CN111987957A - 永磁同步电机混合控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种永磁同步电机混合控制方法，包括以下步骤：步骤1，检测得到当前转速和当前三相相电流；步骤2，计算得到转速误差信号和转子磁链角度；步骤3，得到定子电流d轴分量和定子电流q轴分量；步骤4，得到定子电流参考值q轴分量；步骤5，计算得到q轴电流误差信号和d轴电流误差信号；步骤6，计算得两个驱动信号；步骤7，根据当前转速和当前电流选择驱动信号并根据该驱动信号调节当前电压和三相相电流，实现了使永磁同步电机从电机启动或低速运行时的FOC控制平稳转向电机启动后的混合FOC‑DTC控制。

Description

永磁同步电机混合控制方法

技术领域

本发明属于永磁同步电机技术领域，具体涉及一种永磁同步电机混合控制方法。

背景技术

永磁同步电机驱动系统在电动汽车、越野汽车和自主汽车中起着关键作用。通常，永磁同步电机驱动系统需要具有非常大的速度范围和快速的扭矩响应。

磁场定向控制(FOC)和直接转矩控制(DTC)是最常用的永磁同步电机控制技术。这两种控制方法各有各的优缺点。如FOC提供了磁链和转矩的解耦，达到更好的稳态响应和良好的效率。DTC允许直接控制电流的通量和电磁扭矩，并且对于快速的瞬态响应是首选的。但是，由于电机电感不能突变，所以速度受到电流回路的时间常数的限制。尤其是在起动过程中，由于定子电阻的值不容忽视，因此，在低速范围内的DTC运行必然受到影响。尽管这两种控制方案的性能有所提高，但在不同的工作条件下，仅采用一种控制方案是不够的。交流电动机必须根据不同的工作条件在不同的工作状态下运行，在运行过程中需要根据工况切换不同的控制方案。为了让永磁同步电机在每个工况达到相应的控制效果，可以在电机处于不同工况下的时候，适时地切换控制算法。

在《Combined vector control and direct torque control method for highperformance induction motor drives》，《Hybrid field orientation and directtorque control for electric vehicle motor drive with an extended Kalmanfilter》和《Efficiency improved sensorless control scheme for electric vehicleinduction motors》，《Modified Combined DTC and FOC Based Control for MediumVoltage Induction Motor Drive in SVM Controlled DCMLI》，《Efficiencyoptimization for sensorless induction motor controlled by MRAS based hybridFOC-DTC strategy》中，尝试混合交流电机常用的控制策略FOC和DTC控制策略，只阐述了混合FOC-DTC算法原理，并没有进行切换控制。在《陈安[1],王晗[2].电动汽车永磁同步电机无传感器FOC-DTC混合控制系统[J].湘潭大学自然科学学报,2018.》和《邹会权.电动汽车用异步电动机混合控制系统的研究[D].南昌大学,2012.》这两篇文章中阐述了切换控制但是不能进行平稳切换。

发明内容

为解决上述问题，本发明的目的是提供一种永磁同步电机混合控制方法，能够让永磁同步电机从电机启动或低速运行时的FOC控制转向电机启动后的混合FOC-DTC控制。

本发明采用了如下技术方案：

本发明提供了一种永磁同步电机混合控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，检测得到永磁同步电机的当前转速w_r和当前三相相电流I_a,I_b,I_c；

步骤2，根据给定转速

和当前转速w_r计算得到转速误差信号e_ω，并根据当前转速w_r计算得到转子磁链角度θ，转速误差信号e_ω的计算式见下式(1)：

转子磁链角度θ的计算式见下式(2)：

θ＝∫ω_rdt (2)；

步骤3，根据当前三相相电流I_a,I_b,I_c按照坐标变换计算式对当前三相电流进行坐标变换得到定子电流d轴分量i_sd和定子电流q轴分量i_sq，坐标变换计算式见下式(3)：

步骤4，将转速误差信号e_ω和定子电流q轴分量i_sq输入速度控制器计算得到定子电流参考值q轴分量

步骤5，根据定子电流参考值q轴分量

和定子电流q轴分量i_sq计算得到q轴电流误差信号e_q，并根据定子电流参考值d轴分量

和定子电流d轴分量i_sd计算得到d轴电流误差信号e_d；

步骤6，根据q轴电流误差信号e_q和d轴电流误差信号e_d基于FOC控制策略计算得到驱动信号G1，并基于DTC-FOC混合控制策略计算得到驱动信号G2；

步骤7，判断当前转速是否在转速预定范围内，当判断为是时，将驱动信号G1输入三相逆变桥调节永磁同步电机的当前电压和三相相电流I_a,I_b,I_c，当判断为否时，进一步判断当前电流是否在电流设定范围内，当判断为在电流设定范围内时，将驱动信号G2输入三相逆变桥调节当前电压，当判断为不在电流设定范围内时，将驱动信号G1输入三相逆变桥调节当前电压和三相相电流I_a,I_b,I_c。

其中，在d-q坐标系下，永磁同步电机的电压方程见下式(4)、(5)：

u_d＝R_si_d+Pψ_d-ω_rψ_q (4)

u_q＝R_si_q+Pψ_q+ω_rψ_d (5)

u_d为定子电压d轴分量，u_q为定子电压q轴分量，i_d为定子电流d轴分量，i_q为定子电流q轴分量，Ψ_d为定子磁链d轴分量，R_s为定子电阻，w_r为当前转速，

ω为转子角速度。

永磁同步电机的磁链方程见下式(6)、(7)：

ψ_d＝L_di_d+ψ_f (6)

ψ_q＝L_qi_q (7)

ψ_f为转子上的永磁体产生的磁链。

永磁同步电机的电磁转矩方程见下式(8)：

Te为电磁转矩，p为永磁同步电机的磁极对数，

永磁同步电机的机械运动方程见下式(9)：

J为转动惯量，D为粘滞摩擦系数，T_L为负载转矩，

步骤4中定子电流参考值q轴分量

的计算包括如下子步骤：

步骤4-1，根据转速误差信号e_ω计算得到转矩给定信号Te^*，转矩给定信号Te^*的计算式见下式(10)：

K_p为速度控制器比例系数，e_ω(t)为t时刻的转速误差信号e_ω，T_i为速度控制器的积分系数；

步骤4-2，根据转矩给定信号Te^*计算得到q轴电流分量参考值

q轴电流分量参考值

的计算式见下式(11)：

其中

L_m是互感，L_r是转子电感，ψ_s是定子磁链，ψ_r是转子磁链；

步骤5中q轴电流误差信号e_q的计算包括如下子步骤：

步骤5-1，根据式(8)计算电磁转矩Te；

步骤5-2，根据电磁转矩Te计算得到q轴电流误差信号e_q，q轴电流误差信号e_q的计算式见下式(12)

e_q＝Te^*-Te (12)，

步骤5中d轴电流误差信号e_d的计算式见下式(13)：

定子电流参考值d轴分量

本发明提供的永磁同步电机混合控制方法，还可以具有这样的特征：其中，在步骤6中，驱动信号G1的计算过程包括如下子步骤：

步骤6-1-1，将d轴电流误差信号e_d输入电流控制器计算得到d轴期望电压信号

该d轴期望电压信号

的计算式见下式(14)：

K_pd为电流控制器中d轴电流控制器的比例系数，e_d(t)为t时刻的d轴电流误差信号e_d，T_id为电流控制器中d轴电流控制器的积分系数。

q轴期望电压信号

的计算式见下式(15)：

K_pq为电流控制器中q轴电流控制器的比例系数，e_q(t)为t时刻的q轴电流误差信号e_q，T_iq为电流控制器中q轴电流控制器的积分系数。

步骤6-1-2，将d轴期望电压信号

和q轴期望电压信号

输入dq→αβ坐标变换模块计算得到α轴期望电压信号

和β轴期望电压信号

α轴期望电压信号

和β轴期望电压信号

的计算式见下式(16)：

步骤6-1-3，将α轴期望电压信号

和β轴期望电压信号

输入调制模块得到驱动信号G1。

本发明提供的永磁同步电机混合控制方法，还可以具有这样的特征：其中，在步骤6中，驱动信号G2的计算过程包括如下子步骤：

步骤6-2-1，将q轴电流误差信号e_q输入带滞环的三位式控制器得到转矩差值符号Sign_ΔTe，将d轴电流误差信号e_d输入带滞环的双位式控制器得到磁链差值符号

并将转子磁链角度θ输入扇区选择模块得到扇区号Sector_n；

步骤6-2-2，将转矩差值符号Sign_ΔTe、磁链差值符号

以及扇区号Sector_n输入开关选择表得到驱动信号G2。

本发明提供的永磁同步电机混合控制方法，还可以具有这样的特征：其中，扇区号Sector_n的取值范围为1～6。

本发明提供的永磁同步电机混合控制方法，还可以具有这样的特征：其中，转矩差值符号Sign_ΔTe的取值范围为-1、0或1。

本发明提供的永磁同步电机混合控制方法，还可以具有这样的特征：其中，磁链差值符号

的取值为0或1。

发明的作用与效果

根据本发明提供的永磁同步电机混合控制方法，因为让永磁同步电机在实际应用中能够按工况从FOC到混合FOC-DTC进行切换，具体为在低速运行或不带载工况下采用FOC控制策略，在带载情况下采用FOC-DTC控制策略，实现了使永磁同步电机从电机启动或低速运行时的FOC控制方案转向电机启动后的混合FOC-DTC控制方案，不仅具有快速的瞬态响应、较好的稳态响应和良好的效率，而且在切换时具有明显平稳的动态效果。

附图说明

图1是本发明的实施例中永磁同步电机的矢量图；

图2是本发明的实施例中永磁同步电机混合控制方法的结构框图；

图3是本发明的实施例中永磁同步电机混合控制方法的流程图；

图4是dq→αβ坐标变换的示意图；以及

图5是本发明的实施例中根据不同工况调节永磁同步电机的当前电压和三相相电流的流程图。

具体实施方式

为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，以下实施例结合附图对本发明作具体阐述。

本实施例中的永磁同步电机混合控制方法结合了FOC和DTC控制策略，使永磁同步电机从电机启动或低速运行时的FOC控制方案转向电机启动后的混合FOC-DTC控制方案，以下结合附图具体说明从FOC到混合FOC-DTC可以实现平滑稳定切换的原理。

图1是本发明的实施例中永磁同步电机的矢量图。

在d-q坐标系下，永磁同步电机的电压方程见下式(1)、(2)：

u_d＝R_si_d+Pψ_d-ω_rψ_q (1)

u_q＝R_si_q+Pψ_q+ω_rψ_d (2)

u_d为定子电压d轴分量，u_q为定子电压q轴分量，i_d为定子电流d轴分量，i_q为定子电流q轴分量，Ψ_d为定子磁链d轴分量，R_s为定子电阻，w_r为当前转速，

ω为转子角速度。

永磁同步电机的磁链方程见下式(3)、(4)：

ψ_d＝L_di_d+ψ_f (3)

ψ_q＝L_qi_q (4)

ψ_f为转子上的永磁体产生的磁链。

永磁同步电机的电磁转矩方程见下式(5)：

Te为电磁转矩，对于隐极式永磁同步电机和无刷直流电机，L_d＝L_q，电磁转矩方程为

永磁同步电机的机械运动方程见下式(6)：

J为转动惯量，D为粘滞摩擦系数，p为永磁同步电机的磁极对数，T_L为负载转矩。

FOC的基本原理如下：

FOC控制以电磁转矩和磁链的解耦控制为目标，将定子电流矢量分解为作为磁链分量的i_d和作为转矩分量的i_q，因此磁场定向控制系统对转矩的控制就是按下式(7)实现：

同样地，对于隐极式永磁同步电机和无刷直流电机，L_d＝L_q，电磁转矩方程为

DTC的基本原理如下：

电磁转矩的基本公式见下式(8)：

由式(8)可以推得下式(9)：

由于p和ψ_f为常数，可知通过改变定子磁链的幅值

和定子磁链与转子磁链之间的夹角δ_sm控制电磁转矩Te，也就是通过控制定子磁链矢量来实现对电磁转矩Te的控制。

PMSM的定子磁链

在定子D-Q坐标系中可以表示为下式(10)：

如果忽略定子电阻压降，可得下式(11)：

通过定子绕组施加不同的电压空间矢量，就可以控制定子磁链

既可以很方便地控制定子磁链的幅值

和负载角δ_sm。

混合FOC-DTC的原理如下：

FOC和DTC两种控制策略的实现方法和系统结构不同，但是这两种控制策略有共同的理论基础。

由图一可得下式(12)和(13)：

将式(12)和(13)分别代入上述的磁链方程(3)和(4)，得到下式(14)和(15)：

再将式(14)和(15)代入FOC的转矩表达式(7)即得到DTC转矩表达式(9)。

对于隐极式永磁同步电机和无刷直流电机，L_d＝L_q，结果仍为DTC的表达式

推论仍然成立。

由图一还可以得到下式(16)和(17)，

将式(16)和式(17)带入到FOC的转矩表达式(7)到下式(18)：

式(18)说明，永磁同步电机的FOC正是通过对定子电流d轴分量i_d和定子电流q轴分量i_q的控制实现了对定子电流矢量幅值

和相位β的控制，进而实现对电磁转矩的控制。比较式(9)和式(18)可以看出，两者虽有非常相似的形式，但前者是以定子磁链矢量

和负载角δ_sm表征电磁转矩，而后者是利用定子电流矢量

和转矩角β表征电磁转矩的。实际上由式(14)和式(15)可知，当定子磁链矢量的幅值

或负载角δ_sm发生时，定子电流d轴分量i_d和定子电流q轴分量i_q也相应地发生变化。也就是说，当定子磁链

在转子坐标系中变化时，一定伴随着定子电流矢量

的幅值和相位的改变，也就是控制定子磁链

的实质是在间接地控制定子电流矢量

图2是本发明的实施例中永磁同步电机混合控制方法的结构框图。图3是本发明的实施例中永磁同步电机混合控制方法的流程图。

如图2和图3所示，本实施例中的永磁同步电机混合控制方法包括以下步骤：

步骤1，检测得到永磁同步电机的当前转速w_r和当前三相相电流I_a,I_b,I_c；

步骤2，根据给定转速

和当前转速w_r计算得到转速误差信号e_ω，并根据当前转速w_r计算得到转子磁链角度θ，转速误差信号e_ω的计算式见下式(19)：

转子磁链角度θ的计算式见下式(20)：

θ＝∫ω_rdt (20)；

步骤3，根据当前三相相电流I_a,I_b,I_c按照坐标变换计算式对当前三相电流进行坐标变换得到定子电流d轴分量i_sd和定子电流q轴分量i_sq，坐标变换计算式见下式(21)：

步骤4，将转速误差信号e_ω和定子电流q轴分量i_sq输入速度控制器计算得到定子电流参考值q轴分量

该定子电流参考值q轴分量

的计算包括如下子步骤：

步骤4-1，根据转速误差信号e_ω计算得到转矩给定信号Te^*，转矩给定信号Te^*的计算式见下式(23)：

K_p为速度控制器比例系数，e_ω(t)为t时刻的转速误差信号e_ω，T_i为速度控制器的积分系数；

步骤4-2，根据转矩给定信号Te^*计算得到q轴电流分量参考值

q轴电流分量参考值

的计算式见下式(24)：

其中，

L_m是互感，L_r是转子电感，ψ_r是转子磁链；

步骤5，根据定子电流参考值q轴分量

和定子电流q轴分量i_sq计算得到q轴电流误差信号e_q，并根据定子电流参考值d轴分量

和定子电流d轴分量i_sd计算得到d轴电流误差信号e_d，其中q轴电流误差信号e_q的计算包括如下子步骤：

步骤5-1，根据式(7)计算永磁同步电机的电磁转矩Te；

步骤5-2，根据电磁转矩Te计算得到q轴电流误差信号e_q，q轴电流误差信号e_q的计算式见下式(25)

e_q＝Te^*-Te (25)，

步骤5中d轴电流误差信号e_d的计算式见下式(26)：

由于永磁同步电机的转子为永磁体，转子磁链为定值，定子电流参考值d轴分量

步骤6，根据q轴电流误差信号e_q和d轴电流误差信号e_d基于FOC控制策略计算得到驱动信号G1，并基于FOC-DTC混合控制策略计算得到驱动信号G2，其中，驱动信号G1的计算过程包括如下子步骤：

步骤6-1-1，将d轴电流误差信号e_d输入电流控制器计算得到d轴期望电压信号

该d轴期望电压信号

的计算式见下式(27)：

K_pd为电流控制器中d轴电流控制器的比例系数，e_d(t)为t时刻的d轴电流误差信号e_d，T_id为电流控制器中d轴电流控制器的积分系数。

q轴期望电压信号

的计算式见下式(28)：

K_pq为电流控制器中q轴电流控制器的比例系数，e_q(t)为t时刻的q轴电流误差信号e_q，T_iq为电流控制器中q轴电流控制器的积分系数。

步骤6-1-2，将d轴期望电压信号

和q轴期望电压信号

输入dq→αβ坐标变换模块计算得到α轴期望电压信号

和β轴期望电压信号

图4是dq→αβ坐标变换的示意图。

如图4所示，α轴期望电压信号

和β轴期望电压信号

的计算式见下式(31)：

步骤6-1-3，将α轴期望电压信号

和β轴期望电压信号

输入调制模块得到驱动信号G1。在本实施例中，调制模块为空间矢量脉宽调制模块。

驱动信号G2的计算过程包括如下子步骤：

步骤6-2-1，将q轴电流误差信号e_q输入带滞环的三位式控制器得到转矩差值符号Sign_ΔTe，将d轴电流误差信号e_d输入带滞环的双位式控制器得到磁链差值符号

并将转子磁链角度θ输入扇区选择模块得到扇区号Sector_n，其中，扇区号Sector_n的取值范围为1～6，转矩差值符号Sign_ΔTe的取值范围为-1、0或1，磁链差值符号

的取值为0或1；

步骤6-2-2，将转矩差值符号Sign_ΔTe、磁链差值符号

以及扇区号Sector_n输入开关选择表得到驱动信号G2；

步骤7，调节永磁同步电机的当前电压和三相相电流I_a,I_b,I_c。

图5是本发明的实施例中根据不同工况调节永磁同步电机的当前电压和三相相电流的流程图。

如图5所示，步骤7包括如下子步骤：

步骤7-1，判断当前转速w_r是否在转速预定范围内，当判断为是时，进入步骤7-2，否则进入步骤7-3；

步骤7-2，将驱动信号G1输入三相逆变桥调节永磁同步电机的当前电压和三相相电流I_a,I_b,I_c，直至电机停止；

步骤7-3，判断当前电流是否在电流设定范围内，当判断为是时，进入步骤7-4，否则进入步骤7-2；

步骤7-4，将驱动信号G2输入三相逆变桥调节当前电压，直至电机停止。

实施例的作用与效果

根据本实施例提供的永磁同步电机混合控制方法，因为让永磁同步电机在实际应用中能够按工况从FOC到混合FOC-DTC进行切换，具体为在低速运行或不带载工况下采用FOC控制策略，在带载情况下采用FOC-DTC控制策略，实现了使永磁同步电机从电机启动或低速运行时的FOC控制方案转向电机启动后的混合FOC-DTC控制方案，不仅具有快速的瞬态响应、较好的稳态响应和良好的效率，而且在切换时具有明显平稳的动态效果。

上述实施例仅用于举例说明本发明的具体实施方式，但本发明不限于上述实施例所描述的范围，本领域普通技术人员在所附权利要求范围内不需要创造性劳动就能做出的各种变形或修改仍属本专利的保护范围。

Claims (6)

1.一种永磁同步电机混合控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，检测得到所述永磁同步电机的当前转速w_r和当前三相相电流I_a,I_b,I_c；

步骤2，根据给定转速

和所述当前转速w_r计算得到转速误差信号e_ω，并根据当前转速w_r计算得到转子磁链角度θ，所述转速误差信号e_ω的计算式见下式(1)：

所述转子磁链角度θ的计算式见下式(2)：

θ＝∫ω_rdt (2)；

步骤3，根据所述当前三相相电流I_a,I_b,I_c按照坐标变换计算式对所述当前三相电流进行坐标变换得到定子电流d轴分量i_sd和定子电流q轴分量i_sq，所述坐标变换计算式见下式(3)：

步骤4，将所述转速误差信号e_ω和所述定子电流q轴分量i_sq输入速度控制器计算得到定子电流参考值q轴分量

步骤5，根据所述定子电流参考值q轴分量

和所述定子电流q轴分量i_sq计算得到q轴电流误差信号e_q，并根据所述定子电流参考值d轴分量

和所述定子电流d轴分量i_sd计算得到d轴电流误差信号e_d；

步骤6，根据所述q轴电流误差信号e_q和所述d轴电流误差信号e_d基于FOC控制策略计算得到驱动信号G1，并基于DTC-FOC混合控制策略计算得到驱动信号G2；

步骤7，判断所述当前转速是否在转速预定范围内，当判断为是时，将所述驱动信号G1输入三相逆变桥调节所述永磁同步电机的当前电压和所述三相相电流I_a,I_b,I_c，当判断为否时，进一步判断所述当前电流是否在电流设定范围内，当判断为在所述电流设定范围内时，将所述驱动信号G2输入所述三相逆变桥调节所述当前电压，当判断为不在所述电流设定范围内时，将所述驱动信号G1输入三相逆变桥调节所述当前电压和所述三相相电流I_a,I_b,I_c，

其中，在d-q坐标系下，所述永磁同步电机的电压方程见下式(4)、(5)：

u_d＝R_si_d+Pψ_d-ω_rψ_q (4)

u_q＝R_si_q+Pψ_q+ω_rψ_d (5)

所述u_d为定子电压d轴分量，所述u_q为定子电压q轴分量，所述i_d为定子电流d轴分量，所述i_q为定子电流q轴分量，所述Ψ_d为定子磁链d轴分量，所述R_s为定子电阻，所述w_r为所述当前转速，

所述ω为转子角速度，

所述永磁同步电机的磁链方程见下式(6)、(7)：

ψ_d＝L_di_d+ψ_f (6)

ψ_q＝L_qi_q (7)

所述ψ_f为转子上的永磁体产生的磁链，

所述永磁同步电机的电磁转矩方程见下式(8)：

所述Te为电磁转矩，所述p为所述永磁同步电机的磁极对数，

所述永磁同步电机的机械运动方程见下式(9)：

所述J为转动惯量，所述D为粘滞摩擦系数，所述T_L为负载转矩，

所述步骤4中所述定子电流参考值q轴分量

的计算包括如下子步骤：

步骤4-1，根据转速误差信号e_ω计算得到转矩给定信号Te^*，所述转矩给定信号Te^*的计算式见下式(10)：

所述K_p为速度控制器比例系数，所述e_ω(t)为t时刻的转速误差信号e_ω，所述T_i为速度控制器的积分系数；

步骤4-2，根据所述转矩给定信号Te^*计算得到所述q轴电流分量参考值

所述q轴电流分量参考值

的计算式见下式(11)：

所述K_q是q轴正系数，

所述L_m是互感，所述L_r是转子电感，所述ψ_r是转子磁链，

所述步骤5中所述q轴电流误差信号e_q的计算包括如下子步骤：

步骤5-1，根据所述式(8)计算所述电磁转矩Te；

步骤5-2，根据所述电磁转矩Te计算得到所述q轴电流误差信号e_q，所述q轴电流误差信号e_q的计算式见下式(12)

e_q＝Te^*-Te (12)，

所述步骤5中所述d轴电流误差信号e_d的计算式见下式(13)：

所述定子电流参考值d轴分量

2.根据权利要求1所述的永磁同步电机混合控制方法，其特征在于：

其中，在所述步骤6中，所述驱动信号G1的计算过程包括如下子步骤：

步骤6-1-1，将所述d轴电流误差信号e_d输入电流控制器计算得到d轴期望电压信号

该d轴期望电压信号

的计算式见下式(14)：

所述K_pd为所述电流控制器中d轴电流控制器的比例系数，e_d(t)为t时刻的所述d轴电流误差信号e_d，T_id为所述电流控制器中d轴电流控制器的积分系数，

所述q轴期望电压信号

的计算式见下式(15)：

所述K_pq为所述电流控制器中q轴电流控制器的比例系数，所述e_q(t)为t时刻的所述q轴电流误差信号e_q，T_iq为所述电流控制器中q轴电流控制器的积分系数；

步骤6-1-2，将所述d轴期望电压信号

和所述q轴期望电压信号

输入dq→αβ坐标变换模块计算得到α轴期望电压信号

和β轴期望电压信号

所述α轴期望电压信号

和所述β轴期望电压信号

的计算式见下式(16)：

步骤6-1-3，将所述α轴期望电压信号

和所述β轴期望电压信号

输入调制模块得到驱动信号G1。

3.根据权利要求1所述的永磁同步电机混合控制方法，其特征在于：

其中，在所述步骤6中，所述驱动信号G2的计算过程包括如下子步骤：

步骤6-2-1，将所述q轴电流误差信号e_q输入带滞环的三位式控制器得到转矩差值符号Sign_ΔTe，将所述d轴电流误差信号e_d输入带滞环的双位式控制器得到磁链差值符号

并将所述转子磁链角度θ输入扇区选择模块得到扇区号Sector_n；

步骤6-2-2，将所述转矩差值符号Sign_ΔTe、所述磁链差值符号

以及所述扇区号Sector_n输入开关选择表得到所述驱动信号G2。

4.根据权利要求3所述的永磁同步电机混合控制方法，其特征在于：

其中，所述扇区号Sector_n的取值范围为1～6。

5.根据权利要求3所述的永磁同步电机混合控制方法，其特征在于：

其中，所述转矩差值符号Sign_ΔTe的取值范围为-1、0或1。

6.根据权利要求3所述的永磁同步电机混合控制方法，其特征在于：

其中，所述磁链差值符号

的取值为0或1。

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