CN102986133B - 旋转无传感器控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供的旋转无传感器控制装置对驱动同步器（2）的变换器（1）进行控制，具备：相位角及角速度推定部（5，6），使用上述同步器的电感及感应电压这两者推定转子的相位角及角速度；以及控制部（24，26），在上述变换器（1）及电动机（2）从空转起动时，利用仅选择非零电压向量的PWM，生成电压指令值，并且对上述变换器（1）的输出电流进行控制，上述相位角及角速度推定部（5，6）利用上述电压指令值及变换器输出电流，推定上述旋转相位角及角速度。

Description

旋转无传感器控制装置

技术领域

本发明的实施方式涉及同步电动机的旋转无传感器控制装置。

背景技术

在同步电动机的旋转无传感器控制装置中，作为从空转状态起的再起动方法，提出了多种方法。所谓的空转状态，是指来自操纵台的多级指令（ノッチ指令）为空挡（0），在驱动发电机的变换器的开关元件门指令全部为截止（off）的状态下惰走（惰性走行）的状态。作为车辆速度为高速域时所用的方法，提出了利用感应电压的方法即零电流控制的方法、利用短路电流的方法等。或者，作为在低速域所用的方法，提出了利用电感（インダクタンス）的方法。并且，还提出了根据发电机角速度从这两者中选择恰当的手法的方法。通过这些方法，能够实现从空转的状态起动。

现有技术文献（专利文献）

专利文献1：日本特开2008-017690号公报

专利文献2：日本专利3636340号公报

专利文献3：日本特开平7-177788号公报

专利文献4：日本专利3486326号公报

发明内容

发明所要解决的课题

通过上述手法能够从空转的状态起动，但若仅以单一的手法，都无法在整个速度域起动，为了尝试以多种手法起动，在最坏的情况下，存在再起动所需的时间（转矩（电流）指令产生之后发电机转子的实际角度与推定角度一致从而发电机上转矩产生为止的时间）显著变长、或者起动顺序由于利用多种手法而变得复杂等问题。特别是，再起动所需的时间大幅影响赋予转矩指令之后的响应性，因此通常相应于最坏的情况进行电流指令的上升沿（立ち上げ），使最坏的情况下的时间缩短与响应性的提高有关。

另外，在负载接触器存在于变换器与同步电动机之间的系统中，通过断开负载接触器，即使无负载感应电压在变换器的直流侧的电压以上的区域（以下，将该区域称为高电压区域）也能够空转，但在从该状态起的再起动时，变换器的直流侧的电压由于无负载感应电压可能变为过电压。因此，需要实现能够在高电压区域稳定的起动。

因此，本发明的目的在于，提供同步电动机的旋转无传感器控制，在包含无负载感应电压比变换器的直流侧的电压大的区域的整个区域实现从空转再起动。

用于解决课题的手段

为了解决上述问题，本实施方式所涉及的旋转无传感器控制装置由下面的结构构成。即，

一种旋转无传感器控制装置，对驱动同步器的变换器进行控制，具备：

相位角及角速度推定部，使用上述同步器的电感及感应电压这两者推定转子的相位角及角速度；以及

控制部，在上述变换器及电动机从空转起动时，利用仅选择非零电压向量的PWM，生成电压指令值，并且对上述变换器的输出电流进行控制，

上述相位角及角速度推定部利用上述电压指令值及变换器输出电流，推定上述旋转相位角及角速度。

附图说明

图1是表示本发明的第1实施例的系统结构的框图。

图2是表示一实施例所涉及的电压向量选择方法的向量图。

图3是表示一实施例所涉及的电压向量选择方法的框图。

图4是表示本发明的第2实施例的系统结构的框图。

图5是表示起动时控制部21的结构的框图。

图6是表示通常时控制部23的结构的框图。

图7是表示第2实施例的动作的流程图。

图8是表示第3实施例的动作的流程图。

图9是采用第二NS判别法的系统的框结构图。

图10是表示PLL9的结构的框图。

图11是表示无负载感应电压的向量图。

图12是用于说明其他NS判别方法的向量图。

图13是表示对NS判别的必要性进行判断的结构的框图。

图14是表示NS判别的动作的流程图。

图15是表示第4实施例的结构的框图。

具体实施方式

本发明的实施例涉及旋转无传感器控制中的从空转起的再起动法。

以下，参照附图对本发明所涉及的旋转无传感器控制装置及从空转起的再起动法的实施例进行说明。

实施例1

图1是表示本发明所涉及的旋转无传感器控制装置的第1实施例的结构的框图。

变换器1以用于驱动变换器1的门指令为输入，通过切换内置于变换器1的主电路开关元件的导通/截止（ON/OFF）来使交流/直流电力进行相互变换。发电机2是PMSM（Permanent Magnet SynchronousMotor：永久磁铁同步电动机），通过在各励磁相中流动的三相交流电流产生磁场，通过与转子的磁性相互作用而产生转矩。电流检测部3对在PMSM中流动的三相交流电流中的两相或三相的电流响应值进行检测。在图1中，示出了检测两相的电流的结构。

坐标变换单元4进行发电机3的u、v、w三相固定坐标系与αβ轴固定坐标系的坐标变换。α轴表示发电机3的u相绕组轴（巻線轴），β轴是与α轴正交的轴。旋转相位推定部5a根据上述电流检测部检测到的电流响应值i_α、i_β，推定发电机3的旋转相位角（详细情况在后阐述）。

角速度推定部6根据由旋转相位推定部5推定出的相位θ_est推定角速度ω_est。例如有基于推定相位θ_est的时间微分来计算的单元、将推定相位θ_est与运算的相位之差作为输入并通过PLL（Phase LockedLoop）推定角速度ω_est的单元等。

电压指令生成部7利用通过坐标变换单元4从电流检测部3得到的电流响应值i_α、i_β及电流指令值i_dref、i_qref来确定并输出门信号（详细情况在后阐述）。在此，用固定坐标系推定相位及角速度，但也可以用旋转坐标系推定。

接着，对旋转相位推定部5a的相位推定方法进行详细地说明。

算式（1）示出了如电动机（发电机）2的突极式PMSM的d-q轴上的一般的电压方程式。其中，将转子的磁通量方向作为d轴，将从d轴前进90度的方向作为q轴。

[算式1]

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{R}_m+{\mathrm{pL}}_d& -{\mathrm{\ωL}}_q\\ {\mathrm{\ωL}}_d& R_m+{\mathrm{pL}}_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]{\mathrm{\Φ}}_f\mathrm{\ω}\left[\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right]...\left(1\right)$

在此，v_d、v_q是d-q轴电枢电压，i_d、i_q是d-q轴电枢电流，R_m是线圈电阻，L_d、L_q是d-q轴电感，ω是d-q轴转子角速度，Φ_f是磁铁磁通量系数，p（＝d/dt）是微分算子。该电感L_d、L_q是发电机固有的值。

在此，增大感应电压，以使算式（1）的右边第1项的矩阵的对角线成分和反对角线成分的电感相同，由此能够使位置信息集中到感应电压成分，能够计算相位θ。在增大感应电压后，算式（1）的电压方程式以算式（2）表示。

[算式2]

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{R}_m+{\mathrm{pL}}_d& -{\mathrm{\ωL}}_q\\ {\mathrm{\ωL}}_d& R_m+{\mathrm{pL}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}0\\ (L_d-L_q)({\mathrm{\ωi}}_d-{\mathrm{pi}}_q)+{\mathrm{\ω\Φ}}_f\end{array}\right]...\left(2\right)$

将算式（2）坐标变换为α-β坐标时，成为算式（3）。

[算式3]

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\\ v_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{R}_m+{\mathrm{pL}}_d& -\mathrm{\ω}(L_q-L_d)\\ \mathrm{\ω}(L_q-L_d)& R_m+{\mathrm{pL}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+E_{0x}\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\θ}\\ \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]...\left(3\right)$

在此，v_α、v_β是α-β轴电枢电压，i_α、i_β是α-β轴电枢电流。另外，增大后的感应电压（增大感应电压E_0x）以算式（4）表示。

[算式4]

E_0x＝(L_d-L_q)(ω_id-pi_q)+ωΦ_f                                                                 …(4)

＝(L_d-L_q)(ω(i_αcosθ+i_βsinθ)-p(-i_αsinθ+i_βcosθ))+ωΦ_f

根据算式（3），相位θ能够通过算式（5）来计算。

[算式5]

$\left\{\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}=-E_{0x}\sin \mathrm{\θ}=v_{\mathrm{\α}}-(R_m+{\mathrm{pL}}_d)i_{\mathrm{\α}}-\mathrm{\ω}(L_d-L_q)i_{\mathrm{\β}}\\ e_{\mathrm{\β}}=E_{0x}\cos \mathrm{\θ}=v_{\mathrm{\β}}+\mathrm{\ω}(L_d-L_q)i_{\mathrm{\α}}-(R_m+{\mathrm{pL}}_d)i_{\mathrm{\β}}\\ \mathrm{\θ}={-\tan }^{-1}(e_{\mathrm{\α}}/e_{\mathrm{\β}})\end{array}\right....\left(5\right)$

另外，这种相位推定只要是利用感应电压和电感这两者的方法即可，也可以是其他的推定方法。

如算式（4）所示，E_0x在角速度ω较小时，仅为q轴电流的微分项。若E_0x变小，则在以算式（5）计算相位θ时，误差变大，无法高精度地推定，但如果使电流微分项变大，则从低速起到高速为止能够高精度地推定相位。即，例如在算式（4）的第1式中，电流微分项pi_q较大时，E_0x变大，通过算式（5）表示的相位θ的推定精度提高，从低速起到高速为止能够高精度地推定相位。

接着，对本发明的1实施例所涉及的电压指令生成部7进行说明。

作为电压指令生成部7，例如利用以变换器输出电流的瞬时值追踪基准值的方式直接产生PWM信号的电流追踪式PWM。电流追踪式PWM的控制动作的一例记载于例如日本专利3267528中。在电流追踪式PWM中，为了能够高精度地推定相位，如上所述地使电流微分项变大，因此在本实施例中仅选择非零电压向量作为电压向量。

图2示出了具体的选择方法。图2表示变换器1的输出电压向量V₁～V₆（电压向量指令）。变换器1能够取得除此之外的V₀、V₇作为输出电压向量。电压向量V₁以uvw的门信号表示时，与（001）对应。同样地，V₂～V₇及V₀分别为（010）、（011）、（100）、（101）、（110）、（111）及（000）。其中，V₀及V₇因为uvw的相间电压为0V而叫做零电压向量。另一方面，电压向量V₁～V₆叫做非零电压向量。变换器1输出零电压向量V₀或V₇时，电流仅根据转子的感应电压变化，其变化量较小。因此，在本实施例中，为了在从空转起动时使电流微分项变大，仅选择非零电压向量作为电压向量。

在图2中，首先，计算电流指令向量i_ref和检测电流向量i_real之差Δi。电流指令向量i_ref是基于推定相位θ_est对dq轴电流指令值i_dref、i_qref进行坐标变换后的αβ轴电流指令值i_αref、i_βref的电流向量。另外，检测电流向量i_real是αβ轴检测电流i_α、i_β的电流向量。

接着，如图3的左侧所示那样求出Δi的角度θi，选择最接近其方向的电压向量（在图2中为V₆）。原因在于，如果为了使差电流Δi流动而选择电压向量（图中为V₆），则检测电流向量i_real接近电流指令向量i_ref。图3的右侧示出了该顺序。

这样，在本实施例中，在从空转起动时，未选择零电压向量V₀及V₇，而在各控制循环中选择非零电压向量V₁～V₆之一。利用图3所示的表，运算最终的门指令。在此，作为非零电压向量，选择了与Δi的方向最接近的电压向量，但只要仅选择非零电压向量即可，也可以是其他的选择方法。另外，即使不是完全仅选择非零电压向量，如果选择非零电压向量的比例较大，则能得到同样的效果。

如以上所述，在本实施例中，未选择零电压向量，所以能够使电流微分项变大，利用算式（4）来计算增大感应电压E_0x，利用算式（5）来求出相位θ，由此从停止起到高速为止在全部速度域，能够以一个方法进行相位及角速度的推定。根据算式（4）、算式（5）可知，在本实施例中，旋转相位推定部5a使用同步器的电感L_d、L_q及感应电压ωΦ_f这两者推定转子的相位角。

接着，关于本发明的1实施例所涉及的电流指令值进行说明。

在算式（4）中，L_d-L_q是负的值。因此，如果无视电流微分项，则在d轴上（转子的磁通量方向）流动负的电流时，增大感应电压E_0x变大。因此，根据算式（5）提高相位θ的推定精度。并且，电流微分项能够成为以零为中心的正负的值，因此当在d轴上流动负的电流时，增大感应电压E_0x的平均值变大，作为整体，相位θ的推定精度提高。另外，在从空转起动时，当在高电压区域未在d轴上流动负的电流时，再生电流由于通过永久磁铁转子产生的无负载感应电压而流动，变换器的直流侧的电压有可能成为过电压。因此，最好从起动时起在d轴上流动负的电流。因同样的理由，为了即使在变换器1的直流侧的电压突然变化时等也不流动再生电流，最好在接近高电压区域的区域在d轴上流动负的电流。如以上所述，在本实施例中，为了提高推定精度并防止过电压，从起动时起对d轴赋予负的电流指令。

另外，在上述相位推定部5中，在整个区域在d轴上流动负的电流为好，但通过在低速域在d轴上流动正的电流，由此通过转子的d轴方向电感，电压指令向量的相位不变而振幅变大。因此，在根据电压指令向量的相位推定相位的手法等中，相位推定精度可望提高。在这种情况下，以角速度或者无负载感应电压等为基础判定速度域，以在低速域在d轴上流动正的电流从而提高推定精度，并且在高速域在d轴上流动负的电流从而防止过电压这一方式选择正负即可。或者，也可能不是这种通过角速度而是通过电压来灵活运用（使い分ける）。例如，如后述的第4实施例那样，也能够通过在负载接触器接入时电流是否流动来大概推定速度。

或者，如果仅仅是防止过电压这一目的，则只要以角速度或者无负载感应电压等为基础判定速度域，如果是高速域则在d轴上流动负的电流来防止过电压即可。

在以上，由于d轴方向实际上是不清楚的，在不与能够以短时间进行推定的方法一起使用时，有可能电流在q轴方向上流动从而产生转矩。在这个意义上，通过与能够以短时间在整个速度域进行推定的上述的不选择零电压向量的方法组合，能够充分获得其效果。但是，即使不与上述的不选择零电压向量的方法组合，也能够得到本例的效果。

在本实施例中，记载了PMSM（Permanent Magnet SynchronousMotor：永磁同步电动机），但即使是在转子中使用了电磁铁的同步器也能够得到同样的效果。但是，如本实施例，当为永久磁铁同步电动机时，无法调整磁通量，特别是在从空转再起动时产生的上述磁通量的问题变得显著，所以适用本发明的效果较大。

实施例2

接着，对本发明所涉及的发电机控制装置的第2实施例进行说明。图4是表示第2实施例的结构的框图。

变换器1、发电机2、电流检测单元3是与上述第1实施例同样的结构要素，所以省略详细的说明。模转换器20是在从空转起动时设定于起动时控制部21侧，在起动完毕后或规定时间后切换到通常时控制部23侧的切换单元。起动时控制部21是在从空转起动时控制变换器的电流追踪式PWM方式控制电路。通常时控制部23是在起动完毕后或规定时间后的通常控制时控制变换器1的电压调制式PWM方式控制电路。初始值设定部22是用于设定通过起动时控制部21确定的推定相位θ_est及推定速度ω_est的存储部。主控制部24与起动时控制部21、通常时控制部23、模转换器20等连接，对该发电机控制装置进行综合性控制。

在本实施例中，仅当在从空转起动时，通过起动时控制部21控制变换器1，并确定发电机2的推定相位θ_est及推定速度ω_est，将该值作为初始值，通过通常时控制部23控制变换器1，进行通常运转。

图5是表示起动时控制部21的结构的框图。起动时控制部21是与图1的变换器控制部同样的结构，所以省略详细的说明。

图6是表示通常时控制部23的结构的框图。

旋转相位差推定部5b根据在上述电流检测部3中检测并通过坐标变换部8输入的电流响应值，推定同步器的旋转相位角和γδ轴旋转坐标系的相位差Δθ。γ轴是转子d轴的推定轴，δ轴是与γ轴正交的推定轴。PLL（Phase Locked Loop：锁相环）利用由上述旋转相位差推定部5b推定出的相位差Δθ进行例如PI控制，并运算转子的角速度ω_est。积分部25以初始推定相位θ_est0为初始值对该角速度ω_est进行积分，并输出推定相位θ_est。

坐标变换部8利用推定相位θ_est，进行三相固定坐标系与γδ轴旋转坐标系的坐标变换。电流控制部10对在上述电流检测部检测到的电流响应值i_γ、i_δ和电流指令值i_γref、i_δref进行比较，并确定电压指令值v_γ、v_δ。

坐标变换部11进行γδ轴旋转坐标系与三相固定坐标系的坐标变换。三角波PWM调制部12用三角波PWM对用于驱动同步器2的电压指令值（调制度指令值）进行调制，并输出变换器1的各相开关元件的导通/截止（ON/OFF）指令即门信号。

在此，在旋转坐标系下推定相位角，但也可以使用实施例1所示的在固定坐标系下推定相位角的方式。

图7是表示本实施例的动作的流程图。该动作在控制部24的控制之下进行。

在步骤01中，主控制部24判断是否从操纵台等（未图示）输入了发电机起动指令，在发电机起动的情况下进入步骤02。在步骤02中，以起动时控制部（电流追踪式PWM）21进行电流控制来起动发电机2。所谓的电流追踪式PWM，是以变换器输出电流的瞬时值追踪基准值的方式直接产生PWM信号的手法。该电流追踪式PWM的特征是电流响应非常快，适于限制起动时的电流，能够防止如上所述那样变换器1的DC侧变为过电压。

在步骤03中，利用由步骤02产生的电流或者电压指令（门指令）推定旋转相位角及角速度。推定所用的方法例如是第1实施例中说明的增大感应电压方式。

在步骤04中，判定是否切换为通常时控制部（电压调制式PWM）23。该切换可以根据时间来决定，也可以在相位推定稳定（settleddown）时决定，也可以在转矩上升（risen）时决定，或者也可以在转矩上升并稳定时决定。

在步骤05中，在初始设定部22设定由起动时控制部21确定的推定相位θ_est及推定速度ω_est，模转换器20切换到通常时控制部23侧。通常时控制部23利用这些设定值通过电压调制式PWM进行电流控制。所谓的电压调制式PWM，例如是如dq轴电流控制和三角波比较PWM等的组合方式那样，通过电流控制运算电压指令（调制度指令）并基于此进行PWM的方式。

在步骤06中，利用由步骤05产生的电流或者电压指令（门指令）推定旋转相位角及角速度。推定所用的方法可以是与步骤03相同的方式也可以是其他方式。作为其他方式，可以是利用感应电压的方法或利用电感的方法。步骤07判断是否输入了发电机的停止指令，在发电机停止指令的情况下使控制结束。

以下，说明本发明的第2实施例带来的效果。

在车辆从空转的状态起动时，相位一般不明，因此在前馈控制中，无法抑制无负载感应电压。因此，可以通过使流动的电流追踪指令电流，抑制无负载感应电压。因此，作为最有效的方法，是提高电流控制响应性。由此，能够防止电流变为过电流。作为实现这种的方法，例如，如本实施例般在起动时利用电流追踪式PWM。

另外，当在从空转的状态起动时利用电压调制式PWM时，由于相位不明，因此无法通过前馈控制提供电压指令，只能通过电流控制的反馈控制来抑制转子磁通量的感应电压。另一方面，在电流追踪式PWM中，特征在于电流的响应性较高，特别是在电流指令（图5的i_dref、i_qref）为零时，不用相位信息就能够控制。因此，在起动时使用电流追踪式PWM，由此能够抑制起动时的转矩冲击（振幅大的单次振动）及过电流。另一方面，作为以电流追踪式PWM进行无传感器控制的方法，列举实施例1所示的方法等，但关于在整个速度域的稳定性，电压调制式PWM比电流追踪式PWM佳。鉴于以上，如本第2实施例那样仅在起动时利用电流追踪式PWM从而能够抑制转矩冲击，在起动后切换到能够实现稳定的无传感器控制的电压调制式PWM的方法，作为无传感器控制中的从空转状态起的再起动方法是适合的，可以说能够实现稳定的再起动。

或者，在例如在仅利用图6所示的电压调制式PWM作为提高电流控制响应的单元时，通过仅在起动时使电流控制增益变大、或通过使开关频率上升从而使电压向量的更新提取，由此能够提高电流控制响应性。在起动时与通常相比提高开关频率的实施例，可以是电压调制式PWM、电流追踪式PWM中的任一个。例如，通过将仅在起动时利用电流追踪式PWM的实施例和在起动时提高开关频率的实施例组合，或将在起动时提高开关频率的实施例和在起动时提高电流控制增益的实施例组合，由此能够进一步提高电流控制响应，能够进一步抑制起动时的转矩冲击。

在本实施例中，记载了PMSM，但即使是在转子中使用电磁铁的同步器也能够得到同样的效果。但是，如本实施例那样，在永久磁铁同步电动机时，无法调整磁通量，因此特别是从空转再起动时产生的上述磁通量的问题变得显著，所以应用本发明的效果较大。

实施例3

接着，说明本发明所涉及的发电机控制装置的第3实施例。本实施例是与永久磁铁同步电动机的转子的NS判别方法有关的实施例。

图8是表示第3实施例的动作的流程图。

在步骤11中，根据角速度从多种NS判别方法中选择一种方法。在图8中示出了两种判别方法，但也可以根据角速度从三种以上的NS判别方法中选择一种方法。在步骤12中，通过第一NS判别方法实施NS判别。关于第一NS判别法，在后阐述。在步骤13中，通过第二NS判别方法实施NS判别。关于第二NS判别法，也在后阐述。

在步骤14中，判断步骤12、13中判别出的结果是否需要相位的反转。在步骤14判断为需要反转时，在步骤15中使推定相位前进180度并使相位反转（当然也可以后退180度）。至此，NS判别程序结束。

首先，对第一NS判别法进行说明。作为第一NS判别法，是利用一般的磁饱和的方式。利用对推定坐标系的d轴方向施加正负的电压，从而流动的电流的振幅由于磁饱和在N极和S极产生差的情况，来进行NS判别。

接着，第二NS判别法是本实施例所涉及的利用感应电压的方式。以下包含效果在内说明详细情况。

图9示出了采用第二NS判别法的系统的结构。基本的结构与实施例1是同样的，但追加坐标变换部8、NS判定部13及PLL9。

图10是表示PLL9的结构的框图。相位差运算部27运算从旋转相位推定部5a输入的推定相位θ_e0与本电路的输出信号即推定相位θ_est0的相位差Δθ。PI控制部28基于相位差Δθ进行PI控制，提供推定角速度ω_est。推定角速度ω_est由积分部29积分，从而输出推定相位θ_est0。加法器30对推定相位θ_est0加上π。开关31基于NS反转指令选择将推定相位θ_est0与π相加后的推定相位θ_est0中的一个，并输出推定相位θ_est。主控制部26与上述的各块连接，对该发电机控制装置进行综合性控制。

接着，对本实施例所涉及的NS判别进行说明。该NS判别根据与dq坐标系的q轴电流相当的推定坐标系的δ轴电流判别NS。

首先，重提第1实施例的算式（4）、（5）。

[算式6]

E_0x＝(L_d-L_q)(ωi_d-pi_q)+ωΦ_f                                                                …(4)

＝(L_d-L_q)(ω(i_αcosθ+i_βsinθ)-p(-i_αsinθ+i_βcosθ))+ωΦ_f

[算式7]

$\left\{\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}=-E_{0x}\sin \mathrm{\θ}=v_{\mathrm{\α}}-(R_m+{\mathrm{pL}}_d)i_{\mathrm{\α}}-\mathrm{\ω}(L_d-L_q)i_{\mathrm{\β}}\\ e_{\mathrm{\β}}=E_{0x}\cos \mathrm{\θ}=v_{\mathrm{\β}}+\mathrm{\ω}(L_d-L_q)i_{\mathrm{\α}}-(R_m+{\mathrm{pL}}_d)i_{\mathrm{\β}}\\ \mathrm{\θ}={-\tan }^{-1}(e_{\mathrm{\α}}/e_{\mathrm{\β}})\end{array}\right....\left(5\right)$

在利用算式（5）推定相位时，如算式（4）那样，E_0x的符号也可能根据电流微分项的符号而变化，推定相位θ通过反转180度的值计算。因此，如图10所示，在PLL时，通过PLL保持的相位也可能成为反转180度的值，无论角速度为多少，都需要NS判别。

通常，利用NS判别的是低速域，感应电压较小，因此利用磁饱和的方式广泛利用，但在利用磁饱和的方法中，NS判别中需要用于引起磁饱和的时间。在上述高电压区域（无负载感应电压为变换器的直流侧的电压以上的区域）中，为了减弱磁通量并降低电压，需要在d轴上流动负的电流，但在推定为相位反转180度的值时，在d轴上流动正的电流，反而提高了电压。即，如果不提前进行NS判别，则可能会变为过电压。

在此，在如上述高电压区域那样电压较大的（角速度为高速）的区域，能够利用感应电压，所以通过利用感应电压，能够以短时间进行NS判别。但是，感应电压在低速时非常小，因此无法期待足够的精度。因此，更好的是，具有适于低速域的NS判别方法和适于高速域的NS判别方法这两种方法，在高速域能够以短时间进行NS判别。这是第3实施例的主要内容。

以下，对第3实施例中的NS判别法进行说明。

在感应电压大的区域利用电流追踪式PWM时，在抵消无负载感应电压的方向上选择电压。因此，例如电压向量选择最多的方向为抵消无负载感应电压的方向，所以能够从这里推定无负载感应电压的方向（参照图11）。此时的方向无法进行高精度地推定，但NS判别能够得到足够的精度。或者，通过判断在与在控制上与q轴对应的δ轴最接近的电压向量和反转180度的电压向量中的哪部分向量中选择得多，也能够进行NS判别（参照图12）。

接着，说明其他NS判别。在电流追踪式PWM中，在某种程度的角速度以上，电流由于无负载感应电压而流动，通过电压向量对其进行抑制。因此，作为电流的平均向量，成为由于无负载感应电压而流动的电流的方向即-q轴方向。因此，例如如图13那样，取在控制上与q轴对应的δ轴电流的积分，如果其达到某一阈值以上，能够判断为需要NS判别。或者也能够利用δ轴电流的平均值来进行判别。

在此，NS判别的流程图不仅限于图8，例如也能够采用图14的流程图。

接着，在图14中，在步骤21中通过第二NS判别方法实施NS判别。这与步骤13相同。在步骤22中判断在步骤21是否能够确定NS判别。通过“确定为需要反转”或者“确定为由于是正确的位置因此不进行反转”中的一种判断是否能够确定NS判别。

在步骤23中，判断是否经过了一定时间。即使经过了一定时间，但无法以第二NS判别法进行判别，则转移至步骤24。在步骤24中以第一NS判别方法实施NS判别。这与步骤12相同。

在步骤25中，判断在步骤21、24中判别后的结果是否需要相位的反转。这与步骤14相同。在步骤26中判断为在步骤25中需要反转时，使推定相位前进180度并进行相位反转。（当然也可以后退180度）这与步骤15相同。至此，NS判别程序结束。

在本实施例中，记载了PMSM，但即使是在转子中使用电磁铁的同步器，也能够得到同样的效果。但是，如本实施例那样，在为永久磁铁同步电动机时，无法调整磁通量，因此特别是在从空转再起动时产生的上述磁通量的问题变得显著，所以应用本发明的效果较大。

实施例4

接着，对本发明所涉及的发电机控制装置的第4实施例进行说明。图15是表示第4实施例的结构的框图。

基本的系统的结构与图9的第3实施例相同，但是成为如下结构：在发电机2与变换器1之间存在负载接触器，通过负载接触器能够断开发电机2与变换器1。在图15中，负载接触器位于电流检测器与PMSM之间，但负载接触器也可以位于电流检测器与变换器1之间。

在上述高电压区域再起动时，无负载感应电压比变换器1的直流侧的电压大。在此，在高电压区域，即使在变换器1截止（OFF）的状态下，在闭合负载接触器的瞬间，绕组电流流动。或者，变换器1的直流电流流动。或，变换器1的直流侧的电压变动。因此，通过检测这些中的任一种，能够判断为是高电压区域。

在此，在判定为是高电压区域时，为了抑制无负载感应电压，需要在磁铁磁通量方向上流动负的电流，但特别是，在闭合负载接触器并进行再起动时，认为无负载感应电压可能比变换器1的直流侧的电压大很多。因此，为了即使是最高速度时的无负载感应电压也能够被抑制，必须使低电流大大地流动。特别是，通过如下式般进行设定，在最高速也能够抑制电压上升。

[算式8]

$i_{\mathrm{dref}}\≤\frac{1}{L_d}(\frac{V_{\mathrm{dc}}}{\sqrt{2}{\mathrm{\ω}}_{\max }}-{\mathrm{\Φ}}_f)...\left(6\right)$

其中，L_d表示磁铁磁通量方向的电感，ω_max表示最高角速度，V_dc表示通过上述直流电压检测单元得到的变换器1的直流侧的电压，Φ_f表示永久磁铁。

以上的说明是本发明的实施方式，并不限定本发明的装置及方法，能够容易地实施各种变形例。

产业上的可利用性

本发明适用于搭载于电车等并驱动该电车等的同步电动机等。

符号说明

1…变换器，

2…PMSM，

3…电流检测部，

4…坐标变换部（UVW→αβ），

5a…旋转相位推定部，

5b…旋转相位差推定部，

6…角速度推定部，

7…电压指令生成部，

8…坐标变换部（UVW→αβ），

9…PLL（Phase Locked Loop），

10…电流控制部，

11…坐标变换部（αβ→UVW），

12…三角波PWM调制部，

13…NS判别部，

14…负载接触器。

Claims (7)

1.一种控制装置，用于同步电动机中，具备：

变换器(1)，产生用于驱动上述同步电动机(2)的电流；

电流检测部(3)，用于检测上述变换器(1)与上述同步电动机(2)之间的电流；

相位推定部(5)，基于由上述电流检测部(3)检测到的上述电流，推定旋转相位；以及

指令生成部(7)，基于检测到的上述电流及推定出的上述旋转相位，对上述变换器(1)生成门指令，以便驱动上述同步电动机(2)，

在空转状态下起动上述变换器(1)时，上述指令生成部(7)仅选择非零向量生成上述门指令。

2.根据权利要求1所述的控制装置，其中，

在检测到高电压状态时，在空转状态下起动上述变换器(1)时，上述指令生成部(7)选择非零向量生成上述门指令，

在高电压状态，无负载感应电压为变换器的直流侧的电压以上。

3.根据权利要求1所述的控制装置，其中，

在空转状态下起动上述变换器(1)时，上述指令生成部(7)执行电流追踪式PWM。

4.根据权利要求1所述的控制装置，其中，

上述电流检测部(3)检测至少两个在u-相线、v相线及w相线上流过的电流。

5.根据权利要求4所述的控制装置，还具备：

变换部(4)，将三相固定坐标系中的至少两个电流变换到α-β固定坐标系中的第二电流值；

上述相位推定部(5)基于上述第二电流值推定旋转相位。

6.根据权利要求1所述的控制装置，其中，

上述非零向量包括依照u相电压成分、v相电压成分及w相电压成分的集合的六种向量。

7.根据权利要求6所述的控制装置，其中，

上述指令生成部(7)选择六种向量中的一种，以减少输入电流指令向量与通过由上述电流检测部检测到的电流而获得的电流向量之差。