CN101247103A - 电机控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电机控制装置，具备：电流检测单元，其根据在驱动三相式的电机的变换器和直流电源之间流过的电流，检测流过所述电机的定子的电枢绕组的相电流；根据所述电机的推定转子位置，对所述相电流进行三相－两相变换，基于由该变换得到的控制用电流，进行针对所述电机的无位置传感器矢量控制。所述电机控制装置，还包括：重叠单元，其在用于驱动所述电机的驱动电压上重叠具有规定频率的重叠电压；推定单元，其根据从所述控制用电流提取、并且与所述重叠电压相对应而流过所述电机的重叠电流，求出所述推定转子位置，基于所述重叠单元的所述重叠电压的电压矢量轨迹，形成椭圆。

Description

电机控制装置

技术领域

本发明涉及驱动控制电机的电机控制装置，特别是涉及利用1分路电流检测方式和基于高频电压施加的转子位置推定的电机控制装置。

背景技术

为了对电机供给三相交流电力，而对电机进行矢量控制，有必要检测U相、V相和W相这三相中两相的相电流(例如U相电流和V相电流)。为了检测两相的相电流，通常使用两个电流传感器(电流互感器：currenttransformer)，但是两个电流传感器的使用引起嵌入电机的系统整体的成本上升。

因此，从以往就提出了用一个电流传感器检测变换器和直流电源之间的母线电流(直流电流)，并根据检测出的母线电流检测两相的相电流的方式。该方式称作1分路电流检测方式(单分路电流检测方式)，该方式的基本原理，在例如日本专利第2712470号公报中记载。

图41表示采用1分路电流检测方式的以往的电机驱动系统的全体框图。变换器(PWM变换器)902，包括三相的具有上臂和下臂的半桥电路，根据从控制部903提供的三相电压指令值使各臂开关，把来自直流电源904的直流电压变换为三相交流电压。把该三相交流电压提供给三相永磁体同步式的电机901，驱动控制电机901。

把变换器902内的连接各下臂和直流电源904的线路称作母线M_L。电流传感器905把表示在母线M_L中流过的母线电流的信号传递给控制部903。控制部903在适当的定时对电流传感器905的输出信号进行采样，检测电压电平变为最大的相(最大相)的相电流和变为最小的相(最小相)的相电流即两相的相电流。

在各相的电压电平彼此充分分离时，根据上述的处理，能检测两相的相电流，但是，如果电压的最大相与中间相接近，或者电压的最小相与中间相接近，就无法检测两相的相电流。另外，以后参照图3～图5也进行包含关于无法检测该两相的相电流的说明的1分路电流检测方式的说明。

鉴于此，提案了在1分路电流检测方式中，在无法检测两相的相电流的期间中，根据三相的门信号，校正针对变换器内的各臂的PWM信号的脉冲宽度的手法(例如，参照日本特开2003-189670号公报)。

图42表示与该校正对应的一般的电压指令值(脉冲宽度)的校正例。在图42中，横轴表示时间，920u、920v、920w表示U相、V相和W相的电压电平。各相的电压电平对应于对于各相的电压指令值(脉冲宽度)，所以能够认为两者等价。如图42所示，以电压的“最大相和中间相”以及“最小相和中间相”不接近规定间隔以下的方式，校正各相的电压指令值(脉冲宽度)。据此，各相电压不会接近到无法检测两相的相电流的程度，能够稳定地检测两相的相电流。

另一方面，作为不使用位置传感器而推定转子位置的手法，提案了施加高频电压的手法。该手法例如在文献(新中著，“A New High-FrequencyVoltage Injection Method for Sensorless Drive of Permanent-MagnetSynchronous Motors with Pole Saliency”，电气学会论文志D，2006年，第126卷，第11号，p.1572-1584)中记载。已经周知：基于高频电压施加的转子位置的推定手法是利用电机的磁凸极性的推定手法，所以在旋转停止或低速旋转时，能进行良好的推定。

如果组合1分路电流检测方式和基于高频电压的施加的转子位置的推定手法，就能享受低成本化和旋转停止时的推定的稳定化，但是还未提出实现该组合的手法。因此，当然，也不存在关于在组合两者时应该考虑的事项的技术。

发明内容

因此，本发明的目的在于，提供有助于低成本化和推定的稳定化的电机控制装置和电机驱动系统。

本发明的第一电机控制装置的特征在于，具备：电流检测单元，其根据在驱动三相式的电机的变换器和直流电源之间流过的电流，检测流过所述电机的定子的电枢绕组的相电流，根据所述电机的推定转子位置，对所述相电流进行三相-两相变换，基于由该变换得到的控制用电流，进行针对所述电机的无位置传感器矢量控制。所述电机控制装置，还包括：重叠单元，其在用于驱动所述电机的驱动电压上重叠具有规定频率的重叠电压；推定单元，其根据从所述控制用电流提取、并且与所述重叠电压相对应而流过所述电机的重叠电流，求出所述推定转子位置，基于所述重叠单元的所述重叠电压的电压矢量轨迹，形成椭圆。

而且，还具有，例如电压校正单元，其为了能够检测两相的相电流，对重叠了所述重叠电压后的所述驱动电压进行校正，并根据经由了该校正后的电压，控制所述电机。

为了对电机进行矢量控制，两相的相电流信息是必要的。为了使用所述电流检测单元取得该信息，而进行针对电压的校正时，由于该校正，在电机上实际施加的转子位置推定用的重叠电压，与所需的重叠电压会有所不同。假设使重叠电压为交变电压，校正的影响就增大。因此，如所述电机控制装置那样，重叠电压矢量轨迹，形成椭圆的重叠电压。藉此，校正的影响降低，推定稳定化。当然，由于用所述电流检测单元检测相电流，所以电流传感器一个就足够，从而也能谋求低成本化。

此外，具体而言，所述椭圆的短轴，具有与基于所述电压校正单元的电压校正量相对应的尺寸。

据此，能抑制电压校正对推定的影响。

更具体而言，在将与U相、V相或W相的固定轴垂直的轴设为b轴的情况下，所述椭圆的短轴的尺寸，比基于所述电压校正单元的电压校正量的b轴成分的最大值大。

或者，更具体而言，例如，在将与U相、V相或W相的固定轴垂直的轴设为b轴时，所述电机的旋转停止时的所述椭圆的短轴的尺寸比基于所述电压校正单元的电压校正量的b轴成分的最大值大。

此外，例如，所述重叠单元，随着所述电机的旋转速度或所述驱动电压增加，使所述椭圆的短轴的尺寸减小。

此外，例如，所述重叠单元，在所述电机的旋转速度变为规定速度以上时或者所述驱动电压变为规定电压以上时，使所述重叠电压为交变电压，使所述电压矢量轨迹从所述椭圆变为线段。

此外，例如，将与构成所述电机的转子的永磁体产生的磁通量垂直的轴设为q轴的情况下，将与q轴对应的控制上的推定轴设为δ轴时，所述椭圆的短轴与δ轴平行。

据此，能把扭矩脉动抑制在很低。

此外，本发明的第二电机控制装置的特征在于，根据连接在变换器上的三相式的电机的推定转子位置，对流过所述电机的定子的电枢绕组的相电流进行三相-两相变换，基于由该变换所得到的控制用电流，进行针对所述电机的无位置传感器矢量控制。所述电机控制装置，包括：重叠单元，其在用于驱动所述电机的驱动电压上，重叠具有规定频率的重叠电压；推定单元，其基于从所述控制用电流提取、并且对应于所述重叠电压而流过所述电机的重叠电流，求出所述推定转子位置；PWM信号生成单元，其根据重叠了所述重叠电压后的所述驱动电压，生成针对构成所述变换器的开关电路的PWM信号；空载时间付与单元，其对所述PWM信号付与空载时间；利用基于付与了所述空载时间后的所述PWM信号的所述变换器的输出，驱动所述电机，基于所述重叠单元的所述重叠电压的电压矢量轨迹，形成椭圆，所述椭圆的短轴，具有与基于空载时间的电压下降量相对应的尺寸。

由于空载时间的付与，实际施加在电机上的转子位置推定用的重叠电压与所需的重叠电压会有所不同，但是如果把基于空载时间的电压下降理解为外部干扰电压，并考虑该电压下降量而适当设定重叠电压的电压矢量轨迹的短轴的尺寸，就能抑制空载时间的付与对推定精度的影响。

此外，本发明的电机驱动系统的特征在于，包括：三相式的电机；驱动所述电机的变换器；通过控制所述变换器，控制所述电机的上述任何一项所记载的电机控制装置。

根据本发明，能提供有助于低成本化和推定的稳定化的电机控制装置和电机驱动系统。

根据以下表示的实施方式所涉及的说明，本发明的意义乃至效果变得更清楚。可是，以下的实施方式不过是本发明的一个实施方式，本发明乃至各构成要件的用语的意义并不由以下的实施方式中记载的内容限制。

附图说明

图1是本发明的实施方式所涉及的电机驱动系统的整体概略结构图。

图2是表示图1的电机上施加的三相交流电压的典型的例子的图。

图3是把对图1的电机的通电模式，以及各通电模式和母线电流的关系做成表而表示的图。

图4是表示图1的电机的各相电压的电压电平和载波信号的关系，以及与该关系对应的PWM信号和母线电流的波形的图。

图5(a)～(d)是图4的各定时的图1的电枢绕组周边的等价电路图。

图6是把图1的电机的各相电压的高低关系的组合(模式)和在各组合中检测的电流的相做成表而表示的图。

图7是图1的电机的分析模型图。

图8是表示作为固定轴的U相轴、V相轴和W相轴，作为旋转轴的d轴和q轴，与电压矢量的关系的空间矢量图。

图9是用于说明在本发明中定义的a轴的图。

图10是表示考虑与图9的a轴的关系，分解转子的相位(θ)后的样子的图。

图11是表示本发明的实施方式所涉及的电压矢量的校正处理的步骤的程序流程图。

图12(a)是表示图11的校正处理前的ab坐标上的电压矢量的轨迹的图，图12(b)是表示图11的校正处理后的ab坐标上的电压矢量的轨迹的图。

图13是表示U相轴、V相轴和W相轴，与α轴、β轴的关系的图。

图14是表示经过图11的校正处理取得的电压矢量的αβ坐标上的轨迹的图。

图15(a)是表示经过图11的校正处理取得的α轴电压和β轴电压的电压波形的图，图15(b)是表示经过图11的校正处理取得的U相电压、V相电压和W相电压的电压波形的图。

图16是表示能在针对图1的电机的驱动电压上重叠的重叠电压的电压矢量轨迹例的图(重叠圆形的旋转电压)。

图17是表示按照图16的重叠电压，流过电机的重叠电流的电流矢量轨迹例的图。

图18是表示图17的重叠电流的γ轴成分和δ轴成分的积及该积的直流成分的图(其中，轴误差Δθ＝0°时)。

图19是表示图17的重叠电流的γ轴成分和δ轴成分的积和该积的直流成分的图(其中，轴误差Δθ≠0°时)。

图20是表示能在针对图1的电机的驱动电压上重叠的重叠电压的电压矢量轨迹例的图(重叠椭圆形的旋转电压)。

图21是表示在针对图1的电机的驱动电压上重叠椭圆形的旋转电压时的重叠电流的电流矢量轨迹例的图。

图22是表示在针对图1的电机的驱动电压上重叠交变电压时的重叠电流的电流矢量轨迹例的图。

图23是作为重叠电压，重叠γ轴方向的交变电压时的重叠电流的电流矢量轨迹例的图。

图24(a)～(c)是用于说明本发明实施方式所涉及的重叠电压的特性的图。

图25(a)～(c)是用于说明本发明实施方式所涉及的重叠电压的特性的图。

图26(a)和(b)是表示本发明实施方式所涉及的重叠电压的电压矢量轨迹即椭圆的短轴的尺寸随着旋转速度或驱动电压的增加而减小的样子的图。

图27是本发明第1实施例所涉及的电机驱动系统的全体结构框图。

图28是图27的推定器的内部框图。

图29是图27的坐标变换器(两相-三相坐标变换器)的内部框图。

图30是本发明实施例2所涉及的图27的坐标变换器(两相-三相坐标变换器)的变形内部框图。

图31(a)和(b)是表示关于图27的电机驱动系统的推定的仿真结果的图。

图32(a)和(b)是表示关于图27的电机驱动系统的推定的仿真结果的图。

图33是本发明第5实施例所涉及的分析模型图。

图34是本发明第5实施例所涉及的分析模型图。

图35是本发明第5实施例所涉及的电机驱动系统的全体结构框图。

图36是图35的推定器的内部框图。

图37是图36的轴误差推定部的内部框图。

图38是图36的轴误差计算部的内部框图。

图39是表示本发明第5实施例所涉及的、对应于重叠电压流过的重叠电流的电流矢量轨迹的图(重叠电压是椭圆形的旋转电压的时候)。

图40是表示本发明第5实施例所涉及的、对应于重叠电压而流过的重叠电流的电流矢量轨迹的图(重叠电压是交变电压的时候)。

图41是采用1分路电流检测方式的以往的电机驱动系统的全体结构框图。

图42涉及以往技术，是表示采用1分路电流检测方式时的电压指令(脉冲宽度)的校正例的图。

具体实施方式

以下，对于本发明的实施方式，参照附图，具体说明。在参照的各图中，对相同的部分付与相同的符号，作为原则，省略关于相同的部分的重复的说明。以后说明第1实施例～第6实施例，但是首先，说明各实施例中共同的事项或各实施例中参照的事项。

(全体结构和1分路电流检测方式)

首先，说明本发明实施例所涉及的电机驱动系统的全体结构，同时说明该电机驱动系统中采用的1分路电流检测方式。图1是该电机驱动系统的全体概略结构图。

图1的电机驱动系统具有三相永磁体同步电机1(以下单称作“电机1”)、PWM(Pulse Width Modulation)变换器2(以下，称作“变换器2”)、作为电机控制装置的控制部3、直流电源4、电流传感器5。直流电源4，把负输出端子4b作为低电压一侧，对正输出端子4a和负输出端子4b之间输出直流电压。

电机1具有设置永磁体的转子6、设置U相、V相和W相的电枢绕组(定子绕组)7u、7v和7w的定子7。电枢绕组7u、7v和7w以中性点14为中心，进行Y连接。在电枢绕组7u、7v和7w中，中性点14的相反一侧的非连接端分别与端子12u、12v、12w连接。

变换器2，具有U相用的半桥电路、V相用的半桥电路和W相用的半桥电路。由这三个半桥电路形成用于驱动电机1的开关电路。各半桥电路具有串联连接的一对开关元件。在各半桥电路中，一对开关元件在直流电源4的正输出端子4a和负输出端子4b之间串联连接，对各半桥电路施加来自直流电源4的直流电压。

U相用的半桥电路由高电压一侧的开关元件8u(以下，称作上臂8u)和低电压一侧的开关元件9u(以下，称作下臂9u)构成。V相用的半桥电路由高电压一侧的开关元件8v(以下，称作上臂8v)和低电压一侧的开关元件9v(以下，称作下臂9v)构成。W相用的半桥电路由高电压一侧的开关元件8w(以下，称作上臂8w)和低电压一侧的开关元件9w(以下，称作下臂9w)构成。此外，在开关元件8u、8v、8w、9u、9v、9w，把从直流电源4的低电压一侧向高电压一侧的方向作为正向，分别并联连接二极管10u、10v、10w、11u、11v、11w。各二极管作为续流(フリ一ホイ一ル)二极管起作用。

直接连接的上臂8u和下臂9u的连接点、直接连接的上臂8v和下臂9v的连接点、直接连接的上臂8w和下臂9w的连接点，分别与端子12u、12v、12w连接。另外，在图1中，作为各开关元件，表示场效应晶体管，但是也能把它们置换为IGBT(绝缘栅双极性晶体管)等。

变换器2根据从控制部3提供的三相电压指令值，生成针对各相的PWM信号(脉冲宽度调制信号)，把该PWM信号提供给变换器2内的各开关元件的控制端子(基极或栅极)，使各开关元件进行开关动作。从控制部3对变换器2供给的三相电压指令值由U相电压指令值V_u ^*、V相电压指令值V_v ^*、W相电压指令值V_w ^*构成，通过V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*，分别表示U相电压V_u、V相电压V_v、W相电压V_w的电压电平(电压值)。而且，变换器2，根据V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*，控制各开关元件的导通或断开(非导通)。

如果忽略用于防止同一相的上臂和下臂同时变为导通的空载时间，在各半桥电路中，上臂导通时，下臂断开，上臂断开时，下臂导通。以后也说明着眼于空载时间的实施例，但是只要不特别记述，就忽略所述空载时间而考虑。

施加在变换器2上的来自直流电源4的直流电压通过变换器2内的各开关元件的开关动作，变换为PWM调制(脉冲宽度调制)的三相交流电压。通过在电机1上施加该三相交流电压，与三相交流电压对应的电流流过各电枢绕组(7u、7v和7w)，而驱动电机1。

电流传感器5检测流过变换器2的母线M_L的电流(以下，称作“母线电流”)。母线电流具有直流成分，所以也能把它解释为直流电流。在变换器2，下臂9u、9v、9w的低电压一侧公共连接，与直流电源4的负输出端子4b连接。下臂9u、9v、9w的低电压一侧公共连接的布线是母线M_L，电流传感器5串联在母线M_L中。电流传感器5把表示检测出的母线电流(检测电流)的电流值的信号传递给控制部3。控制部3参照电流传感器5的输出信号，生成和输出所述三相电压指令值。另外，电流传感器5例如是分路电阻或电流互感器。此外，也可以不是连接下臂9u、9v、9w的低电压一侧和负输出端子4b的布线(母线M_L)，在连接上臂8u、8v、8w的高电压一侧和正输出端子4a的布线上设置电流传感器5。

这里，使用图2、图3、图4、图5(a)～(d)和图6，说明母线电流和流过各相的电枢绕组的相电流的关系。把流过图1的电枢绕组7u、7v和7w的电流分别称作U相电流、V相电流和W相电流，把它们分别称作(或者把它们总称作)相电流。此外，在相电流中，从端子12u、12v或12w流入中性点14的方向的电流的极性为正，从中性点14流出的方向的电流的极性为负。

图2表示施加在电机1上的三相交流电压的典型的例子。在图2中，100u、100v和100w分别表示应该施加在电机1上的U相电压、V相电压和W相电压的波形。把U相电压、V相电压和W相电压分别称作(或者把它们总称作)相电压。正弦波状的电流流过电机1时，变换器2的输出电压为正弦波状。另外，图2的各相电压成为理想的正弦波，但是在本实施例中，实际上在该正弦波上叠加变形(后面描述细节)。

如图2所示，U相电压、V相电压和W相电压之间的电压电平的高低关系随时间的经过而变化。该高低关系由三相电压指令值决定，变换器2按照三相电压指令值，决定针对各相的通电模式。图3把该通电模式做成表而表示。从图3的左侧开始第一列～第三列表示通电模式。第四列留作描述。

在通电模式中有：

U、V和W相的下臂全部导通的通电模式“LLL”、

W相的上臂导通并且U和V相的下臂导通的通电模式“LLH”、

V相的上臂导通并且U和W相的下臂导通的通电模式“LHL”、

V相和W相的上臂导通并且U相的下臂导通的通电模式“LHH”、

U相的上臂导通并且V和W相的下臂导通的通电模式“HLL”、

U相和W相的上臂导通并且V相的下臂导通的通电模式“HLH”、

U相和V相的上臂导通并且W相的下臂导通的通电模式“HHL”、以及U、V和W相的上臂全部导通的通电模式“HHH”(省略了上臂和下臂的符号(8u等))。

图4表示进行三相调制时的各相电压的电压电平和载波信号的关系，以及与该关系对应的PWM信号和母线电流的波形。各相电压的电压电平的高低关系进行各种变化，但是为了说明的具体化，图4着眼于图2所示的某定时101。即图4表示U相电压的电压电平为最大，并且W相电压的电压电平为最小的情形。把电压电平为最大的相称作“最大相”，把电压电平为最小的相称作“最小相”，把电压电平不是最大也不是最小的相称作“中间相”。在图4所示的状态中，最大相、中间相和最小相分别成为U相、V相和W相。在图4中，符号CS表示与各相电压的电压电平比较的载波信号。载波信号成为周期的三角波信号，把该信号的周期称作载波周期。另外，载波周期比图2所示的三相交流电压的周期短很多，所以如果在图2上表示图4所示的载波信号的三角波，就能观察到该三角波为1条线。

参照图5(a)～(d)，说明相电流和母线电流的关系。图5(a)～(d)是图4的各定时的电枢绕组周边的等价电路。

将各载波周期的开始定时即载波信号处于最低电平的定时称作T0。在定时T0，各相的上臂(8u、8v、8w)为导通。这时，如图5(a)所示，形成短路电路，成为没有向直流电源4的电流出入的状态，所以母线电流成为0。

变换器2参照V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*，比较各相电压的电压电平和载波信号。然后，在载波信号的电平(电压电平)的上升过程中，如果到达最小相的电压电平与载波信号交叉的定时T1，最小相的下臂就导通，如图5(b)所示，最小相的电流作为母线电流而流过。对于图4所示的例子的情况，从定时T1到后面描述的定时T2之间，W相的下臂9w变为导通，所以W相电流(极性为负)作为母线电流流过。

进一步，如果载波信号的电平上升，到达中间相的电压电平与载波信号交叉的定时T2，最大相的上臂导通，并且中间相和最小相的下臂变为导通，如图5(c)所示，最大相的电流作为母线电流流过。对图4所示的例子的情况，从定时T2到后面描述的定时T3之间，U相的上臂8u导通并且V相和W相的下臂9v和9w变为导通，所以U相电流(极性为正)作为母线电流流过。

进一步，如果载波信号的电平上升，到达最大相的电压电平与载波信号交叉的定时T3，则全部相的下臂变为导通，如图5(d)所示，形成短路电路，变为没有向直流电源4的电流的出入的状态，所以母线电流变为0。

在定时T3和后面描述的定时T4的中间定时，载波信号达到最大电平后，载波信号的电平下降。在载波信号的电平的下降过程中，图5(d)、(c)、(b)和(a)所示的状态按该顺序到来。即在载波信号的电平的下降过程中，如果将最大相的电压电平与载波信号交叉的定时设为T4，将中间相的电压电平与载波信号交叉的定时设为T5，将最小相的电压电平与载波信号交叉的定时设为T6，将下一载波周期的开始定时设为T7，则定时T4-T5之间、定时T5-T6之间、定时T6-T7之间，分别变为与定时T2-T3之间、定时T1-T2之间、定时T0-T1之间相同的通电模式。

因此，例如，如果在定时T1-T2之间或者定时T5-T6之间检测母线电流，就能从母线电流检测最小相的电流，如果在定时T2-T3之间或者定时T4-T5之间检测母线电流，就能从母线电流检测最大相的电流。然后，利用三相电流的总和变为0，能计算得到中间相的电流。在图3的表的第4列，以带电流极性，表示在各通电模式作为母线电流流过的电流的相。例如，在与图3的表的第8行对应的通电模式“HHL”中，作为母线电流，流过W相电流(极性为负)。

另外，从载波周期去掉定时T1和T6之间的期间后的期间，表示对于最小相的PWM信号的脉冲宽度，从载波周期去掉定时T2和T5之间的期间后的期间，表示对于中间相的PWM信号的脉冲宽度，从载波周期去掉定时T3和T4之间的期间后的期间，表示对于最大相的PWM信号的脉冲宽度。

虽然把U相为最大且W相为最小相的情形作为例子列举，但是最大相、中间相和最小相的组合有6个。在图6把该组合作为表而表示。U相电压、V相电压、W相电压分别用v_u、v_v、v_w表示的时候，

把v_u＞v_v＞v_w成立的状态称作第一模式，

把v_v＞v_u＞v_w的状态称作第二模式，

把v_v＞v_w＞v_u的状态称作第三模式

把v_w＞v_v＞v_u的状态称作第四模式

把v_w＞v_u＞v_v的状态称作第五模式

把v_u＞v_w＞v_v的状态称作第六模式。

图4和图5(a)～(d)所示的例子与第一模式对应。此外，在图6中表示在各模式中检测的电流的相。

U相电压指令值v_u ^*、V相电压指令值v_v ^*、W相电压指令值v_w ^*具体而言，表示为计数器的设定值CntU、CntV、CntW。相电压越高，提供越大的设定值。例如，在第一模式，CntU＞CntV＞CntW成立。

设定在控制部3的计数器(不图示)在各载波周期，把定时T0作为基准，从0开始把计数值向上计数。然后，在该计数值到达CntW的时刻，从W相的上臂8w导通的状态切换为下臂9w导通的状态，在该计数值到达CntV的时刻，从V相的上臂8v导通的状态切换为下臂9v导通的状态，在该计数值到达CntU的时刻，从U相的上臂8u导通的状态切换为下臂9u导通的状态。在载波信号到达最大电平以后，使计数值向下计数，进行相反的切换动作。

因此，在第一模式中，所述的计数值到达CntW的时刻与定时T1对应，到达CntV的时刻定时T2对应，到达CntU的时刻定时T3对应。因此，在第一模式中，在把计数值向上计数的状态下，在计数值比CntW大并且比CntV小的定时，通过对电流传感器5的输出信号进行采样，能检测作为母线电流流过的W相电流(极性为负)，在计数值比CntV大并且比CntU小的定时，把电流传感器5的输出信号采样，能检测作为母线电流流过的U相电流(极性为正)。

同样考虑，如图6所示，在第二模式中，上述的计数值到达CntW的时刻与定时T1对应，到达CntU的时刻与定时T2对应，到达CntV的时刻与定时T3对应。因此，在第二模式中，在使计数值向上计数的状态下，能从计数值比CntW大并且比CntU小的定时的母线电流，检测W相电流(极性为负)，能从计数值比CntU大并且比CntV小的定时的母线电流，检测V相电流(极性为正)。关于第三～第六模式，也同样。

此外，用ST1表示定时T1-T2之间的检测最小相的相电流的采样定时(例如，定时T1和T2的中间定时)，用ST2表示T2-T3之间的检测最大相的相电流的采样定时(例如，定时T2和T3的中间定时)。

另外，通过作为(v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*)的计数器的设定值CntU、CnuV和CntW，确定与各相对应的PWM信号的脉冲宽度(和负载)。

虽然基于上述的原理，能根据母线电流检测各相电流，但是如参照图4所理解的那样，如果例如最大相和中间相的电压电平接近，则定时T2-T3之间以及T4-T5之间的时间长度就缩短。通过把来自图1的电流传感器5的模拟输出信号变换为数字信号，能够检测出母线电流，但是如果该时间长度极短，就无法确保必要的A/D变换时间或振荡(リンギング)(由开关产生的电流脉动)的收敛时间，而无法检测出最大相的相电流。同样，如果最小相和中间相的电压电平接近，就无法检测出最小相的相电流。如果无法实际测量两相的相电流，就无法再现三相的相电流，就无法对电机1进行矢量控制。

在本实施例中(后面描述的各实施例)，在认为无法实际测量两相的相电流的期间中，对表示向电机1的施加电压的电压矢量(电压指令矢量)进行校正，把各相电压之间的电压电平差保持在规定值以上，由此解决上述的问题。或者，不是校正电压矢量，而是在三相电压的阶段也能进行同样的校正(在第2实施例中描述在三相电压的阶段校正的例子)。

〔状态量等的定义〕

在详细说明校正电压矢量(电压指令矢量)的手法之前，进行各种状态量(状态变量)的说明和定义。图7是电机1的分析模型图。在图7中表示U相、V相、W相的电枢绕组固定轴(以下，把它们只称作U相轴、V相轴、W相轴)。6a是设置在电机1的转子6的永磁体。在与永磁体6a产生的磁通量相同的速度旋转的旋转坐标系中，永磁体6a产生的磁通量的方向为d轴。此外，虽然未图示，但是把从d轴电角前进90度的相位作为q轴。

此外，对电机1进行矢量控制时，不使用转子位置检测用的位置传感器时，真正的d轴和q轴不明了，所以定义控制上的推定轴。将与d轴对应的控制上的推定轴设为γ轴，将与q轴对应的控制上的推定轴设为δ轴。δ轴是从γ轴电角前进90度的轴(在图7中未图示)。通常，γ轴以及δ轴与d轴和q轴一致地实施矢量控制。d轴和q轴是实际轴的旋转坐标系的坐标轴，把选择它们作为坐标轴的坐标称作dq坐标。γ轴以及δ轴是控制上的旋转坐标系(推定旋转坐标系)的坐标轴，把选择它们作为坐标轴的坐标称作γδ坐标。

d轴(以及q轴)旋转，把该旋转速度(电角速度)称作实际电机速度ω。γ轴(以及δ轴)也旋转，把该旋转速度(电角速度)称作推定电机速度ω_e。此外，在某瞬间旋转的dq坐标中，以U相的电枢绕组固定轴为基准，以θ(实际转子位置θ)表示d轴的相位。同样，在某瞬间的旋转的γδ坐标中，以U相的电枢绕组固定轴为基准，以θ_e(推定转子位置θ_e)表示γ轴的相位。d轴和γ轴的轴误差Δθ＝θ-θ_e。

此外，用V_a表示从变换器2施加在电机1上的全体的电机电压，用I_a表示从变换器2对电机1供给的全体的电机电流。而且，分别用γ轴电压v_γ、δ轴电压v_δ、d轴电压v_d、及q轴电压v_q，表示电机电压V_a的γ轴成分、δ轴成分、d轴成分、q轴成分，电机电流I_a的γ轴成分、δ轴成分、d轴成分、q轴成分分别用γ轴电流i_γ、δ轴电流i_δ、d轴电流i_d、q轴电流i_q表示。

此外，虽然在以后的各实施例中参照，但是针对γ轴电压v_γ和δ轴电压v_δ的指令值，分别由γ轴电压指令值v_γ*以及δ轴电压指令值v_δ*表示。v_γ*和v_δ*，在电机驱动系统内计算，分别表示v_γ和v_δ应该跟随的电压(电压值)。针对γ轴电流i_γ和δ轴电流i_δ的指令值，分别由γ轴电流指令值i_γ*和δ轴电流指令值i_δ*表示。i_γ*和i_δ*在电机驱动系统内计算，分别表示i_γ和i_δ应该跟随的电流(电流值)。

此外，在以下的说明中，R_a是电机电阻(电机1的电枢绕组的电阻值)，L_d、L_q分别是d轴电感(电机1的电枢绕组的电感的d轴成分)、q轴电感(电机1的电枢绕组的电感的q轴成分)，Φ_a是基于永磁体6a的电枢交链磁通(锁交磁束)。

另外，L_d、L_q、R_a和Φ_a是在电机驱动系统的设计时预先设定的值。此外，在后面表示的各式中，s表示拉普拉斯算子，p表示微分算子。

[电压矢量的校正手法]

下面，说明上述的电压矢量的校正手法。

图8表示作为固定轴的U相轴、V相轴以及W相轴，和作为旋转轴的d轴以及q轴，与电压矢量的关系的空间矢量图。付与符号110的矢量是电压矢量。用ε表示从q轴观察的电压矢量110的相位。以U相轴为基准的电压矢量110的相位用(θ+ε+π/2)表示。

电压矢量110，把施加在电机1上的电压作为矢量而理解的参数，例如着眼于γδ坐标时，电压矢量110的γ轴成分和δ轴成分，分别是v_γ和v_δ。实际上，在电机驱动系统内，计算γ轴电压指令值v_γ*以及δ轴电压指令值v_δ*，由v_γ*以及v_δ*表示电压矢量110。因此，电压矢量也被代称为电压指令矢量。

U相轴附近、V相轴附近以及W相轴附近的带阴影的星号状的区域111表示无法检测两相的相电流的区域。例如，V相电压和W相电压接近，无法检测两相的相电流时，电压矢量110位于U相轴附近，U相电压和W相电压接近，无法检测两相的相电流时，电压矢量110位于V相轴附近。

这样，关于两相的相电流无法检测的区域111，把U相轴作为基准，以电角，每隔60度存在，电压矢量110如果位于该区域111，就无法检测两相的相电流。因此，在电压矢量位于区域111内时，也可以按照电压矢量成为区域111以外的矢量的方式，校正电压矢量。

为了执行该校正，这里，着眼于无法检测两相的相电流的区域111的特性，并考虑电角每60度步进而旋转的坐标。把该坐标称作ab坐标(另外，dq坐标和γδ坐标是连续旋转的坐标)。ab坐标将互相垂直的a轴和b轴作为坐标轴。图9表示a轴能取的6个轴。A轴按照电压矢量110的相位(θ+ε+π/2)，成为a₁轴～a₆轴中的任意一个。a₁轴、a₃轴和a₅轴分别与U相轴、V相轴、W相轴一致，a₂轴、a₄轴和a₆轴分别是a₁轴和a₃轴的中间轴、a₃轴和a₅轴的中间轴、a₅轴和a₁轴的中间轴。另外，后面描述被付与符号131的圆。

在电压矢量110位于被付与符号121的范围时，即，11π/6≤(θ+ε+π/2)＜0，或者0≤(θ+ε+π/2)＜π/6成立时，a轴成为a₁轴，

电压矢量110位于被付与符号122的范围时，即，π/6≤(θ+ε+π/2)＜π/2成立时，a轴成为a₂轴，

电压矢量110位于被付与符号123的范围时，即，π/2≤(θ+ε+π/2)＜5π/6成立时，a轴成为a₃轴，

电压矢量110位于被付与符号124的范围时，即，5π/6≤(θ+ε+π/2)＜7π/6成立时，a轴成为a₄轴，

电压矢量110位于被付与符号125的范围时，即，7π/6≤(θ+ε+π/2)＜3π/2成立时，a轴成为a₅轴，

电压矢量110位于被付与符号126的范围时，即，3π/2≤(θ+ε+π/2)＜11π/6成立时，a轴成为a₆轴。

例如，电压矢量110位于图9所示的位置时，a轴成为a₄轴。

这样，伴随着电压矢量的旋转，a轴每60度，步进而旋转，b轴与a轴垂直，并与a轴一起每60度步进地旋转。也能够表达为：a轴和b轴，是每隔60度而被离散化，并以每60度旋转的坐标轴。因此，a轴总位于无法检测两相的相电流的区域的中心。在本校正手法中，把dq坐标上的电压矢量变换到ab坐标上，参照变换ab坐标上的电压矢量的a轴成分和b轴成分，根据必要校正它们(例如，通过校正，增大b轴成分)。

说明该校正处理的更具体的实现方法。把U相轴作为基准，用“(n+2)π/3”表示a₁轴～a₆轴中电压矢量110最接近的轴的相位。这里，n是(θ+ε)除以π/3时取得的商。为了方便，如图10所示，把θ分解为上述的相位(n+2)π/3，以及该相位(n+2)π/3与θ的差分相位θ_D。这些相位的关系由表达式(1-1)和表达式(1-2)表示。

$\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&epsiv;}=\frac{\mathrm{n\&pi;}}{3}+\mathrm{\&alpha;},$ (其中、 $0\&le;\mathrm{\&alpha;}<\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}$ )…(1-1)

$\mathrm{\&theta;}={\mathrm{\&theta;}}_D+\frac{(n+2)\mathrm{\&pi;}}{3}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(1-2)$

通过对dq坐标以差分相位θ_D进行坐标变换，把电压矢量110理解为ab坐标上的电压矢量。在ab坐标上考虑，如果电压矢量110的a轴成分和b轴成分为a轴电压v_a和b轴电压v_b，则d轴电压v_d以及q轴电压v_q与a轴电压v_a以及b轴电压v_b满足下述表达式(1-3)的坐标变换式。

$\left(\begin{array}{c}{v}_a\\ v_b\end{array}\right)=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\&theta;}}_D& -{\sin \mathrm{\&theta;}}_D\\ \sin {\mathrm{\&theta;}}_D& \cos {\mathrm{\&theta;}}_D\end{array}\right]\left(\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(1-3)$

差分相位θ_D能按以下那样计算。参照θ，求出与使用下述表达式(1-4)计算的ε一致的n(即(θ+ε)除以π/3时取得的商)。如果把该求出的n和θ代入上述表达式(1-2)，就取得差分相位θ_D。

$\mathrm{\&epsiv;}={\tan }^{-1}\left(\frac{-v_d}{v_q}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(1-4)$

然后，参照按照表达式(1-3)计算的a轴电压v_a以及b轴电压v_b，而进行校正处理。图11表示代表该校正处理的步骤的程序流程图。在步骤S1中，进行按照表达式(1-3)的坐标变换。在接着的步骤S2中，进行针对v_a以及v_b的校正处理。

在步骤S2中，首先判断b轴电压v_b的大小(绝对值)是否比规定的阈值Δ(其中，Δ＞0)更小。即判断是否满足下述表达式(1-5)。于是，b轴电压v_b的大小比阈值Δ更小时，并且b轴电压v_b为正时，以v_b成为Δ的方式进行校正。b轴电压v_b的大小比阈值Δ更小时，并且b轴电压v_b为负时，以v_b成为(-Δ)的方式进行校正。b轴电压v_b的大小为阈值Δ以上时，对V_b不进行校正。

此外，在步骤S2中，还判断a轴电压v_a是否满足下述表达式(1-6)。然后，在满足表达式(1-6)时，以v_a与表达式(1-6)的右边变为相等的方式校正v_a。v_a不满足下述表达式(1-6)时，对v_a不进行校正。另外，根据表达式(1-6)，判断电压矢量110是否包含在图9的圆131的内部。电压矢量110包含在圆131的内部的状态，与三相的相电压彼此接近的状态对应，在该状态下，无论b轴电压v_b的尺寸，均无法检测两相的相电流。

|v_b|＜Δ                                    …(1-5)

v_a＜Δ                                    …(1-6)

在图12(a)和(b)中，表示基于步骤S2的校正处理的前后的ab坐标上的电压矢量(110)的轨迹。图12(a)表示ab坐标上的校正前的电压矢量轨迹，图12(b)表示ab坐标上的校正后的电压矢量轨迹。图12(a)和(b)，表示校正b轴电压V_b时的情形。在图12(a)和(b)的每个中，记录多个表示各定时的电压的曲线图(plot)。与图12(a)对应的校正前的电压矢量能够位于无法检测两相的相电流的a轴附近，但是与图12(b)对应的校正后的电压矢量，通过针对v_b的校正，而位于a轴附近。

在基于步骤S2的校正处理之后，转移到步骤S3，对校正后的电压矢量110以“相位(n+2)π/3”进行坐标变换。即，把ab坐标上的校正后的电压矢量110，变换为αβ坐标上的电压矢量110。αβ坐标(αβ固定坐标)，是把α轴和与α轴垂直的β轴选择为坐标轴的固定坐标。如图13所示，α轴与U相轴一致。如果电压矢量110的α轴成分和β轴成分为α轴电压v_α和β轴电压v_β，则α轴电压v_α以及β轴电压v_β，与校正后的a轴电压v_a以及b轴电压v_b，满足下述表达式(1-7)。

$\left(\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ v_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right)=\left[\begin{array}{cc}\cos ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)\\ \sin ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)& \cos ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left(\begin{array}{c}{v}_a\\ v_b\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(1-7)$

此外，按照下述表达式(1-8)，能把校正后的a轴电压v_a以及b轴电压v_b，变换为U相电压v_u和V相电压v_v。此外，W相电压v_w按照下述表达式(1-9)计算。

$\left(\begin{array}{c}{v}_u\\ v_v\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)\\ \cos (n\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin (\mathrm{n\&pi;}/3)\end{array}\right]\left(\begin{array}{c}{v}_a\\ v_b\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(1-8)$

v_w＝-(v_u+v_v)                 …(1-9)

图14表示经过上述的校正处理的电压矢量的αβ坐标上的轨迹。通过该校正处理，在作为固定坐标的αβ坐标上，每隔电角60度，存在电压矢量不存在(位置しない)的区域。此外，以横轴为时间，在图15(a)表示经过上述的校正处理后获得的v_α和v_β的电压波形。此外，以横轴为时间，在图15(b)表示经过所述的校正处理取得的v_u、v_v、v_w的电压波形。在图15(b)，在变形的正弦波上排列的曲线图组142u表示v_u的轨迹，在变形的正弦波上排列的曲线图组142v表示v_v的轨迹，在变形的正弦波上排列的曲线图组142w表示v_w的轨迹。从图15(b)可知，通过上述的校正处理，能够使各相电压之间的电压差确保在规定值以上。

这样，在本校正手法中，从dq坐标向固定坐标(αβ坐标)进行坐标变换时，通过ab坐标进行2阶段的坐标变换。然后，在容易进行校正ab坐标上，执行对电压矢量的校正处理，简单并且可靠地实现必要的校正。在ab坐标中，对电压矢量(电压指令矢量)的坐标轴成分v_a以及v_b独立地进行校正即可，因此校正内容简单。在施加电压低时，必要对于三相全部进行校正，但是在这种情况下，校正量的决定容易。

另外，从所述表达式(1-2)可知，2阶段的坐标变换与dq坐标和αβ坐标的坐标变换(通常的1阶段的坐标变换)等价，即下述表达式(1-10)成立。此外，不使用转子位置检测用的位置传感器，进行无位置传感器矢量控制时，可以把上述的d轴和q轴置换为γ轴和δ轴。

$\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\&theta;}& -\sin \mathrm{\&theta;}\\ \sin \mathrm{\&theta;}& \cos \mathrm{\&theta;}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)\\ \sin ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)& \cos ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\&theta;}}_D& -\sin {\mathrm{\&theta;}}_D\\ \sin {\mathrm{\&theta;}}_D& \cos {\mathrm{\&theta;}}_D\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(1-10)$

此外，从上述的说明可知，与a轴垂直的b轴，是与作为固定轴的U相轴、V相轴或W相轴垂直的轴(参照图9)。而且，电压矢量的b轴成分的大小|v_b|不足阈值Δ时，在图11的步骤S2，该大小|v_b|增大到Δ。因此，所说的阈值Δ，相当于步骤S2的校正处理中的电压校正量的b轴成分的最大值(换言之，b轴方向的电压校正量的最大值)。

[基于高频电压的施加的无位置传感器矢量控制]

在后述的各实施例中，利用高频电压的施加，推定转子位置，实现无位置传感器矢量控制。作为利用高频电压的施加的转子位置的推定手法，提案了各种手法，但是以下说明申请人提出的推定手法的原理。该推定手法能在后述的各实施例中利用。

在以γ轴电流i_γ和δ轴电流i_δ跟随γ轴电流指令值i_γ*和δ轴电流指令值i_δ*的方式进行反馈控制的电机驱动系统(例如，后面所示的图27的电机驱动系统)中，考虑在按照γ轴电流指令值i_γ*和δ轴电流指令值i_δ*而生成的γ轴电压指令值v_γ*以及δ轴电压指令值v_δ*上，叠加用于推定转子位置的高频的重叠电压。该重叠电压作为原则，是电压矢量轨迹描绘出圆的旋转电压。

由γ轴电流指令值i_γ*和δ轴电流指令值i_δ*表示的电流，表示用于驱动电机1的驱动电流，由γ轴电压指令值v_γ*以及δ轴电压指令值v_δ*表示的电压，表示为了使上述驱动电流流过电机1而施加在电机1上的驱动电压。通过在驱动电压上重叠上述的重叠电压，从而在驱动电流上重叠与重叠电压对应的重叠电流。

所谓重叠电压的“高频”，意味着该重叠电压的频率比驱动电压的频率高很多。因此，对应于该重叠电压而重叠的所述重叠电流的频率比所述的驱动电流的频率高很多。此外，所谓“旋转电压”，意味着如图16的电压矢量轨迹210那样，电压矢量的轨迹210在γδ坐标上形成圆的电压。例如，上述旋转电压是以三相考虑时的三相平衡电压时，该电压矢量轨迹如图16的电压矢量轨迹210那样，在γδ坐标上，形成以原点为中心的正圆。该旋转电压是与电机1的旋转不同步的高频的电压，所以通过该旋转电压的施加，电机1并不旋转。

在电机1是嵌入磁体型同步电机且L_d＜L_q成立时，通过形成电压矢量轨迹210的重叠电压，流过电机1的重叠电流的电流矢量轨迹如图17的电流矢量轨迹211所示，变为在γδ坐标上以原点为中心，以γ轴方向为长轴方向，并且以δ轴方向为短轴方向的椭圆。可是，电流矢量轨迹211是轴误差Δθ为0时的电流矢量轨迹。轴误差Δθ不是0时的重叠电流的电流矢量轨迹，变为由电流矢量轨迹212所表示那样的椭圆，其长轴方向(或者短轴方向)与γ轴方向(或者δ轴方向)不一致。即轴误差Δθ不是0时，由电机1的磁凸极性引起，在γδ坐标中，以原点为中心，电流矢量轨迹211倾斜，描绘出电流矢量轨迹212。

如果设重叠电流的γ轴成分和δ轴成分分别为γ轴重叠电流i_hγ和δ轴重叠电流i_hδ，则在它们的积(i_hγ×i_hδ)中存在依存于由电流矢量轨迹212表示的椭圆的倾斜的直流成分。积(i_hγ×i_hδ)，在电流矢量轨迹的第一和第三象限中取正的值，在第二和第四象限中取负的值，所以椭圆不倾斜时(电流矢量轨迹211时)，不包含直流成分，但是如果椭圆倾斜(电流矢量轨迹212时)，就包含直流成分。另外，图17(和后述的图21)的I、II、III、IV表示γδ坐标上的第一、第二、第三、第四象限。

图18中，将时间作为横轴，分别用曲线220和221表示轴误差Δθ为0时的积(i_hγ×i_hδ)和该积的直流成分。图19中，将时间作为横轴，分别用曲线222和223表示轴误差Δθ不是0时的积(i_hγ×i_hδ)和该积的直流成分。从图18和图19可知，积(i_hγ×i_hδ)的直流成分在Δθ＝0°时变为0，Δθ≠0时，不为0。此外，该直流成分伴随着轴误差Δθ的大小增大而增大(与轴误差Δθ大致成比例)。因此，如果以该直流成分收敛为0的方式进行控制，则轴误差Δθ收敛为0。如果利用该特性，就能推定转子位置。

重叠电压能由下述表达式(2-1)表示。

这里，v_hγ*和v_hδ*，是在驱动电压(v_γ*和v_δ*)上重叠的重叠电压的γ轴成分和δ轴成分。

此外，ω_h表示v_hγ*和v_hδ*的频率(γδ坐标上的电角速度)，

V_hγ和V_hδ分别表示重叠电压的γ轴方向的振幅(即v_hγ*的振幅)和重叠电压的δ轴方向的振幅(即v_hδ*的振幅)。此外，t表示时间。

$\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{h\&gamma;}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{h\&delta;}}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{h\&gamma;}}\cos \left({\mathrm{\&omega;}}_{h}t\right)\\ V_{\mathrm{h\&delta;}}\sin \left({\mathrm{\&omega;}}_{h}t\right)\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(2-1)$

作为重叠电压，重叠旋转电压时，重叠电压γ轴方向的振幅V_hγ和δ轴方向的振幅V_hδ，可以不同(后面详细描述，但是在本实施方式中，积极地使两者不同)。图20表示使振幅V_hγ相对于振幅V_hδ相对较大时的作为重叠电压的旋转电压的电压矢量轨迹230。电压矢量轨迹230形成在γδ坐标上，以原点为中心，以γ轴方向为长轴方向，以δ轴方向为短轴方向的椭圆。

图21表示对应于用电压矢量轨迹230表示的重叠电压的重叠，而流过的重叠电流的电流矢量轨迹(231和232)。这时，如果轴误差Δθ为0，则重叠电流的电流矢量轨迹如电流矢量轨迹231那样，形成在γδ坐标上，以原点为中心、以γ轴方向为长轴方向的椭圆，所以积(i_hγ×i_hδ)不具有直流成分。另一方面，如果轴误差Δθ不是0，重叠电流的电流矢量轨迹，如电流矢量轨迹232那样，从电流矢量轨迹231，以原点为中心倾斜，所以积(i_hγ×i_hδ)具有直流成分。因此，与对正圆的旋转电压进行重叠的情况同样，能推定转子位置。

此外，作为重叠电压，也能采用交变电压。在振幅V_hγ和V_hδ中，如果只有一方为0，重叠电压就变为交变电压。例如如果V_hγ≠0，并且V_hδ＝0，则γ轴方向的交变电压就变为重叠电压，该重叠电压的电压矢量轨迹形成在γδ坐标上以原点为中点的γ轴上的线段。这时，如果轴误差Δθ为0，重叠电流的电流矢量轨迹，就如图22的电流矢量轨迹241那样，形成γδ坐标上以原点为中点的γ轴上的线段，所以积(i_hγ×i_hδ)不具有直流成分。而如果轴误差Δθ不是0，重叠电流的电流矢量轨迹就从电流矢量轨迹241，如电流矢量轨迹242那样，以原点为中心倾斜，所以积(i_hγ×i_hδ)具有直流成分。因此，与对正圆的旋转电压进行重叠的情况同样，能推定转子位置。

下面，考察上述的推定原理的逻辑式。考虑推定d轴和q轴(即推定图7的Δθ)的情形。首先，与重叠成分有关的方程式由下述表达式(3-1)表示。这里，下述表达式(3-2a)、(3-2b)、(3-2c)、(3-2d)和(3-2e)成立。另外，p是微分算子。

$p\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{h\&gamma;}}\\ i_{\mathrm{h\&delta;}}\end{array}\right]=\frac{1}{L_d{L}_q}\left[\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{\&delta;}}& -L_{\mathrm{\&gamma;\&delta;}}\\ -L_{\mathrm{\&gamma;\&delta;}}& L_{\mathrm{\&gamma;}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{h\&gamma;}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{h\&delta;}}}^{*}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(3-1)$

L_γ＝L₀+L₁ cos2Δθ                …(3-2a)

L_δ＝L₀-L₁ cos2Δθ                …(3-2b)

L_γδ＝L₁ sin2Δθ                 …(3-2c)

$L_0=\frac{L_d+L_q}{2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(3-2d)$

$L_1=\frac{L_d-L_q}{2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(3-2e)$

如果施加的重叠电压由上述表达式(2-1)表示，则对应于该重叠电压的施加而流过的重叠电流的垂直2轴成分i_hγ和i_hδ，由下述表达式(3-3)表示(γ轴和δ轴垂直，所以能把i_hγ和i_hδ总称为垂直二轴成分)。表达式(3-3)中的s是拉普拉斯算子，θ_h＝ω_ht。

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{h\&gamma;}}\\ i_{\mathrm{h\&delta;}}\end{array}\right]=\frac{1}{L_d{L}_q}\left[\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{\&delta;}}& -L_{\mathrm{\&gamma;\&delta;}}\\ -L_{\mathrm{\&gamma;\&delta;}}& L_{\mathrm{\&gamma;}}\end{array}\right]\frac{1}{s}\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{h\&gamma;}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{h\&delta;}}}^{*}\end{array}\right]$

$=\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_h{L}_d{L}_q}\left[\begin{array}{cc}{L}_0-L_1\cos 2\mathrm{\&Delta;\&theta;}& -L_1\sin 2\mathrm{\&Delta;\&theta;}\\ -L_1\sin 2\mathrm{\&Delta;\&theta;}& L_0+L_1\cos 2\mathrm{\&Delta;\&theta;}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{h\&gamma;}}\sin {\mathrm{\&theta;}}_h\\ -V_{\mathrm{h\&delta;}}\cos {\mathrm{\&theta;}}_h\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(3-3)$

根据上述表达式(3-3)，如果对重叠电流的垂直2轴成分的积进行整理，就得到下述表达式(3-4)。这里，如果L_d、L_q、V_hγ和V_hδ确定，K₁～K₇就是确定的系数。

i_hγ×i_hδ＝K₁ sin(2θ_h)+K₂ sin(2Δθ)+K₃ sin(4Δθ)+K₄ sin(2Δθ+2θ_h) …(3-4)

        +K₅ sin(2Δθ-2θ_h)+K₆ sin(4Δθ+2θ_h)+K₇ sin(4Δθ-2θ_h)

将积(i_hγ×i_hδ)的直流成分表示为(i_hγ×i_hδ)_DC。该直流成分不包含以θ_h变动的项，所以如表达式(3-5)那样表示。

(i_hγ×i_hδ)_DC＝K₂ sin(2Δθ)+K₃ sin(4Δθ)             …(3-5)

Δθ0时，能近似为sin(2Δθ)2Δθ，sin(4Δθ)4Δθ，所以轴误差Δθ能由下述表达式(3-6)表示。表达式(3-6)中的K是由系数K₂和K₃决定的系数。另外，重叠电压是正圆的旋转电压时，系数K₃变为0，从表达式(3-5)，消去Δθ的4倍的正弦项。

Δθ＝K·(i_hγ×i_hδ)_DC              …(3-6)

[1分路电流检测方式和基于高频电压施加的无位置传感器向量控制]

如果采用上述的1分路电流检测方式，则电流传感器一个就足够，所以能降低成本。此外，如果利用高频电压的施加，特别在电机1的旋转停止时或低速旋转时，能良好地推定转子位置。因此，组合两者的电机驱动系统，能在成本方面和控制方面发挥优异的性能，但是组合两者的时候，特别的考虑成为必要。采用1分路电流检测方式时，为了不产生无法实际测量两相的相电流的期间，图11所示的电压校正处理成为必要，但是通过该电压校正，在所希望的重叠电压(真正想要重叠的重叠电压)和实际重叠的重叠电压之间产生差异。控制系统，以重叠所希望的重叠电压为前提进行控制，所以该差异引起位置推定精度(转子位置的推定精度)的恶化。

参照图23，进一步详细说明该问题。图23是作为重叠电压重叠γ轴方向的交变电压时的空间矢量图。在图23中，被付与符号300的粗实线是电机1的旋转停止时的该重叠电压的电压矢量轨迹。图23和后述的图24(a)～(c)和图25(a)～(c)假定进行使γ轴与d轴一致的控制的情形。如图23所示，当γ轴(d轴)位于无法检测两相的相电流的区域111内时，有必要校正包含重叠电压的电压指令值(即重叠了重叠电压后的驱动电压)。重叠电压是γ轴方向的交变电压时，由于该电压校正，重叠电压从所希望的重叠电压大幅度变更，位置推定精度恶化。这样的问题不仅在旋转停止时，在超低速旋转时也同样发生。超低速旋转表示电机1的旋转速度非常低。

对此进行考虑，则在本实施例所涉及的电机驱动系统中(特别是旋转停止时)，设重叠电压为旋转电压。图24(a)是作为重叠电压，重叠椭圆形的旋转电压时的空间矢量图。被付与符号301的椭圆是电机1的旋转停止时的该重叠电压的电压矢量轨迹。在电压矢量轨迹301中包含电压矢量位于区域111之外的部分。重叠电压的电压矢量偏出到区域111之外时，重叠电压不受电压校正的影响。因此，通过使重叠电压为描绘电压矢量轨迹301那样的椭圆形的旋转电压，与重叠图23所示的交变电压时相比，电压校正的影响变小。

另外，在以下的说明中只要不特别预先通知，椭圆是指空间矢量图(例如γδ坐标上)的重叠电压的电压矢量轨迹的形状。

基本上，如果增大旋转电压的振幅，电压校正的影响就减小，但是，如果δ轴方向的振幅增大，与扭矩有关的电流成分就增加，所以q轴成分变动，容易发生扭矩脉动。因此，如电压矢量轨迹301所示，作为V_hγ＞V_hδ，使椭圆的短轴方向与δ轴方向一致。据此，能减少重叠引起的扭矩脉动。

可是，如图24(a)所示那样，应该使重叠电压的δ轴方向的振幅v_hδ比作为电压校正量的b轴成分的最大值的所述阈值Δ(参照以上表达式(1-5)和图12(b))更大。图24(b)的椭圆302表示V_hδ＝Δ时的旋转停止时的重叠电压的电压矢量轨迹，这是出于如下缘故：即由于V_hδ＞Δ，因此即使在旋转停止时并且d轴与电枢绕组固定轴一致的情况下，如果适当设定γ轴方向的振幅V_hγ，电压矢量轨迹的一部分就偏出到区域111之外。相反，如果V_hδ＜Δ，则d轴包含在区域111内时，电压校正的影响变大，转子位置的推定误差变大。

如果汇总，就应该重叠满足下述表达式(4-1)的重叠电压。可是，即使满足下述表达式(4-1)，由于V_hγ，而产生重叠电压的电压矢量轨迹不偏出区域111的情形。因此，图24(c)的椭圆303表示使V_hδ与3的平方根和Δ的积(该积相当于图9的圆131的半径)一致时的旋转停止时的重叠电压的电压矢量轨迹，这是出于如下缘故：即通过满足下述表达式(4-2)，无论在如何的状态下，都一定产生重叠电压的电压矢量偏出到区域111外的定时。另外，表达式(4-1)和表达式(4-2)中，也能将V_hδ的右侧的不等号“＞”置换为“≥”。

V_hγ＞V_hδ＞Δ                    …(4-1)

V_hγ＞V_hδ＞Δ                  …(4-2)

上述表达式(4-1)或者表达式(4-2)表示电机1的旋转停止时应该满足的表达式，在电机1旋转时，没必要一定满足所述表达式(4-1)或者表达式(4-2)(可是，也可以满足)。例如，也可以，伴随着电机1的旋转速度(ω_e或ω*)或者驱动电压增加，减小椭圆的短轴的尺寸(即振幅V_hδ)。这里所谓的驱动电压表示驱动电压的大小，它能用v_γ*的平方和v_δ*的平方之和的平方根表示。

电机1的旋转停止的状态与施加在电机1上的驱动电压为0的情形对应，电机旋转的状态，与施加在电机1上的驱动电压不为0的情形对应。通常，随着驱动电压(驱动电压的大小)的增加，旋转速度也增加，随着电机1的旋转速度的增加，椭圆的短轴的尺寸减小，与随着驱动电压的增加椭圆的短轴的尺寸减小是同样的概念(或者类似的概念)。

例如，如图25(a)～(c)所示，按照旋转速度(或者驱动电压)，使重叠电压的电压矢量轨迹变化。图25(a)、(b)、(c)分别表示电机1的旋转停止时(ω_e＝0)、低速旋转时(ω_e＝ω₁＞0)和高速旋转时(ω_e＝ω₂＞ω₁)的空间矢量图。图25(a)的符号311、图25(b)的符号312和图25(c)的符号313，分别表示电机1的旋转停止时、低速旋转时和高速旋转时的重叠电压的电压矢量轨迹的例子。图25(b)的符号322和图25(c)的符号323分别表示电机1的低速旋转时和高速旋转时的驱动电压的电压矢量。电机1旋转，驱动电压不是0时，重叠电压的电压矢量轨迹在空间矢量图内，变化驱动电压的电压矢量的量。

此外，图25(b)的虚线椭圆319，把电压矢量322的终点作为中心，而在图25(b)上表示旋转停止时的电压矢量轨迹311。另外，上述的图16、图17、图20～图22，表示驱动电压为0时的电压矢量轨迹或者电流矢量轨迹的图。

在电机1的旋转时，重叠电压的电压矢量轨迹，移动驱动电压的电压矢量的量，所以该电压矢量轨迹容易偏出到区域111外。因此，在电机1的旋转时，能减小椭圆的短轴的尺寸。据此，能得到扭矩脉动的降低效果。此外，在驱动电压为足够大的高速旋转时，如图25(c)所示，作为V_hδ＝0，能够使重叠电压为γ轴方向的交变电压(可是，也可以是椭圆形的旋转电压)。如果重叠电压为交变电压，重叠电压的电压矢量轨迹就描绘出线段，这是出于如下缘故：即如果驱动电压较大，则重叠电压的电压矢量轨迹即使不是椭圆也充分地偏出到区域111外。如果重叠电压为γ轴方向的交变电压，则能取得扭矩脉动的进一步降低效果。

伴随着电机1的旋转速度或者驱动电压的增加的椭圆的短轴的尺寸的减少，可以如图26(a)那样连续进行，也可以如图26(b)所示那样阶段性地进行。即也可以是，如果旋转速度或驱动电压增加就使椭圆的短轴的尺寸减少相当于该增加部分的减少，并在旋转速度或驱动电压增加一定量的时刻，步进地减少椭圆的短轴的尺寸。而且，也可以，如图25(c)或图26(b)所示的例子那样，在旋转速度(ω_e或者后面描述的ω*)变为规定速度以上时，或者驱动电压(驱动电压的大小)变为规定电压以上时，作为V_hγ≠0并且V_hδ＝0，使重叠电压为γ轴方向的交变电压。

此外，在低速旋转时，假设使椭圆的短轴的尺寸与旋转停止时为相同的程度，则重叠电压的电压矢量轨迹就变为图25(b)的虚线椭圆319那样，电压矢量轨迹与电压矢量轨迹312相比更容易进入区域111内。因此，在旋转时，与旋转停止时相比，减少短轴的尺寸。

另外，文献(以下称作非专利文献1)(新中著，“A New High-FrequencyVoltage Injection Method for Sensorless Drive of Permanent-MagnetSynchronous Motors with Pole Saliency”，电气学会论文志D，2006年，第126卷，第11号，p.1572-1584”)的方式如下述表达式(A)所示，是对应于旋转速度增加，使高频电压(v_1h)的椭圆的短轴的尺寸增加的方式，在旋转停止时，该高频电压成为γ轴方向的交变电压(参照所述非专利文献1的表达式(23))。因此，假设将所述非专利文献1的方式应用于1分路电流检测方式中的情况下，在旋转停止时和超低速旋转时，较大地受电压校正的影响，转子位置的推定误差也将增大。此外，也产生伴随着旋转速度增加，扭矩脉动增加的问题。另外，在表达式(A)中，V_h和ω_h为固定值。

$v_{1h}=V_h\left[\begin{array}{c}\cos {\mathrm{\&omega;}}_{h}t\\ \frac{\mathrm{\&omega;}}{{\mathrm{\&omega;}}_h}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{h}t\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(A\right)$

以下，作为上述的电机驱动系统的具体实施例，说明第1～6实施例。某实施例中记载的事项只要不矛盾，就能应用在其他实施例中。

《第1实施例》

首先说明第1实施例。图27是第1实施例所涉及的电机驱动系统的全体结构框图。在图27中，对与图1相同的部分付与相同的符号。

图27的电机驱动系统，具有电机1、变换器2、直流电源4、电流传感器5，并且具有作为图1的控制部3(电机控制装置)起作用的控制部3a。控制部3a具有减法器13和14、电流控制部15、磁通控制部16、速度控制部17、电流检测部18、减法器19、位置·速度推定器20(以下，简称为推定器20)、坐标变换器21和22、加法器23和24，以及重叠电压生成部25。

如上所述，电流传感器5，检测母线电流，输出表示该母线电流的电流值的信号。用i_dc表示母线电流。电流检测部18参照坐标变换器22输出的三相电压指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*(即图6的计数器的设定值CntU、CntV、CntW)，确定哪相为最大相、中间相和最小相，并且决定对电流传感器5的输出信号进行采样的定时ST1和ST2，从在该定时取得的母线电流的电流值计算并输出U相电流i_u和V相电流i_v。这时，根据必要，使用i_u+i_v+i_w＝0的关系式(i_w表示W相电流)。

坐标变换器21，基于推定转子位置θ_e，把U相电流i_u和V相电流i_v变换为控制用电流即γ轴电流i_γ和δ轴电流i_δ，并输出。

推定器20，根据来自坐标变换器21的i_γ和i_δ，推定转子位置和电机速度(旋转速度)，输出推定转子位置θ_e和推定电机速度ω_e。图28表示推定器20的内部功能块。图28的推定器20，具有带通滤波器(以下称作“BPF”)31和32、乘法器33、低通滤波器(以下称作“LPF”)34、比例积分计算器35和积分器3δ，而构成。

BPF31，从由坐标变换器21输出的γ轴电流i_γ的值，提取重叠电流的γ轴成分即i_hγ。同样，BPF32从由坐标变换器21输出的δ轴电流i_δ的值提取重叠电流的δ轴成分即i_hδ。乘法器33，计算由BPF31和32提取的i_hγ和i_hδ的积(i_hγ×i_hδ)。LPF34从该积(i_hγ×i_hδ)除去高频成分，提取积(i_hγ×i_hδ)的直流成分(i_hγ×i_hδ)_DC。

比例积分计算器35，为了实现PLL(Phase Locked Control)控制，与构成控制部3a的各部位协作，进行比例积分控制，以从LPF34输出的直流成分(i_hγ×i_hδ)_DC收敛为0的方式(即轴误差Δθ收敛为0)计算推定电机速度ω_e。积分器36，对从比例积分计算器35输出的推定电机速度ω_e进行积分，计算推定转子位置θ_e。这里，计算出的ω_e和θ_e都作为推定器20的输出值，提供给需要该值的控制部3a的各部位。

再度，参照图27。在电机驱动系统中，从外部，提供电机速度指令值ω*，作为用于使电机1(转子6)以所希望的旋转速度旋转的指令值。减法器19，从电机速度指令值ω*减去推定器20输出的推定电机速度ω_e，输出该减法结果(速度误差)。速度控制部17根据减法器19的减法结果(ω*-ω_e)，计算表示δ轴电流i_δ应该跟随的电流值的δ轴电流指令值i_δ*。例如，通过比例积分控制，以(ω*-ω_e)收敛为0的方式计算i_δ*。磁通控制部16，使用ω_e和i_δ*，计算表示γ轴电流i_γ应该跟随的电流值的γ轴电流指令值i_γ*。例如，计算用于实现最大扭矩控制的i_γ*。

减法器13，从磁通控制部16输出的i_γ*减去坐标变换器21输出的i_γ，计算电流误差(i_γ*-i_γ)。减法器14，从速度控制部17输出的i_δ*减去坐标变换器21输出的i_δ，计算电流误差(i_δ*-i_δ)。

电流控制部15，根据由减法器13和14计算的各电流误差、来自坐标变换器21的i_γ和i_δ以及来自推定器20的ω_e，以i_γ跟随i_γ*并且i_δ跟随i_δ*的方式，计算表示电机1的驱动电压的γ轴成分和δ轴成分的γ轴电压指令值v_γ*以及δ轴电压指令值v_δ*。

重叠电压生成部25，为了在驱动电压上重叠上述的重叠电压，而生成所述表达式(2-1)中表示的v_hγ*和v_hδ*，并输出。加法器23和24把来自电流控制部15的v_γ*以及v_δ*加上来自重叠电压生成部25的v_hγ*和v_hδ*，计算表示重叠了重叠电压的驱动电压的(v_γ*+v_hγ*)和(v_δ*+v_hδ*)。

坐标变换器22，参照来自推定器20的θ_e，对(v_γ*+v_hγ*)和(v_δ*+v_hδ*)进行用于能够检测两相的相电流的电压校正，从而生成三相电压指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*。变换器2按照三相电压指令值，如上所述，对电机1供给三相交流电压。

图29表示坐标变换器22的内部框图。坐标变换器22具有坐标旋转部51和53、以及矢量校正部52。

对坐标旋转部51，提供θ_e、(v_γ*+v_hγ*)和(v_δ*+v_hδ*)。坐标旋转部51把所述表达式(1-1)～表达式(1-4)的θ、v_d和v_q分别处理为θ_e、(v_γ*+v_hγ*)和(v_δ*+v_hδ*)，按照所述表达式(1-3)，把(v_γ*+v_hγ*)和(v_δ*+v_hδ*)变换为v_a和v_b。即，把由(v_γ*+v_hγ*)和(v_δ*+v_hδ*)表示的γδ坐标上的两相的电压指令矢量，变换为由v_a和v_b表示的ab坐标上的两相的电压指令矢量(这些相的电压指令矢量相当于图8的电压矢量110)。

在实施基于表达式(1-3)的运算时，差分相位θ_D成为必要，并参照表达式(1-4)，使用上述的手法，计算差分相位θ_D。此外，计算差分相位θ_D时由坐标旋转部51求出的n，在坐标旋转部53的运算中被利用。

矢量校正部52对v_a和v_b进行图11的步骤S2的校正处理，并将校正后的v_a和v_b，分别作为v_ac和v_bc而输出。可是，不需要校正时，v_ac＝v_a并且v_bc＝v_b。

坐标旋转部53，按照所述表达式(1-8)和表达式(1-9)，把校正后的a轴电压和b轴电压(V_ac和V_bc)变换为三相电压指令值(v_u*、v_v*、v_w*)。这时，把所述表达式(1-8)和表达式(1-9)的v_a、v_b、v_u、v_v和v_w分别作为v_ac、v_bc、v_u*、v_v*、v_w*而处理。

图27的重叠电压生成部25，生成由所述表达式(2-1)表达的重叠电压。这时，如上所述，生成与电机1的旋转速度或驱动电压对应的重叠电压。即参照例如表示电机1的旋转速度的ω_e或者ω*，在电机1的旋转停止时，重叠满足上述表达式(4-1)或表达式(4-2)的重叠电压，伴随着旋转速度的增加或者驱动电压的增加，使重叠电压的椭圆的短轴的尺寸连续地或者阶段性地减少。另外，例如，在旋转速度(ω_e或者ω*)变为规定速度以上时，或者驱动电压(驱动电压的大小)变为规定电压以上时，作为V_hγ≠0，并且V_hδ＝0，使重叠电压为γ轴方向的交变电压。

《第2实施例》

此外，也可以代替图29的坐标变换器22，使用图30所示的坐标变换器22a。在图29的坐标变换器22中，在两相的电压指令矢量的阶段进行电压校正，与此相对，在图30的坐标变换器22a，在三相电压的阶段，进行导出与图29的坐标变换器22的电压校正相同的结果的电压校正。作为说明坐标变换器22a的实施例，说明第2实施例。第2实施例所涉及的电机驱动系统的全体结构框图与第1实施例(图27)的全体结构框图同样，所以省略重复的图示。可是，在第2实施例中，作为坐标变换器22，使用图30的坐标变换器22a。

图30的坐标变换器22a，具有坐标旋转部56和脉冲宽度校正部57。与针对图29的坐标旋转部51的输入同样，对坐标旋转部56提供θ_e、(v_γ*+v_hγ*)和(v_δ*+v_hδ*)。坐标旋转部56，按照下述表达式(5-1)，把表示两相的电压指令值的(v_γ*+v_hγ*)和(v_δ*+v_hδ*)，一度变换为表示三相的电压指令值的v_u1、v_v1、v_w1。脉冲宽度校正部57对该v_u1、v_v1、v_w1进行导出与图29的坐标变换器22的电压校正相同的结果的电压校正(脉冲宽度校正)，从而生成三相电压指令值v_u*、v_v*、v_w*。由脉冲宽度校正部57生成的三相电压指令值v_u*、v_v*、v_w*与由图29的坐标旋转部53生成的这些值相同。由脉冲宽度校正部57生成的三相电压指令值v_u*、v_v*、v_w*，发送给图27的变换器2和电流检测部18。

$\left[\begin{array}{c}{v}_{u1}\\ v_{v1}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\&theta;}}_e& -\sin {\mathrm{\&theta;}}_e\\ \cos ({\mathrm{\&theta;}}_e-2\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin ({\mathrm{\&theta;}}_e-2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{\&gamma;}}}^{*}+{v_{\mathrm{h\&gamma;}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{\&delta;}}}^{*}+{v_{\mathrm{h\&delta;}}}^{*}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(5-1)$

v_w1＝-(v_u1+v_v1)

为了能够检测两相的相电流，在三相电压的阶段，校正电压指令值(对各相的PWM信号的脉冲宽度)的手法是众所周知的。例如，作为该手法，可以利用日本专利公开2003-189670号公报中记载的手法。

《第3实施例》

下面，作为第3实施例，说明对第1实施例或第2实施例所涉及的电机驱动系统的推定精度进行评价的仿真结果。在该仿真中，把用于使两相的相电流的检测变为可能的期间，设定为约5[μs](微秒)，为了确保该期间，使表示电压校正量的b轴成分的最大值的阈值Δ为10[V](伏特：ボルト)。即为了使图4的定时T1-T2之间和定时T2-T3之间的时间长度确保为约5[μs]以上，而使得Δ＝10[V]。此外，使图27的直流电源4输出的直流电压为280[V]，并以40[V]对重叠电压的γ轴方向的振幅(V_hγ)进行固定。

图31(a)和(b)以及图32(a)和(b)表示该仿真结果。在图31(a)和(b)以及图32(a)和(b)所示的曲线图中，横轴表示时间(单位为秒)。假定在时刻t＝0～t＝1的期间，电机1以相当于2[Hz]的实际电机速度旋转，在时刻t＝1～t＝2的期间，电机1以相当于2[Hz]的实际电机速度旋转的状态。在这样的条件下，使重叠电压的δ轴方向的振幅V_hδ进行各种变化。

在图31(a)中，由粗实线表示的符号400表示实际电机速度ω的假定值，虚线401和实线402表示由图27的推定器20计算的推定电机速度ω_e，虚线401表示V_hδ＝0[V]时的它，实线402表示V_hδ＝5[V]时的它。在图31(b)中，虚线411和实线412表示轴误差Δθ的推定值(单位是电角的度)，虚线411表示V_hδ＝0[V]时的它，实线412表示V_hδ＝5[V]时的它。轴误差Δθ的推定值，能从图28的LPF34的输出计算(参照所述表达式(3-6))。

可知：时刻t＝0～t＝1的期间，相当于进行超低速旋转的期间，在该期间中，如果使重叠电压为交变电压(即如果V_hδ为0)，就无法良好地进行电机速度和轴误差的推定。这是因为用于1分路电流检测的电压校正对推定产生了影响。如果重叠电压为椭圆，它就改善。可是，如果如实线402和412那样椭圆的短轴尺寸小(V_hδ＝5[V])，就不能说明改善结果充分。

另一方面，如果如时刻t＝1～t＝2的期间那样，旋转速度上升，电压校正的影响减少，无论V_hδ是0[V]和5[V]的哪个，都能进行良好的推定。因此，在旋转速度比较大时，减小V_hδ＝维持良好的推定，能降低扭矩脉动。

图32(a)是在图31(a)的曲线图中追加实线403和404的曲线图，图32(b)是在图31(b)的曲线图中追加实线413和414的曲线图。图32(a)的虚线401和实线402与图31(a)的这些线相同，图32(b)的虚线411和实线412与图31(b)的这些线相同。可是，在图32(a)和(b)中，只放大显示时刻t＝0～t＝1的期间。在图32(a)，实线403和404表示由图27的推定器20计算的推定电机速度ω_e，实线403表示V_hδ＝10[V]时的它，实线404表示V_hδ＝17[V]时的它。在图32(b)中，实线413和414表示轴误差Δθ的推定值，实线413表示V_hδ＝10[V]时的它，实线404表示V_hδ＝17[V]时的它。

可知：如果使表示椭圆的短轴的尺寸的振幅V_hδ为阈值Δ(10[V])以上，在超低速旋转状态，也能进行良好的推定。特别是，如果振幅V_hδ为“(3的平方根)×Δ”即17[V]，则效果特别大(参照上述表达式(4-1)和表达式(4-2))。

《第4实施例》

第1实施例和第2实施例以及后面描述的第5实施例和第6实施例，假定：电机1是嵌入磁体型同步电机，并且在构造上，电机1具有磁凸极性。可是，在非凸极机的表面磁体型同步电机(以下称作SPMSM)中也能应用上述的技术内容。即作为电机1，可以采用SPMSM。可是，使电机1为SPMSM时，即使轴误差Δθ≠0，通常也无法得到图21或图22所示的电流矢量轨迹的倾斜。

因此，这时，产生磁饱和，使作为电机1的SPMSM具有磁凸极性。具体而言，通过增大重叠电流的γ轴方向的振幅V_hγ，而增大重叠电流的γ轴成分(i_hγ)，而有意识地使电机1产生磁饱和。如果发生磁饱和，d轴电感Ld就减少，所以重叠电流容易流向d轴方向。即SPMSM具有磁凸极性地工作，所以能够进行与电机1为凸极机时相同的推定处理。

《第5实施例》

下面，说明第5实施例。在第5实施例中，在文献(以下称作非专利文献2)(比田、其他2名著，“Position Sensorless Vector controlPermanent Magnet Synchronous Motors Based on Maximum Torque ControlFrame”，平成18年电气学会产业应用部门大会讲演论文集，电气学会产业应用部门，平成18年8月，p.385-388(I-385～I-388))中表示的最大扭矩控制轴中应用上述的电压校正处理。

首先，参照图33和图34，进行有关相当于最大扭矩控制轴的dm轴和qm轴的说明。图33和图34是应用在本实施例中的电机1的分析模型图。图33表示U相、V相、W相的电枢绕组固定轴。在本实施例中，与图7同样定义d轴、q轴、γ轴、和δ轴，以及θ、θ_e、Δθ、ω、和ω_e。

把与实现最大扭矩时应该对电机1供给的电流扭矩的方向一致的旋转轴决定为qm轴。然后，把从qm轴以电角延迟90度的轴决定为dm轴。把选择dm轴和qm轴作为坐标轴的坐标，称作dmqm坐标。

实现最大扭矩控制的电机电流，具有正的q轴成分和负的d轴成分。因此，qm轴成为比q轴相位超前的轴。在图33和图34中，逆时针旋转方向，是相位前进的方向。

将从qm轴观察的q轴的相位(角度)表示为θ_m，将从δ轴观察的qm的相位(角度)表示为Δθ_m。这时，当然从dm轴观察的d轴的相位为θ_m，从γ轴观察的dm的相位也变为Δθ_m。θ_m是从q轴(d轴)观察的qm轴(dm轴)的前进角。Δθ_m表示qm轴和δ轴之间的轴误差。d轴和γ轴之间的轴误差的Δθ由Δθ＝Δθ_m+θ_m表示。

如上所述，dm轴比d轴相位超前，这时，θ_m取负的值。同样，在γ轴比dm轴相位超前时，Δθ_m取负的值。后面描述图34所示的矢量(E_m等)。

此外，分别用dm轴电流i_dm和qm轴电流i_qm，表示电机电流I_a的dm轴成分和qm轴成分。分别用dm轴电压v_dm和qm轴电压v_qm表示电机电压V_a的dm轴成分和qm轴成分。

在本实施例中，推定qm轴(dm轴)和δ轴(γ轴)之间的轴误差Δθ_m，使作为推定轴的γ轴收敛在dm轴(即轴误差Δθ_m收敛在0)。如所述非专利文献2中所述，dmqm坐标的应用有助于参数调整的容易化。此外，从qm轴的定义可知，实现最大扭矩控制时的电机电流的电流轨迹在qm轴上。因此，与i_δ(i_δ*)的值无关地，把i_γ*变为0或0附近的规定值，就能实现最大扭矩控制。因此，有助于计算负荷的容易化。

[最大扭矩控制轴的扩张感应电压模型的说明]

进行与dmqm坐标的推定有关的理论式的说明。另外，关于dm轴和qm轴的详细的说明，在日本专利申请编号2006-177646的说明书中记载，并且也记载在所述非专利文献2中。

一般的dq坐标上的扩张感应电压方程式，由表达式(6-1)表示，扩张感应电压E_ex由表达式(6-2)表示。另外，以下的各表达式中的p是微分算子。

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\&omega;}{L}_q\\ \mathrm{\&omega;}{L}_q& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ E_{\mathrm{ex}}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(6-1)$

E_ex＝ω((L_d-L_q)i_d+Φ_a)-(L_d-L_q)(pi_q)          …(6-2)

如果将实际轴上的表达式(6-1)坐标变换到控制系统的γδ坐标上，就取得表达式(6-3)，如果为了简单化而忽略表达式(6-3)的右边第3项，则取得表达式(6-4)。

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\&gamma;}}\\ v_{\mathrm{\&delta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\&omega;}{L}_q\\ \mathrm{\&omega;}{L}_q& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&gamma;}}\\ i_{\mathrm{\&delta;}}\end{array}\right]+E_{\mathrm{ex}}\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\&Delta;\&theta;}\\ \cos \mathrm{\&Delta;\&theta;}\end{array}\right]-\left(\mathrm{p\&Delta;\&theta;}\right)L_d\left[\begin{array}{c}{-i}_{\mathrm{\&delta;}}\\ i_{\mathrm{\&gamma;}}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(6-3)$

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\&gamma;}}\\ v_{\mathrm{\&delta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\&omega;}{L}_q\\ \mathrm{\&omega;}{L}_q& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&gamma;}}\\ i_{\mathrm{\&delta;}}\end{array}\right]+E_{\mathrm{ex}}\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\&Delta;\&theta;}\\ \cos \mathrm{\&Delta;\&theta;}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(6-4)$

如果着眼于dmqm坐标，而重新书写表达式(6-4)，就取得表达式(6-5)。

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{dm}}\\ v_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\&omega;}{L}_q\\ \mathrm{\&omega;}{L}_q& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]+E_{\mathrm{ex}}\left[\begin{array}{c}-\sin {\mathrm{\&theta;}}_m\\ \cos {\mathrm{\&theta;}}_m\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(6-5)$

这里，如果如表达式(6-6)那样定义L_qli_qm，就从表达式(6-5)得到表达式(6-7)。可是，E_m由表达式(6-8)表示。L_ql是依存于θ_m的虚拟电感。由于把表达式(6-5)的右边第2项中存在的E_ex·sinθ_m作为基于虚拟电感的电压下降而处理，从而能够较为方便地决定L_ql。另外，L_ql取负的值。

L_qli_qm＝sinθ_m{Ф_a+(L_d-L_q)i_d}                      …(6-6)

      ＝sinθ_m{Φ_a+(L_d-L_q)i_qmsinθ_m}

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{dm}}\\ v_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\&omega;}(L_q+L_{q1})\\ \mathrm{\&omega;}{L}_q& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]+E_m\left[\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(6-7)$

E_m＝(ω((L_d-L_q)i_d+Φ_a)-(L_d-L_q)(pi_q))cosθ_m＝E_excosθ_m     …(6-8)

另外，如果定义L_m＝L_q+L_ql，就从表达式(6-7)获得表达式(6-9)。这里，E_exm由下述表达式(6-10)表示。

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{dm}}\\ v_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\&omega;}{L}_m\\ \mathrm{\&omega;}{L}_m& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ E_m\end{array}\right]+\mathrm{\&omega;}(L_q-L_m)\left[\begin{array}{cc}0& 0\\ 1& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\&omega;}{L}_m\\ \mathrm{\&omega;}{L}_m& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ E_m+\mathrm{\&omega;}(L_q-L_m)i_{\mathrm{dm}}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\&omega;}{L}_m\\ \mathrm{\&omega;}{L}_m& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ E_{\mathrm{exm}}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(6-9)$

E_exm＝(ω((L_d-L_q)i_d+Φ_a)-(L_d-L_q)(pi_q))cosθ_m+ω(L_q-L_m)i_dm＝E_m+ω(L_q-L_m)i_dm

                                       …(6-10)

如果在γ轴和dm轴之间存在轴误差Δθ_m，表达式(6-9)就如下述表达式(6-11)那样变形。

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\&gamma;}}\\ v_{\mathrm{\&delta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\&omega;}{L}_m\\ \mathrm{\&omega;}{L}_m& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&gamma;}}\\ i_{\mathrm{\&delta;}}\end{array}\right]+E_{\mathrm{exm}}\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&theta;}}_m\\ \cos \mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&theta;}}_m\end{array}\right]-\left(\mathrm{p\&Delta;}{\mathrm{\&theta;}}_m\right)L_d\left[\begin{array}{c}{-i}_{\mathrm{\&delta;}}\\ i_{\mathrm{\&gamma;}}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(6-11)$

此外，如果近似为PΔθ_m0，i_dm0，(L_d-L_q)(pi_q)0，由表达式(6-10)表示的E_exm，就如下述表达式(6-12)那样近似。

E_exm＝(ω((L_d-L_q)i_d+Φ_a)-(L_d-L_q)(pi_q))cosθ_m+ω(L_q-L_m)i_dm≈(ω((L_d-L_q)i_δsinθ_m+Φ_a)-(L_d-L_q)(pi_q))cosθ_m+ω(L_q-L_m)i_dm≈ω((L_d-L_q)i_δsinθ_m+Φ_a)cosθ_m

                                                  …(6-12)

此外，关于θ_m，求解在上述表达式(6-6)中代入L_m＝L_q+L_ql而获得的表达式，另外，如果假定i_δi_qm，就取得下述表达式(6-13)。如表达式(6-13)所示，θ_m是i_δ的函数，所以E_exm也成为i_δ的函数。

${\mathrm{\&theta;}}_m={\sin }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{\&Phi;}}_a-\sqrt{{{\mathrm{\&Phi;}}_a}^2+4(L_q-L_m)(L_q-L_d){i_{\mathrm{\&delta;}}}^2}}{{2i}_{\mathrm{\&delta;}}(L_q-L_d)}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(6-13)$

用于推定dmqm坐标的参数L_m的值，由下述表达式(6-14)表示。关于L_ql，求解在所述表达式(6-6)中代入‘i_dm＝0和下述表达式(6-15)和(6-16)’而获得的表达式，利用该结果，能获得表达式(6-14)。

$L_m=L_q+L_{\mathrm{ql}}$

$=L_q+\frac{i_d\{{\mathrm{\&Phi;}}_a+(L_d-L_q)i_d\}}{{i_d}^2+{i_q}^2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(6-14)$

$i_{\mathrm{qm}}=\sqrt{{i_d}^2+{i_q}^2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(6-15)$

$\sin {\mathrm{\&theta;}}_m=\frac{i_d}{\sqrt{{i_d}^2+{i_q}^2}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(6-16)$

另外，如果利用与最大扭矩控制一致的d轴电流i_d的表达式(6-17)、i_d、i_q、i_qm的关系式即表达式(6-15)，把所述表达式(6-14)变形，L_m就变为i_qm的函数(即从L_m的计算式，消去i_d、i_q的项)。因此，i_δi_qm，根据i_δ，能够计算由i_qm的函数表示的L_m的值。

$i_d=\frac{{\mathrm{\&Phi;}}_a}{2(L_q-L_d)}-\sqrt{\frac{{{\mathrm{\&Phi;}}_a}^2}{4{(L_q-L_d)}^2}+{i_q}^2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(6-17)$

另外，在计算参数L_m时，作为i_δi_qm，也可以利用把L_m作为i_δ的函数而表示的近似式，也可以把与i_δ对应的L_m的值事先作为表数据准备，参照该表数据，取得L_m的值。

另外，关于在上述表达式(6-2)和表达式(6-8)中出现的E_ex和E_m，能够理解为旋转坐标系的电压矢量。图34中，它们表示为矢量。此外，与E_ex和E_m对应的磁通矢量Φ_ex和Φ_m，在图34中，也表示为矢量。

[电机驱动系统的结构例]

下面，表示第5实施例所涉及的dmqm坐标的电机驱动系统的结构例。图35是第5实施例所涉及的电机驱动系统的全体结构框图。在图35中，对与图1以及图27相同的部分付与相同的符号。

图27的电机驱动系统具有电机1、变换器2、直流电源4和电流传感器5，并且具有作为图1的控制部3发挥功能的控制部3b。控制部3b，与图27的控制部3a的结构类似。代替图27的控制部3a的推定部20和重叠电压生成部25，在控制部3b设置位置·速度推定器20b(以下简称为推定器20b)和重叠电压生成部25b，在其他方面，控制部3a和3b的结构同样。可是，控制部3b的磁通控制部16如上所述，为了实现最大扭矩控制，作为i_γ*，输出0或0附近的规定值。

以下，省略关于与控制部3a同样的部分的重复的说明，进行与控制部3b中特有的推定器20b和重叠电压生成部25b相关的说明。另外，把第1实施例中记载的事项应用到第5实施例中时，适当忽略符号20和20b的不同、符号25和25b的不同。

推定器20b为了推定dm轴和qm轴，以并非d轴和γ轴的轴误差Δθ而是dm轴和γ轴的轴误差Δθ_m收敛在0的方式，进行推定动作。

图36表示推定器20b的内部框图。推定器20b，具有轴误差推定部61、比例积分计算器62和积分器63。

轴误差推定部61使用来自图35的坐标变换器21的i_γ和i_δ，计算轴误差Δθ_m。比例积分计算器62，为了实现PLL(Phase Locked Control)控制，与构成控制部3b的各部位协作，进行比例积分控制，按照由轴误差推定部61计算的轴误差Δθ_m收敛在0的方式计算推定电机速度ω_e。积分器63，对从比例积分计算器62输出的推定电机速度ω_e进行积分，而计算推定转子位置θ_e。这里计算的ω_e和θ_e，都作为推定器20b的输出值，提供给需要该值的控制部3a的各部位。此外，轴误差推定部61也计算相位θ_m(参照图33)，并把计算出的相位θ_m发送给图35的重叠电压生成部25b。

图37表示轴误差推定部61的内部结构例。如图37所示，轴误差推定部61具有BPF(带通滤波器)71、LPF(低通滤波器)72、θ_m计算部73、坐标旋转部74、轴误差计算部75。此外，如图38所示，轴误差计算部75，具有乘法器76、LPF77、系数乘法器78。另外，图35的重叠电压生成部25b生成的重叠电压的频率(γδ坐标上的电角速度)与图27的重叠电压生成部25同样，是ω_h。

BPF71从由图35的坐标变换器21提供的i_γ和i_δ提取ω_h的频率成分，输出γ轴重叠电流i_hγ和δ轴重叠电流i_hδ。BPF71，是把i_γ和i_δ作为输入信号而接受的在通过频带内包含ω_h的带通滤波器，典型地，该通过频带的中心频率为ω_h。此外，通过BPF71，除去驱动电流的频率成分。

LPF72，把从由图35的坐标变换器21提供的i_γ和i_δ除去ω_h的频率成分后的信号发送给θ_m计算部73。即通过LPF72，从i_γ和i_δ除去重叠电流(i_hγ和i_hδ)的成分。

θ_m计算部73，根据除去ω_h的频率成分的i_γ和i_δ的值，计算相位θ_m。具体而言，把除去ω_h的频率成分的i_δ的值作为上述表达式(6-13)的i_δ而利用，使用上述表达式(6-13)，计算θ_m。这时，也可以把与i_δ对应的θ_m的值事先作为表数据准备，参照该表数据，取得θ_m的值。

坐标旋转部74，使用下述表达式(7-1)，对由来自BPF71的i_hγ和i_hδ形成的电流矢量i_h，以由θ_m表示的相位，进行坐标旋转，计算电流矢量i_hm。这时，使用由θ_m计算部73计算的θ_m的值。电流矢量i_h和i_hm如下述表达式(7-2a)和(7-2b)那样表示。i_hγ和i_hδ是形成电流矢量i_h的垂直2轴成分，它们分别是电流矢量i_h的γ轴成分和δ轴成分。i_hmγ和i_hmδ是形成电流矢量i_hm的垂直2轴成分。由坐标旋转部74计算的i_hmγ和i_hmδ发送给轴误差计算部75。

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{hm\&gamma;}}\\ i_{\mathrm{hm\&delta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\&theta;}}_m& \sin {\mathrm{\&theta;}}_m\\ -\sin {\mathrm{\&theta;}}_m& \cos {\mathrm{\&theta;}}_m\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{h\&gamma;}}\\ i_{\mathrm{h\&delta;}}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(7-1)$

$i_h=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{h\&gamma;}}\\ i_{\mathrm{h\&delta;}}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(7-2a)$

$i_{\mathrm{hm}}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{hm\&gamma;}}\\ i_{\mathrm{hm\&delta;}}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(7-2b)$

参照表示该坐标旋转的前后的电流矢量轨迹的图39，补充说明坐标旋转的意义。考虑重叠椭圆形的旋转电压的情形。虽然以后也描述，但是该旋转电压的椭圆为从γ轴在顺时针方向倾斜θ_m的椭圆(即假定γ轴和dm轴一致的假定下的相对于d轴呈轴对称的椭圆)。这时，由于电机1的磁凸极性，旋转坐标轴上的电流矢量i_h的轨迹如电流矢量轨迹501那样，形成相对于d轴呈轴对称的椭圆(即形成d轴方向和长轴方向一致的椭圆)。坐标旋转部74，为了使该椭圆相对于dm轴变为轴对称，而把电流矢量i_h乘以旋转矩阵，计算电流矢量i_hm。据此，电流矢量i_hm的轨迹变为电流矢量轨迹502的样子。

在旋转坐标轴中，电流矢量轨迹502形成椭圆，其长轴方向在Δθ_m＝0时，与dm轴方向一致，但是在Δθ_m≠0时，与dm轴方向不一致。因此，如果把电流矢量i_hm的垂直2轴成分的积(i_hmγ×i_hmδ)的直流成分记为(i_hmγ×i_hmδ)_DC，则与积(i_hγ×i_hδ)的直流成分和轴误差Δθ的关系同样，直流成分(i_hmγ×i_hmδ)_DC在轴误差Δθ_m为0时变为0，与轴误差Δθ_m大致成比例。因此，如果比例系数为K，就能用下述表达式(7-3)表示轴误差Δθ_m。

Δθ_m＝K·(i_hmγ×i_hmδ)_DC               …(7-3)

为了实现由表达式(7-3)表示的计算，轴误差计算部75如图38那样构成。即乘法器76计算由坐标旋转部74计算的i_hmγ和i_hmδ的积，LPF77，提取该积(i_hmγ×i_hmδ)的直流成分，而得到(i_hmγ×i_hmδ)_DC。系数乘法器78，把从LPF77输出的直流成分(i_hmγ×i_hmδ)_DC乘以比例系数K，计算由表达式(7-3)表示的轴误差Δθ_m。从系数乘法器78输出的轴误差Δθ_m，作为图36的轴误差推定部61推定的轴误差Δθ_m，发送给比例积分计算器62，如上所述，以轴误差Δθ_m收敛在0的方式，进行ω_e和θ_e的计算。即，γ轴跟随dm轴(推定dmqm坐标)。

此外，图40表示把只具有d轴成分的交变电压作为重叠电压施加时的电流矢量i_h和i_hm的轨迹。

如本实施例中所述，重叠电压生成部25b把椭圆形的旋转电压或者交变电压作为重叠电压，在驱动电压上重叠。另一方面，为了进行基于直流成分(i_hmγ×i_hmδ)_DC的上述轴误差推定，有必要使电流矢量i_h的电流矢量轨迹相对于d轴为轴对称，因此，有必要使重叠电压的电压矢量轨迹相对于d轴为轴对称。

第1实施例所涉及的重叠电压生成部25生成所述表达式(2-1)中表示的重叠电压(V_hγ*和V_hδ*)并输出，但是重叠电压生成部25b为了满足上述的必要性，参照从推定器20b提供的相位θ_m，生成由所述表达式(7-4)表示的重叠电压(V_hγ*和V_hδ*)，而输出。在图35的控制部3b，加法器23和24把来自电流控制部15的v_γ*和V_δ*与来自重叠电压生成部25的V_hγ*和V_hδ*相加，由此计算(v_γ*+v_hγ*)和(v_δ*+v_hδ*)，把计算值发送给坐标变换器22。坐标变换器22的功能与第1实施例或第1实施例中描述的同样。

$\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{h\&gamma;}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{h\&delta;}}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{h\&gamma;}}\cos ({\mathrm{\&omega;}}_{h}t+{\mathrm{\&theta;}}_n)\\ V_{\mathrm{h\&delta;}}\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{h}t+{\mathrm{\&theta;}}_m)\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(7-4)$

重叠电压生成部25b也与重叠电压生成部25同样，生成与电机1的旋转速度或驱动电压对应的重叠电压。即例如，参照表示电机1的旋转速度的ω_e和ω*，在电机1的旋转停止时，重叠满足所述表达式(4-1)或者表达式(4-2)的重叠电压，伴随着旋转速度的增加或者驱动电压的增加，连续地或阶段性地减少重叠电压的椭圆的短轴的尺寸。此外，也可以，在旋转速度(ω_e和ω*)为规定速度以上时，或者驱动电压(驱动电压的大小)为规定电压以上时，作为V_hγ≠0，并且V_hδ＝0，使重叠电压为γ轴方向的交变电压。

另外，以实现最大扭矩控制(或者近似于它的控制)为前提，进行本实施例的说明，但是通过沿用上述的内容，也能取得与最大扭矩控制不同的所希望的扭矩控制。例如，把比与在实现最大扭矩控制时应该提供给电机1的电流矢量的方向朝向一致的旋转轴更相位超前的旋转轴，作为qm轴采用。据此，能减少铁损，电机的效率提高。如果使qm轴的相位适当超前，就能实现最大效率控制。

《第6实施例》

可是，使用变换器，驱动控制电机时，为了防止串联连接的一对开关元件同时变为导通，设置空载时间。在变换器中，一方的开关元件(在图1中例如上臂8u)从导通切换为断开后，在一定期间禁止用于成对的另一方开关元件(在图1中例如下臂9u)从断开切换为导通的信号的输出，该一定期间是空载时间。作为对空载时间特别注意的实施例，说明第6实施例。第6实施例中记载的内容与上述的其他实施例组合利用。

由于空载时间的付与，电压发生下降。已经周知：考虑该电压下降的电机的电压方程式由下述表达式(8-1)表示，该电压下降能由下述表达式(8-2)模型化。例如，关于此的技术在文献(竹下，其他3名著，“ParameterMeasurement of Sensorless Permanent Magnet Synchronous Motor”，电气学会文志D，1999年，第119卷，第10号，p.1184-1191)和文献(森本，其他2名著，“Parameter Identification of PM Motor System atStandstill”，电气学会文志D，2003年，第123卷，第9号，p.1081-1082)中描述。这里，sgn(i_u)在i_u≥0时，取1，在i_u＜0时取-1。关于sgn(i_v)和sgn(i_w)，也同样。

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a& -\mathrm{\&omega;}{L}_q\\ \mathrm{\&omega;}{L}_d& R_a\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+p\left[\begin{array}{cc}{L}_d& 0\\ 0& L_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ {\mathrm{\&omega;\&Phi;}}_a\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}\mathrm{\&Delta;}{v}_d\\ {\mathrm{\&Delta;v}}_q\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(8-1)$

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&Delta;v}}_d\\ {\mathrm{\&Delta;v}}_q\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\mathrm{\&Delta;V}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\&theta;}& \cos (\mathrm{\&theta;}-2\mathrm{\&pi;}/3)& \cos (\mathrm{\&theta;}+2\mathrm{\&pi;}/3)\\ -\sin \mathrm{\&theta;}& -\sin (\mathrm{\&theta;}-2\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin (\mathrm{\&theta;}+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{sgn}\left(i_u\right)\\ \mathrm{sgn}\left(i_v\right)\\ \mathrm{sgn}\left(i_w\right)\end{array}\right]=\mathrm{\&Delta;V}\&CenterDot;\left[\begin{array}{c}{D}_d\\ D_q\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(8-2)$

Δv_d和Δv_q分别是由空载时间的付与引起的电压下降的d轴成分和q轴成分。Δv_d和Δv_q和Δv表示由三相电压指令值(V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*)表示的向电机1的施加电压和实际的向电机1的施加电压之间的电压误差。该电压误差由于空载时间的付与而产生，但是也能够包含由变换器2内的各开关元件的导通电压引起的电压误差。

在向电机1的施加电压小的旋转停止时和低速旋转时，由空载时间引起的电压下降Δv_d和Δv_q的影响增大，如果不采用任何对策，转子位置的推定精度就变差。对此，从以往就提出包含文献(浦崎，其他3名著，“On-Line Dead-Time Compensation Method for Permanent MagnetSynchronous Motor Drive”，平成14年电气学会产业应用部门大会讲演论文集，2002年，p.1491-1496)的非专利文献中记载的空载时间补偿法，但是如果要使用它，用于空载时间补偿的计算负荷就增大。

可是，用于进行上述的1分路电流检测的校正电压(该校正电压的b轴方向的最大值是阈值Δ)能够被认为是对于转子位置的推定的干扰电压。而且，为了抑制该干扰电压的影响，说明使重叠电压的椭圆的短轴的尺寸为阈值Δ以上的情况。另一方面，Δv_d和Δv_q能按下述表达式(8-3)那样改写，所以能够理解为如下那样的由空载时间的付与引起的外部干扰电压：即与用于实现1分路电流检测的外部干扰电压同样，根据i_u、i_v、i_w的极性将Δv_d和Δv_q变化Δ_d的量。

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&Delta;v}}_d\\ {\mathrm{\&Delta;v}}_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\&theta;}& \cos (\mathrm{\&theta;}-2\mathrm{\&pi;}/3)& \cos (\mathrm{\&theta;}+2\mathrm{\&pi;}/3)\\ -\sin \mathrm{\&theta;}& -\sin (\mathrm{\&theta;}-2\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin (\mathrm{\&theta;}+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\sqrt{\frac{2}{3}}\mathrm{\&Delta;V}\left[\begin{array}{c}\mathrm{sgn}\left(i_u\right)\\ \mathrm{sgn}\left(i_v\right)\\ \mathrm{sgn}\left(i_w\right)\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\&theta;}& \cos (\mathrm{\&theta;}-2\mathrm{\&pi;}/3)& \cos (\mathrm{\&theta;}+2\mathrm{\&pi;}/3)\\ -\sin \mathrm{\&theta;}& -\sin (\mathrm{\&theta;}-2\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin (\mathrm{\&theta;}+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&Delta;}}_d\&CenterDot;\mathrm{sgn}\left(i_u\right)\\ {\mathrm{\&Delta;}}_d\&CenterDot;\mathrm{sgn}\left(i_v\right)\\ {\mathrm{\&Delta;}}_d\&CenterDot;\mathrm{sgn}\left(i_w\right)\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(8-3)$

因此，与抑制用于进行1分路电流检测的电压校正的影响同样，如果重叠电压的椭圆的短轴的尺寸为Δ_d以上，就不进行上述非专利文献中记载的空载时间补偿，从而能够降低空载时间的付与对转子位置的推定精度的影响。另外，关于Δ_d，能预先设定。

考虑该空载时间的电机驱动系统的结构例与图27或图35所示的同样。以图27所示的电机驱动系统为例，说明降低由空载时间的付与引起的影响的手法。不特别说明的部分与上述的其他实施例同样。

重叠电压生成部25生成上述表达式(2-1)中表示的v_hγ*和V_hδ*，并输出。这时，V_hγ＞V_hδ＞Δ_d，或者，V_hγ＞V_hδ≥Δ_d成立。加法器23和24把来自电流控制部15的v_γ*和V_δ*与来自重叠电压生成部25的v_hγ*和V_hδ*相加，计算表示重叠了重叠电压的驱动电压的(v_γ*+v_hγ*)和(v_δ*+v_hδ*)。

坐标变换器22与第1实施例或第2实施例同样，从(v_γ*+v_hγ*)和(v_δ*+v_hδ*)计算三相电压指令值(v_u*、v_v*、v_w*)。按照该三相电压指令值，生成针对形成变换器2的各开关元件的PWM信号。这时，对PWM信号付与空载时间。即考虑空载时间，而校正按照三相电压指令值计算的PWM信号，把该校正后的PWM信号实际提供给变换器2内的各开关元件的控制端子(基极或栅极)，驱动电机1。

另外，PWM信号的生成和空载时间的付与，由坐标变换器22和变换器2中设置的不图示的PWM信号生成部以及空载时间付与部实现，能够认为它们包含在图27的控制部3a或者图35的控制部3b中。也能够认为该PWM信号生成部以及空载时间付与部包含在变换器2中。

此外，第6实施例中说明的考虑空载时间引起的电压下降的重叠电压的生成手法能在1分路电流检测方式之外另外实施，对于不采用1分路电流检测方式的电机驱动系统，也有效地作用。在不采用1分路电流检测方式时，设置2个由霍尔元件构成的电流传感器，用2个电流传感器实际测量U相电流i_u和V相电流i_w，坐标变换器21(图27或图35)根据该实际测量值和θ_e，计算i_γ和i_δ。而且，不采用1分路电流检测方式，所以不需要坐标变换器22的电压校正处理。即不采用1分路电流检测方式时，根据θ_e，对(v_γ*+v_hγ*)和(v_δ*+v_hδ*)进行三相-两相变换，从而计算三相电压指令值，对基于该三相电压指令值的PWM信号付与空载时间，对变换器2内的各开关元件的控制端子(基极或栅极)供给付与空载时间后的PWM信号。

《变形等》

上述的说明文中表示的具体的数值是单纯的例示，当然能把它们变更为各种数值。作为上述的实施例的变形例或者注释事项，以下，记载注释1～注释5。各注释中记载的内容只要不矛盾，就能任意组合。

[注释1]

虽然处理了变换器2中使用三相调制的情形，但是本发明不依存于调制方式。例如，在变换器2进行两相调制时，通电模式与图3所示的三相调制不同。在两相调制中，最小相的下臂总为导通，所以图4的定时T0-T1之间和定时T6-T7之间所对应的通电模式不存在。可是，作为结果，如果用对应于定时T1-T2之间和定时T2-T3之间的通电模式检测母线电流，就依然能检测最大相以及中间相的电流。

[注释2]

构成上述的电机驱动系统的各部位，根据必要，能自由利用电机驱动系统中生成的值的全部。

[注释3]

包含上述的各种指令值(i_γ*、i_δ*、v_γ*、v_δ*)或者其他状态量(θ_e和ω_e)的、应该导出的所有值的导出手法是任意的。即可以通过控制部内的计算导出它们，也可以从预先设定的表数据导出。

[注释4]

例如，使用通用微机中组入的软件(程序)，实现控制部(3、3a或者3b)的功能的一部分或者全部。使用软件实现控制部时，表示控制部的各部的结构的框图表示功能框图。当然，可以不是软件(程序)，而仅通过硬件，或通过软件和硬件的组合，形成控制部。

[注释5]

在本说明书中，为了简化描述，有时只通过记号(i_γ等)的表记，而表现与该记号对应的状态量。即在本说明书中，例如“i_γ”和“γ轴电流i_γ”指代相同的量。

本发明适合于使用电机的任意电机器。由于不使用位置传感器，在电机的旋转停止时和低速旋转时能良好地驱动电机，所以适合于由电机的旋转驱动的电动汽车和电动二轮车。

Claims (10)

1、一种电机控制装置，其特征在于，

具备：

电流检测单元，其根据在驱动三相式的电机的变换器和直流电源之间流过的电流，检测流过所述电机的定子的电枢绕组的相电流，

根据所述电机的推定转子位置，对所述相电流进行三相-两相变换，基于由该变换得到的控制用电流，进行针对所述电机的无位置传感器矢量控制，

所述电机控制装置，还包括：

重叠单元，其在用于驱动所述电机的驱动电压上重叠具有规定频率的重叠电压；

推定单元，其根据从所述控制用电流提取、并且与所述重叠电压相对应而流过所述电机的重叠电流，求出所述推定转子位置，

基于所述重叠单元的所述重叠电压的电压矢量轨迹，形成椭圆。

2、根据权利要求1所述的电机控制装置，其特征在于，

还具有：

电压校正单元，其为了能够检测两相的相电流，对重叠了所述重叠电压后的所述驱动电压进行校正，并根据经由了该校正后的电压，控制所述电机。

3、根据权利要求2所述的电机控制装置，其特征在于，

所述椭圆的短轴，具有与基于所述电压校正单元的电压校正量相对应的尺寸。

4、根据权利要求2所述的电机控制装置，其特征在于，

在将与U相、V相或W相的固定轴垂直的轴设为b轴的情况下，所述椭圆的短轴的尺寸，比基于所述电压校正单元的电压校正量的b轴成分的最大值大。

5、根据权利要求1所述的电机控制装置，其特征在于，

所述重叠单元，随着所述电机的旋转速度或所述驱动电压增加，使所述椭圆的短轴的尺寸减小。

6、根据权利要求1所述的电机控制装置，其特征在于：

所述重叠单元，在所述电机的旋转速度变为规定速度以上时或者所述驱动电压变为规定电压以上时，使所述重叠电压为交变电压，使所述电压矢量轨迹从所述椭圆变为线段。

7、根据权利要求1所述的电机控制装置，其特征在于：

将与构成所述电机的转子的永磁体产生的磁通量垂直的轴设为q轴的情况下，将与q轴对应的控制上的推定轴设为δ轴时，所述椭圆的短轴与δ轴平行。

8、一种电机控制装置，其特征在于，

根据连接在变换器上的三相式的电机的推定转子位置，对流过所述电机的定子的电枢绕组的相电流进行三相-两相变换，基于由该变换所得到的控制用电流，进行针对所述电机的无位置传感器矢量控制，

电机控制装置，还包括：

重叠单元，其在用于驱动所述电机的驱动电压上，重叠具有规定频率的重叠电压；

推定单元，其基于从所述控制用电流提取、并且对应于所述重叠电压而流过所述电机的重叠电流，求出所述推定转子位置；

PWM信号生成单元，其根据重叠了所述重叠电压后的所述驱动电压，生成针对构成所述变换器的开关电路的PWM信号；

空载时间付与单元，其对所述PWM信号付与空载时间；

利用基于付与了所述空载时间后的所述PWM信号的、所述变换器的输出，驱动所述电机，

基于所述重叠单元的所述重叠电压的电压矢量轨迹，形成椭圆，所述椭圆的短轴，具有与基于空载时间的电压下降量相对应的尺寸。

9.一种电机驱动系统，其特征在于，包括：

三相式的电机；

驱动所述电机的变换器；

通过控制所述变换器，控制所述电机的权利要求1所述的电机控制装置。

10.一种电机驱动系统，其特征在于，包括：

三相式的电机；

驱动所述电机的变换器；

通过控制所述变换器，控制所述电机的权利要求8所记载的电机控制装置。

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