CN106105013A - 旋转电机控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的旋转电机控制装置，抑制对旋转电机运转效率的影响，并且减少由死区时间引起的电压误差，从而将旋转电机的磁极位置高精度地电导出。进行减小由死区时间期间引起的交流输出误差的死区时间补偿，对于使用基于由转子的旋转产生的感应电压、或者基于对施加于旋转电机的高频的观测信号进行响应的响应分量运算出的磁极位置，在dq轴矢量坐标系中进行电流反馈控制的旋转电机控制装置而言，在dq轴矢量坐标系中决定电流指令(Id*)、(Iq*)并控制旋转电机的情况下，以电枢电流(Ia)的大小成为预先规定的下限电流(Ia_min)以上的方式控制旋转电机。

Description

旋转电机控制装置
技术领域
本发明涉及以旋转电机为控制对象的旋转电机控制装置，该旋转电机具备配置有永磁铁的转子、并经由在直流与交流之间进行电力转换的变频器而被驱动。
背景技术
作为旋转电机、例如内置式永磁同步马达(IPMSM：Interior Permanent MagnetSynchronous Motor)的控制方法，已知有被称为矢量控制的控制方法。在矢量控制中，例如将在马达的定子线圈中流动的马达电流坐标转换为：配置于转子的永磁铁产生的磁场的方向亦即d轴和与该d轴正交的q轴的矢量分量，并进行反馈控制。为了该坐标转换，需要高精度地检测转子的位置(磁极位置)。在磁极位置检测中使用分解器等旋转传感器的情况较多，但对于具有磁性凸极性的IPMSM，也提出各种不使用那样的旋转传感器的无传感器磁极位置检测技术。例如，已知有一种利用由转子的旋转产生的感应电动势来电检测磁极位置的方法。在停止时等马达进行极低速旋转的情况下，感应电动势完全不产生或者仅产生很小，由此也提出一种对马达给予高频电流、高频电压的观测信号并根据其响应来推定磁极位置的方法。
然而，旋转电机经由在直流电与交流电之间进行电力转换的变频器而被驱动控制的情况较多。在进行变频器的开关控制时，上段侧的开关元件与下段侧的开关元件均处于导通状态，为了防止变频器的正负两极之间短路，设置有两个开关元件同时成为断开状态那样的期间、即所谓的死区时间。由于该死区时间，实际的有效脉冲宽度相对于基于调制指令的开关脉冲的有效脉冲宽度较小，存在在从直流转换为交流后的输出电压产生相对于指令值的误差的情况。该误差在电检测磁极位置时也产生影响，成为检测误差的原因。因此存在进行死区时间补偿的情况，该死区时间补偿通过将有效脉冲的起点与终点各错开相同时间，来减少由死区时间引起的输出电压的误差。
在交流的相电流接近振幅中心的(接近于零)时刻，这样的死区时间补偿有效地发挥作用。但是在相电流的振幅较小的情况下等，若相对于相电流的周期，相电流取振幅中心(零)附近的值的期间的比例变大，则无法高精度地检测磁极位置的期间变长，作为结果会使磁极位置检测的精度降低。因此在日本特开2012-178950号公报(专利文献1)中，提出一种通过操作用于控制马达的控制量的电流的相位来提高检测精度的技术(第7～9段、第53～57段等)。但是在该方法中，存在为了将电流设定在超前相位和滞后相位而使转矩脉动变大的趋势。并且用于调整电流相位的运算载荷也增加。另外，虽然死区时间的影响也取决于马达的转矩、变频器的直流侧的电压(直流链路电压)，但由于在死区时间的影响比较小的情况下也进行电流相位的调整等，从而有可能使效率降低。
专利文献1:日本特开2012-178950号公报
发明内容
鉴于上述背景，期望提供一种能够抑制对旋转电机的运转效率的影响，并且减少由死区时间引起的电压误差，从而将旋转电机的磁极位置高精度地电导出的无传感器磁极位置检测技术。
鉴于上述情况的旋转电机控制装置，作为一种方式，
所述旋转电机控制装置以旋转电机为控制对象，该旋转电机具备配置有永磁铁的转子，并经由在直流与交流之间进行电力转换的变频器而被驱动，
通过无传感器控制来检测所述转子的磁极位置，
使用所述磁极位置，在所述永磁铁产生的磁场的方向亦即d轴、和与该d轴正交的q轴的dq轴矢量坐标系中，基于电流指令与来自所述旋转电机的反馈电流的偏差进行电流反馈控制，
对构成所述变频器的开关元件的控制脉冲的起点以及终点进行调整，来进行与所述控制脉冲为基准脉冲的情况相比减少由死区时间期间引起的交流输出的误差的死区时间补偿，所述死区时间期间为构成所述变频器的一相桥臂的上段侧的所述开关元件以及下段侧的所述开关元件均被控制为断开状态的期间，
对所述开关元件进行开关控制来驱动所述旋转电机，
在根据所述旋转电机的输出转矩以电枢电流的大小成为最小的方式决定所述dq轴矢量坐标系中的所述电流指令来控制所述旋转电机的情况下，以所述电枢电流的大小成为预先规定的下限电流以上的方式控制所述旋转电机。
为了通过无传感器控制而精度良好地检测磁极位置，执行死区时间补偿是有用的，但在实施死区时间补偿时，一般需要判定交流的相电流的极性。在此，在旋转电机被以低转矩驱动的情况下等，相电流的振幅较小，在相电流的波高接近相电流的振幅中心的情况下，存在相电流的极性的判定要求较高的精度，或者因判定精度而使判定的可靠性降低的可能性。根据本结构，电流指令以电枢电流成为下限电流以上的方式决定。通过限制电枢电流减小，能够确保相电流的振幅的大小。即，能够以能够充分地进行相电流的极性的判定的方式确保相电流的振幅。在电枢电流的大小为下限电流以上的情况下，电枢电流不被限制，由此对旋转电机的运转效率的影响限定于电枢电流的大小小于下限电流的情况。因此根据本结构，可实现能够抑制对旋转电机的运转效率的影响，并且减小由死区时间引起的电压误差，从而将旋转电机的磁极位置高精度地电导出的无传感器磁极位置检测技术。
附图说明
图1是示意性地表示旋转电机控制装置的系统结构的一个例子的框图。
图2是示意性地表示旋转电机控制装置的功能结构的一个例子的框图。
图3是表示dq轴矢量坐标系与δγ轴矢量坐标系的关系的图。
图4是表示αβ轴矢量坐标系与dq轴矢量坐标系的关系的图。
图5是对死区时间进行说明的图。
图6是对由死区时间产生的电压误差进行说明的图。
图7是对死区时间补偿的一个例子进行说明的图。
图8是示意性地表示电流矢量空间中的动作点与电流指令的关系的图。
图9是示意性地表示进行包括恒流控制在内的控制的情况下电流指令的一个例子的波形图。
图10是示意性地表示下限电流与直流链路电压的关系的图。
图11是示意性地表示下限电流与旋转速度的关系的图。
具体实施方式
以下，基于附图对本发明的实施方式进行说明。如图1以及如图2所示，旋转电机控制装置1是具备不使用分解器等旋转传感器、而用所谓的无传感器来检测交流的旋转电机80的旋转状态(磁极位置、旋转速度)的功能的控制装置。在本实施方式中，旋转电机80为内置式永磁同步马达(interior permanent magnet synchronous motor:IPMSM)，具有转子的永磁铁的N极方向的磁特性和在电性上与其垂直的方向(在电气角上错开90°的方向)的与磁特性不同的凸极性(包括反凸极性)。虽然详细情况后述，但在本实施方式中，马达控制装置利用该凸极性，即使在旋转电机80停止时或低速旋转时，也通过无传感器控制来判定磁极位置、磁极的方向、旋转速度等旋转状态。因此本发明也能够应用于具有凸极性的其他方式的旋转电机，例如同步磁阻马达。另外，当然旋转电机80也包括马达(电动机)、发电机(generator)、以及根据需要起到马达以及发电机双方的功能的电动发电机的任一个。
如上述那样，旋转电机控制装置1作为控制对象的旋转电机80具备配置有永磁铁的转子，并经由在直流与交流之间进行电力转换的变频器而被驱动。换言之，如图1所示，旋转电机控制装置1将具备变频器7和直流链路电容器6的旋转电机驱动装置70作为控制对象，并经由旋转电机驱动装置70对旋转电机80进行驱动控制。变频器7是连接于交流的旋转电机80并在直流与多相交流(在此为三相交流)之间进行电力转换的电力转换装置，交流一相桥臂由上段侧开关元件和下段侧开关元件的串联电路构成。直流链路电容器6使该变频器7的直流侧的电压亦即直流链路电压Vdc平滑化。
在本实施方式中，旋转电机80例如作为混合动力汽车、电动汽车等车辆的驱动力源来使用。在无法如铁道那样从架线接收电力供给的汽车那样的车辆中，作为用于驱动旋转电机80的电力源，搭载有镍氢电池、锂电池等二次电池(电池)、双电层电容器等直流电源4。在本实施方式中，作为用于向旋转电机80供给电力的大电压大电容的直流电源，例如具备电源电压为200～400[V]的直流电源4。旋转电机80为交流的旋转电机，从而在直流电源4与旋转电机80之间具备在直流与交流(在此为三相交流)之间进行电力转换的变频器7。变频器7的直流侧的正极电源线P与负极电源线N之间的电压，以下称为“直流链路电压Vdc”。直流电源4能够经由变频器7向旋转电机80供给电力，并且能够将由旋转电机80发电所得到的电力进行蓄电。在变频器7与直流电源4之间具备将变频器7的直流侧的正负两极间电压(直流链路电压Vdc)平滑化的平滑电容器(直流链路电容器6)。直流链路电容器6使根据旋转电机80的功率消耗的变动而变动的直流电压(直流链路电压Vdc)稳定化。
变频器7将具有直流链路电压Vdc的直流电转换为多相(n作为自然数为n相，在此为三相)的交流电并供给至旋转电机80，并且将由旋转电机80发电的交流电转换为直流电并供给至直流电源。变频器7构成为具有多个开关元件。开关元件优选应用IGBT(InsulatedGate Bipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)、功率MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、SiC－MOSFET(Silicon Carbide-Metal Oxide Semiconductor FET：碳化硅-金属氧化物半导体场效应晶体管)、SiC－SIT(SiC-Static Induction Transistor：碳化硅-静电感应晶体管)、GaN－MOSFET(Gallium Nitride–MOSFET：氮化镓-金属氧化物半导体场效应晶体管)等能够以高频进行动作的功率半导体元件。如图1所示，在本实施方式中，使用IGBT3作为开关元件。
例如，在直流与多相交流(在此为三相交流)之间进行电力转换的变频器7，众所周知由具有与多相(在此为三相)分别对应的数量的桥臂的桥接电路构成。即，如图1所示，在变频器7的直流正极侧(直流电源的正极侧的正极电源线P)与直流负极侧(直流电源的负极侧的负极电源线N)之间，以串联连接有两个IGBT3而构成一个桥臂。在三相交流的情况下，该串联电路(一个桥臂)并联连接有三路(三相)。即，与旋转电机80的U相、V相、W相对应的定子线圈8各自构成一组串联电路(桥臂)所对应的桥接电路。
成对的各相的IGBT3形成的串联电路(桥臂)的中间点，即，正极电源线P一侧的IGBT3(上段侧IGBT(上段侧开关元件))与负极电源线N侧的IGBT3(下段侧IGBT(下段侧开关元件))的连接点，分别连接于旋转电机80的定子线圈8。另外，在各IGBT3，以从负极(负极电源线N)朝向正极(正极电源线P)的方向(从下段侧朝向上段侧的方向)为正向，并联地具备续流二极管(FWD)5。
如图1所示，变频器7由旋转电机控制装置1控制。旋转电机控制装置1构成为以微型计算机等逻辑电路为核心部件来构建的ECU(electronic control unit：电子控制单元)。如图2所示，旋转电机控制装置1构成为具备变频器控制部10和旋转状态信息运算部20。变频器控制部10以及旋转状态信息运算部20构成为具有各种功能部，各功能部通过微型计算机等的硬件与软件(程序)的配合来实现。例如，旋转电机控制装置1从车辆ECU90等其他控制装置等，经由CAN(Controller Area Network：控制器局域网络)等并基于作为要求信号所提供的旋转电机80的目标转矩、目标速度来决定转矩指令T*，并经由变频器7控制旋转电机80。
作为构成变频器7的IGBT3的开关模式的方式(电压波形控制的方式)，旋转电机控制装置1(变频器控制部10)例如进行脉冲宽度调制(PWM：Pulse Width Modulation)控制。另外，作为定子的励磁控制的方式，旋转电机控制装置1具有对电枢电流输出最大转矩的最大转矩控制、相对于电枢电流以最大效率驱动马达的最大效率控制等通常励磁控制(基本控制)、以及使不有助于转矩的励磁电流流动来减弱励磁磁通的减弱励磁控制、相反地增强励磁磁通的增强励磁控制等励磁调整控制。在本实施方式中，旋转电机控制装置1执行电流反馈控制来控制旋转电机80，该电流反馈控制使用了与旋转电机80的旋转同步地旋转的两轴的正交矢量空间(坐标系)中的电流矢量控制法。在电流矢量控制法中，例如在沿着由永磁铁形成的励磁磁通的方向的d轴和相对于该d轴电相超前π/2的q轴这两个轴的正交矢量空间中，进行电流反馈控制。
然而，构成变频器7的各IGBT3的控制端子亦即栅极端子，经由驱动电路2连接于旋转电机控制装置1，分别单独地被开关控制。用于驱动旋转电机80的高压系统电路、以及以微型计算机等为核心的旋转电机控制装置1等的低压系统电路，动作电压(电路的电源电压)差异较大。因此具备分别提高相对于各IGBT3的栅极驱动信号(开关控制信号)的驱动能力(例如电压振幅、输出电流等、使后段的电路动作的能力)来进行中转的驱动电路2(控制信号驱动电路)。由低压系统电路的旋转电机控制装置1生成的IGBT3的栅极驱动信号，经由驱动电路2而作为高压电路系的栅极驱动信号供给至变频器7。驱动电路2例如利用光耦合器、变压器等绝缘元件、驱动器IC构成。
这样，旋转电机80经由被变频器控制部10开关控制的变频器7，以规定的输出转矩以及旋转速度被驱动。此时，在旋转电机80的各定子线圈中流动的电流的值反馈于变频器控制部10。变频器控制部10对与根据转矩指令T*所决定的电流指令(Id*、Iq*)的偏差执行PI控制(比例积分控制)、PID控制(比例积分微分控制)来驱动控制旋转电机80。为了实现该反馈控制，由电流传感器30检测在设置于变频器7的各相桥臂与旋转电机80的各相定子线圈之间的母线等导体中流动的电流(Iu、Iv、Iw)。
在此，对由变频器控制部10实施的矢量控制进行简单地说明。该矢量控制中的矢量空间(坐标系)是旋转电机80的配置于转子的永磁铁产生的磁场的方向亦即d轴和与该d轴电正交的q轴的dq轴矢量坐标系(dq轴矢量空间)。在本实施方式中，变频器控制部10构成为具备：转矩指令运算部11、转矩控制部12(电流指令运算部)、电流控制部13(电压指令运算部)、调制控制部14以及三相二相坐标转换部15。
在本实施方式中，转矩指令运算部11基于来自车辆ECU90等的上位的ECU等的速度指令ω*(目标速度)以及实际的旋转速度，来运算转矩指令T*(目标转矩)。另外在本实施方式中，不使用分解器等旋转传感器而利用无传感器来检测旋转电机80的旋转，因此实际的旋转速度是由旋转状态信息运算部20推定的推定旋转速度，如图2所示，是带有＾(帽子)的ω(为了方便，在文中记作ω＾)。转矩控制部12根据转矩指令T*，例如参照映射来设定(决定)矢量控制的电流指令Id*、Iq*。电流指令Id*、Iq*与上述的dq轴矢量坐标系对应地设定。
电流控制部13对dq轴矢量坐标系中的电流指令Id*、Iq*与反馈电流Id、Iq的偏差例如进行PI控制，对dq轴矢量坐标系中的电压指令Vd*、Vq*进行运算。反馈电流Id、Iq将流经旋转电机80的各定子线圈的三相电流(Iu、Iv、Iw)的检测值，通过三相二相坐标转换部15坐标转换并反馈至二相的dq轴矢量坐标系。电压指令Vd*、Vq*在调制控制部14中坐标转换为三相的电压指令。另外，调制控制部14基于该三相的电压指令，例如通过脉冲宽度调制(PWM)生成开关控制变频器7的开关控制信号。
调制控制部14以及三相二相坐标转换部15中的坐标转换，基于转子的磁极位置θ来进行。即，为了对旋转电机80进行矢量控制，需要在现实的三相空间与二相的dq轴矢量坐标系之间进行相互的坐标转换。因此需要高精度地检测转子的磁极位置θ。在本实施方式中，不具备分解器等旋转检测装置，而采用推定转子的磁极位置θ的无传感器控制。因此磁极位置θ为推定磁极位置，如图1所示是带有＾的θ(为了方便，在文中记作θ＾。)。
在旋转电机80旋转过程中，在感应电动势中包括磁极位置信息，因此根据变频器输出电压与反馈电流(Id、Iq)推定感应电动势，从而推定旋转速度ω(推定旋转速度ω＾)、磁极位置θ(推定磁极位置θ＾)。另一方面，在旋转电机80停止时当然也不产生感应电动势。另外，在旋转电机80以低速旋转时，感应电动势也减小。因此在旋转速度ω(ω＾)以及磁极位置θ(θ＾)的运算中，需要使用其他方法。例如，在旋转电机80停止时或者以低速旋转过程中的情况下，对旋转电机80施加成为电刺激的高频的观测信号(观测电流或者观测电压)，并根据其响应来运算旋转速度ω(ω＾)及磁极位置θ(θ＾)。
如图2所示，在本实施方式中，具备：在能够主要利用感应电动势(感应电压)的高速旋转区域中运算旋转速度ω(ω＾H)及磁极位置θ(θ＾H)的高速区域位置运算部21、以及主要使用高频的观测信号在低速旋转区域中运算旋转速度ω(ω＾L)及磁极位置θ(θ＾L)的低速区域位置运算部22这两个位置运算部。如后述那样，利用切换部23对高速区域位置运算部21的运算结果(ω＾H以及θ＾H)与低速区域位置运算部22的运算结果(ω＾L以及θ＾L)进行选择或者合成，在转矩指令运算部11、调制控制部14、三相二相坐标转换部15中利用。例如，切换部23也可以选择由低速区域位置运算部22实施的低速运算模式、以及由高速区域位置运算部21实施的高速运算模式、取得低速区域位置运算部22的运算结果(ω＾L以及θ＾L)和高速区域位置运算部21的运算结果(ω＾H以及θ＾H)的与旋转速度相应的加权平均的合成模式的任一个，决定旋转速度ω(ω＾)与磁极位置θ(θ＾)。另外，切换部23控制开关24，也进行是否施加高频的观测信号(在此为“Vdh*”)的切换。
以下，对高速区域位置运算部21以及低速区域位置运算部22的旋转状态信息(θ＾，ω＾)的运算方法进行简单地说明。高速区域位置运算部21通过使用了扩展感应电压的“扩展感应电压模型”，来运算转子的磁极位置θ(θ＾)，该扩展感应电压由通过利用d轴电流在转子产生的磁通的旋转而产生的感应电压、通过流经定子侧的q轴的电感的电流的变化量而产生的感应电压、以及通过永磁铁的磁通的旋转而产生的感应电压合计得出。对于“扩展感应电压模型”，在市川真士等的技术论文“基于扩展感应电压模型的凸极型永磁同步马达的无传感器控制(Sensorless Controls of Salient-Pole Permanent Magnet SynchronousMotors Using Extended Electromotive Force Models,T.IEE Japan,vol.N0.12,2002)”中较为详细，因而在此省略详细的说明。
另外，具有磁性凸极性的旋转电机的旋转坐标系(dq轴矢量坐标系)中的一般的电路方程式(电压方程式)由下述公式(1)表示。在此，p为微分运算符，Ld、Lq分别为d轴电感以及q轴电感，KE为感应电压常量。另外，“扩展感应电压模型”的电压方程式由公式(2)示出，公式(2)的第二项定义为“扩展感应电压”(下述公式(3))。在公式(2)以及公式(3)中，附加于“Iq”的“·”意味着“Iq”的时间微分，由于仅对带点的变量作用微分，所以成为与公式(1)的微分运算符p区别的标记。
[数学式1]
V d V q = R + p L d - ω L q ω L d R + p L q I d I q + 0 ω K E ... ( 1 )
[数学式2]
V d V q = R + p L d - ω L q ω L q R + p L d I d I q + 0 ( L d - L q ) ( ω I d - I · q ) + ωK E ... ( 2 )
[数学式3]
E d E q = { ( L d - L q ) ( ω I d - I · q ) + ωK E } 0 1 ... ( 3 )
公式(3)的右边的“(Ld－Lq)ωId”表示通过利用d轴电流在转子产生的磁通的旋转而产生的感应电压。公式(3)的右边的“(Ld－Lq)Iq”(省略时间微分的点)，表示通过流经定子侧的q轴的电感的电流的变化量而产生的感应电压。公式(3)的右边的“ωKE”表示通过安装于转子的永磁铁的磁通的旋转而产生的感应电压。即，旋转电机的永磁铁与电感中的位置信息全部集中于“扩展感应电压”。详细的说明由于在市川氏等的论文中较为详细所以省略，但若将公式(2)转换为设定于旋转电机的定子的固定坐标系(例如αβ轴矢量坐标系)，则不存在包括推定磁极位置时处理较困难的值(根据上述技术论文，为“2θ”)的项，由此用于推定的运算变得容易。在对使用了一般的感应电压模型的磁极位置进行运算时，产生使用近似的需要而存在降低推定精度的可能性，但在使用了扩展感应电压模型的情况下，无需近似，能够进行高精度的磁极位置θ(θ＾)、旋转速度ω(ω＾)的推定。
低速区域位置运算部22对旋转电机80施加高频的观测信号，并基于作为对该观测信号的响应分量包括于反馈电流而被反馈的高频分量来运算转子的磁极位置θ(θ＾)。在本实施方式中，生成与d轴电压指令Vd重叠的高频的观测信号(Vdh*：Vahcos(ω＾ht))。如图3所示，在与该观测信号对应的坐标系(γδ轴矢量坐标系)与dq轴矢量坐标系之间，存在“θh”(作为指令值为相位指令“θh*”)的相位差。相对于作为指令值与电压指令重叠的相位差的响应分量包括于来自旋转电机80的反馈电流。例如，使用高通滤波器从q轴反馈电流Iq(δ轴反馈电流Iδ)抽出相对于高频的观测信号的响应分量，并经由高通滤波器、外差电路(混频器)、低通滤波器等解调响应分量。
在此，若考虑设定于旋转电机80的定子的固定坐标系(αβ轴矢量坐标系)与dq轴矢量坐标系的关系，则dq轴矢量坐标系成为相对于该αβ轴矢量坐标系旋转的坐标系，如图4所示，磁极位置θ能够定义为以αβ轴为基准的相位角“θ”。另外，转子的旋转速度ω能够定义为相对于αβ轴矢量坐标系的dq轴矢量坐标系的旋转速度ω。如本实施方式那样，在通过运算来推定磁极位置θ的情况下，不能直接检测实际的dq轴矢量坐标系。因此在图4中，如通过带＾(帽子)的dq轴示出的那样，设定有基于通过运算推定出的磁极位置θ＾的推定dq轴矢量坐标系。如图4所示，以αβ轴为基准的转子的磁极位置被定义为带＾的“θ＾”，推定相对于αβ轴矢量坐标系的dq轴矢量坐标系的旋转速度被定义为带＾的“ω＾”。
如图4所示，通过使相当于实际的dq轴矢量坐标系与推定dq轴矢量坐标系的误差的Δθ收敛为零，推定dq轴矢量坐标系与实际的dq轴矢量坐标系一致。即，通过使Δθ收敛为零，推定dq轴成为实际的dq轴，由此对磁极位置进行高精度地检测。旋转状态信息运算部20利用该原理对磁极位置进行运算。例如，相对于被解调的响应分量，在相位同步部(PLL：phase locked loop)中以“Δθ”成为“0”的方式执行PI控制。PI控制的结果是，求出推定旋转速度“ω＾L”。若对旋转速度(角速度)进行积分则得到距离、即角度，由此，使用积分器对该推定旋转速度“ω＾L”进行积分，从而求出推定磁极位置“θ＾L”。
然而，在进行变频器的开关控制时，上段侧开关元件与下段侧开关元件均处于导通状态，为了防止正极侧与负极侧短路，设置有两个开关元件同时成为断开状态那样的期间、所谓的死区时间Td(参照图5)。例如，通过使基于调制指令的理想的开关脉冲(控制脉冲)的开始(虚线部)延迟规定期间而设置有死区时间Td，生成基准脉冲。通过该死区时间Td，实际脉冲(基本脉冲)的有效脉冲宽度相对于基于调制指令的开关脉冲(理想脉冲)的有效脉冲宽度变小，存在在从直流转换为交流后的输出电压产生误差ΔV的情况(参照图6)。由死区时间Td引起而产生的电压的误差ΔV如图6中单点划线示出的那样，能够近似地视为方波电压。该方波电压的振幅(误差ΔV)将直流链路电压Vdc作为“Ed”、将调制时的载波频率作为“fc”，并用“ΔV≒Ed·Td·fc”表示。
如上述那样，在高速区域位置运算部21中基于电压方程式(公式(2))对磁极位置(θ＾H)进行运算，误差ΔV影响其运算结果。另外，在低速区域位置运算部22中，以输出与电压指令(Vd*、Vq*)相应的电压为前提，基于相对于观测指令的响应分量来运算磁极位置(θ＾L)。因此，若在输出的电压产生误差ΔV，则影响磁极位置(θ＾L)的运算结果。
因此，如图7中例示的那样，通过将有效脉冲的起点与终点各错开相同时间来进行减少由死区时间Td引起的输出电压的误差ΔV的死区时间补偿。例如，死区时间补偿根据三相电流(Iu、Iv、Iw)的极性来执行。图7对相电流为正的情况下的死区时间补偿的顺序进行例示。图7的上段表示基于调制指令的理论上的开关脉冲。在相电流为正的情况下，该理论上的开关脉冲的脉冲宽度“Tp”在两侧各扩展“Td/2”(参照图7的中段)。具体而言，上段侧开关元件的导通期间在两侧各延长“Td/2”，与此对应的下段侧开关元件的断开期间各延长“Td/2”(在断开期间的前后，相邻的导通期间分别各缩短“Td/2”)。接下来，参照图5，如上述那样，使开关脉冲的开始各延迟与死区时间Td对应的规定期间(参照图7的下段)。上段侧开关脉冲的导通期间在延长“Td＝(Td/2)×2”之后，缩短死区时间Td的量，由此延长量与缩短量抵消，从而维持理论上的脉冲宽度“Tp”。
在相电流为负的情况下的死区时间补偿中，上段侧开关元件的导通期间在两侧各缩短“Td/2”，与此对应的下段侧开关元件的断开期间也各缩短“Td/2”(在断开期间的前后，相邻的导通期间分别各扩展“Td/2”)。即，相电流为负的情况下的死区时间补偿与相电流为正的情况相反，由于能够容易地进行类推所以省略图示以及详细的说明。
在进行这样的死区时间补偿时，需要进行相电流(Iu、Iv、Iw)的极性的判定。但是，相电流在零附近(振幅中心附近)，由于电流传感器30的分辨率、电流脉动的影响等，与极性的判定相关的可靠性变低。因此存在死区时间补偿未充分地发挥作用、磁极位置的检测精度也降低的可能性。另外，在相电流的振幅较小的情况下，即，在电枢电流Ia的大小较小的情况下，电流值在相电流的波高(峰、谷)中也接近零，与极性的判定相关的可靠性变低。因此，在本实施方式中，为了可适当地进行死区时间补偿，以相电流的振幅成为一定以上的方式进行调整。具体而言，旋转电机控制装置1在根据旋转电机80的输出转矩决定dq轴矢量坐标系中的电流指令(Id*、Iq*)时，以电枢电流Ia的大小成为预先规定的下限电流(Ia_min)以上的方式决定电流指令(Id*、Iq*)。
图8表示电流矢量空间(坐标系)。在图8中，曲线100(曲线101～103各自)表示“等转矩线”。等转矩线100(101～103)分别表示旋转电机80输出某个转矩的电枢电流Ia的矢量轨迹。与等转矩线101相比，等转矩线102为低转矩，并且与等转矩线102相比，等转矩线103为低转矩。电枢电流Ia的大小是d轴电流(Id)与q轴电流(Iq)的合成矢量的大小(Ia2＝Id2+Iq2)。另外，uvw的三相坐标系中的u相电流Iu、v相电流Iv、和w相电流Iw的合成矢量与d轴电流(Id)和q轴电流(Iq)的合成矢量相同，为电枢电流Ia。曲线200(曲线201～203的每一条)表示恒电流圆。恒电流圆是电枢电流Ia大小成为一定值的矢量轨迹。d轴以及q轴的电流指令(Id*、Iq*)被设定为这样的电流矢量空间中的动作点(例如，P1、P2、P3)中的电流值。
在图8中，曲线400是执行最大转矩控制(基本控制)时的动作点的矢量轨迹(最大转矩控制线)。如上述那样，旋转电机控制装置1执行相对于电枢电流Ia输出最大转矩的最大转矩控制、相对于电枢电流Ia以最大效率驱动马达的最大效率控制等作为基本控制。在此，作为基本控制，例示有执行最大转矩控制的方式。图2中示出的转矩控制部12在执行基本控制时，参照如图8中例示的那样的映射，将根据转矩指令T*选择的等转矩线100与最大转矩控制线400的交点设定为动作点，将该动作点中的d轴电流与q轴电流决定为电流指令(Id*、Iq*)。若该动作点中的电枢电流Ia的大小为预先规定的下限电流Ia_min以上，则最大转矩控制线400上的动作点中的电流值被决定为电流指令。
例如，图8示出的动作点P1中的电枢电流Ia的大小为下限电流Ia_min以上，动作点P2中的电枢电流Ia的大小小于下限电流Ia_min。动作点P1中的电枢电流Ia的大小为下限电流Ia_min以上，由此该动作点P1中的d轴以及q轴的电流值被决定为电流指令(Id*、Iq*)。另一方面，在动作点P2，电枢电流Ia的大小小于下限电流Ia_min，由此使动作点在等转矩线103上移动，直至电枢电流Ia的大小成为下限电流Ia_min以上为止。具体而言，使动作点移动至表示下限电流Ia_min的恒电流圆200与等转矩线103的交点。在本实施方式中，示出动作点P1中的电枢电流Ia的大小被设定为下限电流Ia_min的例子。因此，恒电流圆203与等转矩线103的交点被设定为移动后的动作点P3。而且，该动作点P3中的d轴以及q轴的电流值被决定为电流指令(Id*、Iq*)。恒电流圆203也是下述示出的恒流控制中的一定的电枢电流(Ia’)的矢量轨迹。
在最大转矩控制线400之上设定有动作点的基本控制，换言之，是根据旋转电机80的输出转矩，以电流的大小Ia变得最小的方式决定电流指令(Id*、Iq*)的控制。即，是恒电流圆200与等转矩线100的接点成为动作点的控制。另一方面，在等转矩线100之上，从动作点P2移动至动作点P3来决定电流指令的控制是在恒电流圆200之上设定有动作点的控制。因此在本实施方式中，将该控制称为恒流控制。如上述那样，恒电流圆200也是恒流控制中的一定的电枢电流(Ia’)的矢量轨迹，在恒流控制中，在恒电流圆200与等转矩线100的交点设定有动作点。
旋转电机控制装置1在基本控制中的电枢电流Ia的大小小于下限电流Ia_min的情况下，以电枢电流Ia的大小成为下限电流Ia_min的方式执行决定电流指令(Id*、Iq*)的恒流控制。即，旋转电机控制装置1(转矩控制部12)能够执行基本控制与恒流控制，其根据基于转矩指令T*的动作点中的电枢电流Ia的大小而切换执行基本控制与恒流控制。在进行了包括这样的恒流控制的控制的情况下，动作点遵循图8中以箭头Y示出的那样的轨迹。
然而，在进行包括恒流控制的控制的情况下，旋转电机控制装置1优选在旋转电机80开始旋转时，使电枢电流Ia从零至少阶梯状地增加至下限电流Ia_min，在旋转电机80停止时，使电枢电流Ia至少从下限电流Ia_min阶梯状地减少至零。图9是示意性地表示进行包括恒流控制的控制的情况下的电流指令的一个例子的波形图。图9的最上段表示速度指令，在图9中，示意性地示出根据时间的经过使速度从零上升至一定速度并在保证了一定速度之后下降至零、所谓的进行速率扫描的事例。图9的上数第二段表示旋转电机80的实际速度，在此，表示实际速度相对于速度指令良好地追随的方式。图9的上数第三段、以及第四段表示转矩指令。上数第三段表示通常的最大转矩控制时的转矩指令。上数第四段表示进行包括恒流控制的控制的情况下的转矩指令。根据这两个转矩指令的波形可知，转矩指令在最大转矩控制(基本控制)的情况下、在包括恒流控制的情况下都相同。
图9的下数第二段表示最大转矩控制时的电流指令(电枢电流Ia的指令)。另外，图9的最下段表示进行包括恒流控制的控制的情况下的电流指令。最大转矩控制时的电流指令与转矩指令几乎成比例。与此相对地，在进行包括恒流控制的控制的情况下，转矩指令的值在低转矩的区域中，与转矩指令无关地设定有下限电流Ia_min以上的电流指令。即，转矩指令的值在低转矩的区域中，以电枢电流Ia的大小不小于下限电流Ia_min的方式设定有电流指令。这样的低转矩的区域在图9那样的进行速率扫描的情况下，在旋转电机80开始旋转时、以及旋转电机80停止时出现。因此，如图9的最下段所示，旋转电机控制装置1在旋转电机80开始旋转时，使电枢电流Ia从零至少阶梯状地增加至下限电流Ia_min。另外，旋转电机控制装置1在旋转电机80停止时，使电枢电流Ia至少从下限电流Ia_min阶梯状地减少至零。
具体而言，旋转电机控制装置1在控制开始时刻“t1”中，阶梯状地使电流指令呈阶梯状增加至下限电流Ia_min，并在这种状态下维持该电流值。在最大转矩控制中，从时刻“t2”至与转矩指令成比例地上升的电流指令达到下限电流Ia_min的时刻“t3”为止，电流指令成为下限电流Ia_min。从时刻t1至时刻t3的电流指令的迁移与沿着图8中的箭头Y1的矢量轨迹对应。时刻“t3”以后的电流指令的迁移与最大转矩控制的情况相同地，利用与转矩指令成比例的电流指令控制旋转电机80。时刻“t3”以后的电流指令的迁移与沿着图8中的箭头Y2的矢量轨迹对应。
使旋转电机80减速、停止的情况也相同。旋转电机控制装置1从时刻“t5”开始与转矩指令成比例地使电流指令减少。在时刻“t6”中，若减少的电流指令达到下限电流Ia_min，则旋转电机控制装置1将电流指令固定在下限电流Ia_min。在超过了与转矩指令成比例的电流指令成为零的时刻“t7”的控制结束时刻“t8”中，旋转电机控制装置1使电枢电流Ia阶梯状地减少至零。从时刻“t5”至时刻“t6”的电流指令的迁移与最大转矩控制的情况相同地，与沿着图8中的箭头Y2的相反方向的矢量轨迹对应。另外，时刻“t6”以后的电流指令的迁移与沿着图8中的箭头Y1的相反方向的矢量轨迹对应。
然而，如上述那样，交流电压的误差ΔV将直流链路电压Vdc作为“Ed”、将调制时的载波频率作为“fc”，并用“ΔV≒Ed·Td·fc”表示(参照图6)。即，误差ΔV与直流链路电压Vdc成比例，在直流链路电压Vdc较低的情况下，误差ΔV变小，对磁极位置θ的导出的影响也变小。因此，若在对磁极位置θ的导出的影响较少的情况下也使电枢电流Ia超过需要(基本控制中的电流以上)地较多地流动，则损失增大。因此，下限电流Ia_min的值优选根据直流链路电压Vdc进行设定。例如，在直流链路电压Vdc小于预先规定的下限直流链路电压Vdc_min的情况下，误差ΔV对磁极位置θ的运算的影响较轻微，所以也可以将下限电流Ia_min设定为零，并始终进行基本控制。或者，也可以使下限电流Ia_min的值与直流链路电压Vdc相应地变动。
图10示出那样根据直流链路电压Vdc设定的下限电流Ia_min的一个例子。在图10中，示出如下例子：在变频器7的直流侧的电压亦即直流链路电压Vdc为预先规定的下限直流链路电压Vdc_min以上的情况下，下限电流Ia_min以随着直流链路电压Vdc变大而变大的方式设定。在图10中，虽然示出下限电流Ia_min以连续地变大的方式设定的例子，但也可以以阶段性地变大的方式设定。
另外，在通过高速区域位置运算部21导出磁极位置θ的情况下，如上述那样，利用公式(3)示出的扩展感应电压，但根据公式(3)可知，若旋转速度ω变大，则“ωId”以及“ωKE”也变大，扩展感应电压也变大(公式(3)在下述中再次提出)。
[数学式4]
E d E q = { ( L d - L q ) ( ω I d - I · q ) + ωK E } 0 1 ... ( 3 )
若感应电压(扩展感应电压)相对于交流电压的误差ΔV充分大，则能够在导出磁极位置θ时忽略该误差ΔV。由公式(3)得知，感应电压随着旋转电机80的转子的旋转速度ω增高而变大，由此，优选根据旋转速度ω设定下限电流Ia_min的值。例如，在旋转速度ω小于预先规定的下限旋转速度ω_min的情况下，主要通过低速区域位置运算部22来运算磁极位置θ，由此，相对于旋转速度ω，将下限电流Ia_min设定为一定的值。而且，在旋转速度ω为下限旋转速度ω_min以上的情况下，优选使下限电流Ia_min的值根据旋转速度ω进行变动。
图11示出那样根据旋转速度ω设定的下限电流Ia_min的一个例子。在图11中，示出如下例子：在旋转电机80的转子的旋转速度ω为预先规定的下限旋转速度ω_min以上的情况下，下限电流Ia_min以随着旋转速度ω变大而变小的方式设定。在图11中，虽然示出下限电流Ia_min以连续地变小的方式设定的例子，但也可以以阶段性地变小的方式设定。
如上述那样，旋转电机控制装置1可靠地实施死区时间补偿，从而减少死区时间Td对磁极位置θ的导出的影响。因此下限电流Ia_min优选设定为能够进行死区时间补偿的最低电流值以上。虽然省略详细的说明，但已知死区时间补偿的效果根据三相电流(Iu、Iv、Iw)的检测精度、三相电流的稳定度(噪声分量的较少等)、IGBT等开关元件的电特性而不同。因此，能够进行死区时间补偿的最低电流值优选鉴于这样的要素来设定。例如，该最低电流值优选根据电流传感器30的分辨率、由电流传感器30检测的三相电流的脉动分量的振幅、构成变频器7的开关元件的元件特性(杂散电容、导通电阻等)等进行设定。
〔其他实施方式〕
以下，对本发明的其他实施方式进行说明。另外以下说明的各实施方式的结构并不限定于分别单独使用，只要不产生矛盾，也能够与其他实施方式的结构组合应用。
(1)在上述中，虽然以成为汽车的驱动力源的旋转电机为控制对象对本发明的实施方式进行了例示，但本发明所涉及的旋转电机控制装置所作为控制对象的旋转电机并不限定于汽车的驱动力源。例如，即使在搭载于汽车的情况下，也可以是驱动电动油泵、空调的压缩机等的旋转电机。另外，也可以是从架线接收电力的供给的铁道等的旋转电机。另外，也可以是驱动办公室、家庭的空调、洗衣机等的旋转电机。
(2)在上述中，虽然对利用扩展感应电压作为感应电压的方式进行了例示，但并不妨碍在运算磁极位置时，使用基于如式(1)中例示的那样的一般的电压方程式的感应电压。例如，即使是一般的感应电压，若旋转电机的旋转速度ω增高则感应电压也增高，若感应电压相对于由死区时间Td引起的交流电压的误差ΔV充分大，则能够在导出磁极位置θ时忽略该误差ΔV。
(3)在上述中，虽然使用使观测信号与电压指令重叠的例子对低速区域位置运算部22进行了说明，但低速区域位置运算部22的结构并不限定于该方式。能够应用于将高频的观测信号施加于旋转电机、并根据其响应来推定磁极位置的各种方式。例如，也可以是在电流指令重叠有观测信号的方式。
(4)此外，在使用了无传感器控制的磁极位置的检测中，应用除上述以外的各种方法。
〔实施方式的概要〕
以下，对上述中说明了的实施方式中的旋转电机控制装置(1)的概要简单地进行说明。
作为一种方式，旋转电机控制装置(1)，
所述旋转电机控制装置(1)以旋转电机(80)为控制对象，该旋转电机具备配置有永磁铁的转子，并经由在直流与交流之间进行电力转换的变频器(7)而被驱动，
通过无传感器控制来检测所述转子的磁极位置(θ)，
使用所述磁极位置(θ)，在所述永磁铁产生的磁场的方向亦即d轴、和与该d轴正交的q轴的dq轴矢量坐标系中，基于电流指令(Id*、Iq*)与来自所述旋转电机(80)的反馈电流的偏差进行电流反馈控制，
对构成所述变频器(7)的开关元件(3)的控制脉冲的起点以及终点进行调整，来进行与所述控制脉冲为基准脉冲的情况相比减少由死区时间期间(Td)引起的交流输出的误差的死区时间补偿，所述死区时间期间(Td)作为构成所述变频器(7)的一相桥臂的上段侧的所述开关元件(3)以及下段侧的所述开关元件(3)均被控制为断开状态的期间，
对所述开关元件(3)进行开关控制来驱动所述旋转电机(80)，
在根据所述旋转电机(80)的输出转矩以电枢电流(Ia)的大小成为最小的方式决定所述dq轴矢量坐标系中的所述电流指令(Id*、Iq*)来控制所述旋转电机(80)的情况下，以所述电枢电流(Ia)的大小成为预先规定的下限电流(Ia_min)以上的方式控制所述旋转电机。
为了通过无传感器控制而精度良好地检测磁极位置(θ)，执行死区时间补偿是有用的，但在实施死区时间补偿时，一般需要判定交流的相电流的极性。在此，在旋转电机(80)被以低转矩驱动的情况下等，相电流的振幅较小，在相电流的波高接近相电流的振幅中心的情况下，存在相电流的极性的判定要求较高的精度，或者因判定精度而使判定的可靠性降低的可能性。根据本结构，电流指令(Id*、Iq*)以电枢电流(Ia)成为下限电流(Ia_min)以上的方式决定。通过限制电枢电流(Ia)减小，能够确保相电流的振幅的大小。即，能够以能够充分地进行相电流的极性的判定的方式确保相电流的振幅。在电枢电流(Ia)的大小为下限电流(Ia_min)以上的情况下，电枢电流(Ia)不被限制，由此对旋转电机(80)的运转效率的影响限定于电枢电流(Ia)的大小小于下限电流(Ia_min)的情况。因此根据本结构，可实现能够抑制对旋转电机(80)的运转效率的影响，并且减小由死区时间引起的电压误差，从而将旋转电机(80)的磁极位置(θ)高精度地电导出的无传感器磁极位置检测技术。
一般而言，在进行旋转电机(80)的控制时，作为基本控制，进行相对于电枢电流(Ia)输出最大转矩的最大转矩控制、相对于电枢电流(Ia)以最大效率驱动旋转电机的最大效率控制等。此时，例如在dq轴矢量坐标系中，在输出最大转矩的动作点的矢量轨迹(例如最大转矩控制线(400))、以最大效率驱动旋转电机(80)的动作点的矢量轨迹(例如最大效率控制线)等的线上设定动作点，该动作点中的电流值被决定为电流指令电流指令(Id*、Iq*)。另一方面，为了以电枢电流(Ia)的大小成为预先规定的下限电流(Ia_min)以上的方式决定电流指令电流指令(Id*、Iq*)，需要在电枢电流(Ia)成为下限电流(Ia_min)的动作点的矢量轨迹(例如恒电流圆(201～203))的线上设定动作点。因此，旋转电机控制装置(1)优选以能够进行基于至少那样的两种动作点的控制的方式构成。另外，在此虽然为了容易理解而对矢量轨迹、动作点进行了例示，但并不意味着动作点的设定在实际的控制中是必需的。作为一个优选的方式，旋转电机控制装置(1)能够执行如下控制：基本控制，在该控制中，根据上述旋转电机(80)的输出转矩，以上述电枢电流(Ia)的大小成为最小的方式决定上述电流指令电流指令(Id*、Iq*)；以及恒流控制，在该控制中，在上述基本控制中的上述电枢电流(Ia)的大小小于上述下限电流(Ia_min)的情况下，以上述电枢电流(Ia)的大小成为上述下限电流(Ia_min)的方式决定上述电流指令电流指令(Id*、Iq*)，根据上述电枢电流(Ia)的大小，切换执行上述基本控制与上述恒流控制即可。
在此，旋转电机控制装置(1)优选在上述旋转电机(80)开始旋转时，使上述电枢电流(Ia)从零阶至少梯状地增加至上述下限电流(Ia_min)，在上述旋转电机(80)停止时，使上述电枢电流(Ia)至少从上述下限电流(Ia_min)阶梯状地减少至零。根据该结构，即使在低转矩区域中，也适当地设定有下限电流Ia_min以上的电流指令。
由死区时间(Td)引起的交流电压的误差与变频器(7)的直流侧的电压(直流链路电压(Vdc))、及对开关元件(3)进行开关控制时的控制脉冲的频率(调制时的调制频率)、以及死区时间(Td)的期间成比例。因此，在直流链路电压Vdc)较低的情况下，由死区时间(Td)引起的交流电压的误差变小，对通过无传感器控制导出并检测磁极位置(θ)时的影响也变小。因此，若在对磁极位置(θ)的导出的影响较少的情况下也使电枢电流(ia)超过需要地较多地流动，则损失增大。因此，下限电流(Ia_min)的值优选根据直流链路电压(Vdc)进行设定。即，作为一种方式，对于旋转电机控制装置(1)而言，优选在上述变频器(7)的直流侧的电压亦即直流链路电压(Vdc)为预先规定的下限直流链路电压(Vdc_min)以上的情况下，上述下限电流(Ia_min)以随着上述直流链路电压(Vdc)变大而连续地或者阶段性地变大的方式设定。
由旋转电机(80)的转子的旋转产生的感应电压与转子的旋转速度(ω)成比例地变大。在基于由转子的旋转产生的感应电压来运算并检测磁极位置(θ)的情况下，若感应电压相对于交流电压的误差充分大，则能够在导出磁极位置(θ)时忽略该误差。因此，若在对磁极位置(θ)的导出的影响较少的情况下也使电枢电流(Ia)超过需要地较多地流动，则损失增大。感应电压随着转子的旋转速度(ω)增高而变大，由此，优选根据旋转速度(ω)设定下限电流(Ia_min)的值。即，作为一种方式，对于旋转电机控制装置(1)而言，优选在上述转子的旋转速度(ω)为预先规定的下限旋转速度(ω_min)以上的情况下，上述下限电流(Ia_min)以随着上述旋转速度(ω)变大而连续地或者阶段性地变小的方式设定。
另外，旋转电机控制装置(1)优选上述下限电流(Ia_min)被设定为能够进行上述死区时间补偿的最低电流值以上。在减少死区时间(Td)对磁极位置(θ)的导出的影响这方面，优选能够可靠地实施死区时间补偿。通过将下限电流(Ia_min)设定为能够进行死区时间补偿的最低电流值以上，能够可靠地实施死区时间补偿，减少由死区时间(Td)引起的电压误差，从而将旋转电机(80)的磁极位置(θ)高精度地电导出。
工业上的可利用性
本发明能够用于以具备配置有永磁铁的转子、并经由在直流与交流之间进行电力转换的变频器而被驱动的旋转电机为控制对象的旋转电机控制装置。
附图标记说明：1…旋转电机控制装置；3…IGBT(开关元件)；7…变频器；80…旋转电机；90…车辆ECU；Ia…电枢电流；Ia_min…下限电流；Id*…d轴电流指令(电流指令)；Iq*…q轴电流指令(电流指令)；Td…死区时间(死区时间期间)；Vd…d轴电压指令；Vdc…直流链路电压；Vdc_min…下限直流链路电压；ΔV…误差；θ…磁极位置；θ＾…推定磁极位置(磁极位置)；ω…旋转速度；ω＾…推定旋转速度(旋转速度)；ω_min…下限旋转速度。

Claims (6)

1.一种旋转电机控制装置，其特征在于，
所述旋转电机控制装置以旋转电机为控制对象，该旋转电机具备配置有永磁铁的转子，并经由在直流与交流之间进行电力转换的变频器而被驱动，
通过无传感器控制来检测所述转子的磁极位置，
使用所述磁极位置，在所述永磁铁产生的磁场的方向亦即d轴、和与该d轴正交的q轴的dq轴矢量坐标系中，基于电流指令与来自所述旋转电机的反馈电流的偏差进行电流反馈控制，
对构成所述变频器的开关元件的控制脉冲的起点以及终点进行调整，来进行与所述控制脉冲为基准脉冲的情况相比减少由死区时间期间引起的交流输出的误差的死区时间补偿，所述死区时间期间为构成所述变频器的一相桥臂的上段侧的所述开关元件以及下段侧的所述开关元件均被控制为断开状态的期间，
对所述开关元件进行开关控制来驱动所述旋转电机，
在根据所述旋转电机的输出转矩以电枢电流的大小成为最小的方式决定所述dq轴矢量坐标系中的所述电流指令来控制所述旋转电机的情况下，以所述电枢电流的大小成为预先规定的下限电流以上的方式控制所述旋转电机。
2.根据权利要求1所述的旋转电机控制装置，其特征在于，
能够执行以下控制：
基本控制，根据所述旋转电机的输出转矩，以所述电枢电流的大小成为最小的方式决定所述电流指令；以及
恒流控制，在所述基本控制中所述电枢电流的大小小于所述下限电流的情况下，以所述电枢电流的大小成为所述下限电流的方式决定所述电流指令，
根据所述电枢电流的大小，来切换执行所述基本控制和所述恒流控制。
3.根据权利要求1或2所述的旋转电机控制装置，其特征在于，
在所述旋转电机开始旋转时，使所述电枢电流从零至少阶梯状地增加至所述下限电流，在所述旋转电机停止时，使所述电枢电流至少从所述下限电流阶梯状地减少至零。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的旋转电机控制装置，其特征在于，
在所述变频器的直流侧的电压亦即直流链路电压为预先规定的下限直流链路电压以上的情况下，所述下限电流被设定为随着所述直流链路电压增大而连续地或者阶段性地增大。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的旋转电机控制装置，其特征在于，
在所述转子的旋转速度为预先规定的下限旋转速度以上的情况下，所述下限电流被设定为随着所述旋转速度增大而连续地或者阶段性地减小。
6.根据权利要求1～5中任一项所述的旋转电机控制装置，其特征在于，
所述下限电流被设定为能够进行所述死区时间补偿的最低电流值以上。
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