₁(n-1)+ΔT_{1_max}； (7)

若T₁处于下降期：

T₁(n)＞T₁(n-1)-ΔT_{1_max}； (8)

若T₂处于上升期：

T₂(n)＜T₂(n-1)+ΔT_{2_max}； (9)

若T₂处于下降期：

T₂(n)＞T₂(n-1)-ΔT_{2_max}。 (10)

进一步地，所述步骤S3中，采用的低通滤波的离散方程为：

i_{d_LPF}(n+1)＝i_{d_LPF}(n)+K_LPF{i_d(n+1)-i_{d_LPF}(n)}； (11)

i_{q_LPF}(n+1)＝i_{q_LPF}(n)+K_LPF{i_q(n+1)-i_{q_LPF}(n)}； (12)

式(11)和式(12)中，i_d(n+1)、i_q(n+1)分别为d轴、q轴电流在采样点n+1处的瞬时值，i_{d_LPF}(n)、i_{q_LPF}(n)分别为d轴、q轴电流在采样点n处的低通滤波值，i_{d_LPF}(n+1)、i_{q_LPF}(n+1)分别为d轴、q轴电流在采样点n+1处的低通滤波值，K_LPF为低通滤波系数，d轴和q轴采用相同的低通滤波系数。

进一步地，所述步骤S4根据i_{d_LPF}、i_{q_LPF}对d、q轴电流进行限幅处理得到

和

具体为：

若

若

若

若

式(13)至式(16)中，

分别为d、q轴电流在采样点n+1处的限幅值，Δi_{d_max}、Δi_{q_max}为每一次迭代运算d、q轴电流变化的最大幅值。

进一步地，所述步骤S5中，进行转子位置角估算的过程如下：

S5-1、建立dq坐标系下的定子电压方程：

式(17)中，u_d、u_q分别为定子绕组d、q轴电压；i_d、i_q分别为d、q轴电流；R_s为定子电阻；L_d、L_q分别为d、q轴电感；e为电机反电动势；ω代表dq坐标系的旋转角速度；p为微分算子，p＝d/dt；

S5-2、建立γδ估算坐标系下的定子电压方程：

式(18)中，u_γ、u_δ分别为γ、δ轴定子电压分量，i_γ、i_δ分别为γ、δ轴电流分量，ω_M代表γδ估算坐标系的旋转角速度；Δθ为γδ估算坐标系与dq坐标系的夹角，即位置角估算误差；

S5-3、求出采样点n+1处电机的实际电流i_γ(n+1)、i_δ(n+1)：

式(19)中，T为离散点的采样时间，i_γ(n)、i_δ(n)为采样点n处电机的实际电流，u_γ(n)、u_δ(n)为采样点n处电机的实际电压；

S5-4、求出采样点n+1处估算电流i_Mγ(n+1)、i_Mδ(n+1)：

S5-5、从式(19)和式(20)求出采样点n+1处估算电流误差Δi_γ(n+1)、Δi_δ(n+1)：

S5-6、根据式(21)求出的电流误差Δi_δ推算出电机反电动势：

e_M(n+1)＝e_M(n)-K_δΔi_δ(n+1) (22)

式(22)中，e_M(n+1)、e_M(n)分别为采样点n+1、采样点n处的电机反电动势，Δi_δ(n+1)为采样点n+1处的δ轴电流误差，K_δ为反电势估算系数；

S5-7、根据式(22)推算的电机反电动势推算出电机转子位置角：

式(23)中，θ_M(n+1)、θ_M(n)分别为采样点n+1、采样点n处的电机转子位置角，Δi_γ(n+1)为采样点n+1处的γ轴电流误差，K_E为电机反电势系数，K_θ为转子位置角补偿系数。

与现有技术相比，本方案原理及优点如下：

本方案一方面通过对矢量变频控制每一个扇区对应的两个非零电压矢量作用时间T₁、T₂的变化曲线进行平滑处理，减少实际运行过程中T₁、T₂不规则变化引起的相电流采样误差，另一方面通过解决由于单电阻电流采样误差导致转子位置角估算误差被放大的问题，进一步抑制相电流波形畸变，使电机相电流尽可能接近正弦波形。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的服务作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为单电阻采样永磁同步电机三相电流重构示意图；

图2为永磁同步电机空间电压矢量图；

图3为γδ假定坐标系和dq坐标系；

图4为永磁同步电机系统控制框图；

图5为限幅处理前后T₁、T₂曲线波形对比图；

图6为优化前对d、q轴电流进行低通滤波的波形图；

图7为d、q轴电流限幅处理前后位置角估算误差对比图；

图8为电流畸变抑制前后的波形对比图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明作进一步说明：

本实施例所采用的永磁同步电机为一台应用于家用空气净化器的外转子风扇电机，其中永磁同步电机的参数为：额定电压DC 24V，最小运行转速n_{set_min}＝500转/分(rpm)，最高运行转速n_{set_max}＝3000转/分，极对数p_n＝2，定子电阻R_s＝1.6Ω，定子直轴电感L_d＝1.0mH，交轴电感L_q＝1.2mH，反电势系数k_e＝4.2V/krpm。根据系统硬件参数及功率管死区时间设定，单电阻采样的最小采样时间T_min设为4μs。

而对应的单电阻采样永磁同步电机系统采用无位置传感器矢量控制，如图4为系统控制框图，包括电流采样、转子位置估算、Clarke和PARK变换、最大转矩电流比控制(MTPA)、速度环、dq轴电流环、PARK逆变换、SVPWM计算、三相PWM逆变器等单元。图4中转子位置估算模块的输入电流由原先的i_d、i_q，改成了通过限幅处理之后的

针对该系统，本实施例所述的一种抑制永磁同步电机单电阻采样电流畸变的方法，具体包括如下步骤：

S1、当永磁同步电机在设定转速n_set稳定运行时，计算矢量变频控制每一个扇区对应的两个非零电压矢量作用时间T₁、T₂的变化曲线；

单电阻采样永磁同步电机三相电流重构的基本原理就是利用一个PWM周期内在不同的时刻采样母线电流，通过相电流重构得到各个相电流，如图1为单电阻采样永磁同步电机三相电流重构示意图。电机控制器采用SVPWM调制方式控制，如图2所示为永磁同步电机矢量控制七段SVPWM对应的空间电压矢量图，有八种开关工作状态，包括六个非零电压矢量V₁～V₆和两个零电压矢量V₀、V₇，其将电压空间平面分成六个扇区，每个扇区中任意电压矢量V_ref均可由对应扇区的两个非零电压矢量和零矢量共同合成产生，分析电流重构不可观测区首先需要计算每个扇区对应的非零电压矢量的作用时间T₁、T₂，以第一扇区为例，可以按如下的公式计算T₁、T₂：

T_s＝T₀+T₁+T₂； (2)

其中，T_s为一个矢量控制运算周期，第一扇区对应的非零电压矢量为V₄、V₆，T₀为零电压矢量V₀、V₇的作用时间总和，V_dc为母线电压，θ_ref为电压矢量V_ref与零电压矢量V₄之间的夹角。其他五个扇区T₁、T₂的计算可以按第一扇区类似的方法获得。

S2、根据T₁、T₂变化曲线，确定每一次矢量变频控制迭代运算过程中T₁、T₂变化最大幅值，在运行过程中对T₁、T₂的变化进行限幅处理，减小T₁、T₂波形的毛刺，消除采样误差的影响，具体过程如下：

S2-1、根据设定转速n_set计算出每个相电流的电周期

其中p_n为电机的极对数；每个相电流周期包含六个扇区，进一步计算出每一个扇区控制迭代运算的次数

其中T_s为一个矢量控制运算周期；

S2-2、计算每一次矢量变频控制迭代运算T₁、T₂变化的最大幅值

式(5)和式(6)中，T_{1_max}、T_{2_max}分别为T₁、T₂的最大值，T_{1_min}、T_{2_min}分别为T₁、T₂的最小值，ξ为放大系数；

S2-3、根据T₁、T₂处于上升期或下降期的情况，对T₁、T₂进行限幅处理：

若T₁处于上升期：

T₁(n)＜T₁(n-1)+ΔT_{1_max}； (7)

若T₁处于下降期：

T₁(n)＞T₁(n-1)-ΔT_{1_max}； (8)

若T₂处于上升期：

T₂(n)＜T₂(n-1)+ΔT_{2_max}； (9)

若T₂处于下降期：

T₂(n)＞T₂(n-1)-ΔT_{2_max}。 (10)

S3、在稳定运行时，对d轴电流i_d进行低通滤波得到i_{d_LPF}，对q轴电流i_d进行低通滤波得到i_{q_LPF}，采用的低通滤波的离散方程为：

i_{d_LPF}(n+1)＝i_{d_LPF}(n)+K_LPF{i_d(n+1)-i_{d_LPF}(n)}； (11)

i_{q_LPF}(n+1)＝i_{q_LPF}(n)+K_LPF{i_q(n+1)-i_{q_LPF}(n)}； (12)

式(11)和式(12)中，i_d(n+1)、i_q(n+1)分别为d轴、q轴电流在采样点n+1处的瞬时值，i_{d_LPF}(n)、i_{q_LPF}(n)分别为d轴、q轴电流在采样点n处的低通滤波值，i_{d_LPF}(n+1)、i_{q_LPF}(n+1)分别为d轴、q轴电流在采样点n+1处的低通滤波值，K_LPF为低通滤波系数，d轴和q轴采用相同的低通滤波系数。

S4、根据i_{d_LPF}、i_{q_LPF}对d、q轴电流进行限幅处理得到

和

具体为：

若

若

若

若

式(13)至式(16)中，

分别为d、q轴电流在采样点n+1处的限幅值，Δi_{d_max}、Δi_{q_max}为每一次迭代运算d、q轴电流变化的最大幅值。当系统受到负载扰动或输入电压突变时，为了满足系统动态响应能力要求，可适当增大Δi_{d_max}、Δi_{q_max}的取值。

S5、根据

和

进行转子位置角和转速的估算，减小单电阻电流采样误差导致的转子位置角估算误差。通过下面的推导可以解释对d、q轴电流进行限幅处理减小转子位置角估算误差的有效性，如图3为永磁同步电机无位置传感器矢量控制所采用的dq坐标系和为了进行转子位置估算而建立的γδ假定坐标系，本实施例进行转子位置角估算的算法如下：

S5-1、建立dq坐标系下的定子电压方程：

式(17)中，u_d、u_q分别为定子绕组d、q轴电压；i_d、i_q分别为d、q轴电流；R_s为定子电阻；L_d、L_q分别为d、q轴电感；e为电机反电动势；ω代表dq坐标系的旋转角速度；p为微分算子，p＝d/dt；

S5-2、建立γδ估算坐标系下的定子电压方程：

式(18)中，u_γ、u_δ分别为γ、δ轴定子电压分量，i_γ、i_δ分别为γ、δ轴电流分量，ω_M代表γδ估算坐标系的旋转角速度；Δθ为γδ估算坐标系与dq坐标系的夹角，即位置角估算误差；

S5-3、求出采样点n+1处电机的实际电流i_γ(n+1)、i_δ(n+1)：

式(19)中，T为离散点的采样时间，i_γ(n)、i_δ(n)为采样点n处电机的实际电流，u_γ(n)、u_δ(n)为采样点n处电机的实际电压；

S5-4、求出采样点n+1处估算电流i_Mγ(n+1)、i_Mδ(n+1)：

S5-5、从式(19)和式(20)求出采样点n+1处估算电流误差Δi_γ(n+1)、Δi_δ(n+1)：

S5-6、根据式(21)求出的电流误差Δi_δ推算出电机反电动势：

e_M(n+1)＝e_M(n)-K_δΔi_δ(n+1) (22)

式(22)中，e_M(n+1)、e_M(n)分别为采样点n+1、采样点n处的电机反电动势，Δi_δ(n+1)为采样点n+1处的δ轴电流误差，K_δ为反电势估算系数；

S5-7、根据式(22)推算的电机反电动势推算出电机转子位置角：

式(23)中，θ_M(n+1)、θ_M(n)分别为采样点n+1、采样点n处的电机转子位置角，Δi_γ(n+1)为采样点n+1处的γ轴电流误差，K_E为电机反电势系数，K_θ为转子位置角补偿系数。

从公式(21)可见，位置角估算误差Δθ与γ轴电流误差Δi_γ(n+1)是成正比的，而从图3可看出，γ轴电流分量非常接近d轴电流分量，因此在本实施例的无位置传感器矢量控制系统中，由于单电阻采样的相电流产生的误差，通过CLARK和PARK变换会产生d、q轴电流误差，而其中的d轴电流分量误差引起γ轴电流误差Δi_γ(n+1)，γ轴电流误差Δi_γ(n+1)通过公式(21)将直接产生位置角估算误差Δθ。而位置角估算误差Δθ在下一次迭代运算的CLARK和PARK变换中，和单电阻采样的相电流误差一起，将使d、q轴电流误差成分变得复杂。本实施例对d、q轴电流进行限幅处理以减小转子位置角估算误差的方法具有合理性。

如图5为实施方案中限幅处理前后T₁、T₂曲线波形对比，图中T₁、T₂的变化范围都是(0～20)ns，图5(a)进行限幅处理前,T₁、T₂曲线波形存在大量毛刺，这时单电阻电流重构既可能进入扇区过渡不可观测区域，也可能进入低调制不可观测区域，为了获得足够的采样时间，控制算法需要进行频繁的脉冲移相，这导致PWM输出波形极不对称，增大了采样误差，也增加了相电流谐波成分，引起电流畸变；图5(b)进行限幅处理前,T₁、T₂曲线波形毛刺大大减少，这里取ΔT_{1_min}＝ΔT_{2_min}＝0.04ns、ξ＝1.3。通过限幅处理，单电阻电流重构稳定运行情况下不进入低调制不可观测区域，而只进入扇区过渡不可观测区域，这样可以大大减小脉冲移相的次数，减小电流采样误差，抑制电流畸变。

如图6为优化前对d、q轴电流进行低通滤波的波形，d轴和q轴电流都存在丰富的谐波，对d轴电流i_d进行低通滤波得到i_{d_LPF}在x轴附近波动，对q轴电流i_d进行低通滤波得到i_{q_LPF}在0.42A附近波动，这里取Δi_{d_max}＝Δi_{q_max}＝0.02A。如图7为对d、q轴电流限幅处理前后位置角估算误差对比，d、q轴电流限幅处理前位置估算误差约为5°，限幅处理后位置估算误差约为1.5°,对d、q轴电流进行限幅处理可以大大减小转子位置角估算误差。

图8为本实施例方案应用前后，电机在n_set＝500rpm处相电流波形的对比，从图8(a)可见优化前相电流波形存在畸变，畸变的电流波形关于X轴不对称，并且可以看出明显不是因为5、7次谐波分量过高而引起的畸变，实验表明采用通常的消除5、7次谐波的方法并不能抑制本实施例中的电流畸变。进一步分析发现是由于脉冲移相次数频繁，图8(a)中的相电流在波峰处电流不光滑，存在大量毛刺。本实施例的电流畸变抑制策略应用后的相电流波形如图8(b)所示，从图中可见电流波形的畸变得到明显抑制，同时由于脉冲移相次数大大减少，相电流波形中的毛刺也大大减少，电流波峰处比较光滑。

图8表明本实施例所提出的电流畸变抑制策略是有效的。

以上所述之实施例子只为本发明之较佳实施例，并非以此限制本发明的实施范围，故凡依本发明之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。

Claims (5)

1.一种抑制永磁同步电机单电阻采样电流畸变的方法，其特征在于，应用在单电阻采样永磁同步电机无位置传感器控制系统中，该控制系统包括电流采样、转子位置估算、Clarke和PARK变换、最大转矩电流比控制MTPA、速度环、dq轴电流环、PARK逆变换、SVPWM计算、三相PWM逆变器在内的单元；

针对该系统，一方面通过对矢量变频控制每一个扇区对应的两个非零电压矢量作用时间T₁、T₂的变化曲线进行平滑处理，减少实际运行过程中T₁、T₂不规则变化引起的相电流采样误差，另一方面通过解决由于单电阻电流采样误差导致转子位置角估算误差被放大的问题，进一步抑制相电流波形畸变，使电机相电流尽可能接近正弦波形，具体包括如下步骤：

S1、当永磁同步电机在设定转速n_set稳定运行时，计算矢量变频控制每一个扇区对应的两个非零电压矢量作用时间T₁、T₂的变化曲线；

S2、根据T₁、T₂变化曲线，确定每一次矢量变频控制迭代运算过程中T₁、T₂变化最大幅值，在运行过程中对T₁、T₂的变化进行限幅处理，减小T₁、T₂波形的毛刺；

S3、在稳定运行时，对d轴电流i_d进行低通滤波得到i_{d_LPF}，对q轴电流i_d进行低通滤波得到i_{q_LPF}；

S4、根据i_{d_LPF}、i_{q_LPF}对d、q轴电流进行限幅处理得到

和

S5、根据

和

进行转子位置角和转速的估算，减小单电阻电流采样误差导致的转子位置角估算误差；

所述步骤S4根据i_{d_LPF}、i_{q_LPF}对d、q轴电流进行限幅处理得到

和

具体为：

若

若

若

若

式(13)至式(16)中，

分别为d、q轴电流在采样点n+1处的限幅值，Δi_{d_max}、Δi_{q_max}为每一次迭代运算d、q轴电流变化的最大幅值，i_{d_LPF}(n+1)、i_{q_LPF}(n+1)分别为d轴、q轴电流在采样点n+1处的低通滤波值。

2.根据权利要求1所述的一种抑制永磁同步电机单电阻采样电流畸变的方法，其特征在于，所述步骤S1中，设永磁同步电机矢量控制七段SVPWM对应的空间电压矢量，有八种开关工作状态，包括六个非零电压矢量V₁～V₆和两个零电压矢量V₀、V₇，其将电压空间平面分成六个扇区，每个扇区中任意电压矢量V_ref均可由对应扇区的两个非零电压矢量和零矢量共同合成产生，则第一扇区中对应的两个非零电压矢量作用时间T₁、T₂的计算公式如下：

T_s＝T₀+T₁+T₂ (2)

其中，T_s为一个矢量控制运算周期，第一扇区对应的非零电压矢量为V₄、V₆，T₀为零电压矢量V₀、V₇的作用时间总和，V_dc为母线电压，θ_ref为电压矢量V_ref与非零电压矢量V₄之间的夹角。

3.根据权利要求1所述的一种抑制永磁同步电机单电阻采样电流畸变的方法，其特征在于，所述步骤S2的具体过程如下：

S2-1、根据设定转速n_set计算出每个相电流的电周期

其中p_n为电机的极对数；每个相电流周期包含六个扇区，进一步计算出每一个扇区控制迭代运算的次数

其中T_s为一个矢量控制运算周期；

S2-2、计算每一次矢量变频控制迭代运算T₁、T₂变化的最大幅值

式(5)和式(6)中，T_{1_max}、T_{2_max}分别为T₁、T₂的最大值，T_{1_min}、T_{2_min}分别为T₁、T₂的最小值，ξ为放大系数；

S2-3、根据T₁、T₂处于上升期或下降期的情况，对T₁、T₂进行限幅处理：

若T₁处于上升期：

T₁(n)＜T₁(n-1)+ΔT_{1_max} (7)

若T₁处于下降期：

T₁(n)＞T₁(n-1)-ΔT_{1_max} (8)

若T₂处于上升期：

T₂(n)＜T₂(n-1)+ΔT_{2_max} (9)

若T₂处于下降期：

T₂(n)＞T₂(n-1)-ΔT_{2_max} (10)。

4.根据权利要求1所述的一种抑制永磁同步电机单电阻采样电流畸变的方法，其特征在于，所述步骤S3中，采用的低通滤波的离散方程为：

i_{d_LPF}(n+1)＝i_{d_LPF}(n)+K_LPF{i_d(n+1)-i_{d_LPF}(n)} (11)

i_{q_LPF}(n+1)＝i_{q_LPF}(n)+K_LPF{i_q(n+1)-i_{q_LPF}(n)} (12)

式(11)和式(12)中，i_d(n+1)、i_q(n+1)分别为d轴、q轴电流在采样点n+1处的瞬时值，id_{_LPF}(n)、i_{q_LPF}(n)分别为d轴、q轴电流在采样点n处的低通滤波值，i_{d_LPF}(n+1)、i_{q_LPF}(n+1)分别为d轴、q轴电流在采样点n+1处的低通滤波值，K_LPF为低通滤波系数，d轴和q轴采用相同的低通滤波系数。

5.根据权利要求1所述的一种抑制永磁同步电机单电阻采样电流畸变的方法，其特征在于，所述步骤S5中，进行转子位置角估算的过程如下：

S5-1、建立dq坐标系下的定子电压方程：

式(17)中，u_d、u_q分别为定子绕组d、q轴电压；i_d、i_q分别为d、q轴电流；R_s为定子电阻；L_d、L_q分别为d、q轴电感；e为电机反电动势；ω代表dq坐标系的旋转角速度；p为微分算子，p＝d/dt；

S5-2、建立γδ估算坐标系下的定子电压方程：

式(18)中，u_γ、u_δ分别为γ、δ轴定子电压分量，i_γ、i_δ分别为γ、δ轴电流分量，ω_M代表γδ估算坐标系的旋转角速度；Δθ为γδ估算坐标系与dq坐标系的夹角，即位置角估算误差；

S5-3、求出采样点n+1处电机的实际电流i_γ(n+1)、i_δ(n+1)：

式(19)中，T为离散点的采样时间，i_γ(n)、i_δ(n)为采样点n处电机的实际电流，u_γ(n)、u_δ(n)为采样点n处电机的实际电压；

S5-4、求出采样点n+1处估算电流i_Mγ(n+1)、i_Mδ(n+1)：

S5-5、从式(19)和式(20)求出采样点n+1处估算电流误差Δi_γ(n+1)、Δi_δ(n+1)：

S5-6、根据式(21)求出的电流误差Δi_δ推算出电机反电动势：

e_M(n+1)＝e_M(n)-K_δΔi_δ(n+1) (22)

式(22)中，e_M(n+1)、e_M(n)分别为采样点n+1、采样点n处的电机反电动势，Δi_δ(n+1)为采样点n+1处的δ轴电流误差，K_δ为反电势估算系数；

S5-7、根据式(22)推算的电机反电动势推算出电机转子位置角：

式(23)中，θ_M(n+1)、θ_M(n)分别为采样点n+1、采样点n处的电机转子位置角，Δi_γ(n+1)为采样点n+1处的γ轴电流误差，K_E为电机反电势系数，K_θ为转子位置角补偿系数。

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