WO2020240748A1 - 回転機の制御装置 - Google Patents

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rotation speed
rotating machine
torque
control device
estimated
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翔太 埴岡
雅宏 家澤
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors

Definitions

  • the present invention relates to a rotating machine control device that controls a rotating machine.
  • a current detector is indispensable for controlling the current of a rotating machine to a desired value.
  • the current detector becomes expensive. Therefore, a so-called current sensorless configuration that does not have a current detector is desired.
  • rotor position information is required to fully bring out the performance of the rotor.
  • the conventional controller of the rotating machine uses the position information detected by the position detector attached to the rotating machine.
  • Patent Document 1 in a rotating machine having a multi-phase winding structure, a response current having an arbitrary time constant is calculated for a current command on the rotational biaxial coordinates, and the response current is based on the rotation angular velocity, the current command, and the response current.
  • a technique has been proposed in which the current of the rotating machine is controlled to a desired value by calculating a voltage command on the two-axis rotation coordinates.
  • the present invention has been made in view of the above, and is capable of suppressing deterioration of current followability and speed response even with an inexpensive configuration using a low-resolution position sensor.
  • the purpose is to obtain a control device.
  • the present invention is a control device that controls a rotating machine based on the rotating speed information of the rotating machine in order to solve the above-mentioned problems and achieve the object.
  • the control device includes an estimated rotation speed, which is an estimated value of the rotation speed of the rotation machine estimated based on the shaft torque, which is the torque acting on the rotation shaft of the rotation machine, and the inertia of the rotation machine, and the rotor position of the rotation machine.
  • the detection rotation speed which is a detection value of the rotation speed obtained based on the position detection signal output from the position detector for detecting the above, is input.
  • the control device includes a rotation speed selection unit.
  • the rotation speed selection unit selects an estimated rotation speed when the shaft torque is larger than the torque threshold, selects a detected rotation speed when the shaft torque is smaller than the torque threshold, and outputs it as rotation speed information.
  • the figure which shows the example of the position detection signal when the position detector shown in FIG. 1 is a Hall sensor.
  • a block diagram showing a configuration of a control unit according to an embodiment A block diagram showing the configuration of the rotation speed and rotor position calculation unit shown in FIG.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a rotary machine drive system (hereinafter, appropriately abbreviated as “drive system”) 100 including a rotary machine control device (hereinafter, appropriately abbreviated as “control device”) 1 according to the embodiment.
  • the drive system 100 includes a control device 1 and a rotating machine 2.
  • FIG. 1 illustrates, but is not limited to, a rotor 21 having a rotor 21 having a permanent magnet and a stator 22 having a three-phase winding 2a.
  • the winding of the stator 22 may be a single-phase winding or a multi-phase winding having four or more phases.
  • the rotor 2 is provided with a position detector 26 that detects the rotor position, which is the rotation position of the rotor 21 in the rotor 2.
  • An example of the position detector 26 is a hall sensor.
  • the control device 1 includes a power converter 10 and a control unit 30.
  • the rotation speed command wrm * which is a command value of the rotation speed from the upper control system, and the position detection signal Hall_Sig output from the position detector 26 are input to the control unit 30.
  • the power converter 10 converts DC power into three-phase AC power to the rotating machine 2 and supplies the DC power to the rotating machine 2.
  • the power converter 10 includes a DC power supply 11, a smoothing capacitor 12, and an inverter main circuit 13.
  • the DC power supply 11 and the smoothing capacitor 12 are connected in parallel to both ends of the inverter main circuit 13.
  • the DC power supply 11 applies a DC voltage to the inverter main circuit 13.
  • the smoothing capacitor 12 smoothes the DC voltage applied by the DC power supply 11 to the inverter main circuit 13.
  • the inverter main circuit 13 includes three sets of switching element pairs in which the switching element 13a of the upper arm and the switching element 13b of the lower arm are connected in series. Three sets of switching element pairs are connected in parallel to each other to form a three-phase full bridge circuit. In each switching element pair, the connection point between the switching element 13a of the upper arm and the switching element 13b of the lower arm is connected to the three-phase winding 2a of the corresponding phase.
  • Examples of the switching elements 13a and 13b are metal oxide semiconductor field effect transistors (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor: MOSFET) or insulated gate bipolar transistors (Insulated Gate Bipolar Transistor: IGBT), but other than these. May be used. In general, antiparallel diodes as shown in the figure are connected to both ends of the switching elements 13a and 13b.
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the inverter main circuit 13 shows a three-phase full bridge circuit, but the present invention is not limited to this. Needless to say, the inverter main circuit 13 has a single-phase or multi-phase configuration corresponding to the winding structure of the rotating machine 2.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a position detection signal when the position detector 26 shown in FIG. 1 is a hall sensor.
  • the position detector 26 shown in FIG. 1 is a hall sensor.
  • the number of Hall sensors may be other than three.
  • the three hall sensors are installed with a phase difference of 120 degrees in electrical angle.
  • the Hall sensor outputs High or Low based on the magnitude relationship with respect to the threshold value of the value at which the magnetic flux of the detection magnet provided on the rotor 21 interlinks the Hall sensor.
  • each detection signal by the A phase, the B phase, and the C phase becomes a signal in which High or Low appears every 180 degrees, as shown in FIG.
  • the phase difference between the detected signals by the A phase, the B phase, and the C phase is a signal having a phase difference of 120 degrees at the high or low edge.
  • the rotor 2 is a permanent magnet motor in which the rotor 21 is provided with a permanent magnet
  • the magnetic flux of the permanent magnet provided in the rotor 21 can be used in combination as a detection magnet for the Hall sensor.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the control unit 30 according to the embodiment.
  • the control unit 30 includes a voltage command generation unit 40, a coordinate conversion unit 50, and a carrier comparison pulse width modulation (PWM) unit 60. Further, the voltage command generation unit 40 includes a rotation speed and rotor position calculation unit 41, a current command calculation unit 42, and a voltage command calculation unit 43.
  • PWM carrier comparison pulse width modulation
  • the rotation speed and rotor position calculation unit 41 sets the mechanical angular speed wrm of the rotor 21 based on the shaft torque Tsh, which is the torque acting on the rotation shaft of the rotor 2, the inertia Jsh of the rotor 2, and the position detection signal Hall_Sigma. , Calculate the rotor position ⁇ ele.
  • the current command calculation unit 42 is a current command on the rotational biaxial coordinates based on the rotation speed command wrm * and the mechanical angular velocity wrm of the rotor 21 calculated by the rotation speed and rotor position calculation unit 41.
  • the shaft current command id * and the q-axis current command iq * are calculated.
  • the specific calculation formula when the current command calculation unit 42 is composed of the PI controller is shown below.
  • the transfer function Gs (s) of the speed controller can be expressed by the following equation (1).
  • Ksp is a proportional gain and Ksi is an integral gain.
  • the proportional gain Ksp and the integrated gain Ksi can be determined based on parameters such as response speed, output shaft inertia, and motor constants. The method of calculating the gain is not described in detail because it has little relevance to the control device 1 of the present invention.
  • the q-axis current command iq * is calculated by the above equation (1) and the load torque Load so as to satisfy the following equation (2).
  • the load torque load referred to here includes, in addition to the electromagnetic torque Tmot generated in the rotor 21 by energization, the friction torque of a bearing (not shown) acting on the output shaft and the like.
  • the d-axis current command id * will be described.
  • the d-axis current command id * is not described in detail because it has little relevance to the present invention.
  • the calculation formula when the rotating machine 2 is a surface magnet type permanent magnet motor will be described.
  • the limit voltage Vom is calculated by the following equation (3).
  • Vratio is the voltage utilization rate
  • Vdc is the detected value of the bus voltage
  • Rs is the phase resistance which is an electrical parameter in the rotating machine 2
  • IphLIM is the phase current limit value
  • the d-axis current command id * is calculated by the following equations (4) to (6) based on the limiting voltage Vom, the electric angular velocity wre, the phase current limiting value IphLIM, and the electrical parameters of the rotating machine 2.
  • the voltage command calculation unit 43 has current commands id *, iq * on the rotating biaxial coordinates calculated by the current command calculation unit 42, phase winding resistance Rs which is a constant of the rotating machine 2, q-axis inductance Lq, and d-axis.
  • the voltage commands vd * and vq * on the rotational biaxial coordinates are calculated based on the inductance Ld and the interlinkage magnetic flux ⁇ mag. Specifically, it is carried out in the following flow.
  • the current id, iq actually energized on the rotating biaxial coordinates is set to the current id, iq * on the rotating biaxial coordinates in accordance with the following (9). Estimate with the formula.
  • the currents id and iq are the response currents of arbitrary time constants Tc to the current commands id * and iq * on the rotational biaxial coordinates.
  • it is an estimated value of the current in which the current commands id * and iq * are followed by the reciprocal 1 / Tc [rad / s] of the time constant Tc, and is called "estimated current”.
  • the voltage commands vd * and vq * on the rotation biaxial coordinates rotate to the rotational speed and the mechanical angular velocity (mechanical angular frequency) inductance calculated by the rotor position calculation unit 41.
  • the electric angular velocity (electric angular frequency) wre of the rotor 21 obtained by multiplying the number of pole pairs Pm of the child, the estimated current id, iq, the phase winding resistance Rs which is a rotor constant, the q-axis inductance Lq, and the d-axis inductance Ld.
  • the interlinkage flux ⁇ mag the interlinkage flux
  • the angular acceleration is constant and corrected by the following equation (11).
  • wareOld is the electric angular velocity one control cycle before.
  • Tsamp is a calculation cycle in the processor of the control unit 30.
  • the coordinate conversion unit 50 calculates the rotation speed and the electric angle of the rotor position calculated by the rotor position calculation unit 41 for the voltage commands vd * and vq * on the rotation biaxial coordinates generated by the voltage command generation unit 40. Based on ⁇ ele, it is converted into the three-phase voltage commands vu *, vv *, and vw * by the following equation (13).
  • the carrier used in the carrier comparison PWM unit 60 is a triangular wave, but it goes without saying that a carrier other than the triangular wave may be used.
  • the carrier comparison PWM unit 60 normalizes the three-phase voltage commands vu *, vv *, vw * generated by the coordinate conversion unit 50 with a value (Vdc / 2) that is 1/2 of the detected value of the bus voltage. To do. Then, a switching signal is generated by the triangular wave comparison PWM based on the comparison between the triangular wave having an amplitude of ⁇ 1 and the normalized three-phase voltage command.
  • the voltage command is larger than the triangular wave
  • the upper arm switching element 13a is turned on and the lower arm switching element 13b is turned off in each phase.
  • the voltage command is smaller, the upper arm switching element 13a is turned off and the lower arm switching element 13b is turned off.
  • switching signals SW_UP, SW_UN, SW_VP, SW_VN, SW_WP, SW_WN for PWM control of the switching elements 13a and 13b of the upper and lower arms of each phase are output from the carrier comparison PWM unit 60.
  • the switching signal SW_UP is a switching signal for PWM control of the switching element 13a of the U-phase upper arm
  • the switching signal SW_UN is a switching signal for PWM control of the switching element 13b of the U-phase lower arm
  • the switching signal SW_VP is a switching signal for PWM control of the switching element 13a of the V phase upper arm
  • the switching signal SW_VN is a switching signal for PWM control of the switching element 13b of the V phase lower arm.
  • the switching signal SW_WP is a switching signal for PWM control of the switching element 13a of the W phase upper arm
  • the switching signal SW_WN is a switching signal for PWM control of the switching element 13b of the W phase lower arm.
  • the switching elements 13a and 13b are PWM-controlled by the switching signals SW_UP, SW_UN, SW_VP, SW_VN, SW_WP, SW_WN output from the carrier comparison PWM unit 60, and the voltage applied to the three-phase winding 2a of the rotating machine 2 is controlled. To. This makes it possible to control the energizing current that contributes to the shaft torque of the rotating machine 2. Further, by controlling the shaft torque of the rotor 2, the rotation speed of the rotor 21 can be controlled as instructed.
  • FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the rotation speed and rotor position calculation unit 41 shown in FIG.
  • the rotation speed and rotor position calculation unit 41 includes a rotation speed estimation unit 45, a rotation speed calculation unit 46, a rotor position determination unit 47, and a rotation speed selection unit 48.
  • the rotation speed estimation unit 45 uses the shaft torque Tsh of the rotation machine 2 and the inertia Jsh of the rotation machine 2 and is an estimated rotation speed wrmEST which is an estimated value of the angular velocity of the rotation machine 2 based on the following equation (14). Is calculated.
  • FIG. 5 is a block diagram for explaining the calculation process of the shaft torque Tsh used in the rotation speed and rotor position calculation unit 41 shown in FIG.
  • the shaft torque Tsh is calculated by the sum of the electromagnetic torque Tmot and the load torque Tload, as shown by the following equation (15).
  • FIG. 5 shows an example realized by the adder 72.
  • the electromagnetic torque Tmot is as follows, based on the interlinkage magnetic flux ⁇ mag of the permanent magnet, which is an electrical parameter of the rotating machine 2, and the pole pair number Pm of the rotor. It can be calculated by the formula (16).
  • FIG. 5 shows an example realized by the amplifier 74.
  • a surface magnet type permanent magnet motor is given, but a motor such as an embedded magnet type permanent magnet motor or an induction motor may be used, and the calculation can be performed based on an equation expressing each electromagnetic torque. it can.
  • the load torque Tload is given by arithmetic processing using the function of the rotation speed information wrm of the rotating machine 2 or by referring to the table.
  • FIG. 5 shows an example of obtaining the load torque load by referring to the table 76.
  • the rotation speed calculation unit 46 calculates the angular velocity of the rotary machine 2 based on the position detection signal Hall_Sigma.
  • the angular velocity calculated by the rotation speed calculation unit 46 is called “detected rotation speed” and is represented by "wrmHall”.
  • the position detection signal Hall_Sig is the Hall sensor signal shown in FIG. 2 described above
  • the detection rotation speed wrmHall can be calculated by the following processing procedure.
  • the Hall sensor signal switches between High and Low in one of the three sensors every 60 degrees of electrical angle.
  • the edge is detected every time the switch is switched from High to Low or Low to High, and the detection time is recorded by a timer or the like.
  • the time tHall from the time when the previous edge is detected to the time when the next edge is detected is calculated.
  • the detected rotation speed wrmHall is calculated by the following equation (17).
  • the rotation speed selection unit 48 selects one of the estimated rotation speed wrmEST and the detected rotation speed wrmHall based on the estimated rotation speed wrmEST, the detected rotation speed wrmHall, and the shaft torque Tsh.
  • the shaft torque Tsh of the rotating machine 2 is larger than the threshold torque Tth and the mechanical angular velocity wrm of the rotating machine 2 at the processing time is smaller than the threshold angular velocity wrmth, it is shown in the following equation (18).
  • the estimated rotation speed wrmEST is selected, and the selected estimated rotation speed wrmEST is output to the current command calculation unit 42 as the rotation speed information wrm.
  • the shaft torque Tsh of the rotating machine 2 is equal to or less than the threshold torque Tth, or the mechanical angular velocity wrm of the rotating machine 2 at the processing time is equal to or more than the threshold angular velocity wrmth, as shown in the following equation (19).
  • the detected rotation speed wrmHall is selected, and the selected detected rotation speed wrmHall is output to the current command calculation unit 42 as the rotation speed information wrm.
  • the case where the shaft torque Tsh of the rotary machine 2 and the threshold torque Tth are equal to each other, or the case where the mechanical angular velocity wrm of the rotary machine 2 and the threshold angular velocity wrmth at the processing time are equal is the above equation (19).
  • the process is not limited to this.
  • the process according to the above equation (18) may be performed.
  • the rotation speed to be compared with the threshold angular velocity wrmth is set to the mechanical angular velocity wrm, but the present invention is not limited to this.
  • the rotation speed to be compared with the threshold angular velocity wrmth may be the electric angular velocity wre converted into the electric angle.
  • the rotor position determination unit 47 detects an edge that switches from High to Low or Low to High in the three Hall sensor signals shown in FIG. 2, and then, depending on the state of High or Low, the rotor 21 air angle ⁇ ele.
  • the condition at which the magnetic flux interlinking the U-phase winding is maximized can be an electric angle of 0 degrees.
  • the electric angle ⁇ ele of the rotor 21 is interpolated using the following equation (20) on the premise that the mechanical angular velocity wrm of the rotor 21 is constant with respect to the calculation cycle Tsamp. You may.
  • FIG. 6 is a first diagram showing an operation waveform according to the prior art as a comparative example.
  • FIG. 7 is a first diagram for explaining the effect of the control device 1 according to the embodiment.
  • FIG. 8 is a second diagram showing an operation waveform according to the prior art as a comparative example.
  • FIG. 9 is a second diagram for explaining the effect of the control device 1 according to the embodiment.
  • the horizontal axis represents time.
  • the horizontal axis of FIGS. 6 to 8 has one scale of "seconds”
  • the horizontal axis of FIG. 9 has one scale of "milliseconds".
  • FIGS. 6 is a first diagram showing an operation waveform according to the prior art as a comparative example.
  • FIG. 7 is a first diagram for explaining the effect of the control device 1 according to the embodiment.
  • FIG. 8 is a second diagram showing an operation waveform according to the prior art as a comparative example.
  • FIG. 9 is a second diagram for explaining the effect of the control device 1 according to the
  • FIG. 6 shows various operation waveforms when only the rotation speed detected by the Hall sensor is used at low speed and high acceleration drive. That is, FIG. 6 does not have the rotation speed estimation unit 45 and the rotation speed selection unit 48 shown in FIG. 4, and when the detected rotation speed wrmHall output from the rotation speed calculation unit 46 is used as the rotation speed information wrm. Various operating waveforms are shown. Further, FIG. 7 shows various operation waveforms when the rotation speed information wrm selected by the rotation speed selection unit 48 is used at the time of low speed and high acceleration drive.
  • the broken line K1 indicates the rotation speed command wrm *
  • the solid line K2 indicates the electric angular velocity wre.
  • the alternate long and short dash line K3 indicates the detection value of the rotation speed, that is, the rotation speed wrmHall detected by the Hall sensor.
  • the alternate long and short dash line K4 indicates the rotation speed information wrm selected by the rotation speed selection unit 48.
  • the solid line K5 indicates the q-axis current
  • the broken line K6 indicates the q-axis current command iq *
  • the alternate long and short dash line K7 indicates the estimated value of the q-axis current, that is, the estimated current iq. ing.
  • the solid line K8 indicates the d-axis current
  • the broken line K9 indicates the d-axis current command id *.
  • the rotation speed information wrm selected by the rotation speed selection unit 48 follows the electric angular velocity wre, and the calculation accuracy of the rotation speed is high. You can see that it has been improved. Further, as shown in the operation waveforms of the A4 portion and the lower portion of FIG. 7, it can be seen that the followability to the command is improved for both the q-axis current and the d-axis current during low-speed and high-acceleration drive. That is, it can be seen that at low speed and high acceleration drive, by selecting the estimated rotation speed based on the shaft torque and the shaft inertia, the calculation accuracy of the rotation speed is improved and the followability to the command is improved. ..
  • FIGS. 6 and 7 have described the operation during low-speed and high-acceleration drive, it goes without saying that the same effect can be obtained even during low-speed and high-deceleration drive.
  • FIG. 8 shows various operation waveforms when the estimated rotation speed wrmEST is selected at low speed and constant rotation.
  • FIG. 9 shows various operation waveforms when the detected rotation speed wrmHall is selected without selecting the estimated rotation speed wrmEST at low speed and constant rotation.
  • the solid line K11 indicates the actual rotation speed
  • the alternate long and short dash line K12 indicates the rotation speed command wrm *
  • the broken line K13 indicates the rotation speed detection value, that is, the rotation speed wrmHall detected by the Hall sensor.
  • the broken line K14 indicates an estimated value of the rotation speed, that is, the estimated rotation speed wrmEST.
  • the solid line K15 indicates the q-axis current
  • the broken line K16 indicates the q-axis current command iq *.
  • the operation waveform in which the pulsation of the rotation speed becomes large is shown in the upper part of FIG. 8, and the q-axis current is the q-axis current in the lower part of FIG.
  • An operation waveform that deviates from the command iq * is shown.
  • the reason why the speed pulsation becomes large and the q-axis current deviates from the q-axis current command iq * is that it is difficult to accurately estimate the shaft torque in applications or drive systems where the load torque fluctuates, and the rotation speed is low and constant. This is because at times, the estimated rotational speed rmEST is considered to be less accurate than the detected rotational speed rmHall.
  • the q-axis current as instructed can be energized, and the real angular velocity at low speed and low acceleration / deceleration drive can be detected more accurately, so that the current followability at low speed and high acceleration / deceleration drive is improved.
  • deterioration of current followability and deterioration of speed response can be suppressed.
  • unnecessary d-axis current can be reduced, copper loss due to energization can be reduced.
  • the controller of the rotary machine selects the estimated rotation speed when the shaft torque is larger than the torque threshold, and selects the detected rotation speed when the shaft torque is smaller than the torque threshold. Output as rotation speed information.
  • deterioration of current followability and deterioration of speed response can be suppressed.
  • the current that does not contribute to the torque can be reduced, the copper loss in the rotating machine can be reduced.
  • one of the estimated rotation speed and the detected rotation speed may be selected based on the rotation speed information at the processing time in addition to the shaft torque information.
  • the voltage command that determines the voltage applied to the rotating machine may be calculated based on the response current of an arbitrary time constant to the current command, the rotor position of the rotating machine, the rotation speed, and the electrical constant of the rotating machine. Good. As a result, even in the current sensorless control configuration in which the error between the actual speed and the speed used for the calculation appears remarkably due to the energizing current, the speed response during low speed and acceleration / deceleration drive is increased, and at low speed and constant rotation. It is possible to achieve both speed stability.
  • the voltage command may be calculated based on the rotation speed information at the next voltage command update time.
  • the rotation speed up to the next calculation cycle can be estimated more accurately and the voltage command can be generated, so that the current followability can be improved.
  • control device 1 can be realized by using a processing circuit.
  • the functions of the control device 1 referred to here are the functions of the voltage command generation unit 40, the coordinate conversion unit 50, and the carrier comparison PWM unit 60.
  • FIG. 10 is a diagram showing a first hardware configuration example in the control device 1 according to the embodiment.
  • FIG. 10 shows an example in which the above processing circuit is realized by dedicated hardware such as the dedicated processing circuit 101.
  • the dedicated processing circuit 101 includes a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, a parallel programmed processor, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), and an FPGA (Field). -Programmable Gate Array) or a combination of these is applicable.
  • Each of the above functions may be realized by a processing circuit, or may be collectively realized by a processing circuit.
  • FIG. 11 is a diagram showing a second hardware configuration example in the control device 1 according to the embodiment.
  • FIG. 11 shows an example in which the above processing circuit is realized by the processor 102 and the storage device 103.
  • each of the above functions is realized by software, firmware, or a combination thereof.
  • the software or firmware is described as a program and stored in the storage device 103.
  • the processor 102 reads and executes the program stored in the storage device 103. It can also be said that these programs cause the computer to execute the procedures and methods to be executed by each of the above functions.
  • the storage device 103 includes a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), or an EEPROM (registered trademark) (Registered Trademark) (Electric Memory). To do.
  • the semiconductor memory may be a non-volatile memory or a volatile memory.
  • the storage device 103 corresponds to a magnetic disk, a flexible disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, or a DVD (Digital Versaille Disc) in addition to the semiconductor memory.
  • each of the above functions may be partially realized by hardware and partly realized by software or firmware.
  • Rotor control device 2 Rotor, 2a 3-phase winding, 10 power converter, 11 DC power supply, 12 smoothing capacitor, 13 inverter main circuit, 13a, 13b switching element, 21 rotor, 22 stator, 26 Position detector, 30 control unit, 40 voltage command generation unit, 41 rotation speed and rotor position calculation unit, 42 current command calculation unit, 43 voltage command calculation unit, 45 rotation speed estimation unit, 46 rotation speed calculation unit, 47 rotation Child position determination unit, 48 rotation speed selection unit, 50 coordinate conversion unit, 60 carrier comparison PWM unit, 72 adder, 74 amplifier, 76 table, 100 rotor drive system, 101 dedicated processing circuit, 102 processor, 103 storage device ..

Abstract

回転機の制御装置（１）は、回転機（２）の回転速度情報に基づいて回転機（２）を制御する。制御装置（１）は、回転速度選択部（４８）を備える。回転速度選択部（４８）は、回転機（２）の回転軸に作用するトルクである軸トルクがトルク閾値より大きい場合は、回転機（２）の回転速度の推定値である推定回転速度を選択し、軸トルクがトルク閾値より小さい場合は、位置検出器（２６）から出力される位置検出信号に基づいて得られる検出回転速度を選択して回転速度情報として出力する。

Description

回転機の制御装置
　本発明は、回転機を制御する、回転機の制御装置に関する。
　一般に回転機の電流を所望の値に制御するためには電流検出器が不可欠である。しかしながら、定格電流が大きい回転機を扱う場合、電流検出器が高価になるという問題がある。このため、電流検出器を有さない、いわゆる電流センサレスの構成が望まれる。
　電流センサレスの構成において、回転機の性能を十分に引き出すためには、回転子の位置情報が必要である。従来の回転機の制御装置は、回転機に取付けられた位置検出器で検出される位置情報を用いている。
　下記特許文献１には、多相巻線構造の回転機において、回転二軸座標上の電流指令に対して任意の時定数を有する応答電流を演算し、回転角速度、電流指令及び応答電流に基づいて回転二軸座標上の電圧指令を演算することにより、回転機の電流を所望の値に制御する技術が提案されている。
特許第４１６１０６４号公報
　しかしながら、上記特許文献１に開示された構成において、低分解能の位置センサを使用した場合、速度検出精度が低下する。このため、特に、低速時の加減速駆動時においては、速度検出精度の低下の影響が大きく現れ、電流追従性が悪化し、速度応答性が低下するという課題がある。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、低分解能な位置センサを用いる安価な構成であっても、電流追従性の悪化及び速度応答性の低下を抑制することができる回転機の制御装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、回転機の回転速度情報に基づいて回転機を制御する制御装置である。制御装置には、回転機の回転軸に作用するトルクである軸トルク及び回転機のイナーシャに基づいて推定される回転機の回転速度の推定値である推定回転速度と、回転機の回転子位置を検出する位置検出器から出力される位置検出信号に基づいて得られる回転速度の検出値である検出回転速度とが入力される。制御装置は、回転速度選択部を備える。回転速度選択部は、軸トルクがトルク閾値より大きい場合は推定回転速度を選択し、軸トルクがトルク閾値より小さい場合は検出回転速度を選択して回転速度情報として出力する。
　本発明によれば、低分解能な位置センサを用いる安価な構成であっても、電流追従性の悪化及び速度応答性の低下を抑制することができるという効果を奏する。
実施の形態に係る回転機の制御装置を含む回転機の駆動システムの構成を示す図 図１に示す位置検出器がホールセンサである場合の位置検出信号の例を示す図 実施の形態における制御部の構成を示すブロック図 図３に示す回転速度及び回転子位置演算部の構成を示すブロック図 図４に示す回転速度及び回転子位置演算部で用いる軸トルクの演算処理の説明に供するブロック図 従来技術による動作波形を比較例として示す第１の図 実施の形態に係る制御装置による効果の説明に供する第１の図 従来技術による動作波形を比較例として示す第２の図 実施の形態に係る制御装置による効果の説明に供する第２の図 実施の形態に係る制御装置における第１のハードウェア構成例を示す図 実施の形態に係る制御装置における第２のハードウェア構成例を示す図
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る回転機の制御装置について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。
実施の形態．
　図１は、実施の形態に係る回転機の制御装置（以下、適宜「制御装置」と略す）１を含む回転機の駆動システム（以下、適宜「駆動システム」と略す）１００の構成を示す図である。駆動システム１００は、制御装置１と、回転機２とを含む。図１では、永久磁石を備える回転子２１と、三相巻線２ａを有する固定子２２とを有する回転機２が例示されているが、これに限定されない。固定子２２の巻線は単相巻線であってもよいし、４相以上の多相巻線であってもよい。回転機２には、回転機２における回転子２１の回転位置である回転子位置を検出する位置検出器２６が設けられている。位置検出器２６の一例は、ホールセンサである。
　制御装置１は、電力変換器１０と、制御部３０とを備える。制御部３０には、上位制御系からの回転速度の指令値である回転速度指令ｗｒｍ＊と、位置検出器２６から出力される位置検出信号Ｈａｌｌ_Ｓｉｇとが入力される。電力変換器１０は、直流電力を回転機２への三相交流電力に変換して回転機２に供給する。
　次に、電力変換器１０の構成及び機能について説明する。電力変換器１０は、図１に示すように、直流電源１１と、平滑コンデンサ１２と、インバータ主回路１３とを備える。直流電源１１及び平滑コンデンサ１２は、インバータ主回路１３の両端に並列に接続される。直流電源１１は、インバータ主回路１３に直流電圧を印加する。平滑コンデンサ１２は、直流電源１１がインバータ主回路１３に印加する直流電圧を平滑する。
　インバータ主回路１３は、上アームのスイッチング素子１３ａと、下アームのスイッチング素子１３ｂとが直列接続されたスイッチング素子対を３組備える。３組のスイッチング素子対は互いに並列接続されて三相のフルブリッジ回路を構成する。各スイッチング素子対において、上アームのスイッチング素子１３ａと、下アームのスイッチング素子１３ｂとの接続点は、対応する相の三相巻線２ａに接続される。
　スイッチング素子１３ａ，１３ｂの例は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）、又は絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）であるが、これら以外の半導体スイッチング素子を用いてもよい。スイッチング素子１３ａ，１３ｂの各両端には、図示のような逆並列ダイオードが接続される構成が一般的である。
　なお、図１では、インバータ主回路１３は、三相のフルブリッジ回路を示しているが、これに限定されない。インバータ主回路１３は、回転機２の巻線構造に対応して単相もしくは多相の構成となることは言うまでもない。
　次に、位置検出器２６の動作について説明する。図２は、図１に示す位置検出器２６がホールセンサである場合の位置検出信号の例を示す図である。なお、以下では、３つのホールセンサを使用して回転子位置を検出する例で説明するが、ホールセンサの数は３つ以外でもよい。
　３つのホールセンサは、電気角で１２０度の位相差を設けて設置される。３つのホールセンサの検出信号をＡ相、Ｂ相及びＣ相とする。ホールセンサは、回転子２１に設けられる検出用磁石の磁束がホールセンサを鎖交する値の閾値に対する大小関係に基づき、Ｈｉｇｈ又はＬｏｗを出力する。これにより、Ａ相、Ｂ相及びＣ相による各検出信号は、図２に示されるように、Ｈｉｇｈ又はＬｏｗが１８０度ごとに現れる信号となる。また、Ａ相、Ｂ相及びＣ相による各検出信号間の位相差は、Ｈｉｇｈ又はＬｏｗのエッジが１２０度の位相差を有する信号となる。なお、回転機２が、回転子２１に永久磁石が設けられる永久磁石モータである場合、回転子２１に設けられた永久磁石の磁束をホールセンサの検出用磁石として併用することも可能である。
　次に、制御部３０の構成及び機能の詳細を、図３を参照して説明する。図３は、実施の形態における制御部３０の構成を示すブロック図である。
　制御部３０は、図３に示すように、電圧指令生成部４０と、座標変換部５０と、キャリア比較パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）部６０とを備える。また、電圧指令生成部４０は、回転速度及び回転子位置演算部４１と、電流指令演算部４２と、電圧指令演算部４３とを備える。
　回転速度及び回転子位置演算部４１は、回転機２の回転軸に作用するトルクである軸トルクＴｓｈ、回転機２のイナーシャＪｓｈ及び位置検出信号Ｈａｌｌ_Ｓｉｇに基づいて、回転子２１の機械角速度ｗｒｍと、回転子位置θｅｌｅを演算する。
　電流指令演算部４２は、回転速度指令ｗｒｍ＊と、回転速度及び回転子位置演算部４１で演算された回転子２１の機械角速度ｗｒｍとに基づいて、回転二軸座標上の電流指令であるｄ軸電流指令ｉｄ＊と、ｑ軸電流指令ｉｑ＊とを演算する。以下に、電流指令演算部４２をＰＩ制御器で構成した場合の具体的な算出式を示す。
　まず、速度制御器の伝達関数Ｇｓ（ｓ）は、以下の（１）式で表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　上記（１）式において、Ｋｓｐは比例ゲイン、Ｋｓｉは積分ゲインである。比例ゲインＫｓｐ及び積分ゲインＫｓｉは、応答速度、出力軸のイナーシャ、モータ定数といったパラメータに基づいて決定することができる。なお、ゲインの計算方法については、本発明の制御装置１とは関連性が低いため、詳述はしない。
　ｑ軸電流指令ｉｑ＊は、上記（１）式、及び負荷トルクＴｌｏａｄにより、以下の（２）式を満たすように演算される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　なお、ここで言う、負荷トルクＴｌｏａｄには、通電によって回転子２１に生じる電磁トルクＴｍｏｔに加え、出力軸に作用する図示しないベアリングの摩擦トルクなども含まれている。
　次に、ｄ軸電流指令ｉｄ＊について説明する。但し、ｄ軸電流指令ｉｄ＊は、本発明との関連性は低いため、詳述はしない。ここでは、回転機２が表面磁石型永久磁石モータである場合の算出式を記載する。
　まず、以下の（３）式により、制限電圧Ｖｏｍが演算される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　上記（３）式において、Ｖｒａｔｉｏは電圧利用率であり、Ｖｄｃは母線電圧の検出値であり、Ｒｓは回転機２における電気的パラメータである相抵抗であり、ＩｐｈＬＩＭは相電流制限値である。
　そして、ｄ軸電流指令ｉｄ＊は、制限電圧Ｖｏｍ、電気角速度ｗｒｅ、相電流制限値ＩｐｈＬＩＭ及び回転機２の電気的パラメータに基づいて、以下の（４）～（６）式で演算される。
　（ｉ）ｗｒｍ＜ｗｒｍＷ１の場合
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　（ii）ｗｒｍ＜ｗｒｍＷ２の場合
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　（iii）ｗｒｍ＞ｗｒｍＷ２の場合
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　なお、上記（４）～（６）式を切り替える際の閾値となる回転子２１の機械角速度ｗｒｍＷ１，ｗｒｍＷ２は、以下の（７）、（８）式で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　次に、電圧指令演算部４３の機能について説明する。電圧指令演算部４３は、電流指令演算部４２で算出された回転二軸座標上の電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊，回転機２の定数である相巻線抵抗Ｒｓ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、及び鎖交磁束φｍａｇに基づいて、回転二軸座標上の電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊を演算する。具体的には、以下の流れで実施する。
　まず、電流の過渡特性を考慮して、回転二軸座標上の電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊に対して、回転二軸座標上の実際に通電される電流ｉｄ，ｉｑを、以下の（９）式で推定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　上記（９）式において、電流ｉｄ，ｉｑは、回転二軸座標上の電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊に対する任意の時定数Ｔｃの応答電流である。言い替えると、電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊を時定数Ｔｃの逆数１／Ｔｃ［ｒａｄ／ｓ］で追従させた電流の推定値であり、「推定電流」と呼ぶ。
　そして、以下の（１０）式を用いて、回転二軸座標上の電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　上記（１０）式に示されるように、回転二軸座標上の電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊は、回転速度及び回転子位置演算部４１にて算出される機械角速度（機械角周波数）ｗｒｍに回転子の極対数Ｐｍを乗算して得られる回転子２１の電気角速度（電気角周波数）ｗｒｅ、推定電流ｉｄ，ｉｑ、回転機定数である相巻線抵抗Ｒｓ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、及び鎖交磁束φｍａｇに基づいて演算される。
　ここで、制御部３０のプロセッサに安価で演算能力が低いマイコンなどを使用することを想定する。この場合、制御部３０における制御周期が長くなるので、演算開始時と演算終了時との間で回転速度の差が大きくなる。そして、指令電流を回転機２に通電させるために必要な回転機２への印加電圧と、指令電圧として算出される電圧指令とが乖離し、電流追従性が顕著に悪化することがある。このような場合には、上記（１０）式の電気角周速度ｗｒｅを補正することが有効である。具体的な補正式の例は、以下の通りである。
　第１の例は、角加速度を一定とし、以下の（１１）式で補正する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　上記（１１）式において、ｗｒｅＯｌｄは、１制御周期前の電気角速度である。
　また、第２の例として、軸トルクに基づいて、以下の（１２）式のように補正することも有効である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　上記（１２）式において、Ｔｓａｍｐは、制御部３０のプロセッサにおける演算周期である。
　次に、座標変換部５０の機能について説明する。座標変換部５０は、電圧指令生成部４０にて生成される回転二軸座標上の電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊を、回転速度及び回転子位置演算部４１で演算される回転子位置の電気角θｅｌｅに基づいて、以下の（１３）式で三相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に変換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　次に、キャリア比較ＰＷＭ部６０の機能について説明する。なお、以下の説明において、キャリア比較ＰＷＭ部６０で用いるキャリアは三角波とするが、三角波以外のキャリアを用いてもよいことは言うまでもない。
　まず、キャリア比較ＰＷＭ部６０は、座標変換部５０にて生成された三相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を母線電圧の検出値の１／２の値（Ｖｄｃ／２）で正規化する。そして、振幅が±１である三角波と、正規化された三相電圧指令との比較に基づいて、三角波比較ＰＷＭでスイッチング信号を生成する。電圧指令が三角波よりも大きい場合は、各相で上アームのスイッチング素子１３ａをオン、下アームのスイッチング素子１３ｂをオフし、小さい場合は上アームのスイッチング素子１３ａをオフ、下アームのスイッチング素子１３ｂをオンするスイッチング信号を生成する。なお、上アームのスイッチング素子１３ａと下アームのスイッチング素子１３ｂが同時オンすることを防止するためのデッドタイムが設けられることは言うまでもない。
　図３に示されるように、キャリア比較ＰＷＭ部６０からは、各相上下アームのスイッチング素子１３ａ，１３ｂをＰＷＭ制御するためのスイッチング信号ＳＷ_ＵＰ，ＳＷ_ＵＮ，ＳＷ_ＶＰ，ＳＷ_ＶＮ，ＳＷ_ＷＰ，ＳＷ_ＷＮが出力される。スイッチング信号ＳＷ_ＵＰは、Ｕ相上アームのスイッチング素子１３ａをＰＷＭ制御するためのスイッチング信号であり、スイッチング信号ＳＷ_ＵＮは、Ｕ相下アームのスイッチング素子１３ｂをＰＷＭ制御するためのスイッチング信号である。スイッチング信号ＳＷ_ＶＰは、Ｖ相上アームのスイッチング素子１３ａをＰＷＭ制御するためのスイッチング信号であり、スイッチング信号ＳＷ_ＶＮは、Ｖ相下アームのスイッチング素子１３ｂをＰＷＭ制御するためのスイッチング信号である。スイッチング信号ＳＷ_ＷＰは、Ｗ相上アームのスイッチング素子１３ａをＰＷＭ制御するためのスイッチング信号であり、スイッチング信号ＳＷ_ＷＮは、Ｗ相下アームのスイッチング素子１３ｂをＰＷＭ制御するためのスイッチング信号である。
　キャリア比較ＰＷＭ部６０から出力されるスイッチング信号ＳＷ_ＵＰ，ＳＷ_ＵＮ，ＳＷ_ＶＰ，ＳＷ_ＶＮ，ＳＷ_ＷＰ，ＳＷ_ＷＮによってスイッチング素子１３ａ，１３ｂがＰＷＭ制御され、回転機２の三相巻線２ａに印加される電圧が制御される。これにより、回転機２の軸トルクに寄与する通電電流の制御が可能となる。また、回転機２の軸トルクを制御することにより、回転子２１の回転速度を指令通りに制御することが可能となる。
　次に、回転速度及び回転子位置演算部４１の構成及び機能の詳細を、図４を参照して説明する。図４は、図３に示す回転速度及び回転子位置演算部４１の構成を示すブロック図である。
　回転速度及び回転子位置演算部４１は、図４に示すように、回転速度推定部４５と、回転速度演算部４６と、回転子位置判定部４７と、回転速度選択部４８とを備える。
　回転速度推定部４５は、回転機２の軸トルクＴｓｈと、回転機２のイナーシャＪｓｈとを用い、以下の（１４）式に基づいて、回転機２の角速度の推定値である推定回転速度ｗｒｍＥＳＴを演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　ここで、軸トルクＴｓｈの演算については、以下に示す数式、及び図５を参照して説明する。図５は、図４に示す回転速度及び回転子位置演算部４１で用いる軸トルクＴｓｈの演算処理の説明に供するブロック図である。
　軸トルクＴｓｈは、以下の（１５）式で示すように、電磁トルクＴｍｏｔと、負荷トルクＴｌｏａｄの和で算出される。図５には、加算器７２で実現する例が示されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　回転機２が表面磁石型永久磁石モータである場合、電磁トルクＴｍｏｔは、回転機２の電気的パラメータである永久磁石の鎖交磁束φｍａｇと、回転子の極対数Ｐｍとに基づいて、以下の（１６）式で算出することができる。図５には、増幅器７４で実現する例が示されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　なお、本実施の形態では、特に表面磁石型永久磁石モータの例を挙げるが、埋め込み磁石型永久磁石モータ、誘導電動機などのモータでもよく、それぞれの電磁トルクを表す式に基づいて算出することができる。
　また、負荷トルクＴｌｏａｄは、回転機２の回転数情報ｗｒｍの関数を用いた演算処理、又はテーブルを参照することで与えられる。図５には、テーブル７６を参照することで、負荷トルクＴｌｏａｄを求める例が示されている。
　次に、回転速度演算部４６の機能について説明する。回転速度演算部４６は、位置検出信号Ｈａｌｌ_Ｓｉｇに基づいて、回転機２の角速度を演算する。回転速度演算部４６によって演算された角速度を「検出回転速度」と呼び、「ｗｒｍＨａｌｌ」で表す。位置検出信号Ｈａｌｌ_Ｓｉｇが、前述した図２に示されるホールセンサ信号である場合、以下の処理手順で検出回転速度ｗｒｍＨａｌｌを演算することができる。
　ホールセンサ信号は、図２に示されるように、電気角６０度毎に３つのセンサのうちの１つのセンサにおいて、ＨｉｇｈとＬｏｗとが切り替わる。ＨｉｇｈからＬｏｗ、又はＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わる毎にエッジを検出し、タイマなどで検出時刻を記録する。１つ前にエッジを検出した時刻から、次のエッジが検出されるまでの時刻ｔＨａｌｌを演算する。そして、検出回転速度ｗｒｍＨａｌｌを以下の（１７）式で演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　次に、回転速度選択部４８の機能について説明する。回転速度選択部４８は、推定回転速度ｗｒｍＥＳＴ及び検出回転速度ｗｒｍＨａｌｌのうちの１つを、推定回転速度ｗｒｍＥＳＴ、検出回転速度ｗｒｍＨａｌｌ及び軸トルクＴｓｈに基づいて選択する。
　具体的に、回転機２の軸トルクＴｓｈが閾値トルクＴｔｈよりも大きく、且つ、処理時刻における回転機２の機械角速度ｗｒｍが閾値角速度ｗｒｍｔｈよりも小さい場合には、以下の（１８）式に示されるように、推定回転速度ｗｒｍＥＳＴを選択し、選択した推定回転速度ｗｒｍＥＳＴを回転速度情報ｗｒｍとして電流指令演算部４２に出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　一方、回転機２の軸トルクＴｓｈが閾値トルクＴｔｈ以下であり、又は、処理時刻における回転機２の機械角速度ｗｒｍが閾値角速度ｗｒｍｔｈ以上である場合には、以下の（１９）式に示されるように、検出回転速度ｗｒｍＨａｌｌを選択し、選択した検出回転速度ｗｒｍＨａｌｌを回転速度情報ｗｒｍとして電流指令演算部４２に出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　なお、電流指令演算部４２に出力される回転速度情報ｗｒｍが検出回転速度ｗｒｍＨａｌｌから推定回転速度ｗｒｍＥＳＴに切り替わる際には、推定回転速度ｗｒｍＥＳＴを、検出回転速度ｗｒｍＨａｌｌで初期化することが好ましい。これにより、検出回転速度ｗｒｍＨａｌｌから推定回転速度ｗｒｍＥＳＴに切り替わる際に、回転速度情報ｗｒｍの値が大きく変動するのを抑制することができる。
　また、上記の選択処理では、回転機２の軸トルクＴｓｈと閾値トルクＴｔｈとが等しい場合、又は処理時刻における回転機２の機械角速度ｗｒｍと閾値角速度ｗｒｍｔｈとが等しい場合を、上記（１９）式に従う処理としているが、これに限定されない。回転機２の軸トルクＴｓｈと閾値トルクＴｔｈとが等しい場合、及び回転機２の現在の機械角速度ｗｒｍと閾値角速度ｗｒｍｔｈとが等しい場合を、上記（１８）式に従う処理としてもよい。
　また、上記の選択処理では、閾値角速度ｗｒｍｔｈと比較する回転速度を機械角速度ｗｒｍとしているが、これに限定されない。閾値角速度ｗｒｍｔｈと比較する回転速度が、電気角に換算された電気角速度ｗｒｅであってもよい。
　次に、回転子位置判定部４７の機能について説明する。回転子位置判定部４７は、図２に示される３つのホールセンサ信号のＨｉｇｈからＬｏｗ、又はＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わるエッジを検出した後、Ｈｉｇｈ又はＬｏｗの状態に応じて、回転子２１気角θｅｌｅを判定する。例えば、Ｕ相巻線に鎖交する磁石磁束が最大となる条件を電気角０度とすることができる。なお、細部は割愛するが、回転子２１の電気角θｅｌｅは、演算周期Ｔｓａｍｐに対して、回転子２１の機械角速度ｗｒｍが一定であることを前提とし、以下の（２０）式を用いて補間してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　次に、実施の形態に係る制御装置１による効果について図６から図９を参照して説明する。図６は、従来技術による動作波形を比較例として示す第１の図である。図７は、実施の形態に係る制御装置１による効果の説明に供する第１の図である。図８は、従来技術による動作波形を比較例として示す第２の図である。図９は、実施の形態に係る制御装置１による効果の説明に供する第２の図である。図６から図９において、横軸は時間を示している。なお、図６から図８の横軸の１目盛りは「秒」であるのに対し、図９の横軸の１目盛りは「ミリ秒」である。また、図６及び図７では、上段部から順に、回転速度、ｑ軸電流及びｄ軸電流の波形を示している。また、図８及び図９では、上段部から順に、回転速度及びｑ軸電流の波形を示している。
　図６には、低速且つ高加速駆動時において、ホールセンサによる検出回転速度のみを用いたときの各種の動作波形が示されている。即ち、図６には、図４に示す回転速度推定部４５及び回転速度選択部４８を有さず、回転速度演算部４６から出力される検出回転速度ｗｒｍＨａｌｌを回転速度情報ｗｒｍとして用いたときの各種の動作波形が示されている。また、図７には、低速且つ高加速駆動時において、回転速度選択部４８によって選択された回転数情報ｗｒｍを用いたときの各種の動作波形が示されている。
　図６及び図７の上段部において、破線Ｋ１は回転速度指令ｗｒｍ＊を示し、実線Ｋ２は電気角速度ｗｒｅを示している。また、図６の上段部において、一点鎖線Ｋ３は回転速度の検出値、即ちホールセンサによる検出回転速度ｗｒｍＨａｌｌを示している。また、図７の上段部において、一点鎖線Ｋ４は回転速度選択部４８によって選択された回転数情報ｗｒｍを示している。
　また、図６及び図７の中段部において、実線Ｋ５はｑ軸電流を示し、破線Ｋ６はｑ軸電流指令ｉｑ＊を示し、一点鎖線Ｋ７はｑ軸電流の推定値、即ち推定電流ｉｑを示している。また、図６及び図７の下段部において、実線Ｋ８はｄ軸電流を示し、破線Ｋ９はｄ軸電流指令ｉｄ＊を示している。
　従来技術の場合、図６のＡ１部に示されるように、回転速度の演算精度が低下していることが分かる。また、図６のＡ２部に示されるように、加速時にｑ軸電流が追従しない現象が見られる。これらの現象は、回転機２の始動時において、従来技術では、検出回転速度と実回転速度との間の誤差が大きくなり、出力する電圧ベクトルにも誤差が生じることが原因である。これにより、主にトルクに寄与するｑ軸電流が指令に追従せず、ｄ軸電流の増加を招いている。
　これに対し、実施の形態の場合、図７のＡ３部に示されるように、回転速度選択部４８によって選択された回転数情報ｗｒｍは電気角速度ｗｒｅに追従しており、回転速度の演算精度が改善されていることが分かる。また、図７のＡ４部及び下段部の動作波形に示されるように、低速且つ高加速駆動時において、ｑ軸電流及びｄ軸電流共に指令に対する追従性が改善されていることが分かる。即ち、低速且つ高加速駆動時においては、軸トルク及び軸イナーシャに基づいた推定回転速度を選択することにより、回転速度の演算精度が改善され、且つ、指令に対する追従性が改善されることが分かる。
　なお、図６及び図７では、低速且つ高加速駆動時の動作について説明したが、低速且つ高減速駆動時においても同様な効果が得られることは言うまでもない。
　また、図８には、低速且つ一定回転時において、推定回転速度ｗｒｍＥＳＴを選択するときの各種の動作波形が示されている。また、図９には、低速且つ一定回転時においては、推定回転速度ｗｒｍＥＳＴを選択せずに、検出回転速度ｗｒｍＨａｌｌを選択した場合の各種の動作波形が示されている。
　図８及び図９の上段部において、実線Ｋ１１は実際の回転速度を示し、一点鎖線Ｋ１２は回転速度指令ｗｒｍ＊を示し、破線Ｋ１３は回転速度の検出値、即ちホールセンサによる検出回転速度ｗｒｍＨａｌｌを示し、破線Ｋ１４は、回転速度の推定値、即ち推定回転速度ｗｒｍＥＳＴを示している。また、図８及び図９の下段部において、実線Ｋ１５はｑ軸電流を示し、破線Ｋ１６はｑ軸電流指令ｉｑ＊を示している。
　推定回転速度ｗｒｍＥＳＴを選択する制御を行った場合に、図８の上段部には、回転速度の脈動が大きくなる動作波形が示され、図８の下段部には、ｑ軸電流がｑ軸電流指令ｉｑ＊から乖離する動作波形が示されている。速度脈動が大きくなり、ｑ軸電流がｑ軸電流指令ｉｑ＊から乖離する理由は、負荷トルクが変動する用途又は駆動システムでは、軸トルクを正確に推定することは困難であり、低速且つ一定回転時において、推定回転速度ｗｒｍＥＳＴは、検出回転速度ｗｒｍＨａｌｌよりも精度が低いと考えられるためである。
　これに対し、図９に示す実施の形態の動作波形のように、加速度が小さい条件においては、検出回転速度ｗｒｍＨａｌｌに基づいて回転速度を制御するようにすれば、回転速度の脈動が抑えられ、ｑ軸電流がｑ軸電流指令ｉｑ＊から乖離するのを抑制することができる。
　上記で説明した内容を整理すると、以下のように要約することができる。まず、実施の形態に係る回転機の制御装置の構成によれば、回転機を駆動する回転機の駆動システムにおいて、低速且つ高加減速駆動時においては、軸トルク及び回転機のイナーシャに基づく推定回転速度を選択し、低速且つ低加減速駆動時においては、検出回転速度を選択する。これにより、回転速度指令から電圧指令を生成する際に使用する機械角速度と実角速度との誤差を低減でき、指令に対してより正確な電圧指令を与えることができる。
　従って、指令通りのｑ軸電流を通電することができ、低速且つ低加減速駆動時の実角速度をより正確に検出できるので、低速且つ高加減速駆動時の電流追従性が改善される。これにより、低分解能な位置センサを用いる安価な構成であっても、電流追従性の悪化及び速度応答性の低下を抑制することができる。また、不要なｄ軸電流を低減することができるので、通電による銅損の低減が可能となる。
　以上説明したように、実施の形態に係る回転機の制御装置は、軸トルクがトルク閾値より大きい場合は推定回転速度を選択し、軸トルクがトルク閾値より小さい場合は検出回転速度を選択して回転速度情報として出力する。これにより、低分解能な位置センサを用いる安価な構成であっても、電流追従性の悪化及び速度応答性の低下を抑制することができる。また、トルクに寄与しない電流を低減できるので、回転機における銅損を低減することができる。
　なお、上記の選択処理において、軸トルクの情報に加え、処理時刻における回転速度情報に基づいて推定回転速度及び検出回転速度のうちの何れかを選択するようにしてもよい。これにより、低速且つ加減速駆動時の速度応答の高応答化と、低速且つ一定回転時の速度安定性との両立を図ることができる。
　また、回転機に印加する電圧を決める電圧指令は、電流指令に対する任意の時定数の応答電流、回転機の回転子位置、回転速度及び回転機の電気的定数に基づいて演算するようにしてもよい。これにより、実速度と演算に使用する速度との誤差が通電電流により顕著に表れる電流センサレス制御の構成においても、低速且つ加減速駆動時の速度応答の高応答化と、低速且つ一定回転時の速度安定性との両立を図ることができる。
　また、電圧指令は、次の電圧指令更新時刻における回転速度情報に基づいて算出するようにしてもよい。これにより、次演算周期までの回転速度をより正確に推定して電圧指令を生成できるので、電流追従性の改善を図ることができる。
　次に、実施の形態に係る制御装置１の機能を実現するためのハードウェアについて説明する。まず、実施の形態に係る制御装置１の機能は、処理回路を用いて実現することができる。ここで言う制御装置１の機能とは、電圧指令生成部４０、座標変換部５０及びキャリア比較ＰＷＭ部６０の機能である。
　図１０は、実施の形態に係る制御装置１における第１のハードウェア構成例を示す図である。図１０には、専用処理回路１０１のような専用のハードウェアにより上記の処理回路を実現する例が示される。図１０に示すように専用のハードウェアを利用する場合、専用処理回路１０１は、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、又はこれらを組み合わせたものが該当する。上記の各機能のそれぞれを、処理回路で実現してもよいし、まとめて処理回路で実現してもよい。
　図１１は、実施の形態に係る制御装置１における第２のハードウェア構成例を示す図である。図１１には、プロセッサ１０２及び記憶装置１０３により上記の処理回路を実現する例が示される。図１１に示すようにプロセッサ１０２及び記憶装置１０３を利用する場合、上記の各機能のそれぞれは、ソフトウェア、ファームウェア又はこれらの組合せにより実現される。ソフトウェア又はファームウェアはプログラムとして記述され、記憶装置１０３に記憶される。プロセッサ１０２は記憶装置１０３に記憶されたプログラムを読み出して実行する。またこれらのプログラムは、上記の各機能のそれぞれが実行する手順及び方法をコンピュータに実行させるものであるとも言える。記憶装置１０３は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、又はＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）といった半導体メモリが該当する。半導体メモリは不揮発性メモリでもよいし揮発性メモリでもよい。また記憶装置１０３は、半導体メモリ以外にも、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク又はＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）が該当する。
　また、上記の各機能のそれぞれは、一部をハードウェアで実現し、一部をソフトウェア又はファームウェアで実現してもよい。
　なお、本稿に記載した内容は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能である。また、本稿では、例示的な実施の形態が記載されているが、実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、又は様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本稿に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合が含まれるものとする。
　１　回転機の制御装置、２　回転機、２ａ　三相巻線、１０　電力変換器、１１　直流電源、１２　平滑コンデンサ、１３　インバータ主回路、１３ａ，１３ｂ　スイッチング素子、２１　回転子、２２　固定子、２６　位置検出器、３０　制御部、４０　電圧指令生成部、４１　回転速度及び回転子位置演算部、４２　電流指令演算部、４３　電圧指令演算部、４５　回転速度推定部、４６　回転速度演算部、４７　回転子位置判定部、４８　回転速度選択部、５０　座標変換部、６０　キャリア比較ＰＷＭ部、７２　加算器、７４　増幅器、７６　テーブル、１００　回転機の駆動システム、１０１　専用処理回路、１０２　プロセッサ、１０３　記憶装置。

Claims (7)

  1. 　回転機の回転速度情報に基づいて前記回転機を制御する制御装置であって、
    　前記回転機の回転軸に作用するトルクである軸トルク及び前記回転機のイナーシャに基づいて推定される前記回転機の回転速度の推定値である推定回転速度と、前記回転機の回転子位置を検出する位置検出器から出力される位置検出信号に基づいて得られる前記回転速度の検出値である検出回転速度とが入力され、
    　前記軸トルクがトルク閾値より大きい場合は前記推定回転速度を選択し、前記軸トルクが前記トルク閾値より小さい場合は前記検出回転速度を選択して前記回転速度情報として出力する回転速度選択部を備える
    　ことを特徴とする回転機の制御装置。
  2. 　前記回転速度選択部は、前記軸トルクに加え、処理時刻における前記回転速度情報に基づいて、前記推定回転速度及び前記検出回転速度のうちの何れかを選択する
    　ことを特徴とする請求項１に記載の回転機の制御装置。
  3. 　前記回転速度選択部は、前記回転速度情報が回転速度閾値よりも小さく、且つ、前記軸トルクが前記トルク閾値よりも大きい場合には前記推定回転速度を選択し、前記回転速度情報が回転速度閾値よりも大きい場合、又は、前記軸トルクが前記トルク閾値よりも小さい場合には前記検出回転速度を選択する
    　ことを特徴とする請求項２に記載の回転機の制御装置。
  4. 　前記回転機には、電圧指令に基づいて生成される電圧が印加され、
    　前記電圧指令は、電流指令に対する任意の時定数の応答電流、前記回転機の回転子位置、回転速度及び前記回転機の電気的定数に基づいて演算される
    　ことを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の回転機の制御装置。
  5. 　前記電圧指令は、次の電圧指令更新時刻における前記回転速度情報に基づいて算出される
    　ことを特徴とする請求項４に記載の回転機の制御装置。
  6. 　前記軸トルクは、前記回転機の出力トルク推定値及び負荷トルク推定値に基づいて演算され、
    　前記出力トルク推定値は、前記回転機に通流する通電電流及び前記回転機の電気的パラメータに基づいて推定される
    　ことを特徴とする請求項１から５の何れか１項に記載の回転機の制御装置。
  7. 　前記負荷トルク推定値は、前記回転速度情報に基づくテーブル又は前記回転速度情報の関数に基づいて推定される
    　ことを特徴とする請求項６に記載の回転機の制御装置。
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