CN111835258A - 电机驱动控制方法、控制装置和驻车空调控制器 - Google Patents

电机驱动控制方法、控制装置和驻车空调控制器 Download PDF

Info

Publication number
CN111835258A
CN111835258A CN202010731838.3A CN202010731838A CN111835258A CN 111835258 A CN111835258 A CN 111835258A CN 202010731838 A CN202010731838 A CN 202010731838A CN 111835258 A CN111835258 A CN 111835258A
Authority
CN
China
Prior art keywords
motor
value
voltage
current
axis current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202010731838.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111835258B (zh
Inventor
盛爽
郑长春
黄勇
王甫敬
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Guangdong Xita Frequency Conversion Technology Co ltd
Original Assignee
Guangdong Xita Frequency Conversion Technology Co ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Guangdong Xita Frequency Conversion Technology Co ltd filed Critical Guangdong Xita Frequency Conversion Technology Co ltd
Priority to CN202010731838.3A priority Critical patent/CN111835258B/zh
Publication of CN111835258A publication Critical patent/CN111835258A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111835258B publication Critical patent/CN111835258B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/022—Synchronous motors
    • H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
    • H02P25/026—Synchronous motors controlled by supply frequency thereby detecting the rotor position
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2203/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the means for detecting the position of the rotor
    • H02P2203/03—Determination of the rotor position, e.g. initial rotor position, during standstill or low speed operation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

本发明涉及一种电机驱动控制方法、控制装置和驻车空调控制器，通过获取控制器生成的q轴电流和电机速度估计值，以此确定反电动势谐波补偿值，接着根据控制器生成的q轴给定电压初始值和反电动势谐波补偿值确定q轴给定电压，以此转换成基于两相静止坐标系的电压，最后根据两相静止坐标系的电压和以及直流母线电压进行电压空间矢量脉宽调制，生成用于驱动逆变器的调制信号，以控制电机运行。通过增加在控制过程中反电动势谐波提取与补偿，以此使得减少了电机运行过程中的其绕组的相电流波形尖峰，使得电流更接近于正弦，从而减少了电机的损耗与发热，避免了额定负载运行过程中出现过流故障，从而增强了整个电机驱动运行过程中的稳定性和可靠性。

Description

电机驱动控制方法、控制装置和驻车空调控制器
技术领域
本发明涉及电机驱动的控制领域，具体涉及一种电机驱动控制方法、控制装置和驻车空调控制器。
背景技术
目前一些差异化空调器如便携式空调器、驻车空调目前越来越多的使用大功率低压(12-24V)的双转子压缩机，该压缩机适配对应的直流变频控制器，其直接以蓄电池做为电源，不需要任何的其他中转设备。在该方案使用过程中，由于采用蓄电池的低电压供电，因此其压缩机运行时电流大，导致压缩机的绕组的电感容易饱和，出现反电动势波形出现畸变不是正弦波，以此使得低次谐波电流较大，电流波形产生尖峰，从而增加整个压缩机的电机损耗，容易引起过流保护。
发明内容
本发明的目的是提供一种电机驱动控制方法、控制装置和驻车空调控制器，目的在于解决现有的采用低压双转子压缩机的空调器的压缩机控制方案中由于控制中低次谐波电流大导致易引起过流保护的问题。
为了实现上述目的，本发明提供一种电机驱动控制方法，电机驱动电路包括控制器和逆变器，控制方法包括：
获取控制器生成的q轴电流和电机速度估计值；
根据q轴电流和电机速度估计值确定反电动势谐波补偿值；
根据控制器生成的q轴给定电压初始值和反电动势谐波补偿值确定q轴电压；
根据q轴给定电压和控制器生成的d轴给定电压转换成基于两相静止坐标系的电压；
获取为逆变器进行供电的直流母线电压；
根据两相静止坐标系的电压以及直流母线电压进行电压空间矢量脉宽调制SVPWM，生成用于驱动逆变器的调制信号，以控制电机运行。
可选地，根据q轴电流和电机速度估计值ωr确定反电动势谐波补偿值包括：
对q轴电流进行第一低通滤波运算，以生成q轴电流谐波分量；
对电机速度估计值进行比例放大和积分运算以得到电机转子角度估计值；
对q轴电流谐波分量和电机的转子角度估计值进行正弦和余弦运算以生成正弦部幅值和余弦部幅值；
对正弦部幅值和余弦部幅值分别与电机的转子角度估计值进行乘法运算后再进行加法运算以生成反电动势谐波补偿值。
可选地，对q轴电流进行第一低通滤波运算，以生成q轴电流谐波分量包括：
对q轴电流进行第一低通滤波运算以生成q轴电流直流分量；
对q轴电流和q轴电流直流分量进行减法运行以生成q轴电流谐波分量。
可选地，对q轴电流谐波分量和电机转子角度估计值进行正弦和余弦运算以生成正弦部幅值和余弦部幅值包括：
对q轴电流谐波分量进行余弦运算；
对余弦运算结果进行第二低通滤波运算以生成余弦部幅值；
对q轴电流谐波分量进行正弦运算；
对余弦运算结果进行第三低通滤波运算以生成正弦部幅值。
可选地，控制方法还包括：
对正弦部幅值和余弦部幅值分别进行PI运算以生成补偿电压正弦不幅值和补偿电压余弦部幅值；
对电机转子角度第二估计值经余弦计算后与补偿电压余弦部幅值经乘法运算得到第一乘法值；
对电机转子角度第二估计值经正弦计算后与补偿电压正弦部幅值经乘法运算得到第二乘法值；
对第一乘法值和第二乘法值再进行加法运算以生成反电动势谐波补偿值。
本发明还提供一种电机驱动控制装置，电机驱动控制装置包括：
逆变器，用于将输入的直流电转换成三相交流电，以驱动电机运行；
电流采样模块，用于采集为逆变器供电的直流母线电流并转换成电机的三相电流；
控制器，被配置成：
获取控制器生成的q轴电流和电机速度估计值；
根据q轴电流和电机速度估计值确定反电动势谐波补偿值；
根据控制器生成的q轴给定电压初始值和反电动势谐波补偿值确定q轴电压；
根据q轴给定电压和控制器生成的d轴给定电压转换成基于两相静止坐标系的电压；
获取为逆变器进行供电的直流母线电压；
根据两相静止坐标系的电压以及直流母线电压进行电压空间矢量脉宽调制SVPWM，生成用于驱动逆变器的调制信号，以控制电机运行。
可选地，根据q轴电流和电机速度估计值ωr确定反电动势谐波补偿值时，控制器还被配置成：
对q轴电流进行第一低通滤波运算，以生成q轴电流谐波分量；
对电机速度估计值进行比例放大和积分运算以得到电机转子角度估计值；
对q轴电流谐波分量和电机的转子角度估计值进行正弦和余弦运算以生成正弦部幅值和余弦部幅值；
对正弦部幅值和余弦部幅值分别与电机的转子角度估计值进行乘法运算后再进行加法运算以生成反电动势谐波补偿值。
可选地，对q轴电流进行第一低通滤波运算，以生成q轴电流谐波分量时，控制器还被配置成：
对q轴电流进行第一低通滤波运算以生成q轴电流直流分量；
对q轴电流和q轴电流直流分量进行减法运行以生成q轴电流谐波分量。
可选地，对q轴电流谐波分量和电机转子角度估计值进行正弦和余弦运算以生成正弦部幅值和余弦部幅值时，控制器还被配置成：
对q轴电流谐波分量进行余弦运算；
对余弦运算结果进行第二低通滤波运算以生成余弦部幅值；
对q轴电流谐波分量进行正弦运算；
对余弦运算结果进行第三低通滤波运算以生成正弦部幅值。
本发明还提供一种驻车空调控制器，驻车空调控制器包括上述的电机驱动控制装置。
通过上述技术方案，本发明的用于单电阻采样的电机驱动控制方法，通过获取控制器生成的q轴电流和电机速度估计值，并根据q轴电流和电机速度估计值确定反电动势谐波补偿值，接着根据控制器生成的q轴给定电压初始值和反电动势谐波补偿值确定q轴给定电压，以此根据q轴给定电压和控制器生成的d轴给定电压转换成基于两相静止坐标系的电压，并获取为逆变器进行供电的直流母线电压，最后根据两相静止坐标系的电压和以及直流母线电压进行电压空间矢量脉宽调制(SVPWM)，生成用于驱动逆变器的调制信号，以控制电机运行。针对现有技术中的双转子电机控制过程中低次谐波较大的问题，通过增加在控制过程中反电动势谐波提取与补偿，以此使得减少了电机运行过程中的其绕组的相电流波形尖峰，使得电流更接近于正弦，从而减少了电机的损耗与发热，避免了额定负载运行过程中出现过流故障，从而增强了整个电机驱动运行过程中的稳定性和可靠性。
本发明的其它特征和优点将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。
附图说明
附图是用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与下面的具体实施方式一起用于解释本发明，但并不构成对本发明的限制。在附图中：
图1是本发明实施例的用于单电阻采样的电机驱动控制方法的电机驱动电路的电路示意图；
图2是本发明实施例的控制器中的反动势谐波补偿器的框图；
图3是针对q轴电流、q轴电流iq的直流分量和q轴电流的谐波分量的波形示意图；
图4是本发明实施例的用于单电阻采样的电机驱动控制方法的流程图；
图5是本发明另一实施例的用于单电阻采样的电机驱动控制方法的流程图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本发明，并不用于限制本发明。
需要说明，若本发明实施例中有涉及方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后……)，则该方向性指示仅用于解释在某一特定姿态(如附图所示)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。
另外，若本发明实施例中有涉及“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。
本发明提出一种电机驱动控制方法，该电机低压驱动的永磁同步电机4，具备可以是内置式的永磁同步电机(IPMSM)，其工作电压为12-24V，可以采用车用蓄电池直接提供电源，其控制电路如图1所示，主要包括逆变器3、控制器1、电流采样模块5和电压采样模块2，其中控制器1输出六路PWM信号到逆变器3，以控制逆变器3的三路上下桥臂的开关管工作，实现将输入给上下桥臂的直流母线电压转换成频率可控的交流信号以驱动电机4运行，同时，控制器1获取电压采样模块2采集的直流母线电压值，并从电流采样模块5获取到期采集的三相电流值，并根据电机4的目标转速值ωr*进行计算以生成六路PWM信号输入到逆变器3。
如图4所示，基于该控制器1的控制方法包括：
步骤S100，获取控制器1生成的q轴电流Iq和电机速度估计值ωr；
步骤S200，根据q轴电流iq和电机速度估计值ωr确定反电动势谐波补偿值ΔUqc；
步骤S300，根据控制器1生成的q轴给定电压初始值Vq0和反电动势谐波补偿值ΔUqc确定q轴给定电压Vq；
步骤S400，根据q轴给定电压Vd和控制器1生成的d轴给定电压Vd转换成基于两相静止坐标系的电压Vα和Vβ；
步骤S500，获取为逆变器3进行供电的直流母线电压Udc；
步骤S600，根据两相静止坐标系的电压Vα和Vβ以及直流母线电压Udc进行电压空间矢量脉宽调制(SVPWM)，生成用于驱动逆变器3的调制信号，以控制电机4运行。
其中控制器1的内部的一些处理模块为现有技术，如速度调节器、电流调节器、速度/位置观测器、各坐标变换器、SVPWM电压调制器40以及电流采样模块5都为现有技术。
具体上述的各个处理模块作用如下：
位置/速度观测器70，用于对电机4的转子位置进行估计以获得电机4的转子角度估计值θr和电机速度估计值ωr；
速度调节器10，用于根据电机目标转速值ωr*、电机速度估计值ωr计算Q轴给定电流值Iq*和D轴给定电流值Id*；
电流调节器20，用于根据电机速度估计值ωr、Q轴给定电流值Iq*、D轴给定电流值Id*、电流值Id和Iq生成Q轴给定电压初始值Vq0和D轴给定电压值Vd；
各坐标变换器包括：
Clarke变换器60：用于对输入的三相电流进行Clarke变换以生成基于两相静止坐标系的电流值Iα和Iβ；
Park变换器50，用于根据电流值Iα和Iβ进行Park变换以生成基于两相旋转坐标系的电流值Id和Iq；
Park逆变换器30，用于根据转子角度估计值θr、Q轴给定电压值Vq和D轴给定电压值Vd进行Park逆变换以生成基于静止坐标系的电压值Vα和Vβ。
SVPWM电压调制器40，用于根据基于静止坐标系的电压值Vα和Vβ和电压采样模块2采样得到的直流母线电压Udc进行电压空间矢量脉宽调制转换，以生成驱动逆变器3的六路开关管的PWM的调制信号。
其中步骤S100即为Clarke变换器60和Park变换器50执行的功能最终以生成基于两相旋转坐标系的电流值Id和Iq，而图1中的反电动势谐波补偿器80为本发明方案新增的处理模块，其在步骤S200中，根据q轴电流Iq和电机速度估计值ωr确定反电动势谐波补偿值ΔUqc，并在步骤S300中根据反电动势谐波补偿值ΔUqc对电流调节器生成的Q轴给定电压初始值Vq0进行补偿，即将Q轴给定电压初始值与反电动势谐波补偿值ΔUqc做减法运算以生成Q轴给定电压值Vq；接着在步骤S400中，根据q轴给定电压Vd和控制器1生成的d轴给定电压Vd在Park逆变换器30中转换以生成基于静止坐标系的电压值Vα和Vβ；在步骤S500和步骤S600中将静止坐标系的电压值Vα和Vβ和采样得到的直流母线电压Udc输入到SVPWM电压调制器40中，进行电压空间矢量脉宽调制算法转换，最终生成驱动逆变器3工作的六路PWM开关信号，以驱动电机4可控运行。
本发明的电机驱动控制方法，通过获取控制器1生成的q轴电流Iq和电机速度估计值ωr，并根据q轴电流Iq和电机速度估计值ωr确定反电动势谐波补偿值ΔUqc，接着根据控制器1生成的q轴给定电压初始值Vq0和反电动势谐波补偿值ΔUqc确定q轴给定电压Vq，以此根据q轴给定电压Vd和控制器1生成的d轴给定电压Vd转换成基于两相静止坐标系的电压Vα和Vβ，并获取为逆变器3进行供电的直流母线电压Udc，最后根据两相静止坐标系的电压Vα和Vβ以及直流母线电压Udc进行电压空间矢量脉宽调制(SVPWM)，生成用于驱动逆变器3的调制信号，以控制电机4运行。针对现有技术中的双转子电机4控制过程中低次谐波较大的问题，通过增加在控制过程中反电动势谐波提取与补偿，以此使得减少了电机4运行过程中的其绕组的相电流波形尖峰，使得电流更接近于正弦，从而减少了电机4的损耗与发热，避免了额定负载运行过程中出现过流故障，从而增强了整个电机4驱动运行过程中的稳定性和可靠性。
在本发明的一些实施例中，如图5所示，根据q轴电流和电机速度估计值ωr确定反电动势谐波补偿值包括：
步骤S210，对q轴电流iq进行第一低通滤波运算，以生成q轴电流谐波分量Δq；
步骤S220，对电机速度估计值ωr进行比例放大和积分运算以得到电机转子角度第二估计值θk；
步骤S230，对q轴电流谐波分量Δq和电机转子角度第二估计值θk进行正弦和余弦运算以生成正弦部幅值bk和余弦部幅值ak；
步骤S240，对正弦部幅值bk和余弦部幅值ak分别与电机转子角度第二估计值θk进行乘法运算后再进行加法运算以生成反电动势谐波补偿值ΔUqc。
在步骤S210中，其中q轴电流iq通过第一低通滤波器803得到q轴电流iq的直流分量iqdc基于以下公式：
iqdc＝LPF(iq)；
其传递函数为：
Figure BDA0002603602320000091
其中ωc为低通滤波器LPF(x)的截止频率。
在通过图2中的第一减法器804用iq减去直流分量得到q轴电流的谐波分量Δq：
Δiq＝iq-iqdc。
其中q轴电流iq、q轴电流iq的直流分量iqdc和q轴电流的谐波分量Δq的波形如图3所示。
在步骤S220中，对电机速度估计值ωr进行比例放大和积分运算以得到电机转子角度第二估计值θk，参考图2，其电机速度估计值ωr经过比列放大器801和积分器802得到电机转子角度第二估计值θk基于以下公式：
θk＝kωrt。
在步骤S230中，对q轴电流谐波分量Δq和电机转子角度第二估计值θk进行正弦和余弦运算以生成正弦部幅值bk和余弦部幅值ak通过以下步骤：
将电机转子角度第二估计值θk经余弦计算器806后得到乘以cos(θk)，再与q轴电流谐波分量Δq经第一乘法器807乘以cos(θk)得：
Figure BDA0002603602320000101
由上式可看出，除了k次谐波分量幅值ak为常数外，其余分量皆为高频分量，通过截止频率为ω1的第二低通滤波器809对Δiqcos(θk)进行滤波，可提取出k次谐波分量余弦部的幅值ak。
同理，将q轴电流谐波分量Δq经正弦计算器805和第二乘法器808乘以sin(θk)得到Δiqsin(θk)，并将Δiqsin(θk)通过截止频率为ω1的第三低通滤波器812可提取出k次谐波分量正弦部的幅值bk。
综上，参考图2得：
q轴电流第k次谐波电流正余弦部幅值ak和bk分别为：
ak＝LPF(Δiqcos(θk))
bk＝LPF(Δiqsinθk)
在步骤S240中，对正弦部幅值bk和余弦部幅值ak分别与电机转子角度第二估计值θk进行乘法运算后再进行加法运算以生成反电动势谐波补偿值ΔUqc基于以下步骤：
将k次谐波电流余弦部幅值ak通过第一PI调节器810得到补偿电压余弦部幅值Ua，第一PI调节器810传递函数为：
Figure BDA0002603602320000111
将k次谐波电流正弦部幅值bk通过第二PI调节器813得到补偿电压正弦部幅值Ub，第二PI调节器813传递函数为：
Figure BDA0002603602320000112
最后得到反电动势谐波补偿值ΔUqc步骤为：
对所述电机转子角度第二估计值θk经余弦计算器806计算得到cos(θk)，再将cos(θk)与所述补偿电压余弦部幅值Ua经第三乘法器811进行乘法运算得到第一乘法值Uacos(θk)；
对所述电机转子角度第二估计值θk经正弦计算器805计算得到sin(θk)，再将sin(θk)与所述补偿电压正弦部幅值Ub经第四乘法器814进行乘法运算得到第二乘法值Ubsin(θk)；
最后将第一乘法值Uacos(θk)和第二乘法值Ubsin(θk)经第一加法器815进行相加得到反电动势谐波补偿值ΔUqc：
ΔUqc＝Uacos(θk)+Ubsin(θk)
参考图1，最终将反电动势谐波补偿值ΔUqc和q轴给定电压初始值Vq0进行加法运算以得到q轴给定电压Vq：
Vq＝Vq0+ΔUqc；
以此将转子角度估计值θr、D轴给定电压值Vd和上述得到的q轴给定电压Vq输入到Park逆变换器30已生成基于静止坐标系的电压值Vα和Vβ，并将此电压Vα和Vβ和电压采样模块2采样得到的直流母线电压Udc输入到SVPWM电压调制器40进行转换以最终生成调制信号，输入到逆变器3最终控制电机4运行。
本发明的实施例还提出一种电机驱动控制装置，该电机低压驱动的永磁同步电机4，具备可以是内置式的永磁同步电机(IPMSM)，其工作电压为12-24V，可以采用车用蓄电池直接提供电源，其控制电路如图1所示，所述电机驱动控制装置包括：
逆变器3，用于将输入的直流电转换成三相交流电，以驱动所述电机4运行；
电流采样模块5，用于采集为所述逆变器3供电的直流母线电流并转换成电机4的三相电流；
其中控制器1输出六路PWM信号到逆变器3，以控制逆变器3的三路上下桥臂的开关管工作，实现将输入给上下桥臂的直流母线电压转换成频率可控的交流信号以驱动电机4运行，同时，控制器1获取电压采样模块2采集的直流母线电压值，并从电流采样模块5获取到期采集的三相电流值，并根据电机4的目标转速值ωr*进行计算以生成六路PWM信号输入到逆变器3。
控制器1还被配置成：获取所述控制器生成的q轴电流和电机速度估计值；
根据所述q轴电流和电机速度估计值确定反电动势谐波补偿值；
根据所述控制器生成的q轴给定电压初始值和所述反电动势谐波补偿值
确定q轴电压；
根据所述q轴给定电压和所述控制器生成的d轴给定电压转换成基于
两相静止坐标系的电压；
获取为所述逆变器进行供电的直流母线电压；
根据所述两相静止坐标系的电压以及所述直流母线电压进行电压空间矢量脉宽调制SVPWM，生成用于驱动所述逆变器的调制信号，以控制所述电机运行。
其中控制器1的内部的一些处理模块为现有技术，如速度调节器、电流调节器、速度/位置观测器、各坐标变换器、SVPWM电压调制器40以及电流采样模块5都为现有技术。
具体上述的各个处理模块作用如下：
位置/速度观测器70，用于对电机4的转子位置进行估计以获得电机4的转子角度估计值θr和电机速度估计值ωr；
速度调节器10，用于根据电机目标转速值ωr*、电机速度估计值ωr计算Q轴给定电流值Iq*和D轴给定电流值Id*；
电流调节器20，用于根据电机速度估计值ωr、Q轴给定电流值Iq*、D轴给定电流值Id*、电流值Id和Iq生成Q轴给定电压初始值Vq0和D轴给定电压值Vd；
各坐标变换器包括：
Clarke变换器60：用于对输入的三相电流进行Clarke变换以生成基于两相静止坐标系的电流值Iα和Iβ；
Park变换器50，用于根据电流值Iα和Iβ进行Park变换以生成基于两相旋转坐标系的电流值Id和Iq；
Park逆变换器30，用于根据转子角度估计值θr、Q轴给定电压值Vq和D轴给定电压值Vd进行Park逆变换以生成基于静止坐标系的电压值Vα和Vβ。
SVPWM电压调制器40，用于根据基于静止坐标系的电压值Vα和Vβ和电压采样模块2采样得到的直流母线电压Udc进行电压空间矢量脉宽调制转换，以生成驱动逆变器3的六路开关管的PWM的调制信号。
其中步骤S100即为Clarke变换器60和Park变换器50执行的功能最终以生成基于两相旋转坐标系的电流值Id和Iq，而图1中的反电动势谐波补偿器80为本发明方案新增的处理模块，其在步骤S200中，根据q轴电流Iq和电机速度估计值ωr确定反电动势谐波补偿值ΔUqc，并在步骤S300中根据反电动势谐波补偿值ΔUqc对电流调节器生成的Q轴给定电压初始值Vq0进行补偿，即将Q轴给定电压初始值与反电动势谐波补偿值ΔUqc做减法运算以生成Q轴给定电压值Vq；接着在步骤S400中，根据q轴给定电压Vd和控制器1生成的d轴给定电压Vd在Park逆变换器30中转换以生成基于静止坐标系的电压值Vα和Vβ；在步骤S500和步骤S600中将静止坐标系的电压值Vα和Vβ和采样得到的直流母线电压Udc输入到SVPWM电压调制器40中，进行电压空间矢量脉宽调制算法转换，最终生成驱动逆变器3工作的六路PWM开关信号，以驱动电机4可控运行。
本发明的电机驱动控制装置，通过获取控制器1生成的q轴电流Iq和电机速度估计值ωr，并根据q轴电流Iq和电机速度估计值ωr确定反电动势谐波补偿值ΔUqc，接着根据控制器1生成的q轴给定电压初始值Vq0和反电动势谐波补偿值ΔUqc确定q轴给定电压Vq，以此根据q轴给定电压Vd和控制器1生成的d轴给定电压Vd转换成基于两相静止坐标系的电压Vα和Vβ，并获取为逆变器3进行供电的直流母线电压Udc，最后根据两相静止坐标系的电压Vα和Vβ以及直流母线电压Udc进行电压空间矢量脉宽调制(SVPWM)，生成用于驱动逆变器3的调制信号，以控制电机4运行。针对现有技术中的双转子电机4控制过程中低次谐波较大的问题，通过增加在控制过程中反电动势谐波提取与补偿，以此使得减少了电机4运行过程中的其绕组的相电流波形尖峰，使得电流更接近于正弦，从而减少了电机4的损耗与发了，避免了额定负载运行过程中出现过流故障，从而增强了整个电机4驱动运行过程中的稳定性和可靠性。
在本发明的一些实施例中，所述根据所述q轴电流和电机速度估计值ωr确定反电动势谐波补偿值时，所述控制器还被配置成：对所述q轴电流进行第一低通滤波运算，以生成q轴电流谐波分量；
对所述电机速度估计值进行比例放大和积分运算以得到电机转子角度估计值；
对所述q轴电流谐波分量和所述电机的转子角度估计值进行正弦和余弦运算以生成正弦部幅值和余弦部幅值；
对所述正弦部幅值和余弦部幅值分别与所述电机的转子角度估计值进行乘法运算后再进行加法运算以生成所述的反电动势谐波补偿值。
其中q轴电流iq通过第一低通滤波器803得到q轴电流iq的直流分量iqdc基于以下公式：
iqdc＝LPF(iq)；
其传递函数为：
Figure BDA0002603602320000151
其中ωc为低通滤波器LPF(x)的截止频率。
在通过图2中的第一减法器804用iq减去直流分量得到q轴电流的谐波分量Δq：
Δiq＝iq-iqdc。
其中q轴电流iq、q轴电流iq的直流分量iqdc和q轴电流的谐波分量Δq的波形如图3所示。
对电机速度估计值ωr进行比例放大和积分运算以得到电机转子角度第二估计值θk，参考图2，其电机速度估计值ωr经过比列放大器801和积分器802得到电机转子角度第二估计值θk基于以下公式：
θk＝kωrt。
对q轴电流谐波分量Δq和电机转子角度第二估计值θk进行正弦和余弦运算以生成正弦部幅值bk和余弦部幅值ak通过以下步骤：
将电机转子角度第二估计值θk经余弦计算器806后得到乘以cos(θk)，再与q轴电流谐波分量Δq经第一乘法器807乘以cos(θk)得：
Figure BDA0002603602320000161
由上式可看出，除了k次谐波分量幅值ak为常数外，其余分量皆为高频分量，通过截止频率为ω1的第二低通滤波器809对Δiqcos(θk)进行滤波，可提取出k次谐波分量余弦部的幅值ak。
同理，将q轴电流谐波分量Δq经正弦计算器805和第二乘法器808乘以sin(θk)得到Δiqsin(θk)，并将Δiqsin(θk)通过截止频率为ω1的第三低通滤波器812可提取出k次谐波分量正弦部的幅值bk。
综上，参考图2得：
q轴电流第k次谐波电流正余弦部幅值ak和bk分别为：
ak＝LPF(Δiqcos(θk))
bk＝LPF(Δiqsinθk)
对正弦部幅值bk和余弦部幅值ak分别与电机转子角度第二估计值θk进行乘法运算后再进行加法运算以生成反电动势谐波补偿值ΔUqc基于以下步骤：
将k次谐波电流余弦部幅值ak通过第一PI调节器810得到补偿电压余弦部幅值Ua，第一PI调节器810传递函数为：
Figure BDA0002603602320000171
将k次谐波电流正弦部幅值bk通过第二PI调节器813得到补偿电压正弦部幅值Ub，第二PI调节器813传递函数为：
Figure BDA0002603602320000172
最后得到反电动势谐波补偿值ΔUqc步骤为：
对所述电机转子角度第二估计值θk经余弦计算器806计算得到cos(θk)，再将cos(θk)与所述补偿电压余弦部幅值Ua经第三乘法器811进行乘法运算得到第一乘法值Uacos(θk)；
对所述电机转子角度第二估计值θk经正弦计算器805计算得到sin(θk)，再将sin(θk)与所述补偿电压正弦部幅值Ub经第四乘法器814进行乘法运算得到第二乘法值Ubsin(θk)；
最后将第一乘法值Uacos(θk)和第二乘法值Ubsin(θk)经第一加法器815进行相加得到反电动势谐波补偿值ΔUqc：
ΔUqc＝Uacos(θk)+Ubsin(θk)
参考图1，最终将反电动势谐波补偿值ΔUqc和q轴给定电压初始值Vq0进行加法运算以得到q轴给定电压Vq：
Vq＝Vq0+ΔUqc；
以此将转子角度估计值θr、D轴给定电压值Vd和上述得到的q轴给定电压Vq输入到Park逆变换器30已生成基于静止坐标系的电压值Vα和Vβ，并将此电压Vα和Vβ和电压采样模块2采样得到的直流母线电压Udc输入到SVPWM电压调制器40进行转换以最终生成调制信号，输入到逆变器3最终控制电机4运行。
本发明还提出一种驻车空调控制器，该驻车空调控制器的基本电路如图1所示，包括上述的电机驱动控制装置。通过生成反电动势谐波补偿值ΔUqc以对q轴给定电压Vq进行补偿，以此使得减少了电机4运行过程中的其绕组的相电流波形尖峰，使得电流更接近于正弦，从而减少了电机4的损耗与发了，避免了额定负载运行过程中出现过流故障，以此使得整个驻车空调控制器运行时更加稳定可靠。
本发明的实施例还提供了计算机程序产品，包括程序指令，该程序指令被控制器执行时使得控制器能够实现上述实施例中的任意的电机驱动控制方法。
本发明的实施例还提供了存储介质，其上存储有计算机可读指令，该计算机可读指令被控制器执行时使得控制器能够执行上述实施例中的任意的用于单电阻采样的电机驱动控制方法。
本领域技术人员可以理解实现上述实施方式方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件来完成，该程序存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一个(可以是单片机，芯片等)或处理器(processor)执行本申请各个实施方式所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-OnlyMemory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
在本说明书的描述中，参考术语“第一实施例”、“第二实施例”、“示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体方法、装置或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、方法、装置或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
以上仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (10)

1.一种电机驱动控制方法，电机驱动电路包括控制器和逆变器，其特征在于，所述控制方法包括：
获取所述控制器生成的q轴电流和电机速度估计值；
根据所述q轴电流和电机速度估计值确定反电动势谐波补偿值；
根据所述控制器生成的q轴给定电压初始值和所述反电动势谐波补偿值确定q轴电压；
根据所述q轴给定电压和所述控制器生成的d轴给定电压转换成基于两相静止坐标系的电压；
获取为所述逆变器进行供电的直流母线电压；
根据所述两相静止坐标系的电压以及所述直流母线电压进行电压空间矢量脉宽调制SVPWM，生成用于驱动所述逆变器的调制信号，以控制所述电机运行。
2.如权利要求1所述的电机驱动控制方法，其特征在于，所述根据所述q轴电流和电机速度估计值ωr确定反电动势谐波补偿值包括：
对所述q轴电流进行第一低通滤波运算，以生成q轴电流谐波分量；
对所述电机速度估计值进行比例放大和积分运算以得到电机转子角度估计值；
对所述q轴电流谐波分量和所述电机的转子角度估计值进行正弦和余弦运算以生成正弦部幅值和余弦部幅值；
对所述正弦部幅值和余弦部幅值分别与所述电机的转子角度估计值进行乘法运算后再进行加法运算以生成所述的反电动势谐波补偿值。
3.如权利要求2所述的电机驱动控制方法，其特征在于，所述对所述q轴电流进行第一低通滤波运算，以生成q轴电流谐波分量包括：
对所述q轴电流进行第一低通滤波运算以生成q轴电流直流分量；
对所述q轴电流和q轴电流直流分量进行减法运行以生成所述q轴电流谐波分量。
4.如权利要求2所述的电机驱动控制方法，其特征在于，所述对所述q轴电流谐波分量和所述电机转子角度估计值进行正弦和余弦运算以生成正弦部幅值和余弦部幅值包括：
对所述q轴电流谐波分量进行余弦运算；
对所述余弦运算结果进行第二低通滤波运算以生成所述的余弦部幅值；
对所述q轴电流谐波分量进行正弦运算；
对所述余弦运算结果进行第三低通滤波运算以生成所述的正弦部幅值。
5.如权利要求2所述的电机驱动控制方法，其特征在于，所述控制方法还包括：
对所述正弦部幅值和余弦部幅值分别进行PI运算以生成补偿电压正弦不幅值和补偿电压余弦部幅值；
对所述电机转子角度第二估计值经余弦计算后与所述补偿电压余弦部幅值经乘法运算得到第一乘法值；
对所述电机转子角度第二估计值经正弦计算后与所述补偿电压正弦部幅值经乘法运算得到第二乘法值；
对所述第一乘法值和所述第二乘法值再进行加法运算以生成所述的反电动势谐波补偿值。
6.一种电机驱动控制装置，其特征在于，所述电机驱动控制装置包括：
逆变器，用于将输入的直流电转换成三相交流电，以驱动所述电机运行；
电流采样模块，用于采集为所述逆变器供电的直流母线电流并转换成电机的三相电流；
控制器，被配置成：
获取所述控制器生成的q轴电流和电机速度估计值；
根据所述q轴电流和电机速度估计值确定反电动势谐波补偿值；
根据所述控制器生成的q轴给定电压初始值和所述反电动势谐波补偿值确定q轴电压；
根据所述q轴给定电压和所述控制器生成的d轴给定电压转换成基于两相静止坐标系的电压；
获取为所述逆变器进行供电的直流母线电压；
根据所述两相静止坐标系的电压以及所述直流母线电压进行电压空间矢量脉宽调制SVPWM，生成用于驱动所述逆变器的调制信号，以控制所述电机运行。
7.如权利要求6所述的电机驱动控制装置，其特征在于，所述根据所述q轴电流和电机速度估计值ωr确定反电动势谐波补偿值时，所述控制器还被配置成：
对所述q轴电流进行第一低通滤波运算，以生成q轴电流谐波分量；
对所述电机速度估计值进行比例放大和积分运算以得到电机转子角度估计值；
对所述q轴电流谐波分量和所述电机的转子角度估计值进行正弦和余弦运算以生成正弦部幅值和余弦部幅值；
对所述正弦部幅值和余弦部幅值分别与所述电机的转子角度估计值进行乘法运算后再进行加法运算以生成所述的反电动势谐波补偿值。
8.如权利要求7所述的电机驱动控制装置，其特征在于，所述对所述q轴电流进行第一低通滤波运算，以生成q轴电流谐波分量时，所述控制器还被配置成：
对所述q轴电流进行第一低通滤波运算以生成q轴电流直流分量；
对所述q轴电流和q轴电流直流分量进行减法运行以生成所述q轴电流谐波分量。
9.如权利要求7所述的电机驱动控制装置，其特征在于，所述对所述q轴电流谐波分量和所述电机转子角度估计值进行正弦和余弦运算以生成正弦部幅值和余弦部幅值时，所述控制器还被配置成：
对所述q轴电流谐波分量进行余弦运算；
对所述余弦运算结果进行第二低通滤波运算以生成所述的余弦部幅值；
对所述q轴电流谐波分量进行正弦运算；
对所述余弦运算结果进行第三低通滤波运算以生成所述的正弦部幅值。
10.一种驻车空调控制器，其特征在于，所述驻车空调控制器包括权利要求6-9任意一项所述的电机驱动控制装置。
CN202010731838.3A 2020-07-27 2020-07-27 电机驱动控制方法、控制装置和驻车空调控制器 Active CN111835258B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010731838.3A CN111835258B (zh) 2020-07-27 2020-07-27 电机驱动控制方法、控制装置和驻车空调控制器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010731838.3A CN111835258B (zh) 2020-07-27 2020-07-27 电机驱动控制方法、控制装置和驻车空调控制器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111835258A true CN111835258A (zh) 2020-10-27
CN111835258B CN111835258B (zh) 2023-04-18

Family

ID=72926417

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010731838.3A Active CN111835258B (zh) 2020-07-27 2020-07-27 电机驱动控制方法、控制装置和驻车空调控制器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111835258B (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113224992A (zh) * 2021-04-27 2021-08-06 广东工业大学 一种抑制永磁同步电机单电阻采样电流畸变的方法
CN117691904A (zh) * 2024-02-01 2024-03-12 深圳市正弦电气股份有限公司 一种小电容变频器控制系统

Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002291298A (ja) * 2002-03-25 2002-10-04 Hitachi Ltd モータ制御装置及び電気車用制御装置
US20080180975A1 (en) * 2006-10-24 2008-07-31 Unico, Inc. Harmonic Disturbance Regulator
JP2013150498A (ja) * 2012-01-23 2013-08-01 Hitachi Ltd 同期電動機の制御装置及び制御方法
CN103986395A (zh) * 2014-05-07 2014-08-13 南京航空航天大学 一种表贴式永磁同步电机转子初始位置检测方法
CN104218872A (zh) * 2014-08-29 2014-12-17 美的集团武汉制冷设备有限公司 对电机供电的控制方法和装置、电机以及压缩机
CN104601077A (zh) * 2015-02-09 2015-05-06 北京航空航天大学 一种基于空间矢量调制的高速永磁电机谐波电流补偿系统
CN104935235A (zh) * 2015-06-19 2015-09-23 上海新时达电气股份有限公司 电机的电流谐波抑制方法
JP2016082662A (ja) * 2014-10-15 2016-05-16 ダイキン工業株式会社 電力変換器制御装置
CN109463040A (zh) * 2017-01-11 2019-03-12 日立江森自控空调有限公司 电动机驱动装置以及制冷设备
CN109639215A (zh) * 2018-12-19 2019-04-16 中国科学院电工研究所 一种三相交流电机电流谐波抑制方法
CN110518852A (zh) * 2019-07-26 2019-11-29 合肥巨一动力系统有限公司 基于谐波注入的永磁同步电机电流谐波抑制方法

Patent Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002291298A (ja) * 2002-03-25 2002-10-04 Hitachi Ltd モータ制御装置及び電気車用制御装置
US20080180975A1 (en) * 2006-10-24 2008-07-31 Unico, Inc. Harmonic Disturbance Regulator
JP2013150498A (ja) * 2012-01-23 2013-08-01 Hitachi Ltd 同期電動機の制御装置及び制御方法
CN103986395A (zh) * 2014-05-07 2014-08-13 南京航空航天大学 一种表贴式永磁同步电机转子初始位置检测方法
CN104218872A (zh) * 2014-08-29 2014-12-17 美的集团武汉制冷设备有限公司 对电机供电的控制方法和装置、电机以及压缩机
JP2016082662A (ja) * 2014-10-15 2016-05-16 ダイキン工業株式会社 電力変換器制御装置
CN104601077A (zh) * 2015-02-09 2015-05-06 北京航空航天大学 一种基于空间矢量调制的高速永磁电机谐波电流补偿系统
CN104935235A (zh) * 2015-06-19 2015-09-23 上海新时达电气股份有限公司 电机的电流谐波抑制方法
CN109463040A (zh) * 2017-01-11 2019-03-12 日立江森自控空调有限公司 电动机驱动装置以及制冷设备
CN109639215A (zh) * 2018-12-19 2019-04-16 中国科学院电工研究所 一种三相交流电机电流谐波抑制方法
CN110518852A (zh) * 2019-07-26 2019-11-29 合肥巨一动力系统有限公司 基于谐波注入的永磁同步电机电流谐波抑制方法

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113224992A (zh) * 2021-04-27 2021-08-06 广东工业大学 一种抑制永磁同步电机单电阻采样电流畸变的方法
CN113224992B (zh) * 2021-04-27 2022-04-22 广东工业大学 一种抑制永磁同步电机单电阻采样电流畸变的方法
CN117691904A (zh) * 2024-02-01 2024-03-12 深圳市正弦电气股份有限公司 一种小电容变频器控制系统

Also Published As

Publication number Publication date
CN111835258B (zh) 2023-04-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2779414B1 (en) Motor control system having bandwidth compensation
US9136785B2 (en) Motor control system to compensate for torque ripple
KR100655702B1 (ko) 영구자석 동기 모터 제어방법
JP4988329B2 (ja) 永久磁石モータのビートレス制御装置
EP2566045B1 (en) Sensorless control apparatus for a synchronous motor
EP1396927B1 (en) Inverter control method and its device
EP3252942A1 (en) Inverter control device and motor drive system
KR20110119827A (ko) 회전 전기 기기의 제어 장치 및 제어 방법
JP7270391B2 (ja) 電力変換装置の制御装置および電動機駆動システム
CN111835258B (zh) 电机驱动控制方法、控制装置和驻车空调控制器
JP4253156B2 (ja) インバータ制御方法およびその装置
JP7225550B2 (ja) モータ制御装置
US8749184B2 (en) Control apparatus for electric motor
JP2004048933A (ja) Ｄｃブラシレスモータの制御装置
WO2020213178A1 (ja) 電動機の制御装置
JP7247468B2 (ja) モータ制御装置
JP3882728B2 (ja) 電動機の制御装置
CN113056867A (zh) 逆变器控制装置
CN111551781B (zh) 等效畸变电压直接检测方法及逆变器非线性因素补偿方法
JP7226211B2 (ja) インバータ装置及びインバータ装置の制御方法
JP2007049782A (ja) 同期電動機の制御装置
JP2004023804A (ja) モータ制御装置
JP2914997B2 (ja) インバータ制御装置
WO2020145068A1 (ja) モータ制御装置
CN113169693A (zh) 逆变器控制装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant