JP2016100964A - 車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】停止時から高速回転時までの広い回転速度範囲において適切に磁極位置を推定すると共に、高い安定性と高い応答性を備えて電動ポンプ用回転電機を制御する。
【解決手段】回転電機に高周波の観測信号を印加して磁極位置を演算する第１位置演算部と、誘起電圧に基づいてロータの磁極位置を演算する第２位置演算部とを備え、第１位置演算部を用いる第１演算モードと、前記第２位置演算部を用いる第２演算モードとの少なくとも２つの演算モードを切り替えて電動ポンプ用回転電機を制御する。第１演算モード及び第２演算モードのそれぞれに対して、ロータの回転速度を変化させる際の最大となる変化率を制限する最大変化率Ｘが設定され、第１演算モードの最大変化率Ｘ１は、第２演算モードの最大変化率Ｘ２に比べて、絶対値が小さい値に設定されている。
【選択図】図９

Description

本発明は、車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機を制御する電動ポンプ用回転電機制御装置に関する。

永久磁石式同期回転電機、例えば３相同期モータのロータの位置（磁極位置）を検出するために、レゾルバなどの回転センサが利用される。しかし、小型化やコストダウンなどを目的として、そのような回転センサを無くし、磁極位置に応じた電気的現象に基づいて、電気的に磁極位置を検出するセンサレス磁極検出が行われる場合がある。例えば、ロータの回転によって生じる誘導起電力を利用して電気的に磁極位置を検出することができる。但し、この方法は、ロータが停止している場合や、低速で回転している場合には、誘導起電力が生じなかったり、誘導起電力が小さかったりすることから、精度良く磁極位置を検出することができない。そこで、低速領域では、高周波電流や高周波電圧をモータに与えてその応答により磁極位置を推定する方法も提案されている。

特開平１０−９４２９８号公報（特許文献１）には、２つの位相決定方法を併用して、センサレス磁極検出行う技術が提案されている。ここで、「位相」は「磁極位置」に対応するもので、制御上の回転座標系の固定座標系に対する位相を指す。特許文献１によれば、低周波数領域用の位相決定方法と高周波数領域用の位相決定方式との２種類の位相決定方式を用いてそれぞれ位相を生成し、これら２種類の位相を周波数的に加重平均して、ｄｑ軸座標系の位相とする。

このように２つの方式を併用すれば、広い回転速度域に対応させることが可能である。しかし、誘導起電力を利用する方法と、高周波を印加してその応答を利用する方法とでは、制御ブロックの構成が異なり、応答性も異なる。従って、例えば、回転速度制御により回転電機を制御し、回転速度を変化させる際（加速及び減速の際）に、許容可能な回転速度の変化率が、２つの磁極位置検出方式において異なることになる。応答性が低い側に合せて制御すれば、全体として高い応答性が損なわれる。一方、応答性が高い側に合せて制御すれば、応答性が低い側の方式を用いた際に制御破綻を生じるなど、安定性が損なわれる可能性がある。

特に、例えば車両に用いられる電動ポンプでは、高い応答性と安定性とが共に求められる。車両用動力伝達装置の伝達状態を制御するための元圧を生成する電動ポンプでは、粘性の高い流体（例えばオイル）の流体圧を生成する必要がある。そして、車両では、その使用条件に応じて、例えば氷点下からの動作が要求される。極低温（−１０℃以下）ではオイルの粘性は高くなり、負荷も高くなる。且つ、車両用動力伝達装置の１つであるオートマチックトランスミッションの係合装置などに対して迅速に流体圧を供給して、車両を駆動させることも要求される。つまり、回転電機は、負荷の高い状態から安定して起動すると共に、迅速に加速して流体圧を生成することが求められる。

特開平１０−９４２９８号公報

上記背景に鑑みて、停止時から高速回転時までの広い回転速度範囲において適切に磁極位置を推定すると共に、高い安定性と高い応答性を備えて車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機を制御する技術の提供が望まれる。

上記課題に鑑みた本発明に係る車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機制御装置の特徴構成は、
車両用動力伝達装置の伝達状態を制御するための流体圧を生成する電動ポンプを駆動する回転電機であって、磁気的突極性を有する状態で永久磁石が配置されたロータとステータコイルが巻き回されたステータとを備えた電動ポンプ用回転電機を制御する車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機制御装置であって、
前記ステータコイルに高周波の観測信号を印加し、当該観測信号への応答成分としてフィードバック電流に含まれる高周波成分に基づいて前記ロータの磁極位置を演算する第１位置演算部と、
前記ロータの回転によって生じる誘起電圧に基づいて前記ロータの磁極位置を演算する第２位置演算部と、を備え、
前記第１位置演算部により前記磁極位置を演算して前記電動ポンプ用回転電機を制御する第１演算モードと、前記第２位置演算部により前記磁極位置を演算して前記電動ポンプ用回転電機を制御する第２演算モードと、の少なくとも２つの演算モードを切り替えて前記電動ポンプ用回転電機を制御するものであり、
前記第１演算モード及び前記第２演算モードのそれぞれに対して、前記ロータの回転速度を変化させる際の最大となる変化率を制限する最大変化率が設定され、
前記第１演算モードの前記最大変化率が、前記第２演算モードの前記最大変化率に比べて、小さくなるように制御される点にある。

この構成によれば、２つの位置演算部を備えることにより、広い回転速度域に亘って磁極位置を推定することが可能となる。即ち、ロータが回転している場合には、ロータの回転によってステータに生じる誘起電圧を利用して電気的に磁極位置を推定することができる。一方、ロータが停止していたり、低速で回転しており誘起電圧が小さかったりする場合には、ステータコイルに高周波の観測信号を印加してその応答を観測することによって電気的に磁極位置を推定することができる。誘起電圧を利用する第２位置演算部では、比較的簡単な構成により、ステータコイルに生じた誘起電圧から回転速度や磁極位置を演算することができる。即ち、誘起電圧は基本的にロータの回転速度に同期した周期で現れるから、第２位置演算部には、ローパスフィルタなど、応答性を低下させる演算要素を用いる必要性が低く、構成も相対的に簡素となる。一方、高周波の観測信号を利用する第１位置演算部では、観測信号に対する応答成分に含まれる高周波成分を除去するためのローパスフィルタなどが必要となる。つまり、第１位置演算部は、第２位置演算部に比べて、応答性を低下させる演算要素を含む必要性が高くなる。

車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機制御装置は、第１位置演算部を利用する第１演算モードと、第２位置演算部を利用する第２演算モードとを切り替えて電動ポンプ用回転電機を制御するものである。そして、その際の応答性は、第１位置演算部及び第２位置演算部それぞれの応答性に影響される。相対的に応答性の高い第２位置演算部に電動ポンプ用回転電機を制御する応答速度を合わせると、第１演算モードでの制御が追従しない可能性がある。一方、相対的に応答性の低い第１位置演算部に電動ポンプ用回転電機を制御する応答速度を合わせると、第２演算モードでの制御の応答性を低下させてしまうことになる。本構成によれば、第１演算モード及び第２演算モードのそれぞれにおいてロータの回転速度を変化させる際の変化率が応答可能な範囲に収まるように、第１演算モード及び第２演算モードに対して個別に最大となる最大変化率が設定される。その最大変化率は、第１位置演算部及び第２位置演算部の応答性に応じて設定されている。従って、第１演算モードでの制御が充分に追従可能となり、第２演算モードでは第２位置演算部の能力を充分に活かした制御が可能となる。即ち、本構成によれば、停止時から高速回転時までの広い回転速度範囲において適切に磁極位置を推定すると共に、高い安定性と高い応答性を備えて電動ポンプ用回転電機を制御することが可能となる。

本発明のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する本発明の実施形態についての以下の記載から明確となる。

車両用駆動装置の構成を模式的に示すブロック図 電動ポンプを含む油圧回路を模式的に示す図 モータ制御装置の構成の一例を模式的に示すブロック図 回転速度及びトルクにより規定された回転特性マップの一例を示す図 低速域位置演算部の構成の一例を模式的に示すブロック図 ｄｑ軸ベクトル座標系とδγ軸ベクトル座標系との関係を示す図 αβ軸ベクトル座標系とｄｑ軸ベクトル座標系との関係を示す図 変化率制限部の構成の一例を模式的に示すブロック図 回転速度制御の一例を模式的に示すグラフ 回転速度制御の他の例を模式的に示すグラフ

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機制御装置は、車両用動力伝達装置の伝達状態を制御するための流体圧を生成する電動ポンプを駆動する電動ポンプ用回転電機を制御対象とする制御装置である。以下の説明において、適宜、「車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機制御装置」は単に「モータ制御装置」と称し、「電動ポンプ用回転電機」は、単に「モータ」と称する。図１は、車両用動力伝達装置の一例としての車両用駆動装置６０の構成を模式的に示している。車両用駆動装置６０は、車輪Ｗの駆動力源として、内燃機関（ＥＧ：Engine）７０及び回転電機（Ｍ／Ｇ：Motor/Generator）８０を備えた、いわゆるパラレル方式のハイブリッド駆動装置である。内燃機関７０は、公知のガソリンエンジンやディーゼルエンジンなど、燃料の燃焼により駆動される熱機関である。回転電機８０は、複数相の交流（例えば３相交流）により動作する回転電機であり、電動機としても発電機としても機能することができる。内燃機関７０と回転電機８０とは、内燃機関分離クラッチ７５（ＣＬ：Clutch）を介して駆動連結されている。

本実施形態では、車両用駆動装置６０は、さらに変速装置（ＴＭ：Transmission）９０を備えている。即ち、図１に示すように、車両用駆動装置６０には、内燃機関７０と車輪Ｗとを結ぶ動力伝達経路に、内燃機関７０の側から順に、内燃機関分離クラッチ７５、回転電機８０、変速装置９０が設けられている。変速装置９０の入力軸は回転電機８０の出力軸（例えばロータ軸）に駆動連結され、変速装置９０の出力軸は、例えばディファレンシャルギヤ（出力用差動歯車装置）等によって２つに分岐した車軸を介して車輪Ｗに駆動連結されている。変速装置９０は、変速比の異なる複数の変速段を有する有段の自動変速装置である。ここで、変速比は、変速装置９０において各変速段が形成された場合の、出力軸の回転速度に対する入力軸の回転速度の比である（＝入力軸の回転速度／出力軸の回転速度）。変速装置９０は、変速装置９０に伝達された回転速度を、各変速段の変速比で変速すると共に、変速装置９０に伝達されたトルクを変換して変速装置９０の出力軸に伝達する。

尚、ここで「駆動連結」とは、２つの回転要素が駆動力を伝達可能に連結された状態を指す。具体的には、「駆動連結」とは、当該２つの回転要素が一体的に回転するように連結された状態、或いは当該２つの回転要素が１つ又は２つ以上の伝動部材を介して駆動力を伝達可能に連結された状態を含む。このような伝動部材としては、回転を同速で又は変速して伝達する各種の部材が含まれ、例えば、軸、歯車機構、ベルト、チェーン等が含まれる。また、このような伝動部材として、回転及び駆動力を選択的に伝達する係合装置、例えば摩擦係合装置や噛み合い式係合装置等が含まれていてもよい。

例えば、変速装置９０は、複数の変速段を形成するために、遊星歯車機構等の歯車機構及び複数の係合装置（クラッチやブレーキ等）を備えた有段変速機構を有するものとして構成することができる。或いは、変速装置９０は、２つのプーリー（滑車）にベルトやチェーンを通し、プーリーの径を変化させることで連続的な変速を可能にする変速機構（無段変速機構（CVT : Continuously Variable Transmission））を有するものでもよい。即ち、変速装置９０は、入力軸の回転を変速して出力軸に伝達すると共にその変速比が変更可能に構成された変速機構を有していれば、その方式はどのようなものでもよい。

図２は、車両用駆動装置６０（車両用動力伝達装置）の伝達状態を制御するための流体圧を生成する電動オイルポンプ５０（電動ポンプ）を含む油圧回路を模式的に示している。機械式オイルポンプ４０（ＭＯＰ：Mechanical Oil Pump）は、例えば、内燃機関７０の出力軸に連結されている。内燃機関分離クラッチ７５が係合している状態では、内燃機関７０の出力軸と回転電機８０のロータ軸とは同期回転する。従って、機械式オイルポンプ４０は、内燃機関７０の出力軸及び回転電機８０のロータ軸に、例えばワンウェイクラッチ等を介して接続されていてもよい。電動オイルポンプ５０（ＥＯＰ：Electric Oil Pump）は、機械式オイルポンプ４０と並列に接続されている。

内燃機関分離クラッチ７５を制御するＣＬ係合回路７５ｃ、変速装置９０の係合装置を制御する変速制御回路９０ｃ、変速装置のシフトレンジの位置やパーキングのロック状態を制御するパーキング・バイ・ワイヤ（ＰＢＷ：Parking-by-wire）回路９５ｃへは、機械式オイルポンプ及び電動オイルポンプの双方から油圧（流体圧）が供給される。また、回転電機８０の潤滑用のオイルは、リニアソレノイド（ＳＬ）４３によって制御されるプライマリレギュレータバルブ４２を介して、機械式オイルポンプ４０及び電動オイルポンプ５０の双方から吐出される。内燃機関分離クラッチ７５の潤滑用のオイルは、電動オイルポンプ５０から供給される。

以下、図３に示す電動ポンプ用回転電機制御装置（モータ制御装置１）のブロック図を参照して説明する。電動オイルポンプ５０は、交流のモータ３０（電動ポンプ用回転電機）によって駆動される。モータ３０は、磁気的突極性を有する状態で永久磁石が配置されたロータとステータコイルが巻き回されたステータとを備えている。モータ制御装置１は、モータ３０を制御対象とし、回転速度ωの目標値である回転速度指令ω^＊と、実際の回転速度ω（本実施形態では後述する推定回転速度ω＾）との偏差に基づいて、モータ３０をフィードバック制御する。詳細は後述するが、モータ制御装置１は、モータ３０の回転状態（磁極位置θや回転速度ω）をレゾルバ等の回転センサを用いることなく、いわゆるセンサレスで検出する機能を備えている。

本実施形態において、モータ３０は、埋込型永久磁石同期モータ（Interior Permanent Magnet Synchronous Motor : IPMSM）であり、ロータの永久磁石のＮ極方向の磁気特性と電気的にこれと垂直な方向（電気角で９０°ずれた方向）との磁気特性とが異なる突極性（逆突極性を含む）を有する。詳細は後述するが、本実施形態においてモータ制御装置１は、この突極性を利用して、モータ３０の停止時や低速回転時においてもセンサレスで磁極位置や磁極の方向、回転速度などの回転状態を判定する。従って、モータ３０は、突極性を有する他の方式のモータ、例えば、シンクロナスリラクタンスモータであってもよい。尚、当然ながら、モータ３０は、モータ（電動機）、ジェネレータ（発電機）の双方の機能を果たすものであってもよい。

モータ３０は交流の回転電機であるから、直流電源２１とモータ３０との間には、直流と交流との間で電力を変換するインバータ２３が接続されている。直流電源２１は、バッテリ等の充電可能な二次電池である。インバータ２３は、直流電源２１の直流電力を複数相の交流に変換してモータ３０に供給する。また、インバータ２３は、モータ３０がジェネレータとして機能する際には発電された交流電力を直流に変換して直流電源２１に供給する。

インバータ２３は、複数のスイッチング素子を有して構成される。スイッチング素子には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ−ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などのパワー半導体素子を適用すると好適である。直流と複数相の交流（ここでは３相交流）との間で電力変換するインバータ２３は、よく知られているように複数相（ここでは３相）のそれぞれに対応する数のアームを有するブリッジ回路により構成される。つまり、インバータ２３の直流正極側と直流負極側との間に２つのスイッチング素子が直列に接続されて１つのアームが構成される。

複数相の交流が３相交流の場合には、この直列回路（１つのアーム）が３回線並列接続される。つまり、モータ３０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するステータコイルのそれぞれに一組の直列回路（アーム）が対応したブリッジ回路が構成される。対となる各相のスイッチング素子による直列回路（アーム）の中間点は、モータ３０のステータコイルにそれぞれ接続される。つまり、各アームの、直流正極側に接続されるスイッチング素子（上段側スイッチング素子）と直流正極側に接続されるスイッチング素子（下段側スイッチング素子）との接続点は、モータ３０のステータコイルにそれぞれ接続される。尚、スイッチング素子には、負極から正極へ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、それぞれフリーホイールダイオード（回生ダイオード）が並列に接続される。

図３に示すように、モータ制御装置１は、インバータ制御部８、回転状態情報演算部７を備えて構成されている。インバータ制御部８及び回転状態情報演算部７は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されたＥＣＵ（electronic control unit）として構成されている。本実施形態において、インバータ制御部８は、ベクトル制御法を用いて、インバータ２３を介してモータ３０を駆動制御する。回転状態情報演算部７は、磁極位置や回転速度をステータコイルに流れる電流から推定する。インバータ制御部８は、回転状態情報演算部７により推定された磁極位置や回転速度を利用して、電流フィードバック制御を実行する。インバータ制御部８及び回転状態情報演算部７は、種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウェアとソフトウェア（プログラム）との協働により実現される。

インバータ２３は、インバータ制御部８が生成するスイッチング制御信号Ｓに応じてスイッチング動作する。インバータ２３とインバータ制御部８との間には、必要に応じて電圧変換回路や絶縁回路などを有して構成されているドライバ回路（不図示）が備えられている。ドライバ回路は、インバータ制御部８が生成したスイッチング制御信号Ｓ（例えばゲート駆動信号）の駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めてスイッチング素子の制御端子（ゲート端子やベース端子など）に中継する回路である。

モータ３０は、インバータ制御部８によりスイッチング制御されるインバータ２３を介して、所定の出力トルク及び回転速度で駆動される。この際、モータ３０の各ステータコイルに実際に流れる電流の値がインバータ制御部８にフィードバックされる。このため、インバータ２３の各相アームとモータ３０の各相ステータコイルとの間に設けられたバスバーなどの導体を流れる電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が、電流センサ９により検出される。図３においては、電流センサ９は、バスバーなどの交流電力線に対して非接触で交流電流を検出する非接触電流センサの形態を例示している。尚、本実施形態では、３相全てに対して電流センサ９が配置される形態を例示しているが、３相各相の電流は平衡しており瞬時値はゼロであるから、２相のみの電流値を検出して残りの１相を演算により求める構成であっても構わない。インバータ制御部８は、この実電流（フィードバック電流）とステータコイルに流す電流を指定する電流指令（Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊）との偏差に対してＰＩ制御（比例積分制御）やＰＩＤ制御（比例積分微分制御）を実行してモータ３０を駆動制御する。

ここで、インバータ制御部８によるベクトル制御について簡単に説明する。このベクトル制御におけるベクトル空間（座標系）は、モータ３０のロータに配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と当該ｄ軸に電気的に直交するｑ軸とのｄｑ軸ベクトル座標系（ｄｑ軸ベクトル空間）である。本実施形態においてインバータ制御部８は、変化率制限部１０と、トルク指令演算部１１と、トルク制御部１２（電流指令演算部）と、電流制御部１３（電圧指令演算部）と、変調制御部１４と、３相２相座標変換部１５とを備えて構成されている。

本実施形態において、モータ３０は、不図示の上位のＥＣＵ等からの回転速度指令ω^＊に基づいて、回転速度制御される。変化率制限部１０は、詳細は後述するが、回転速度指令ω^＊による回転速度の変化の程度を制限する演算器（Rate Limiter）である。トルク指令演算部１１は、回転速度指令ω^＊（又は制限後の回転速度指令ω^＊＊）及び実際の回転速度（ここでは後述する推定回転速度ω＾）に基づき、回転速度制御を実行してトルク指令Ｔ^＊を演算する演算器（ASR：Automatic Speed Regulator）である。尚、本実施形態では、レゾルバ等の回転センサを用いることなくセンサレスでモータ３０の回転を検出する。従って、実際の回転速度は、回転状態情報演算部７により推定される推定回転速度であり、図３に示すように＾（ハット）付きのω（便宜上、文中ではω＾と表記する。）である。トルク制御部１２は、同一のトルク（ここではトルク指令Ｔ^＊）を発生させる電流ベクトルのうちで，電流振幅を最小にする制御（最大トルク制御）を行う演算器（MTPA Controller：Maximum torque per ampere controller）である。トルク制御部１２は、トルク指令Ｔ^＊に応じてベクトル制御の電流指令Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊を設定する。電流指令Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊は、上述したｄｑ軸ベクトル座標系に対応して設定される。

電流制御部１３は、定電流（ここでは電流指令（Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊）を出力するように制御する演算器（ACR：Automatic Current Regulator）である。電流制御部１３は、ｄｑ軸ベクトル座標系における電流指令Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊と、フィードバック電流Ｉｄ，Ｉｑとの偏差を例えばＰＩ制御して、ｄｑ軸ベクトル座標系における電圧指令Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を演算する。フィードバック電流Ｉｄ，Ｉｑは、モータ３０の各ステータコイルに流れる３相電流の検出値が、３相２相座標変換部１５により２相のｄｑ軸ベクトル座標系に座標変換されてフィードバックされたものである。変調制御部１４は、キャリア周波数ｆｃに応じて直流を交流に変調する変調パターンを生成する。電圧指令Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊は、変調制御部１４において３相の電圧指令に座標変換される。また、変調制御部１４は、この３相の電圧指令に基づいてインバータ２３をスイッチング制御するスイッチング制御信号Ｓを、例えばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）により生成する。

変調制御部１４及び３相２相座標変換部１５における座標変換は、ロータの磁極位置θに基づいて行われる。つまり、モータ３０をベクトル制御するためには、現実の３相座標系（３相空間）と２相のｄｑ軸ベクトル座標系との間での相互の座標変換が必要である。このため、ロータの磁極位置θを精度良く検出する必要がある。本実施形態では、レゾルバなどの回転検出装置を備えることなく、ロータの磁極位置θを推定するセンサレス制御を採用している。従って、磁極位置θは推定磁極位置であり、図３に示すように＾付きのθ（便宜上、文中ではθ＾と表記する。）である。

モータ３０が回転中においては、ロータの回転によってステータコイルに誘起電圧が生じる（ロータの回転による誘導起電力）。このため、フィードバック電流Ｉｄ，Ｉｑに誘導起電力による脈動成分が含まれ、この脈動成分を検出することによって回転速度ω（推定回転速度ω＾）を演算することができる。そして、この推定回転速度ω＾から磁極位置θ（推定磁極位置θ＾）を演算することができる。一方、モータ３０が停止している際には当然ながら誘導起電力も生じない。また、モータ３０が低速で回転している際には、誘導起電力も小さくなり、フィードバック電流Ｉｄ，Ｉｑに含まれる脈動成分も小さくなる。このため、回転速度ω（ω＾）及び磁極位置θ（θ＾）の演算には、別の手法を用いる必要がある。例えば、モータ３０が停止中あるいは低速で回転中の場合には、電気的な刺激となる高周波の観測信号（観測電流又は観測電圧）をモータ３０（ステータコイル）に印加し、その応答から回転速度ω（ω＾）並びに磁極位置θ（θ＾）を演算することができる。

図３に示すように、本実施形態では、相対的に回転速度が低い低速回転域において回転速度ω（ω＾_Ｌ）並びに磁極位置θ（θ＾_Ｌ）を演算する低速域位置演算部５（第１位置演算部）と、相対的に回転速度が高い高速回転域において回転速度ω（ω＾_Ｈ）並びに磁極位置θ（θ＾_Ｈ）を演算する高速域位置演算部３（第２位置演算部）との２つの位置演算部を備える。高速域位置演算部３（第２位置演算部）は、誘導起電力（誘起電圧）を利用し、低速域位置演算部５（第１位置演算部）は、高周波の観測信号を用いて回転速度ω（ω＾）並びに磁極位置θ（θ＾）を演算する。高速域位置演算部３の演算結果（ω＾_Ｈ及びθ＾_Ｈ）と、低速域位置演算部５の演算結果（ω＾_Ｌ及びθ＾_Ｌ）とは、後述するように切替部４によって選択されて、トルク指令演算部１１や変調制御部１４、３相２相座標変換部１５で利用される。また、切替部４は、スイッチ６を制御して、高周波の観測信号（ここでは“Ｖｄ_ｈ ^＊”）を印加するか否かの切り替えも行う。本実施形態では、制御信号（制御フラグ）“ｓｗ”により、観測信号“Ｖｄ_ｈ ^＊”を印加するか、ゼロ値を印加するかがスイッチ６において選択される。

図４は、モータ３０の回転速度（回転数［ｒｐｍ］）及びトルク［Ｎｍ］により規定された回転特性マップを模式的に示している。図中、“ＲＬ”は低速回転域（第１回転域）を示し、“ＲＨ”は高速回転域（第２回転域）を示している。“ＢＬ”は、低速回転域ＲＬ（第１回転域）と高速回転域ＲＨ（第２回転域）との境界を示している。境界ＢＬは、モータ３０の回転速度（回転数［ｒｐｍ］）及びトルク［Ｎｍ］により規定された回転特性マップにおいて、トルクが相対的に高い場合にトルクが相対的に低い場合と比べて回転速度が低い側となるように設定されている。また、境界ＢＬは、連続した直線や曲線である必要はなく、図４に破線で示すような階段状であってもよい。

尚、切替部４においては、低速回転域ＲＬと高速回転域ＲＨとが設定されているが、これらの回転域は回転速度にのみ対応して設定されるものではなく、トルクにも対応して設定されている。具体的には、低速回転域ＲＬは、回転速度が低い側、且つトルクが低い側の領域に設定される。高速回転域ＲＨは、回転速度が高い側、且つトルクが高い側の領域に設定される。詳細については、後述するが、このような領域設定によって、２つの演算部（３，５）のそれぞれがより安定し、高い精度で磁極位置を推定することが可能となる。

上述したように、回転状態情報演算部７は、少なくとも、低速域位置演算部５と高速域位置演算部３との２つの位置演算部を備えて構成される。また、モータ制御装置１は、低速域位置演算部５により磁極位置θ（θ＾）を演算してモータ３０を制御する低速域演算モード（第１演算モード）と高速域位置演算部３により磁極位置θ（θ＾）を演算してモータ３０を制御する高速域演算モード（第２演算モード）と、の少なくとも２つのモードが実行される。切替部４は、これら少なくとも２つの演算モードを切り替えてモータ３０をフィードバック制御する。

以下、高速域位置演算部３及び低速域位置演算部５による回転状態情報の演算手法について説明する。

高速域位置演算部３は、ロータの回転によってステータコイルに生じる誘起電圧に基づいてロータの磁極位置θ（θ＾）を演算する。本実施形態では、誘起電圧を利用した手法の１つとして、“拡張誘起電圧モデル”によりロータの磁極位置θ（θ＾）を演算する形態を例示する。即ち、本実施形態では、高速域位置演算部３は、ｄ軸電流によりロータに発生する磁束の回転により発生する誘起電圧、ステータ側のｑ軸のインダクタンスに流れる電流の変化分により発生する誘起電圧、永久磁石の磁束の回転により発生する誘起電圧を合算した拡張誘起電圧を用いた“拡張誘起電圧モデル”によりロータの磁極位置θ（θ＾）を演算する。磁気的突極性を有する回転電機の回転座標系（ｄｑ軸ベクトル座標系）での一般的な回路方程式は、下記式(1)で表される。ここで、ｐは微分演算子、Ｌｄ，Ｌｑはそれぞれｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンス、Ｋ_Ｅは誘起電圧定数である。

この式(1)を用いたモデルは、一般的な誘起電圧モデルである。当然ながら、このモデルを用いて、回転状態情報を演算してセンサレス制御を構成することも可能である。本実施形態の高速域位置演算部３は、このモデルに基づいて構築されることを妨げるものではない。しかし、本実施形態では、回転電機の仕様に依存して推定精度の低下を招く可能性が低い“拡張誘起電圧モデル”に基づいて高速域位置演算部３を構築する。このような技術的背景については、市川真士、他による論文“拡張誘起電圧モデルに基づく突極方永久磁石同期モータのセンサレス制御(Sensorless Controls of Salient-Pole Permanent Magnet Synchronous Motors Using Extended Electromotive Force Models, T.IEE Japan, vol. N0.12, 2002)”に詳しいので、ここでは詳細な説明は省略する。この論文によれば、式(1)に含まれる位置情報は、ｄ軸とｑ軸との違いとして考えることができる。つまり、式(1)の右辺第１項の行列の対角成分及び逆対角成分のインダクタンスの違いと、右辺第２項の誘起電圧項に位置情報が含まれる。この位置情報を１つにまとめると、式(1)は、下記式(2)に書き直すことができる。“Ｉｑ”に付加されているドット“・”は“Ｉｑ”の時間微分を意味しており，ドットの付いた変数に対してのみ微分を作用させるため、式(1)の微分演算子ｐとは区別した表記としている。

式(2)に示す電圧方程式を“拡張誘起電圧モデル”と称し、式(2)の第２項を下記式(3)に示すように、“拡張誘起電圧”と定義する。

式(3)の右辺第１項“（Ｌｄ−Ｌｑ）ωＩｄ”は、ｄ軸電流によりロータに発生する磁束の回転により発生する誘起電圧を示している。式(3)の右辺第２項“（Ｌｄ−Ｌｑ）Ｉｑ”は、ステータ側のｑ軸のインダクタンスに流れる電流の変化分により発生する誘起電圧を示している。式(3)の右辺第３項“ωＫ_Ｅ”はロータに取り付けられた永久磁石の磁束の回転により発生する誘起電圧を示している。つまり、回転電機の永久磁石とインダクタンスにおける位置情報は、全て“拡張誘起電圧”に集約されていることになる。詳細な説明は、市川氏らの論文に詳しいので省略するが、式(2)を回転電機のステータに設定された固定座標系（例えばαβ軸ベクトル座標系）に変換すると、磁極位置の推定の際に処理が困難な値（論文によれば“２θ”）を含む項が存在しなくなるため、推定のための演算が容易となる。一般的な誘起電圧モデルを用いた磁極位置の演算の際には近似を用いる必要が生じて推定精度を低下させる可能性があるが、拡張誘起電圧モデルを用いた場合には、近似は不要となり、高精度な磁極位置θ（θ＾）や回転速度ω（ω＾）の推定が可能となる。

低速域位置演算部５は、モータ３０に高周波の観測信号を印加し、当該観測信号への応答成分としてフィードバック電流に含まれてフィードバックされる高周波成分に基づいてロータの磁極位置θ（θ＾）を演算する。低速域位置演算部５は、例えば、図５に示すように、観測指令生成部５１と、復調部５２と、位相同期部５３とを備えて構成されている。観測指令生成部５１は、モータ３０に印加する高周波の観測信号を生成する機能部である。本実施形態では、ｄ軸電圧指令Ｖｄに重畳する高周波の観測信号（Ｖｄ_ｈ ^＊：Ｖ_ａｈｃｏｓ（ω＾_ｈｔ））が生成される。

この観測信号に応じた座標系は、γδ軸ベクトル座標系である。図６に示すように、ｄｑ軸ベクトル座標系とγδ軸ベクトル座標系との間には、“θ_ｈ”（指令値としては位相指令“θ_ｈ ^＊”）の位相差が存在する。指令値として電圧指令に重畳した位相差に対する応答成分は、モータ３０からのフィードバック電流に含まれる。

ここでモータ３０のステータに設定される固定座標系（αβ軸ベクトル座標系）と、ｄｑ軸ベクトル座標系との関係を考える。ｄｑ軸ベクトル座標系は、αβ軸ベクトル座標系に対して回転する座標系となる。そして、磁極位置θは、図７に示すようにαβ軸を基準とした位相角“θ”として定義することができる。また、ロータの回転速度ωは、αβ軸ベクトル座標系に対するｄｑ軸ベクトル座標系の回転速度ωとして定義することができる。本実施形態のように、磁極位置θを演算によって推定する場合には、実際のｄｑ軸ベクトル座標系を直接検出することはできない。従って、図７において＾（ハット）付きのｄｑ軸によって示すように、演算によって推定された磁極位置θ＾に基づく推定ｄｑ軸ベクトル座標系が設定される。αβ軸を基準としたロータの磁極位置は、図７に示すように＾付きの“θ＾”として定義され、αβ軸ベクトル座標系に対する推定ｄｑ軸ベクトル座標系の回転速度は＾付きの“ω＾”として定義される。

図７に示すΔθは、実際のｄｑ軸ベクトル座標系と推定ｄｑ軸ベクトル座標系との誤差に相当する。この誤差“Δθ”をゼロにすることにより、推定ｄｑ軸ベクトル座標系が実際のｄｑ軸ベクトル座標系に一致する。つまり、誤差“Δθ”をゼロとすることにより推定ｄｑ軸が実際のｄｑ軸となるので、磁極位置が精度良く検出されることになる。回転状態情報演算部７は、この原理により磁極位置を演算する。

図５に示すように、本実施形態では、ｑ軸フィードバック電流Ｉｑ（δ軸フィードバック電流Ｉδ）が復調部５２において“εｆ”に復調される。復調部５２は、ハイパスフィルタ５２ａ、ヘテロダイン回路の中核を構成するミキサー５２ｂ、ローパスフィルタ５２ｃを備えて構成されている。ｑ軸フィードバック電流Ｉｑ（δ軸フィードバック電流Ｉδ）からは、ハイパスフィルタ５２ａを通過することによって高周波の観測信号に対する応答成分が抽出される。

ところで、ロータのインダクタンスには、ロータの鎖交磁束Φ（Φｄ，Φｑ）に対して、下記式(4)で定義されるダイナミックインダクタンスと、下記式(5)で定義されるスタティックインダクタンスとがある。ここで、Ｌｄ_ｈ：ｄ軸のダイナミックインダクタンス、Ｌｑ_ｈ：ｑ軸のダイナミックインダクタンス、Ｌｄ_ｓ：ｄ軸のスタティックインダクタンス、Ｌｑ_ｓ：ｑ軸のスタティックインダクタンスである。

モータ３０の磁気的突極性を示す突極比はｑ軸のダイナミックインダクタンスをｄ軸のダイナミックインダクタンスで除した値“Ｌｑ_ｈ／Ｌｄ_ｈ” により示される。また、磁極位置の推定には突極比が“１”より大きいことが条件となる。そして、ｄ軸とｑ軸とのダイナミックインダクタンスの平均値“ΣＬ”を“（Ｌｄ_ｈ＋Ｌｑ_ｈ）／２”、ｄ軸とｑ軸とのダイナミックインダクタンスの差分“ΔＬ”を“（Ｌｄ_ｈ−Ｌｑ_ｈ）／２”とすると、ハイパスフィルタ５２ａを通過した後のδ軸フィードバック電流Ｉδの高周波成分“Ｉδ_ｈ”は、下記式(6)で示される。

次に、ハイパスフィルタ５２ａにおいて抽出された応答成分“Ｉδ_ｈ”と、観測指令生成部５１から伝達される観測指令の高周波成分の正弦成分“sin（ω_ｈｔ）”とがミキサー５２ｂによって混合されて下記式(7)に示す“ε”となる。“Ａ”及び“Ｂ”は係数である。観測信号に起因する高周波成分を除去するローパスフィルタ５２ｃを通過した“ε”は、下記式(8)に示す“ε_ｆ”となる。

図７からも明らかなように、式(8)の“Δθ”が“０”に近づくと、推定ｄｑ軸ベクトル座標系とｄｑ軸ベクトル座標系との誤差が小さくなる。位相同期部５３は、２つの座標系の位相を同期させる演算器（PLL：Phase Locked Loop）である。この位相同期部５３において誤差“Δθ”が“０”となるようにＰＩ制御が実行される。つまり、位相同期部５３は、ｄｑ軸ベクトル座標系と低速域位置演算部５による演算に基づく推定ｄｑ軸ベクトル座標系とを同期させる。本実施形態では、第１ＰＩ制御部５３ａと第２ＰＩ制御部５３ｂとの２つのＰＩ制御部が設けられている。ＰＩ制御の結果、推定回転速度“ω＾_Ｌ”が求められる。回転速度（角速度）を積分すると距離、即ち角度が得られるので、この推定回転速度“ω＾_Ｌ”を積分器５３ｃにおいて積分することによって、推定磁極位置“θ＾_Ｌ”が求められる。

以上説明したように、低速域位置演算部５及び高速域位置演算部３によって、それぞれ回転状態情報が演算される。切替部４は、モータ３０の回転速度及びトルクにより規定された回転特性マップ（図４参照）に基づいて演算モードを切り替え、推定回転速度“ω＾”及び推定磁極位置“θ＾”を決定する。本実施形態において、切替部４が、演算モードの切り替えの判定を行う際の基準となる回転速度は、実際の回転速度ωに対応する推定回転速度“ω＾”である。また、切替部４が、演算モードの切り替えの判定を行う際の基準となるトルクは、トルク指令Ｔ^＊に限らず、ｄ軸フィードバック電流Ｉｄ（γ軸フィードバック電流Ｉγ）やｑ軸フィードバック電流Ｉｑ（δ軸フィードバック電流Ｉδ）から演算によって求められる値であってもよい。また、基準となるトルクは、指令値“Ｔ^＊”に制御系の遅れを考慮したフィルタをかけて得られる値であってもよい。

上述したように、本発明に係るモータ制御装置１は、高速域位置演算部３と低速域位置演算部５とを備えることにより、それぞれの演算部に適した回転速度域において磁極位置θ（θ＾）を推定することができる。上述したように、低速回転域ＲＬ及び高速回転域ＲＨは、回転速度及びトルクに応じて設定されている。拡張誘起電圧モデルには、式(1)〜式(3)を示して上述したように、ｄ軸電流によりロータに発生する磁束の回転により発生する誘起電圧が含まれている。モータ制御装置１は、主として回転速度制御を実施するが、回転速度指令を満足しつつ、その範囲内で出力トルクが最大となるようにモータ３０を制御する（上述したように、トルク制御部１２は最大トルク制御を行う演算器である）。このため、ステータにはｄ軸電流も流れ、磁極位置を推定するための誘起電圧も増加することになる。つまり、高速域位置演算部３による磁極位置の推定では、低トルクの場合に比べて、高トルクの場合の方が、推定精度が向上し、より演算が安定することになる。

一方、低速域位置演算部５による磁極位置θ（θ＾）の推定では、以下に述べる理由により、高トルクの場合に比べて、低トルクの場合の方が、推定精度が向上し、より演算が安定する。最大トルク制御を実施する場合、ｄ軸電流は一般的に負の値となるからトルクの大小に拘わらず、ｄ軸のダイナミックインダクタンス“Ｌｄ_ｈ”はほとんど変化しない。一方、ｑ軸の磁束は、トルクが大きくなるとｑ軸電流が増加して次第に飽和領域へと近づく。ダイナミックインダクタンスは、磁束の微分値であるから、ｑ軸電流が増加して飽和領域に近づくとｑ軸のダイナミックインダクタンス“Ｌｑ_ｈ”は“０”に近づいていく。つまり、トルクが大きくなるに従って、ｑ軸のダイナミックインダクタンス“Ｌｑ_ｈ”は小さくなっていく。

高周波の観測信号に対する応答成分によって磁極位置を推定する手法は、回転電機の磁気的突極性を利用しているが、上述したように突極比は、“Ｌｑ_ｈ／Ｌｄ_ｈ”である。ｑ軸のダイナミックインダクタンス“Ｌｑ_ｈ”が小さくなることによって、突極比が小さくなるので、突極性を利用した磁極位置の推定を行う場合の安定性が低下する。上述したように、磁極位置の推定には突極比が“１”より大きいことが条件となるから、回転速度が同じであっても、トルクが大きくなってｑ軸のダイナミックインダクタンス“Ｌｑ_ｈ”が小さくなると演算の安定性が低下する。

尚、低速域位置演算部５により磁極位置θ（θ＾）を推定する際には、電圧指令Ｖｄ^＊に対して高周波の観測指令を重畳する必要がある。このため、切替部４は、低速域位置演算部５による演算が実行される際には、スイッチ６を切り替えて、電圧指令Ｖｄ^＊に対して高周波の観測指令を重畳させる。切替部４は、低速域位置演算部５による演算が実行されない際には、スイッチ６を切り替えて、電圧指令Ｖｄ^＊に対する重畳信号を“０”に設定する。

ところで、高速域位置演算部３は、上記式(3)に示した拡張誘起電圧から、回転速度ω（ω＾）及び磁極位置θ（θ＾）を演算する。一方、低速域位置演算部５は、図５に示すように、復調部５２のローパスフィルタ５２ｃや位相同期部５３を経由して、回転速度ω（ω＾）及び磁極位置θ（θ＾）を演算する。つまり、低速域位置演算部５では、ローパスフィルタ５２ｃや位相同期部５３による遅れが生じる。このため、高速域位置演算部３により演算された回転速度ω（ω＾）及び磁極位置θ（θ＾）を用いてモータ３０を回転速度制御する場合に比べて、低速域位置演算部５により演算された回転速度ω（ω＾）及び磁極位置θ（θ＾）を用いてモータ３０を回転速度制御する場合の応答性が低くなる。上述したように、モータ３０は、上位のＥＣＵから与えられる速度指令ω^＊に基づいて回転速度制御される。回転速度制御に際しては、単位時間当たりにロータの回転速度を変化させる割合を示す変化率が高い方が、応答性が高い。尚、変化率は加速時及び減速時の双方における回転速度の変化の割合として規定される。本実施形態では、加速時及び減速時の双方において同じ変化率が適用される。従って、変化率の大小を比較するような場合には、特に断りが無い限り、絶対値による比較を行うものとして説明する。

低速域位置演算部５を利用して回転速度制御する場合には、回転速度ω（ω＾）及び磁極位置θ（θ＾）の応答性がボトルネックとなり、高速域位置演算部３を利用して回転速度制御する場合に比べて、変化率の上限が低くなる。即ち、回転速度制御の応答性は、低速域位置演算部５を利用して回転速度制御する場合に比べて、高速域位置演算部３を利用して回転速度制御する場合の方が、低くなる。速度指令ω^＊の変化率の上限を高速域位置演算部３の応答性に合わせると、低速域位置演算部５を利用した回転速度制御の安定性を損なう可能性がある。一方、速度指令ω^＊の変化率の上限を低速域位置演算部５の応答性に合わせると、高速域位置演算部３を利用した回転速度制御の応答性が低くなる。

そこで、本実施形態では、第１演算モード及び第２演算モードのそれぞれに対して、ロータの回転速度を変化させる際の、最大となる変化率を制限する最大変化率が個別に設定される。図８は、変化率制限部１０の構成を模式的に示している。変化率制限部１０には、第１演算モードの最大変化率Ｘ（第１最大変化率Ｘ１）と、第２演算モードの最大変化率Ｘ（第２最大変化率Ｘ２）とが、個別に設定されている。これらの最大変化率（Ｘ１，Ｘ２）は、切替部４からの情報“ｍｏｄｅ”に基づき、スイッチ１０ａによって切り替えられる。この情報“ｍｏｄｅ”は、第１演算モード及び第２演算モードの何れによりモータ３０を制御するかを示している。“ｍｏｄｅ”が第１演算モードの実行を示している場合には、最大変化率Ｘとして第１最大変化率Ｘ１が選択される。“ｍｏｄｅ”が第２演算モードの実行を示している場合には、最大変化率Ｘとして第２最大変化率Ｘ２が選択される。リミッタ１０ｂは、設定された最大変化率Ｘに基づき、必要に応じて回転速度指令ω^＊を制限する。後段の演算器（ここではトルク指令演算部１１）は、リミッタ１０ｂから出力される回転速度指令（制限後回転速度指令）ω^＊＊に基づいて演算を実行する。当然ながら、回転速度指令ω^＊の変化が最大変化率Ｘ以内であれば、回転速度指令ω^＊は制限されない。従って、“ω^＊＊＝ω^＊”の場合もある。

上述したように、高速域位置演算部３に比べて、低速域位置演算部５は応答速度が低い。従って、第１演算モードの最大変化率である第１最大変化率Ｘ１は、第２演算モードの最大変化率である第２最大変化率Ｘ２に比べて、絶対値が小さい（｜Ｘ１｜＜｜Ｘ２｜）。図９のグラフは、回転速度制御の一例を模式的に示している。具体的には、図９の下段のグラフは、図９の上段に示すようにトルクが一定となる条件で、許容される最大の変化率（最大変化率Ｘ）で回転速度を加速及び減速させた場合の回転速度の変化を示している。

時刻ｔ０から時刻ｔ１は、低速回転域ＲＬであり、第１演算モードでモータ３０が制御される。この際には、回転速度指令ω^＊の変化率は、第１最大変化率Ｘ１以内に制限される。時刻ｔ１において、最大変化率（Ｘ）は、第１最大変化率Ｘ１から第２最大変化率Ｘ２に切り替えられる。時刻ｔ１から時刻ｔ３の間は、高速回転域ＲＨであり、第２演算モードでモータ３０が制御される。この際には、回転速度指令ω^＊の変化率は、第２最大変化率Ｘ２以内に制限される。時刻ｔ３は、再び低速回転域ＲＬであり、第１演算モードでモータ３０が制御され、回転速度指令ω^＊の変化率は、第１最大変化率Ｘ１以内に制限される。上述したように、第１最大変化率Ｘ１の絶対値に対して第２最大変化率Ｘ２の絶対値は大きい。従って、時刻ｔ１までの間に比べて、時刻ｔ１以降の方が、回転速度が急激に上昇している。減速の場合も同様であり、時刻ｔ３以降に比べて、時刻ｔ３までの方が、回転速度が急激に変化している。

ここで、第１最大変化率Ｘ１は、低速域位置演算部５に備えられるローパスフィルタ５２ｃ及び位相同期部５３の時定数に応じて設定されていると好適である。上述したように、低速域位置演算部５の応答性を低下させる要因の１つは、ローパスフィルタ５２ｃや位相同期部５３において生じる遅延である。従って、これらの時定数に応じて最大変化率が設定されると、過度な制限を与えることなく、可能な範囲で最も追従性の高い制御器を構築することができる。

ところで、モータ制御装置１は、上述したように、不図示の上位のＥＣＵ等からの速度指令ω^＊に基づいて、モータ３０を回転速度制御する。電動オイルポンプ５０のトルクは、下記の式(9)に示すように、イナーシャ（Ｊ）と回転速度（ω）の時間微分との積と、流体の粘性（Ｄｗ）との和で表される。

流体の粘性（Ｄｗ）は、モータ制御装置１による制御対象ではない。従って、電動オイルポンプ５０による流体圧の生成に寄与するトルク（Ｔ）は、モータ３０の回転速度ωを制御対象とする回転速度制御により実現されると好適である。また、電動オイルポンプ５０を駆動するモータ３０は、電動オイルポンプ５０が停止状態から立ち上がる際、つまり低速回転領域でも充分なトルクを発揮することが望ましい。電動オイルポンプ５０が停止した状態では、オイルの動きもなくイナーシャを期待することはできない。従って、迅速に回転速度ωを上げることができるトルクを出力することが求められる。また、環境温度が低い時（特に氷点下の場合など）には、オイルの粘性も高くなり、流体圧を得るために、より高いトルクが求められる。回転速度制御は、公知のＶ／ｆ制御などに比べて、モータ３０の低回転速度・高トルク領域から良好な応答性を有する制御が可能である。そして、本実施形態では、回転速度制御を実施する上で、上述したように、位置演算部（３，５）の応答性に応じて最大変化率Ｘを設定する。従って、モータ制御装置１は、モータ３０の停止時から高速回転時までの広い回転速度範囲において精度良く磁極位置を推定すると共に、高い安定性と高い応答性を備えて電動ポンプ用を駆動するモータ３０を制御することができる。

〔その他の実施形態〕
以下、本発明のその他の実施形態について説明する。尚、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。

（１）上記説明においては、図８及び図９に示すように、演算モードに応じて、即ち規定された回転速度において最大変化率Ｘが択一的に切り替えられる形態を例示した。しかし、この切り替えは、択一的な形態（ステップ的な切り替え）に限らず、図１０に示すように、連続的な形態（スイープによる切り替え）であってもよい。図９を参照して上述したように、時刻ｔ０から時刻ｔ１は、低速回転域ＲＬであり、第１演算モードでモータ３０が制御される。この際の最大変化率Ｘは、第１最大変化率Ｘ１である。時刻ｔ１において、最大変化率Ｘは、第１最大変化率Ｘ１から第２最大変化率Ｘ２へ向けて変化し始める。時刻ｔ１から時刻ｔ２にかけて次第に最大変化率Ｘが上昇し、時刻ｔ２において最大変化率Ｘは、第２最大変化率Ｘ２となる。時刻ｔ１から時刻ｔ２にかけての最大変化率Ｘは、第１最大変化率Ｘ１より大きく第２最大変化率よりも小さい値である（Ｘ１＜Ｘ＜Ｘ２）。減速の場合も同様である。時刻ｔ４から時刻ｔ５にかけて次第に最大変化率（Ｘ）が減少し、時刻ｔ５において最大変化率（Ｘ）は、第１最大変化率Ｘ１となる。時刻ｔ４から時刻ｔ５にかけての最大変化率Ｘ（絶対値）は、第１最大変化率Ｘ１（絶対値）よりも大きく第２最大変化率Ｘ２（絶対値）よりも小さい（｜Ｘ１｜＜｜Ｘ｜＜｜Ｘ２｜）。時刻ｔ１から時刻ｔ５の間は、高速回転域ＲＨであり、第２演算モードでモータ３０が制御される。

（２）上記説明においては、低速域位置演算部５が、電圧指令に観測信号を重畳させる例を用いて説明したが、低速域位置演算部５の構成はこの形態に限定されるものではない。高周波の観測信号を回転電機に印加して、その応答によって磁極位置を推定する種々の態様を適用することができる。例えば、電流指令に観測信号が重畳される形態であってもよい。

（３）上記説明においては、高速域位置演算部３が、拡張誘起電圧モデルに基づいて構築される形態を例示した。しかし、上述したように、高速域位置演算部３は、上記式(1)に示される一般的な誘起電圧モデルに基づいて構築されていてもよい。

（４）上記においては、低速回転域ＲＬと高速回転域ＲＨとの境界ＢＬが１つである形態を例示しているが、境界ＢＬはこの形態に限定されるものではない。切替部４による切り替え時に、回転速度ω（ω＾）並びに磁極位置θ（θ＾）の値にハンチングが生じないように、境界ＢＬにヒステリシスを持たせる形態も好適である。例えば、回転数［ｒｐｍ］が低速から高速へと変化する場合には、境界ＢＬよりも高速側において、高速域位置演算部３による演算に切り替え、高速から低速へと変化する場合には、境界ＢＬよりも低速側において、低速域位置演算部５による演算に切り替えると好適である。ヒステリシスは、位置演算部（３，５）双方の回転速度ω（ω＾Ｌ，ω＾Ｈ）の誤差よりも大きく設定されているとよい。尚、当然ながら、ハンチングが実用上問題無い場合には、このようなヒステリシスを設けなくてもよい。

〔本発明の実施形態の概要〕
以下、上記において説明した、本発明の実施形態における車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機制御装置（１）の概要について簡単に説明する。

本発明の実施形態に係る車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機制御装置（１）の特徴的な構成は、
車両用動力伝達装置（６０）の伝達状態を制御するための流体圧を生成する電動ポンプ（５０）を駆動する回転電機であって、磁気的突極性を有する状態で永久磁石が配置されたロータとステータコイルが巻き回されたステータとを備えた電動ポンプ用回転電機（３０）を制御する車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機制御装置（１）であって、
前記ステータコイルに高周波の観測信号を印加し、当該観測信号への応答成分としてフィードバック電流に含まれる高周波成分に基づいて前記ロータの磁極位置（θ（θ＾_Ｌ））を演算する第１位置演算部（５）と、
前記ロータの回転によって生じる誘起電圧に基づいて前記ロータの磁極位置（θ（θ＾_Ｈ））を演算する第２位置演算部（３）と、を備え、
前記第１位置演算部（５）により前記磁極位置（θ（θ＾_Ｌ））を演算して前記電動ポンプ用回転電機（３０）を制御する第１演算モードと、前記第２位置演算部（３）により前記磁極位置（θ（θ＾_Ｈ））を演算して前記電動ポンプ用回転電機（３０）を制御する第２演算モードと、の少なくとも２つの演算モードを切り替えて前記電動ポンプ用回転電機（３０）を制御するものであり、
前記第１演算モード及び前記第２演算モードのそれぞれに対して、前記ロータの回転速度（ω）を変化させる際の最大となる変化率を制限する最大変化率（Ｘ）が設定され、
前記第１演算モードの前記最大変化率（Ｘ１）が、前記第２演算モードの前記最大変化率（Ｘ２）に比べて、小さくなるように制御される点にある。

この構成によれば、２つの位置演算部（３，５）を備えることにより、広い回転速度域に亘って磁極位置（θ）を推定することが可能となる。即ち、ロータが回転している場合には、ロータの回転によってステータに生じる誘起電圧を利用して電気的に磁極位置（θ（θ＾_Ｈ））を推定することができる。一方、ロータが停止していたり、低速で回転しており誘起電圧が小さかったりする場合には、ステータコイルに高周波の観測信号を印加してその応答を観測することによって電気的に磁極位置（θ（θ＾_Ｌ））を推定することができる。誘起電圧を利用する第２位置演算部（３）では、比較的簡単な構成により、ステータコイルに生じた誘起電圧から回転速度（ω（ω＾_Ｈ））や磁極位置（θ（θ＾_Ｈ））を演算することができる。即ち、誘起電圧は基本的にロータの回転速度に同期した周期で現れるから、第２位置演算部（３）には、ローパスフィルタなど、応答性を低下させる演算要素を用いる必要性が低く、構成も相対的に簡素となる。一方、高周波の観測信号を利用する第１位置演算部（５）では、観測信号に対する応答成分に含まれる高周波成分を除去するためのローパスフィルタなどが必要となる。つまり、第１位置演算部（５）は、第２位置演算部（３）に比べて、応答性を低下させる演算要素を含む必要性が高くなる。

車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機制御装置（１）は、第１位置演算部（５）を利用する第１演算モードと、第２位置演算部（３）を利用する第２演算モードとを切り替えて電動ポンプ用回転電機（３０）を制御するものである。そして、その際の応答性は、第１位置演算部（５）及び第２位置演算部（３）それぞれの応答性に影響される。相対的に応答性の高い第２位置演算部（３）に電動ポンプ用回転電機を制御する応答速度を合わせると、第１演算モードでの制御が追従しない可能性がある。一方、相対的に応答性の低い第１位置演算部（５）に電動ポンプ用回転電機を制御する応答速度を合わせると、第２演算モードでの制御の応答性を低下させてしまうことになる。本構成によれば、第１演算モード及び第２演算モードのそれぞれにおいてロータの回転速度を変化させる際の変化率が応答可能な範囲に収まるように、第１演算モード及び第２演算モードに対して個別に最大となる最大変化率（Ｘ）が設定される。その最大変化率（Ｘ）は、第１位置演算部（５）及び第２位置演算部（３）の応答性に応じて設定されている。従って、第１演算モードでの制御が充分に追従可能となり、第２演算モードでは第２位置演算部（３）の能力を充分に活かした制御が可能となる。即ち、本構成によれば、停止時から高速回転時までの広い回転速度範囲において適切に磁極位置を推定すると共に、高い安定性と高い応答性を備えて電動ポンプ用回転電機（３０）を制御することが可能となる。

ここで、前記第１演算モード及び前記第２演算モードでは、それぞれ、前記電動ポンプ用回転電機の加速時及び減速時の双方において、前記ロータの回転速度の変化がそれぞれの前記最大変化率以下となるように、前記電動ポンプ用回転電機を制御すると好適である。電動ポンプ用回転電機の加速制御中に演算モードが遷移する場合、及び、電動ポンプ用回転電機の減速制御中に演算モードが遷移する場合の双方において、適切に磁極位置を推定すると共に、高い安定性と高い応答性を備えて電動ポンプ用回転電機（３０）を制御することが可能となる。

また、前記電動ポンプ用回転電機（３０）は、前記永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と当該ｄ軸に直交するｑ軸とのｄｑ軸ベクトル座標系においてフィードバック制御されるものであり、前記第１位置演算部（５）は、前記観測信号に起因する高周波成分を除去するローパスフィルタ（５２ｃ）と、前記ｄｑ軸ベクトル座標系と前記第１位置演算部（５）による演算に基づく推定ｄｑ軸ベクトル座標系とを同期させる位相同期部（５３）とを備え、前記第１演算モードの前記最大変化率（Ｘ１）は、前記ローパスフィルタ（５２ｃ）及び前記位相同期部（５３）の時定数に応じて設定されていると好適である。第１位置演算部（５）の応答性を低下させる要因の１つは、ローパスフィルタ（５２ｃ）や位相同期部（５３）において生じる遅延である。従って、これらの時定数に応じて第１モードの前記最大変化率（Ｘ１）が設定されると、過度な制限を与えることなく、可能な範囲で最も追従性の高い制御器を構築することができる。

ここで、前記車両用動力伝達装置（６０）は、車両の車輪（Ｗ）の駆動力源として内燃機関（７０）及び回転電機（８０）の少なくとも一方を備え、前記駆動力源と前記車輪（Ｗ）とを結ぶ動力伝達経路に変速装置（９０）を備えた車両用駆動装置（６０）であり、前記変速装置（９０）に備えられた係合装置及び前記動力伝達経路上に備えられた係合装置（７５）の係合制御流体圧回路（７５ｃ、９０ｃ）、前記係合装置（７５）の潤滑回路、前記駆動力源の潤滑回路、前記変速装置（９０）の変速段切り替え位置を制御する変速段切り替え装置が、前記電動ポンプ（５０）により生成される流体圧によって制御されると好適である。

車両用動力伝達装置（６０）の電動ポンプ（５０）では、高い応答性と安定性とが共に求められる。車両用動力伝達装置（６０）の伝達状態を制御するための元圧を生成する電動ポンプ（５０）では、粘性の高い流体（例えばオイル）の流体圧を生成する必要がある。そして、車両では、その使用条件に応じて、例えば氷点下からの動作が要求される。極低温（−１０℃以下）ではオイルの粘性は高くなり、負荷も高くなる。且つ、車両用動力伝達装置（６０）の１つである変速装置（９０）の係合装置などに対して迅速に流体圧を供給して、車両を駆動させることも要求される。つまり、車両用動力伝達装置（６０）は、負荷の高い状態から安定して起動すると共に、迅速に加速して流体圧を生成することが求められる。上述したように、電動ポンプ用回転電機制御装置（１）は、迅速に回転速度（ω）を上げることができるトルクを出力することができる。従って、電動ポンプ用回転電機制御装置（１）は、上述したような車両用駆動装置（車両用動力伝達装置（６０））の伝達状態を制御するための流体圧を生成する電動ポンプ（５０）を駆動する電動ポンプ用回転電機（３０）を制御するものであると好適である。

本発明は、車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機を制御する車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機制御装置に利用することができる。

１ ：モータ制御装置（車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機制御装置）
３ ：高速域位置演算部（第２位置演算部）
５ ：低速域位置演算部（第１位置演算部）
４ ：切替部
１０ ：変化率制限部
３０ ：モータ（電動ポンプ用回転電機）
５２ｃ ：ローパスフィルタ
５３ ：位相同期部
ＢＬ ：境界
Ｉｄ ：ｄ軸フィードバック電流（フィードバック電流）
Ｉｑ ：ｑ軸フィードバック電流（フィードバック電流）
Ｉδ ：δ軸フィードバック電流（フィードバック電流）
Ｘ ：最大変化率
Ｘ１ ：第１最大変化率
Ｘ２ ：第２最大変化率
θ ：磁極位置
θ＾ ：推定磁極位置（磁極位置）
ω ：回転速度
ω＾ ：推定回転速度（回転速度）
ω^＊ ：回転速度指令

Claims (4)

1. 車両用動力伝達装置の伝達状態を制御するための流体圧を生成する電動ポンプを駆動する回転電機であって、磁気的突極性を有する状態で永久磁石が配置されたロータとステータコイルが巻き回されたステータとを備えた電動ポンプ用回転電機を制御する車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機制御装置であって、
   前記ステータコイルに高周波の観測信号を印加し、当該観測信号への応答成分としてフィードバック電流に含まれる高周波成分に基づいて前記ロータの磁極位置を演算する第１位置演算部と、
   前記ロータの回転によって生じる誘起電圧に基づいて前記ロータの磁極位置を演算する第２位置演算部と、を備え、
   前記第１位置演算部により前記磁極位置を演算して前記電動ポンプ用回転電機を制御する第１演算モードと、前記第２位置演算部により前記磁極位置を演算して前記電動ポンプ用回転電機を制御する第２演算モードと、の少なくとも２つの演算モードを切り替えて前記電動ポンプ用回転電機を制御するものであり、
   前記第１演算モード及び前記第２演算モードのそれぞれに対して、前記ロータの回転速度を変化させる際の最大となる変化率を制限する最大変化率が設定され、
   前記第１演算モードの前記最大変化率が、前記第２演算モードの前記最大変化率に比べて、小さくなるように制御される車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機制御装置。
2. 前記第１演算モード及び前記第２演算モードでは、それぞれ、前記電動ポンプ用回転電機の加速時及び減速時の双方において、前記ロータの回転速度の変化がそれぞれの前記最大変化率以下となるように、前記電動ポンプ用回転電機を制御する請求項１に記載の車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機制御装置。
3. 前記電動ポンプ用回転電機は、前記永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と当該ｄ軸に直交するｑ軸とのｄｑ軸ベクトル座標系においてフィードバック制御されるものであり、
   前記第１位置演算部は、前記観測信号に起因する高周波成分を除去するローパスフィルタと、前記ｄｑ軸ベクトル座標系と前記第１位置演算部による演算に基づく推定ｄｑ軸ベクトル座標系とを同期させる位相同期部とを備え、
   前記第１演算モードの前記最大変化率は、前記ローパスフィルタ及び前記位相同期部の時定数に応じて設定されている請求項１又は２に記載の車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機制御装置。
4. 前記車両用動力伝達装置は、車両の車輪の駆動力源として内燃機関及び回転電機の少なくとも一方を備え、前記駆動力源と前記車輪とを結ぶ動力伝達経路に変速装置を備えた車両用駆動装置であり、
   前記変速装置に備えられた係合装置及び前記動力伝達経路上に備えられた係合装置の係合制御流体圧回路、前記係合装置の潤滑回路、前記駆動力源の潤滑回路、前記変速装置の変速段切り替え位置を制御する変速段切り替え装置を、前記電動ポンプにより生成される流体圧によって制御する車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機制御装置。

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