CN111987960B

CN111987960B - 异步电机混合控制方法

Info

Publication number: CN111987960B
Application number: CN201910427915.3A
Authority: CN
Inventors: 金爱娟; 刘梦阳; 唐新雯; 李少龙
Original assignee: University of Shanghai for Science and Technology
Current assignee: University of Shanghai for Science and Technology
Priority date: 2019-05-22
Filing date: 2019-05-22
Publication date: 2023-06-20
Anticipated expiration: 2039-05-22
Also published as: CN111987960A

Abstract

本发明提供一种异步电机混合控制方法，包括以下步骤：步骤1，检测得到当前转速和当前三相相电流；步骤2，计算得到转速误差信号和转子磁链角度；步骤3，得到定子电流d轴分量和定子电流q轴分量；步骤4，得到定子电流参考值q轴分量和定子电流参考值d轴分量；步骤5，计算得到q轴电流误差信号和d轴电流误差信号；步骤6，计算得到两个驱动信号；步骤7，根据当前转速和当前电流值选择驱动信号并根据该驱动信号调节当前电压和三相相电流，实现了使异步电机从电机启动或低速运行时的FOC控制平稳转向电机启动后的混合FOC‑DTC控制。

Description

异步电机混合控制方法

技术领域

本发明属于异步电机技术领域，具体涉及一种异步电机混合控制方法。

背景技术

交流电机驱动系统在电动汽车、越野汽车和自主汽车中起着关键作用。通常，交流电机驱动系统需要具有非常大的速度范围和快速的扭矩响应。

磁场定向控制(FOC)和直接转矩控制(DTC)是最常用的交流电机控制技术。这两种控制方法各有各的优缺点。如FOC提供了磁链和转矩的解耦，达到更好的稳态响应和良好的效率。DTC允许直接控制电流的通量和电磁扭矩，并且对于快速的瞬态响应是首选的。但是，由于电机电感不能突变，所以速度受到电流回路的时间常数的限制。尤其是在起动过程中，由于定子电阻的值不容忽视，因此，在低速范围内的DTC运行必然受到影响。尽管这两种控制方案的性能有所提高，但在不同的工作条件下，仅采用一种控制方案是不够的。交流电动机必须根据不同的工作条件在不同的工作状态下运行，在运行过程中需要根据工况切换不同的控制方案。为了让异步电机在每个工况达到相应的控制效果，可以在电机处于不同工况下的时候，适时地切换控制算法。

在《Combined vector control and direct torque control method for highperformance induction motor drives》，《Hybrid field orientation and directtorque control for electric vehicle motor drive with an extended Kalmanfilter》和《Efficiency improved sensorless control scheme for electric vehicleinduction motors》，《Modified Combined DTC and FOC Based Control for MediumVoltage Induction Motor Drive in SVM Controlled DCMLI》，《Efficiencyoptimization for sensorless induction motor controlled by MRAS based hybridFOC-DTC strategy》中，尝试混合交流电机常用的控制策略FOC和DTC控制策略，只阐述了混合FOC-DTC算法原理，并没有进行切换控制。在《陈安[1],王晗[2].电动汽车永磁同步电机无传感器FOC-DTC混合控制系统[J].湘潭大学自然科学学报,2018.》和《邹会权.电动汽车用异步电动机混合控制系统的研究[D].南昌大学,2012.》这两篇文章中阐述了切换控制但是不能进行平稳切换。

发明内容

为解决上述问题，本发明的目的是提供一种异步电机混合控制方法，能够让异步电机从电机启动或低速运行时的FOC控制转向电机启动后的混合FOC-DTC控制。

本发明采用了如下技术方案：

本发明提供了一种异步电机混合控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，检测得到异步电机的当前转速ω_r和当前三相相电流I_a,I_b,I_c；

步骤2，根据给定转速

和当前转速ω_r计算得到转速误差信号e_ω，并根据当前转速ω_r计算得到转子磁链角度θ，转速误差信号e_ω的计算式见下式(1)：

转子磁链角度θ的计算式见下式(2)：

θ＝∫(ω_s+ω_r)dt (2)；

步骤3，根据当前三相相电流I_a,I_b,I_c按照坐标变换计算式对当前三相电流进行坐标变换得到定子电流d轴分量i_sd和定子电流q轴分量i_sq，坐标变换计算式见下式(3)：

步骤4，将转速误差信号e_ω和定子电流q轴分量i_sq输入速度控制器计算得到定子电流参考值q轴分量

并根据给定的转子磁链参考值/>

计算得到定子电流参考值d轴分量

步骤5，根据定子电流参考值q轴分量

和定子电流q轴分量i_sq计算得到q轴电流误差信号e_q，并根据定子电流参考值d轴分量/>

和定子电流d轴分量i_sd计算得到d轴电流误差信号e_d；

步骤6，根据q轴电流误差信号e_q和d轴电流误差信号e_d基于FOC控制策略得到驱动信号G1，并基于DTC-FOC混合控制策略得到驱动信号G2；

步骤7，判断当前转速ω_r是否在转速预定范围内，当判断为是时，将驱动信号G1输入三相逆变桥调节异步电机的当前电压和三相相电流I_a,I_b,I_c，当判断为否时，进一步判断当前电流是否在电流设定范围内，当判断为在电流设定范围内时，将驱动信号G2输入三相逆变桥调节当前电压，当判断为不在电流设定范围内时，将驱动信号G1输入三相逆变桥调节当前电压和三相相电流I_a,I_b,I_c，

其中，异步电机的模型见下式(4)、(5)、(6)：

V_s是电机电压,i_s是定子电流，i_r是转子电流，R_s是定子电阻，R_r是转子电阻，L_s是定子电感，L_r是转子电感，L_m是互感，是ψ_s定子磁链，ψ_r是转子磁链，w_m是同步角速度，

步骤4中定子电流参考值q轴分量

的计算包括如下子步骤：

步骤4-1-1，计算得到q轴正系数K_q，q轴正系数K_q的计算式见下式(6)：

n_p为异步电机电机磁极对数；

步骤4-1-2，根据q轴正系数K_q计算得到转矩给定信号Te^*，转矩给定信号Te^*的计算式见下式(7)：

K_p为速度控制器比例系数，e_ω(t)为t时刻的转速误差信号e_ω，T_i为速度控制器的积分系数；

步骤4-1-3，根据转矩给定信号Te^*计算得到q轴电流分量参考值

q轴电流分量参考值/>

的计算式见下式(8)：

步骤4中定子电流参考值d轴分量

的计算包括如下子步骤：

步骤4-2-1，计算得到d轴正系数K_d，d轴正系数K_d的计算式见下式(9)：

T_R为转子时间常数，s为拉普拉斯变换的算子；

步骤4-2-2，根据d轴正系数K_d和转子磁链参考值

计算得到d轴电流分量参考值

交d轴电流分量参考值/>

的计算式见下式(10)：

步骤5中q轴电流误差信号e_q的计算包括如下子步骤：

步骤5-1-1，计算异步电机的电磁转矩Te，见下式(11)

Te＝K_qi_sq (11)；

步骤5-1-2，根据电磁转矩Te计算得到q轴电流误差信号e_q，q轴电流误差信号e_q的计算式见下式(12)

e_q＝Te^*-Te (12)，

步骤5中d轴电流误差信号e_d的计算包括如下子步骤：

步骤5-2-1，根据定子电流d轴分量i_sd和d轴正系数K_d计算得到转子磁链ψ_r，转子磁链ψ_r的计算式见下式(13)：

ψ_r＝K_d*i_sd (13)；

步骤5-2-1，根据转子磁链ψ_r计算得到d轴电流误差信号e_q，d轴电流误差信号e_q的计算式见下式(14)：

本发明提供的异步电机混合控制方法，还可以具有这样的特征：其中，在步骤6中，驱动信号G1的计算过程包括如下子步骤：

步骤6-1-1，将d轴电流误差信号e_d输入电流控制器计算得到d轴期望电压信号

该d轴期望电压信号/>

的计算式见下式(14)：

K_dp为电流控制器中d轴电流控制器的比例系数，e_d(t)为t时刻的d轴电流误差信号e_d，T_di为电流控制器中d轴电流控制器的积分系数，

q轴期望电压信号

的计算式见下式(15)：

K_qp为电流控制器中q轴电流控制器的比例系数，e_q(t)为t时刻的q轴电流误差信号e_q，T_qi为电流控制器中q轴电流控制器的积分系数；

步骤6-1-2，将d轴期望电压信号

和q轴期望电压信号/>

输入dq→αβ坐标变换模块计算得到α轴期望电压信号/>

和β轴期望电压信号/>

α轴期望电压信号/>

和β轴期望电压信号/>

的计算式见下式(16)：

步骤6-1-3，将α轴期望电压信号

和β轴期望电压信号/>

输入调制模块得到驱动信号G1。

本发明提供的异步电机混合控制方法，还可以具有这样的特征：其中，在步骤6中，驱动信号G2的计算过程包括如下子步骤：

步骤6-2-1，将q轴电流误差信号e_q输入带滞环的三位式控制器得到转矩差值符号Sign_ΔTe，将d轴电流误差信号e_d输入带滞环的双位式控制器得到磁链差值符号

并将转子磁链角度θ输入扇区选择模块得到扇区号Sector_n；

步骤6-2-2，将转矩差值符号Sign_ΔTe、磁链差值符号

以及扇区号Sector_n输入开关选择表得到驱动信号G2。

本发明提供的异步电机混合控制方法，还可以具有这样的特征：其中，扇区号Sector_n的取值范围为1～6。

本发明提供的异步电机混合控制方法，还可以具有这样的特征：其中，转矩差值符号Sign_ΔTe的取值范围为-1、0或1。

本发明提供的异步电机混合控制方法，还可以具有这样的特征：其中，磁链差值符号

的取值为0或1。

发明的作用与效果

根据本发明提供的异步电机混合控制方法，因为让交流电机在实际应用中能够按工况从FOC到混合FOC-DTC进行切换，具体为在低速运行或不带载工况下采用FOC控制策略，在带载情况下采用FOC-DTC控制策略，实现了使异步电机从电机启动或低速运行时的FOC控制方案转向电机启动后的混合FOC-DTC控制方案，不仅具有快速的瞬态响应、较好的稳态响应和良好的效率，而且在切换时具有明显平稳的动态效果。

附图说明

图1是本发明的实施例中异步电机的定子磁链在一个开关周期的变化示意图；

图2是本发明的实施例中异步电机混合控制方法的结构框图；

图3是本发明的实施例中异步电机混合控制方法的流程图；

图4是dq→αβ坐标变换的示意图；

图5是本发明的实施例中根据不同工况调节异步电机的当前电压和三相相电流的流程图；

图6根据工况从FOC控制策略切换至FOC-DTC混合控制策略和从FOC控制策略切换至DTC控制策略分别对应的定子相电流随运行时间变化的对比图；

图7是根据工况从FOC控制策略切换至FOC-DTC混合控制策略和从FOC控制策略切换至DTC控制策略分别对应的电磁转矩随运行时间变化的对比图；

图8是根据工况从FOC控制策略切换至DTC控制策略和从FOC控制策略切换至FOC-DTC混合控制策略分别对应的转子速度随运行时间变化的对比图。

具体实施方式

为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，以下实施例结合附图对本发明作具体阐述。

本实施例中的异步电机混合控制方法结合了FOC和DTC控制策略，使异步电机从电机启动或低速运行时的FOC控制方案转向电机启动后的混合FOC-DTC控制方案，以下结合附图具体说明从FOC到混合FOC-DTC可以实现平滑稳定切换的原理。

异步电机模型见下式(1)、(2)、(3)：

V_s是电机电压,i_s是定子电流，i_r是转子电流，R_s是定子电阻，R_r是转子电阻，L_s是定子电感，L_r是转子电感，L_m是互感，是ψ_s定子磁链，ψ_r是转子磁链，w_m是同步角速度

在FOC控制策略下，设转子磁链幅值为一个常量，可以写成

其中，k_d表示d轴正系数K_q，k_q表示q轴正系数，Δ表示小的变化量，i_sq表示定子电流q轴分量，i_sd表示定子电流d轴分量计转子磁链，Te表示电磁转矩。

图1是本发明的实施例中异步电机的定子磁链在一个开关周期的变化示意图。

如图1所示，在DTC控制策略中，由于转子磁链有更大的时间常数，开关周期内转子磁链几乎保持不变。图一表示，异步电机在DTC控制策略下旋转磁链。定子磁链ψ_s到ψ_s1的变化有两个分量，切向方向的分量Δψ_T和放射线方向的分量Δψ_R分别控制电磁转矩和定子磁链幅值。

在一个开关周期内，对于定子磁链ψ_s到ψ_s1的变化，电磁转矩的变化量ΔTe可以表示为：

ΔTe＝Kψ_r(ψ_s1sin(γ+Δγ)-ψ_ssinγ) (5)

其中，γ是定子和转子矢量的负载角，K是异步电机的参数。

由近似可得：

sin(γ+Δγ)＝sinγ+cosγsinΔγ (6)

则，新的定子磁链ψ_s1为：

通过把式(6)和式(8)带入到式(5)，电磁转矩的变化量ΔTe变成下式(9)：

ΔTe＝Kψ_sΔψ_Tcosγ (9)

最后，可以总结得到下式(10)：

ΔTe∝Δψ_T (10)

定子磁链的小变化量Δψ_s可以表示为：

Δψ_s＝Δψ_F (11)

由近似可得：

相似的，定子磁链ψ_s和转子磁链ψ_r的关系可以定义为

忽略定子和转子磁链的一阶滞后，转子磁链的变化量Δψ_r可以表示为：

Δψ_r＝Δψ_F (14)

通过对比式(10)，式(14)和式(4)，可以得到

所有的近似结果可以证明FOC和DTC控制策略有着共同点。DTC中的磁链滞环控制和FOC中d-轴电流控制有着直接的联系。除此之外，DTC的磁链滞环控制对应着FOC的q-轴电流。这些共同点说明了从FOC到混合FOC-DTC可以实现一个平滑稳定的切换。

图2是本发明的实施例中异步电机混合控制方法的结构框图。图3是本发明的实施例中异步电机混合控制方法的流程图。

如图2和图3所示，本实施例中的异步电机混合控制方法包括以下步骤：

步骤2，根据给定转速

和当前转速ω_r计算得到转速误差信号e_ω，并根据当前转速ω_r计算得到转子磁链角度θ，转速误差信号e_ω的计算式见下式(16)：

转子磁链角度θ的计算式见下式(17)：

θ＝∫(ω_s+ω_r)dt (17)；

步骤3，根据当前三相相电流I_a,I_b,I_c按照坐标变换计算式对当前三相电流进行坐标变换得到定子电流d轴分量i_sd和定子电流q轴分量i_sq，坐标变换计算式见下式(18)：

并根据给定的转子磁链参考值/>

计算得到定子电流参考值d轴分量

其中，定子电流参考值q轴分量

的计算包括如下子步骤：

步骤4-1-1，计算得到q轴正系数K_q，q轴正系数K_q的计算式见下式(19)：

n_p为异步电机电机磁极对数；

步骤4-1-2，根据q轴正系数K_q计算得到转矩给定信号Te^*，转矩给定信号Te^*的计算式见下式(20)：

K_p为速度控制器比例系数，e_ω(t)为t时刻的误差信号e_ω，T_i为速度控制器的积分系数；

步骤4-1-3，根据转矩给定信号Te^*计算得到q轴电流分量参考值

q轴电流分量参考值/>

的计算式见下式(21)：

定子电流参考值d轴分量

的计算包括如下子步骤：

步骤4-2-1，计算得到d轴正系数K_d，d轴正系数K_d的计算式见下式(23)：

T_R为转子时间常数，s为拉普拉斯变换的算子；

步骤4-2-2，根据d轴正系数K_d和转子磁链参考值

计算得到d轴电流分量参考值

交d轴电流分量参考值/>

的计算式见下式(24)：

步骤5，根据定子电流参考值q轴分量

和定子电流d轴分量i_sd计算得到d轴电流误差信号e_d，其中q轴电流误差信号e_q的计算包括如下子步骤：

步骤5-1-1，计算异步电机的电磁转矩Te，见下式(25)

Te＝K_qi_sq (25)；

步骤5-1-2，根据电磁转矩Te计算得到q轴电流误差信号e_q，q轴电流误差信号e_q的计算式见下式(26)

e_q＝Te^*-Te (26)，

步骤5中d轴电流误差信号e_d的计算包括如下子步骤：

步骤5-2-1，根据定子电流d轴分量i_sd和d轴正系数K_d计算得到转子磁链ψ_r，转子磁链ψ_r的计算式见下式(27)：

ψ_r＝K_d*i_sd (27)；

步骤5-2-1，根据转子磁链ψ_r计算得到d轴电流误差信号e_q，在忽略定子和转子磁链的一阶滞后的条件下，定子磁链和转子磁链的小范围变化量Δψ_s≈Δψ_r，故d轴电流误差信号e_q的计算式见下式(28)：

步骤6，根据q轴电流误差信号e_q和d轴电流误差信号e_d基于FOC控制策略计算得到驱动信号G1，并基于FOC-DTC混合控制策略计算得到驱动信号G2，其中，驱动信号G1的计算过程包括如下子步骤：

该d轴期望电压信号/>

的计算式见下式(29)：

q轴期望电压信号

的计算式见下式(30)：

步骤6-1-2，将d轴期望电压信号

和q轴期望电压信号/>

输入dq→αβ坐标变换模块计算得到α轴期望电压信号/>

和β轴期望电压信号/>

图4是dq→αβ坐标变换的示意图。

如图4所示，α轴期望电压信号

和β轴期望电压信号/>

的计算式见下式(31)：

步骤6-1-3，将α轴期望电压信号

和β轴期望电压信号/>

输入调制模块得到驱动信号G1。在本实施例中，调制模块为空间矢量脉宽调制模块。

驱动信号G2的计算过程包括如下子步骤：

并将转子磁链角度θ输入扇区选择模块得到扇区号Sector_n，扇区号Sector_n的取值范围为1～6，转矩差值符号Sign_ΔTe的取值范围为-1、0或1，磁链差值符号/>

的取值为0或1；

步骤6-2-2，将转矩差值符号Sign_ΔTe、磁链差值符号

以及扇区号Sector_n输入开关选择表得到驱动信号G2；

步骤7，调节异步电机的当前电压和三相相电流I_a,I_b,I_c。

图5是本发明的实施例中根据不同工况调节异步电机的当前电压和三相相电流的流程图。

如图5所示，步骤7包括如下子步骤：

步骤7-1，判断当前转速ω_r是否在转速预定范围内，当判断为是时，进入步骤7-2，否则进入步骤7-3；

步骤7-2，将驱动信号G1输入三相逆变桥调节异步电机的当前电压和三相相电流I_a,I_b,I_c，直至电机停止；

步骤7-3，判断当前电流是否在电流设定范围内，当判断为是时，进入步骤7-4，否则进入步骤7-2；

步骤7-4，将驱动信号G2输入三相逆变桥调节当前电压和三相相电流I_a,I_b,I_c，直至电机停止。

图6根据工况从FOC控制策略切换至FOC控制策略和从FOC控制策略切换至FOC-DTC混合控制策略分别对应的定子相电流随运行时间变化的对比图。

如图6所示，图6(a)为从FOC控制策略切换至FOC-DTC混合控制策略定子相电流波形图，横坐标表示异步电机的运行时间，纵坐标表示定子相电流，由图6(a)可以看出，0.3秒切换时，定子相电流有明显的变化和抖动。图6(b)为从FOC控制策略切换至FOC-DTC混合控制策略对应的定子相电流波形图，横坐标表示异步电机的运行时间，纵坐标表示定子相电流，由图6(b)可以看出，0.3秒切换时，电流没有明显的切换的过程。

图7是根据工况从FOC控制策略切换至DTC控制策略和从FOC控制策略切换至FOC-DTC混合控制策略分别对应的定子相电流随运行时间变化的对比图。

如图7所示，图7(a)为根据工况从FOC控制策略切换至DTC控制策略对应的定子相电流随运行时间变化的示意图，横坐标表示异步电机的运行时间，纵坐标表示电磁转矩，在0.3s时控制策略由FOC切换至DTC。由图7(a)可以看出，在切换时间处电磁转矩转变波动较大。

图7(b)为根据工况从FOC控制策略切换至FOC-DTC混合控制策略对应的定子相电流随运行时间变化的示意图，横坐标表示异步电机的运行时间，纵坐标表示电磁转矩，在0.3s时控制策略由FOC切换至FOC-DTC。由图7(a)可以看出，在切换时间处电磁转矩的转变较平稳。

如图8所示，图8(a)为根据工况从FOC控制策略切换至DTC控制策略对应的转子速度随运行时间变化的示意图，横坐标表示异步电机的运行时间，纵坐标表示转子速度，在0.3s时控制策略由FOC切换至DTC。由图8(a)可以看出，在切换时间处转子速度波动较大。

图8(b)为根据工况从FOC控制策略切换至FOC-DTC混合控制策略对应的转子速度随运行时间变化的示意图，横坐标表示异步电机的运行时间，纵坐标表示转子速度，在0.3s时控制策略由FOC切换至FOC-DTC。由图8(a)可以看出，在切换时间处转子速度的转变较平稳。

实施例的作用与效果

根据本实施例提供的异步电机混合控制方法，因为让交流电机在实际应用中能够按工况从FOC到混合FOC-DTC进行切换，具体为在低速运行或不带载工况下采用FOC控制策略，在带载情况下采用FOC-DTC控制策略，实现了使异步电机从电机启动或低速运行时的FOC控制方案转向电机启动后的混合FOC-DTC控制方案，不仅具有快速的瞬态响应、较好的稳态响应和良好的效率，而且在切换时具有明显平稳的动态效果。

上述实施例仅用于举例说明本发明的具体实施方式，但本发明不限于上述实施例所描述的范围，本领域普通技术人员在所附权利要求范围内不需要创造性劳动就能做出的各种变形或修改仍属本专利的保护范围。

Claims

1.一种异步电机混合控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，检测得到所述异步电机的当前转速ω_r和当前三相相电流I_a,I_b,I_c；

步骤2，根据给定转速

和所述当前转速ω_r计算得到转速误差信号e_ω，并根据当前转速ω_r计算得到转子磁链角度θ，所述转速误差信号e_ω的计算式见下式(1)：

所述转子磁链角度θ的计算式见下式(2)，其中，ω_s为定子转速：

θ＝∫(ω_s+ω_r)dt (2)；

步骤3，根据所述当前三相相电流I_a,I_b,I_c按照坐标变换计算式对所述当前三相相电流进行坐标变换得到定子电流d轴分量i_sd和定子电流q轴分量i_sq，所述坐标变换计算式见下式(3)：

步骤4，将所述转速误差信号e_ω和所述定子电流q轴分量i_sq输入速度控制器计算得到定子电流参考值q轴分量

并根据给定的转子磁链参考值/>

计算得到定子电流参考值d轴分量/>

步骤5，根据所述定子电流参考值q轴分量

和所述定子电流q轴分量i_sq计算得到q轴电流误差信号e_q，并根据所述定子电流参考值d轴分量/>

和所述定子电流d轴分量i_sd计算得到d轴电流误差信号e_d；

步骤6，根据所述q轴电流误差信号e_q和所述d轴电流误差信号e_d基于FOC控制策略计算得到驱动信号G1，并基于DTC-FOC混合控制策略计算得到驱动信号G2；

步骤7，判断当前转速ω_r是否在转速预定范围内，当判断为是时，将所述驱动信号G1输入三相逆变桥调节所述异步电机的当前电压和所述三相相电流I_a,I_b,I_c，当判断为否时，进一步判断当前三相相电流I_a,I_b,I_c是否在电流设定范围内，当判断为在所述电流设定范围内时，将所述驱动信号G2输入所述三相逆变桥调节所述当前电压和所述三相相电流I_a,I_b,I_c，当判断为不在所述电流设定范围内时，将所述驱动信号G1输入三相逆变桥调节所述当前电压和所述三相相电流I_a,I_b,I_c，

其中，所述异步电机的模型见下式(4)、(5)、(6)：