JPWO2015159694A1 - 回転電機制御装置 - Google Patents

Abstract

回転電機の運転効率に対する影響を抑制しつつ、デッドタイムによる電圧誤差を低減して、電気的に回転電機の磁極位置を精度良く導出する。デッドタイム期間に起因する交流出力の誤差を低減するデッドタイム補償を行い、ロータの回転によって生じる誘起電圧に基づいて、又は、回転電機に印加された高周波の観測信号への応答成分に基づいて演算した磁極位置を用いて、ｄｑ軸ベクトル座標系において電流フィードバック制御を行う回転電機制御装置は、ｄｑ軸ベクトル座標系において電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を決定して回転電機を制御する場合に、電機子電流Ｉａの大きさが予め規定された下限電流Ｉａ＿ｍｉｎ以上となるように回転電機を制御する。

Description

本発明は、永久磁石が配置されたロータを備え、直流と交流との間で電力変換を行うインバータを介して駆動される回転電機を制御対象とする回転電機制御装置に関する。

回転電機、例えば埋め込み磁石型同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）の制御方法として、ベクトル制御と呼ばれる制御方法が知られている。ベクトル制御では、例えばモータのステータコイルに流れるモータ電流を、ロータに配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とのベクトル成分に座標変換してフィードバック制御を行う。この座標変換のためには、ロータの位置（磁極位置）を精度良く検出する必要がある。磁極位置検出にはレゾルバなどの回転センサが用いられることが多いが、磁気的突極性を有するＩＰＭＳＭに対しては、そのような回転センサを用いないセンサレス磁極位置検出技術も種々提案されている。例えば、ロータの回転によって生じる誘導起電力を利用して電気的に磁極位置を検出する方法が知られている。停止時などモータが極めて低速回転の場合には、誘導起電力が全く或いは僅かしか生じないため、高周波電流や高周波電圧の観測信号をモータに与えてその応答により磁極位置を推定する方法も提案されている。

ところで、回転電機は直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータを介して駆動制御されることが多い。インバータのスイッチング制御に際しては、上段側のスイッチング素子と下段側のスイッチング素子とが共にオン状態となり、インバータの正負両極間が短絡することを防止するために、両スイッチング素子が同時にオフ状態となるような期間、いわゆるデッドタイムが設けられる。このデッドタイムによって、変調指令に基づくスイッチングパルスの有効パルス幅に対して実際の有効パルス幅が小さくなり、直流から交流に変換された後の出力電圧に、指令値に対する誤差が生じる場合がある。この誤差は、電気的に磁極位置を検出する際にも影響を与え、検出誤差の原因となる。このため、有効パルスの始点と終点とを同一時間ずつずらすことによってデッドタイムに起因する出力電圧の誤差を低減するデッドタイム補償が行われる場合がある。

交流の相電流が振幅中心に近い（ゼロに近い）タイミングでは、このようなデッドタイム補償が有効に機能する。しかし、相電流の振幅が小さい場合など、相電流の周期に対して、相電流が振幅中心（ゼロ）付近の値を取る期間の割合が大きくなると、磁極位置を精度良く検出できない期間が長くなり、結果として磁極位置検出の精度が低下する。そこで、特開２０１２−１７８９５０号公報（特許文献１）には、モータの制御量を制御するための電流の位相を操作することによって検出精度を向上させる技術が提案されている（第７〜９段落、第５３〜５７段落等）。しかし、この方法では、電流を進み位相と遅れ位相とに設定するためにトルクリップルが大きくなる傾向がある。また、電流の位相を調整するための演算負荷も増加する。また、デッドタイムの影響はモータのトルクや、インバータの直流側の電圧（直流リンク電圧）にも依存するが、デッドタイムの影響が比較的小さい場合にも電流位相の調整等を行うことによって、効率を低下させる可能性がある。

特開２０１２−１７８９５０号公報

上記背景に鑑みて、回転電機の運転効率に対する影響を抑制しつつ、デッドタイムによる電圧誤差を低減して、電気的に回転電機の磁極位置を精度良く導出することができるセンサレス磁極位置検出技術の提供が望まれる。

上記に鑑みた回転電機制御装置は、１つの態様として、
永久磁石が配置されたロータを備え、直流と交流との間で電力変換を行うインバータを介して駆動される回転電機を制御対象とし、
前記ロータの磁極位置をセンサレス制御によって検出し、
前記磁極位置を用い、前記永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と当該ｄ軸に直交するｑ軸とのｄｑ軸ベクトル座標系において、電流指令と前記回転電機からのフィードバック電流との偏差に基づいて電流フィードバック制御を行い、
前記インバータを構成するスイッチング素子の制御パルスの始点及び終点を調整して、前記インバータの１相のアームを構成する上段側の前記スイッチング素子及び下段側の前記スイッチング素子が共にオフ状態に制御される期間であるデッドタイム期間に起因する交流出力の誤差を、前記制御パルスが基準パルスである場合に比べて低減するデッドタイム補償を行い、
前記スイッチング素子をスイッチング制御して前記回転電機を駆動する回転電機制御装置であって、
前記回転電機の出力トルクに応じて電機子電流の大きさが最も小さくなるように前記ｄｑ軸ベクトル座標系における前記電流指令を決定して前記回転電機を制御する場合に、前記電機子電流の大きさが予め規定された下限電流以上となるように前記回転電機を制御する。

センサレス制御によって精度よく磁極位置を検出するためには、デッドタイム補償の実行が有用であるが、デッドタイム補償の実施に際しては、一般的に交流の相電流の極性の判定が必要となる。ここで、回転電機が低トルクで駆動されている場合など、相電流の振幅が小さく、相電流の波高が相電流の振幅中心に近い場合には、相電流の極性の判定に高い精度が求められたり、判定精度によっては判定の信頼性が低下したりする可能性がある。本構成によれば、電流指令は、電機子電流が下限電流以上となるように決定されることになる。電機子電流が小さくなることを規制することで、相電流の振幅の大きさを確保できる。即ち、相電流の極性の判定が充分に可能となるように相電流の振幅を確保することができる。電機子電流の大きさが下限電流以上の場合には、電機子電流は規制されないから、回転電機の運転効率に対する影響は、電機子電流の大きさが下限電流未満の場合に限定される。従って、本構成によれば、回転電機の運転効率に対する影響を抑制しつつ、デッドタイムによる電圧誤差を低減して、電気的に回転電機の磁極位置を精度良く導出することができるセンサレス磁極位置検出技術が実現される。

回転電機制御装置のシステム構成の一例を模式的に示すブロック図 回転電機制御装置の機能構成の一例を模式的に示すブロック図 ｄｑ軸ベクトル座標系とδγ軸ベクトル座標系との関係を示す図 αβ軸ベクトル座標系とｄｑ軸ベクトル座標系との関係を示す図 デッドタイムについて説明する図 デッドタイムにより生じる電圧誤差について説明する図 デッドタイム補償の一例について説明する図 電流ベクトル空間における動作点と電流指令との関係を模式的に示す図 定電流制御を含む制御を行う場合の電流指令の一例を模式的に示す波形図 下限電流と直流リンク電圧との関係を模式的に示す図 下限電流と回転速度との関係を模式的に示す図

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１及び図２に示すように、回転電機制御装置１は、交流の回転電機８０の回転状態（磁極位置や回転速度）をレゾルバ等の回転センサを用いることなく、いわゆるセンサレスで検出する機能を備えた制御装置である。本実施形態において、回転電機８０は、埋込型永久磁石同期モータ（interior permanent magnet synchronous motor : IPMSM）であり、ロータの永久磁石のＮ極方向の磁気特性と電気的にこれと垂直な方向（電気角で９０°ずれた方向）との磁気特性とが異なる突極性（逆突極性を含む）を有する。詳細は後述するが、本実施形態においてモータ制御装置は、この突極性を利用して、回転電機８０の停止時や低速回転時においてもセンサレス制御により磁極位置や磁極の方向、回転速度などの回転状態を判定する。従って、本発明は、突極性を有する他の方式の回転電機、例えば、シンクロナスリラクタンスモータにも適用することができる。尚、当然ながら、回転電機８０は、モータ（電動機）、ジェネレータ（発電機）、及び必要に応じてモータ及びジェネレータの双方の機能を果たすモータ・ジェネレータのいずれをも含むものである。

上述したように、回転電機制御装置１が制御対象とする回転電機８０は、永久磁石が配置されたロータを備え、直流と交流との間で電力変換を行うインバータを介して駆動される。換言すれば、回転電機制御装置１は、図１に示すように、インバータ７と直流リンクコンデンサ６とを備える回転電機駆動装置７０を制御対象とし、回転電機駆動装置７０を介して回転電機８０を駆動制御する。インバータ７は、交流の回転電機８０に接続されて直流と多相交流（ここでは３相交流）との間で電力変換を行う電力変換装置であり、交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成されている。直流リンクコンデンサ６は、このインバータ７の直流側の電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃを平滑化する。

本実施形態では、回転電機８０は、例えばハイブリッド自動車や電気自動車等の車両の駆動力源として用いられる。鉄道のように架線から電力の供給を受けることができない自動車のような車両には、回転電機８０を駆動するための電力源としてニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどの直流電源４が搭載されている。本実施形態では、回転電機８０に電力を供給するための大電圧大容量の直流電源として、例えば電源電圧２００〜４００［Ｖ］の直流電源４が備えられている。回転電機８０は、交流の回転電機であるから、直流電源４と回転電機８０との間には、直流と交流（ここでは３相交流）との間で電力変換を行うインバータ７が備えられている。インバータ７の直流側の正極電源ラインＰと負極電源ラインＮとの間の電圧は、以下“直流リンク電圧Ｖｄｃ”と称する。直流電源４は、インバータ７を介して回転電機８０に電力を供給可能であると共に、回転電機８０が発電して得られた電力を蓄電可能である。インバータ７と直流電源４との間には、インバータ７の直流側の正負両極間電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）を平滑化する平滑コンデンサ（直流リンクコンデンサ６）が備えられている。直流リンクコンデンサ６は、回転電機８０の消費電力の変動に応じて変動する直流電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）を安定化させる。

インバータ７は、直流リンク電圧Ｖｄｃを有する直流電力を複数相（ｎを自然数としてｎ相、ここでは３相）の交流電力に変換して回転電機８０に供給すると共に、回転電機８０が発電した交流電力を直流電力に変換して直流電源に供給する。インバータ７は、複数のスイッチング素子を有して構成される。スイッチング素子には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ−ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などの高周波での動作が可能なパワー半導体素子を適用すると好適である。図１に示すように、本実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ３が用いられる。

例えば直流と多相交流（ここでは３相交流）との間で電力変換するインバータ７は、よく知られているように多相（ここでは３相）のそれぞれに対応する数のアームを有するブリッジ回路により構成される。つまり、図１に示すように、インバータ７の直流正極側（直流電源の正極側の正極電源ラインＰ）と直流負極側（直流電源の負極側の負極電源ラインＮ）との間に２つのＩＧＢＴ３が直列に接続されて１つのアームが構成される。３相交流の場合には、この直列回路（１つのアーム）が３回線（３相）並列接続される。つまり、回転電機８０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するステータコイル８のそれぞれに一組の直列回路（アーム）が対応したブリッジ回路が構成される。

対となる各相のＩＧＢＴ３による直列回路（アーム）の中間点、つまり、正極電源ラインＰの側のＩＧＢＴ３（上段側ＩＧＢＴ（上段側スイッチング素子））と負極電源ラインＮ側のＩＧＢＴ３（下段側ＩＧＢＴ（下段側スイッチング素子））との接続点は、回転電機８０のステータコイル８にそれぞれ接続される。尚、各ＩＧＢＴ３には、負極（負極電源ラインＮ）から正極（正極電源ラインＰ）へ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、並列にフリーホイールダイオード（ＦＷＤ）５が備えられている。

図１に示すように、インバータ７は、回転電機制御装置１により制御される。回転電機制御装置１は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されたＥＣＵ（electronic control unit）として構成されている。図２に示すように、回転電機制御装置１は、インバータ制御部１０、回転状態情報演算部２０を備えて構成されている。インバータ制御部１０及び回転状態情報演算部２０は、種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウェアとソフトウェア（プログラム）との協働により実現される。例えば、回転電機制御装置１は、車両ＥＣＵ９０等の他の制御装置等からＣＡＮ（Controller Area Network）などを介して要求信号として提供される回転電機８０の目標トルクや目標速度に基づいてトルク指令Ｔ^＊を決定し、インバータ７を介して回転電機８０を制御する。

回転電機制御装置１（インバータ制御部１０）は、インバータ７を構成するＩＧＢＴ３のスイッチングパターンの形態（電圧波形制御の形態）として、例えばパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御を行う。また、回転電機制御装置１は、ステータの界磁制御の形態として、電機子電流に対して最大トルクを出力する最大トルク制御や、電機子電流に対して最大効率でモータを駆動する最大効率制御などの通常界磁制御（基本制御）、及び、トルクに寄与しない界磁電流を流して界磁磁束を弱める弱め界磁制御や、逆に界磁磁束を強める強め界磁制御などの界磁調整制御を有している。本実施形態では、回転電機制御装置１は、回転電機８０の回転に同期して回転する２軸の直交ベクトル空間（座標系）における電流ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を実行して回転電機８０を制御する。電流ベクトル制御法では、例えば、永久磁石による界磁磁束の方向に沿ったｄ軸と、このｄ軸に対して電気的にπ／２進んだｑ軸との２軸の直交ベクトル空間において電流フィードバック制御を行う。

ところで、インバータ７を構成する各ＩＧＢＴ３の制御端子であるゲート端子は、ドライバ回路２を介して回転電機制御装置１に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。回転電機８０を駆動するための高圧系回路と、マイクロコンピュータなどを中核とする回転電機制御装置１などの低圧系回路とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。このため、各ＩＧＢＴ３に対するゲート駆動信号（スイッチング制御信号）の駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて中継するドライバ回路２（制御信号駆動回路）が備えられている。低圧系回路の回転電機制御装置１により生成されたＩＧＢＴ３のゲート駆動信号は、ドライバ回路２を介して高圧回路系のゲート駆動信号としてインバータ７に供給される。ドライバ回路２は、例えばフォトカプラやトランスなどの絶縁素子やドライバＩＣを利用して構成される。

このように回転電機８０は、インバータ制御部１０によりスイッチング制御されるインバータ７を介して、所定の出力トルク及び回転速度で駆動される。この際、回転電機８０の各ステータコイルに流れる電流の値がインバータ制御部１０にフィードバックされる。インバータ制御部１０は、トルク指令Ｔ^＊に応じて決定された電流指令（Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊）との偏差に対してＰＩ制御（比例積分制御）やＰＩＤ制御（比例積分微分制御）を実行して回転電機８０を駆動制御する。このフィードバック制御を実現するため、インバータ７の各相アームと回転電機８０の各相ステータコイルとの間に設けられたバスバーなどの導体を流れる電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が、電流センサ３０により検出される。

ここで、インバータ制御部１０によるベクトル制御について簡単に説明する。このベクトル制御におけるベクトル空間（座標系）は、回転電機８０のロータに配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と当該ｄ軸に電気的に直交するｑ軸とのｄｑ軸ベクトル座標系（ｄｑ軸ベクトル空間）である。本実施形態においてインバータ制御部１０は、トルク指令演算部１１と、トルク制御部１２（電流指令演算部）と、電流制御部１３（電圧指令演算部）と、変調制御部１４と、３相２相座標変換部１５とを備えて構成されている。

本実施形態においては、車両ＥＣＵ９０などの上位のＥＣＵ等からの速度指令ω^＊（目標速度）及び実際の回転速度に基づいて、トルク指令演算部１１がトルク指令Ｔ^＊（目標トルク）を演算する。尚、本実施形態では、レゾルバ等の回転センサを用いることなくセンサレスで回転電機８０の回転を検出するので、実際の回転速度は、回転状態情報演算部２０により推定される推定回転速度であり、図２に示すように＾（ハット）付きのω（便宜上、文中ではω＾と表記する。）である。トルク制御部１２は、トルク指令Ｔ^＊に応じて、例えばマップを参照してベクトル制御の電流指令Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊を設定する（決定する）。電流指令Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊は、上述したｄｑ軸ベクトル座標系に対応して設定される。

電流制御部１３は、ｄｑ軸ベクトル座標系における電流指令Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊と、フィードバック電流Ｉｄ，Ｉｑとの偏差を例えばＰＩ制御して、ｄｑ軸ベクトル座標系における電圧指令Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を演算する。フィードバック電流Ｉｄ，Ｉｑは、回転電機８０の各ステータコイルに流れる３相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の検出値が、３相２相座標変換部１５により２相のｄｑ軸ベクトル座標系に座標変換されてフィードバックされたものである。電圧指令Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊は、変調制御部１４において３相の電圧指令に座標変換される。また、変調制御部１４は、この３相の電圧指令に基づいてインバータ７をスイッチング制御するスイッチング制御信号を、例えばパルス幅変調（ＰＷＭ）により生成する。

変調制御部１４及び３相２相座標変換部１５における座標変換は、ロータの磁極位置θに基づいて行われる。つまり、回転電機８０をベクトル制御するためには、現実の３相空間と２相のｄｑ軸ベクトル座標系との間での相互の座標変換が必要である。このため、ロータの磁極位置θを精度良く検出する必要がある。本実施形態では、レゾルバなどの回転検出装置を備えることなく、ロータの磁極位置θを推定するセンサレス制御を採用している。従って、磁極位置θは推定磁極位置であり、図１に示すように＾付きのθ（便宜上、文中ではθ＾と表記する。）である。

回転電機８０が回転中においては、誘導起電力に磁極位置情報が含まれるため、インバータ出力電圧とフィードバック電流（Ｉｄ，Ｉｑ）から誘導起電力を推定し、回転速度ω（推定回転速度ω＾）、磁極位置θ（推定磁極位置θ＾）を推定する。一方、回転電機８０が停止している際には当然ながら誘導起電力も生じない。また、回転電機８０が低速で回転している際には、誘導起電力も小さくなる。このため、回転速度ω（ω＾）及び磁極位置θ（θ＾）の演算には、別の手法を用いる必要がある。例えば、回転電機８０が停止中あるいは低速で回転中の場合には、電気的な刺激となる高周波の観測信号（観測電流又は観測電圧）を回転電機８０に印加し、その応答から回転速度ω（ω＾）並びに磁極位置θ（θ＾）を演算する。

図２に示すように、本実施形態では、主として、誘導起電力（誘起電圧）を利用することができる高速回転域において回転速度ω（ω＾_Ｈ）並びに磁極位置θ（θ＾_Ｈ）を演算する高速域位置演算部２１と、主として、高周波の観測信号を用いて低速回転域において回転速度ω（ω＾_Ｌ）並びに磁極位置θ（θ＾_Ｌ）を演算する低速域位置演算部２２との２つの位置演算部を備える。高速域位置演算部２１の演算結果（ω＾_Ｈ及びθ＾_Ｈ）と、低速域位置演算部２２の演算結果（ω＾_Ｌ及びθ＾_Ｌ）とは、後述するように切替部２３によって選択されたり、合成されたりして、トルク指令演算部１１や変調制御部１４、３相２相座標変換部１５で利用される。例えば、切替部２３は、低速域位置演算部２２による低速演算モード、及び高速域位置演算部２１による高速演算モード、低速域位置演算部２２による演算結果（ω＾_Ｌ及びθ＾_Ｌ）と高速域位置演算部２１の演算結果（ω＾_Ｈ及びθ＾_Ｈ）との回転速度に応じた加重平均を取る合成モードの何れかを選択して、回転速度ω（ω＾）と磁極位置θ（θ＾）を決定してもよい。また、切替部２３は、スイッチ２４を制御して、高周波の観測信号（ここでは“Ｖｄ_ｈ ^＊”）を印加するか否かの切り替えも行う。

以下、高速域位置演算部２１及び低速域位置演算部２２による回転状態情報（θ＾，ω＾）の演算手法について簡単に説明する。高速域位置演算部２１は、ｄ軸電流によりロータに発生する磁束の回転により発生する誘起電圧、ステータ側のｑ軸のインダクタンスに流れる電流の変化分により発生する誘起電圧、永久磁石の磁束の回転により発生する誘起電圧を合算した拡張誘起電圧を用いた“拡張誘起電圧モデル”によりロータの磁極位置θ（θ＾）を演算する。“拡張誘起電圧モデル”については、市川真士、他による技術論文“拡張誘起電圧モデルに基づく突極型永久磁石同期モータのセンサレス制御(Sensorless Controls of Salient-Pole Permanent Magnet Synchronous Motors Using Extended Electromotive Force Models, T.IEE Japan, vol. N0.12, 2002)”に詳しいので、ここでは詳細な説明は省略する。

尚、磁気的突極性を有する回転電機の回転座標系（ｄｑ軸ベクトル座標系）での一般的な回路方程式（電圧方程式）は、下記式(1)で表される。ここで、ｐは微分演算子、Ｌｄ，Ｌｑはそれぞれｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンス、Ｋ_Ｅは誘起電圧定数である。また、“拡張誘起電圧モデル”による電圧方程式は、式(2)で示され、式(2)の第２項が “拡張誘起電圧”（下記式(3)）と定義される。式(2) 及び式(3)において“Ｉｑ”に付加されている“・”は“Ｉｑ”の時間微分を意味しており，ドットの付いた変数に対してのみ微分を作用させるため、式(1)の微分演算子ｐとは区別した表記となっている。

式(3)の右辺の“（Ｌｄ−Ｌｑ）ωＩｄ”は、ｄ軸電流によりロータに発生する磁束の回転により発生する誘起電圧を示している。式(3)の右辺の“（Ｌｄ−Ｌｑ）Ｉｑ”（時間微分のドットは省略）は、ステータ側のｑ軸のインダクタンスに流れる電流の変化分により発生する誘起電圧を示している。式(3)の右辺の“ωＫ_Ｅ”はロータに取り付けられた永久磁石の磁束の回転により発生する誘起電圧を示している。つまり、回転電機の永久磁石とインダクタンスにおける位置情報は、全て“拡張誘起電圧”に集約されていることになる。詳細な説明は、市川氏らの論文に詳しいので省略するが、式(2)を回転電機のステータに設定された固定座標系（例えばαβ軸ベクトル座標系）に変換すると、磁極位置の推定の際に処理が困難な値（上記技術論文によれば“２θ”）を含む項が存在しなくなるため、推定のための演算が容易となる。一般的な誘起電圧モデルを用いた磁極位置の演算の際には近似を用いる必要が生じて推定精度を低下させる可能性があるが、拡張誘起電圧モデルを用いた場合には、近似は不要となり、高精度な磁極位置θ（θ＾）や回転速度ω（ω＾）の推定が可能となる。

低速域位置演算部２２は、回転電機８０に高周波の観測信号を印加し、当該観測信号への応答成分としてフィードバック電流に含まれてフィードバックされる高周波成分に基づいてロータの磁極位置θ（θ＾）を演算する。本実施形態では、ｄ軸電圧指令Ｖｄに重畳する高周波の観測信号（Ｖｄ_ｈ ^＊：Ｖ_ａｈｃｏｓ（ω＾_ｈｔ））が生成される。この観測信号に応じた座標系（γδ軸ベクトル座標系）とｄｑ軸ベクトル座標系との間には、図３に示すように、“θ_ｈ”（指令値としては位相指令“θ_ｈ ^＊”）の位相差が存在する。指令値として電圧指令に重畳した位相差に対する応答成分は、回転電機８０からのフィードバック電流に含まれる。例えば、ハイパスフィルタを用いてｑ軸フィードバック電流Ｉｑ（δ軸フィードバック電流Ｉδ）から高周波の観測信号に対する応答成分が抽出され、ハイパスフィルタ、ヘテロダイン回路（ミキサー）、ローパスフィルタなどを介して応答成分が復調される。

ここで回転電機８０のステータに設定される固定座標系（αβ軸ベクトル座標系）と、ｄｑ軸ベクトル座標系との関係を考えると、ｄｑ軸ベクトル座標系は、このαβ軸ベクトル座標系に対して回転する座標系となり、磁極位置θは図４に示すようにαβ軸を基準とした位相角“θ”として定義することができる。また、ロータの回転速度ωは、αβ軸ベクトル座標系に対するｄｑ軸ベクトル座標系の回転速度ωとして定義することができる。本実施形態のように、磁極位置θを演算によって推定する場合には、実際のｄｑ軸ベクトル座標系を直接検出することはできない。従って、図４において＾（ハット）付きのｄｑ軸によって示すように、演算によって推定された磁極位置θ＾に基づく推定ｄｑ軸ベクトル座標系が設定される。αβ軸を基準としたロータの磁極位置は、図４に示すように＾付きの“θ＾”として定義され、αβ軸ベクトル座標系に対する推定ｄｑ軸ベクトル座標系の回転速度は＾付きの“ω＾”として定義される。

図４に示すように、実際のｄｑ軸ベクトル座標系と推定ｄｑ軸ベクトル座標系との誤差に相当するΔθをゼロに収束させることにより、推定ｄｑ軸ベクトル座標系が実際のｄｑ軸ベクトル座標系に一致する。つまり、Δθをゼロに収束させることにより推定ｄｑ軸が実際のｄｑ軸となるので、磁極位置が精度良く検出されることになる。回転状態情報演算部２０は、この原理により磁極位置を演算する。例えば、復調された応答成分に対し、位相同期部（ＰＬＬ：phase locked loop）において“Δθ”が“０”となるようにＰＩ制御が実行される。ＰＩ制御の結果、推定回転速度“ω＾_Ｌ”が求められる。回転速度（角速度）を積分すると距離、即ち角度が得られるので、この推定回転速度“ω＾_Ｌ”を積分器を用いて積分することによって、推定磁極位置“θ＾_Ｌ”が求められる。

ところで、インバータのスイッチング制御に際しては、上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子とが共にオン状態となり、正極側と負極側とが短絡することを防止するために、両スイッチング素子が同時にオフ状態となるような期間、いわゆるデッドタイムＴｄが設けられる（図５参照）。例えば、変調指令に基づく理想的なスイッチングパルス（制御パルス）の立ち上がり（破線部）を所定期間遅らせることによってデッドタイムＴｄが設けられ、基準パルスが生成される。このデッドタイムＴｄによって、変調指令に基づくスイッチングパルス（理想パルス）の有効パルス幅に対して実際パルス（基本パルス）の有効パルス幅が小さくなり、直流から交流に変換された後の出力電圧に、誤差ΔＶが生じる場合がある（図６参照）。デッドタイムＴｄに起因して生じる電圧の誤差ΔＶは、図６に一点鎖線で示すように近似的に方形波電圧とみなすことができる。その方形波電圧の振幅（誤差ΔＶ）は、直流リンク電圧Ｖｄｃを“Ｅｄ”、変調の際のキャリア周波数を“ｆｃ”として、“ΔＶ≒Ｅｄ・Ｔｄ・ｆｃ”で表される。

上述したように、高速域位置演算部２１では電圧方程式（式(2)）に基づいて磁極位置（θ＾_Ｈ）を演算しており、誤差ΔＶはその演算結果に影響を与える。また、低速域位置演算部２２では、電圧指令（Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊）に応じた電圧が出力されていることを前提として観測指令に対する応答成分に基づき磁極位置（θ＾_Ｌ）を演算している。従って、出力される電圧に誤差ΔＶが生じていると、磁極位置（θ＾_Ｌ）の演算結果に影響を与える。

このため、図７に例示するように、有効パルスの始点と終点とを同一時間ずつずらすことによってデッドタイムＴｄに起因する出力電圧の誤差ΔＶを低減するデッドタイム補償が行われる。例えば、デッドタイム補償は、３相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の極性に応じて実行される。図７は、相電流が正の場合のデッドタイム補償の手順を例示している。図７の上段は、変調指令に基づく理論上のスイッチングパルスを示している。相電流が正の場合、この理論上のスイッチングパルスのパルス幅“Ｔｐ”が両側に“Ｔｄ／２”ずつ拡張される（図７の中段参照）。具体的には、上段側スイッチング素子のオン期間が両側に“Ｔｄ／２”ずつ延長され、これに対応する下段側スイッチング素子のオフ期間が“Ｔｄ／２”ずつ延長される（オフ期間の前後において隣接するオン期間がそれぞれ“Ｔｄ／２”ずつ短縮される）。次に、図５を参照して上述したように、スイッチングパルスの立ち上がりを、デッドタイムＴｄに対応する所定期間ずつ遅らせる（図７の下段参照）。上段側スイッチングパルスのオン期間は“Ｔｄ＝（Ｔｄ／２）×２”延長された後、デッドタイムＴｄ分短縮されるので、延長分と短縮分とが相殺され、理論上のパルス幅“Ｔｐ”が維持される。

相電流が負の場合のデッドタイム補償では、上段側スイッチング素子のオン期間が両側に“Ｔｄ／２”ずつ短縮され、これに対応する下段側スイッチング素子のオフ期間も“Ｔｄ／２”ずつ短縮される（オフ期間の前後において隣接するオン期間がそれぞれ“Ｔｄ／２”ずつ拡張される）。つまり、相電流が負の場合のデッドタイム補償は、相電流が正の場合とは逆となり、容易に類推可能であるので図示及び詳細な説明は省略する。

このようなデットタイム補償を行うに際しては、相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の極性の判定が必要である。しかし、相電流がゼロの近傍（振幅中心の近傍）では、電流センサ３０の分解能や、電流リップルの影響などにより、極性の判定に関する信頼性が低くなる。このため、デッドタイム補償が充分に機能せず、磁極位置の検出精度も低下する可能性がある。また、相電流の振幅が小さい場合、つまり、電機子電流Ｉａの大きさが小さい場合には、相電流の波高（ピークやボトム）においても電流値がゼロに近くなり、極性の判定に関する信頼性が低くなる。このため、本実施形態では、デッドタイム補償が適切に行えるように、相電流の振幅が一定以上となるように調整される。具体的には、回転電機制御装置１は、回転電機８０の出力トルクに応じてｄｑ軸ベクトル座標系における電流指令（Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊)を決定するに際して、電機子電流Ｉａの大きさが予め規定された下限電流（Ｉａ＿ｍｉｎ）以上となるように、電流指令（Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊)を決定する。

図８は、電流ベクトル空間（座標系）を示している。図８において、曲線１００（曲線１０１〜１０３のそれぞれ）は“等トルク線”を表している。等トルク線１００（１０１〜１０３）は、それぞれ回転電機８０が、あるトルクを出力する電機子電流Ｉａのベクトル軌跡を示している。等トルク線１０１よりも等トルク線１０２の方が低トルクであり、さらに等トルク線１０２よりも等トルク線１０３の方が低トルクである。電機子電流Ｉａの大きさは、ｄ軸電流（Ｉｄ）とｑ軸電流（Ｉｑ）との合成ベクトルの大きさである（Ｉａ^２＝Ｉｄ^２＋Ｉｑ^２）。尚、ｕｖｗの３相座標系におけるｕ相電流Ｉｕとｖ相電流Ｉｖとｗ相電流Ｉｗとの合成ベクトルと、ｄ軸電流（Ｉｄ）とｑ軸電流（Ｉｑ）との合成ベクトルとは同一であり、電機子電流Ｉａである。曲線２００（曲線２０１〜２０３のそれぞれ）は、定電流円を示している。定電流円は、電機子電流Ｉａ大きさが一定値となるベクトル軌跡である。ｄ軸及びｑ軸の電流指令（Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊)は、このような電流ベクトル空間における動作点（例えば、Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３）における電流値として設定される。

図８において、曲線４００は最大トルク制御（基本制御）を実行する際の動作点のベクトル軌跡（最大トルク制御線）である。上述したように、回転電機制御装置１は、基本制御として、電機子電流Ｉａに対して最大トルクを出力する最大トルク制御や、電機子電流Ｉａに対して最大効率でモータを駆動する最大効率制御などを実行する。ここでは、基本制御として、最大トルク制御が実行される形態を例示している。図２に示すトルク制御部１２は、基本制御の実行に際して、図８に例示したようなマップを参照して、トルク指令Ｔ^＊に基づき選択される等トルク線１００と最大トルク制御線４００との交点を動作点として設定し、当該動作点におけるｄ軸電流とｑ軸電流とを電流指令（Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊）として決定する。当該動作点における電機子電流Ｉａの大きさが予め規定された下限電流Ｉａ＿ｍｉｎ以上であれば、最大トルク制御線４００上の動作点における電流値が電流指令として決定される。

例えば、図８に示す動作点Ｐ１における電機子電流Ｉａの大きさが下限電流Ｉａ＿ｍｉｎ以上であり、動作点Ｐ２における電機子電流Ｉａの大きさが、下限電流Ｉａ＿ｍｉｎ未満であるとする。動作点Ｐ１における電機子電流Ｉａの大きさは、下限電流Ｉａ＿ｍｉｎ以上であるから、当該動作点Ｐ１におけるｄ軸及びｑ軸の電流値が電流指令（Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊）として決定される。一方、動作点Ｐ２では、電機子電流Ｉａの大きさが、下限電流Ｉａ＿ｍｉｎ未満であるから、電機子電流Ｉａの大きさが下限電流Ｉａ＿ｍｉｎ以上となるまで、等トルク線１０３上において動作点を移動させる。具体的には、下限電流Ｉａ＿ｍｉｎを示す定電流円２００と等トルク線１０３との交点まで動作点を移動させる。本実施形態では、動作点Ｐ１における電機子電流Ｉａの大きさが下限電流Ｉａ＿ｍｉｎに設定されている例を示している。従って、定電流円２０３と等トルク線１０３との交点が、移動後の動作点Ｐ３として設定される。そして、当該動作点Ｐ３におけるｄ軸及びｑ軸の電流値が電流指令（Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊）として決定される。定電流円２０３は、下記に示す定電流制御における一定の電機子電流（Ｉａ’）のベクトル軌跡でもある。

最大トルク制御線４００の上に動作点が設定される基本制御は、換言すれば、回転電機８０の出力トルクに応じて、電流の大きさＩａが最も小さくなるように電流指令（Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊)を決定する制御である。つまり、定電流円２００と等トルク線１００との接点が動作点となる制御である。一方、等トルク線１００の上において、動作点Ｐ２から動作点Ｐ３に移動させて電流指令を決定する制御は、定電流円２００の上に動作点が設定される制御である。従って、本実施形態では、この制御を定電流制御と称する。上述したように、定電流円２００は、定電流制御における一定の電機子電流（Ｉａ’）のベクトル軌跡でもあり、定電流制御では定電流円２００と等トルク線１００との交点に動作点が設定される。

回転電機制御装置１は、基本制御における電機子電流Ｉａの大きさが下限電流Ｉａ＿ｍｉｎを下回る場合に、電機子電流Ｉａの大きさが下限電流Ｉａ＿ｍｉｎとなるように電流指令（Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊)を決定する定電流制御を実行する。即ち、回転電機制御装置１（トルク制御部１２）は、基本制御と定電流制御とを実行可能であり、トルク指令Ｔ^＊に基づく動作点における電機子電流Ｉａの大きさに応じて、基本制御と定電流制御とを切り替えて実行する。このような定電流制御を含む制御を行った場合、動作点は図８に矢印Ｙで示すような軌跡をたどる。

ところで、定電流制御を含む制御を行う場合、回転電機制御装置１は、回転電機８０が回転を始める際には、電機子電流Ｉａをゼロから少なくとも下限電流Ｉａ＿ｍｉｎまで階段状に増加させ、回転電機８０が停止する際には、電機子電流Ｉａを少なくとも下限電流Ｉａ＿ｍｉｎからゼロまで階段状に減少させると好適である。図９は、定電流制御を含む制御を行う場合の電流指令の一例を模式的に示す波形図である。図９の最上段は速度指令を示しており、図９では、時間の経過に応じて、ゼロから速度を一定速度まで上昇させ、一定速度を保った後、ゼロまで下降させる、いわゆる速度スイープをさせるケースを模式的に示している。図９の上から２段目は、回転電機８０の実速度を示しており、ここでは速度指令に対して実速度が良好に追従している形態を示している。図９の上から３段目、及び４段目は、トルク指令を示している。上から３段目は通常の最大トルク制御の際のトルク指令を示している。上から４段目は、定電流制御を含む制御を行う場合のトルク指令を示している。これら２つのトルク指令の波形から明らかなように、トルク指令は、最大トルク制御（基本制御）の場合も、定電流制御を含む場合も同じである。

図９の下から２段目は、最大トルク制御の際の電流指令（電機子電流Ｉａの指令）を示している。また、図９の最下段は、定電流制御を含む制御を行う場合の電流指令を示している。最大トルク制御の際の電流指令は、トルク指令にほぼ比例している。これに対して、定電流制御を含む制御を行う場合には、トルク指令の値が低トルクの領域では、トルク指令に拘わらず、下限電流Ｉａ＿ｍｉｎ以上の電流指令が設定される。つまり、トルク指令の値が低トルクの領域では、電機子電流Ｉａの大きさが、下限電流Ｉａ＿ｍｉｎ未満とならないように、電流指令が設定される。このような低トルクの領域は、図９のような速度スイープをさせる場合には、回転電機８０が回転を始めるとき、及び回転電機８０が停止するときに現れる。従って、図９の最下段に示すように、回転電機制御装置１は、回転電機８０が回転を始める際には、電機子電流Ｉａをゼロから少なくとも下限電流Ｉａ＿ｍｉｎまで階段状に増加させる。また、回転電機制御装置１は、回転電機８０が停止する際には、電機子電流Ｉａを少なくとも下限電流Ｉａ＿ｍｉｎからゼロまで階段状に減少させる。

具体的には、回転電機制御装置１は、制御開始時刻“ｔ１”において、階段状に電流指令を下限電流Ｉａ＿ｍｉｎまで階段状に増加させ、そのままその電流値を維持させる。最大トルク制御において時刻“ｔ２”からトルク指令に比例して上昇する電流指令が下限電流Ｉａ＿ｍｉｎに達する時刻“ｔ３”まで、電流指令は下限電流Ｉａ＿ｍｉｎとなる。時刻ｔ１から時刻ｔ３までの電流指令の遷移は、図８における矢印Ｙ１に沿ったベクトル軌跡に対応する。時刻“ｔ３”以降の電流指令の遷移は、最大トルク制御の場合と同様に、トルク指令に比例した電流指令により回転電機８０が制御される。時刻“ｔ３”以降の電流指令の遷移は、図８における矢印Ｙ２に沿ったベクトル軌跡に対応する。

回転電機８０を減速させ、停止させる場合も同様である。回転電機制御装置１は、時刻“ｔ５”からトルク指令に比例して電流指令を減少させる。時刻“ｔ６”において、減少する電流指令が下限電流Ｉａ＿ｍｉｎに達すると、回転電機制御装置１は、電流指令を下限電流Ｉａ＿ｍｉｎに固定する。トルク指令に比例する電流指令がゼロとなる時刻“ｔ７”を過ぎた制御終了時刻“ｔ８”において、回転電機制御装置１は、電機子電流Ｉａをゼロまで階段状に減少させる。時刻“ｔ５”から時刻“ｔ６”までの電流指令の遷移は、最大トルク制御の場合と同様に、図８における矢印Ｙ２に沿った逆方向のベクトル軌跡に対応する。また、時刻“ｔ６”以降の電流指令の遷移は、図８における矢印Ｙ１に沿った逆方向のベクトル軌跡に対応する。

ところで、上述したように、交流電圧の誤差ΔＶは、直流リンク電圧Ｖｄｃを“Ｅｄ”、変調の際のキャリア周波数を“ｆｃ”として“ΔＶ≒Ｅｄ・Ｔｄ・ｆｃ”で表される（図６参照）。即ち、誤差ΔＶは、直流リンク電圧Ｖｄｃに比例し、直流リンク電圧Ｖｄｃが低い場合には、誤差ΔＶは小さくなり、磁極位置θの導出に与える影響も小さくなる。そのように、磁極位置θの導出に与える影響が少ない場合にも電機子電流Ｉａを必要以上（基本制御における電流以上）に多く流すと、損失が増大する。従って、下限電流Ｉａ＿ｍｉｎの値は、直流リンク電圧Ｖｄｃに応じて設定されると好適である。例えば、直流リンク電圧Ｖｄｃが予め規定された下限直流リンク電圧Ｖｄｃ＿ｍｉｎ未満の場合には、誤差ΔＶが磁極位置θの演算に与える影響が軽微であるとして、下限電流Ｉａ＿ｍｉｎをゼロに設定し、常に基本制御を行うようにしてもよい。あるいは、直流リンク電圧Ｖｄｃに応じて、下限電流Ｉａ＿ｍｉｎの値が変動するようにしてもよい。

図１０は、そのように直流リンク電圧Ｖｄｃに応じて設定される下限電流Ｉａ＿ｍｉｎの一例を示している。図１０では、インバータ７の直流側の電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃが予め規定された下限直流リンク電圧Ｖｄｃ＿ｍｉｎ以上の場合において、下限電流Ｉａ＿ｍｉｎは、直流リンク電圧Ｖｄｃが大きくなるに従って大きくなるように設定されている例を示している。図１０では、下限電流Ｉａ＿ｍｉｎが連続的に大きくなるように設定されている例を示しているが、段階的に大きくなるように設定されていてもよい。

また、高速域位置演算部２１により磁極位置θを導出する場合、上述したように式(3)に示す拡張誘起電圧が利用されるが、式(3)より、回転速度ωが大きくなると、“ωＩｄ”及び“ωＫ_Ｅ”も大きくなり、拡張誘起電圧も大きくなることが分かる（式(3)は下記に再掲）。

誘起電圧（拡張誘起電圧）が交流電圧の誤差ΔＶに対して充分大きければ、磁極位置θの導出に際して当該誤差ΔＶを無視することができる。式(3)から明らかなように、誘起電圧は、回転電機８０のロータの回転速度ωが高くなるに従って大きくなるので、回転速度ωに応じて下限電流Ｉａ＿ｍｉｎの値が設定されると好適である。例えば、回転速度ωが予め規定された下限回転速度ω＿ｍｉｎ未満の場合には、主に低速域位置演算部２２により磁極位置θが演算されるので、回転速度ωに対しては下限電流Ｉａ＿ｍｉｎを一定の値に設定する。そして、回転速度ωが下限回転速度ω＿ｍｉｎ以上の場合には、回転速度ωに応じて下限電流Ｉａ＿ｍｉｎの値を変動させると好適である。

図１１は、そのように回転速度ωに応じて設定される下限電流Ｉａ＿ｍｉｎの一例を示している。図１１では、回転電機８０のロータの回転速度ωが予め規定された下限回転速度ω＿ｍｉｎ以上の場合において、下限電流Ｉａ＿ｍｉｎは、回転速度ωが大きくなるに従って小さくなるように設定されている例を示している。図１１では、下限電流Ｉａ＿ｍｉｎが連続的に小さくなるように設定されている例を示しているが、段階的に小さくなるように設定されていてもよい。

上述したように、回転電機制御装置１は、デッドタイム補償を確実に実施することによって、デッドタイムＴｄが磁極位置θの導出に与える影響を低減している。従って、下限電流Ｉａ＿ｍｉｎは、デッドタイム補償が可能な最低電流値以上に設定されていると好適である。詳細な説明は省略するが、デッドタイム補償の効果は、３相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の検出精度や、３相電流の安定度（ノイズ成分の少なさなど）、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子の電気的特性により異なることが知られている。従って、デッドタイム補償が可能な最低電流値は、このような要素に鑑みて設定されると好適である。例えば、この最低電流値は、電流センサ３０の分解能や、電流センサ３０によって検出される３相電流のリップル成分の振幅、インバータ７を構成するスイッチング素子の素子特性（浮遊容量やオン抵抗など）などに応じて設定されると好適である。

〔その他の実施形態〕
以下、本発明のその他の実施形態について説明する。尚、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。

（１）上記においては、自動車の駆動力源となる回転電機を制御対象として本発明の実施形態を例示したが、本発明に係る回転電機制御装置が制御対象とする回転電機は、自動車の駆動力源に限定されるものではない。例えば、自動車に搭載される場合であっても、電動オイルポンプやエアーコンディショナーのコンプレッサー等を駆動する回転電機であってもよい。また、架線から電力の供給を受ける鉄道等の回転電機であってもよい。また、事業所や家庭のエアーコンディショナーや、洗濯機などを駆動する回転電機であってもよい。

（２）上記においては、誘起電圧として拡張誘起電圧を利用する形態を例示したが、磁極位置の演算に際して式(1)に例示したような一般的な電圧方程式に基づく誘起電圧を用いることを妨げるものではない。例えば、一般的な誘起電圧であっても、回転電機の回転速度ωが高くなれば誘起電圧も高くなり、デッドタイムＴｄに起因する交流電圧の誤差ΔＶに対して誘起電圧が充分大きければ、磁極位置θの導出に際して当該誤差ΔＶを無視することができる。

（３）上記においては、低速域位置演算部２２が、電圧指令に観測信号を重畳させる例を用いて説明したが、低速域位置演算部２２の構成はこの形態に限定されるものではない。高周波の観測信号を回転電機に印加して、その応答によって磁極位置を推定する種々の態様を適用することができる。例えば、電流指令に観測信号が重畳される形態であってもよい。

（４）尚、センサレス制御を用いた磁極位置の検出には、上記以外の種々の手法が適用である。

〔実施形態の概要〕
以下、上記において説明した実施形態における回転電機制御装置（１）の概要について簡単に説明する。

１つの態様として、回転電機制御装置（１）は、
永久磁石が配置されたロータを備え、直流と交流との間で電力変換を行うインバータ（７）を介して駆動される回転電機（８０）を制御対象とし、
前記ロータの磁極位置（θ）をセンサレス制御によって検出し、
前記磁極位置（θ）を用い、前記永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と当該ｄ軸に直交するｑ軸とのｄｑ軸ベクトル座標系において、電流指令（Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊）と前記回転電機（８０）からのフィードバック電流との偏差に基づいて電流フィードバック制御を行い、
前記インバータ（７）を構成するスイッチング素子（３）の制御パルスの始点及び終点を調整して、前記インバータ（７）の１相のアームを構成する上段側の前記スイッチング素子（３）及び下段側の前記スイッチング素子（３）が共にオフ状態に制御される期間であるデッドタイム期間（Ｔｄ）に起因する交流出力の誤差を、前記制御パルスが基準パルスである場合に比べて低減するデッドタイム補償を行い、
前記スイッチング素子（３）をスイッチング制御して前記回転電機（８０）を駆動する回転電機制御装置（１）であって、
前記回転電機（８０）の出力トルクに応じて電機子電流（Ｉａ）の大きさが最も小さくなるように前記ｄｑ軸ベクトル座標系における前記電流指令（Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊）を決定して前記回転電機（８０）を制御する場合に、前記電機子電流（Ｉａ）の大きさが予め規定された下限電流（Ｉａ＿ｍｉｎ）以上となるように前記回転電機を制御する。

センサレス制御によって精度よく磁極位置（θ）を検出するためには、デッドタイム補償の実行が有用であるが、デッドタイム補償の実施に際しては、一般的に交流の相電流の極性の判定が必要となる。ここで、回転電機（８０）が低トルクで駆動されている場合など、相電流の振幅が小さく、相電流の波高が相電流の振幅中心に近い場合には、相電流の極性の判定に高い精度が求められたり、判定精度によっては判定の信頼性が低下したりする可能性がある。本構成によれば、電流指令（Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊）は、電機子電流（Ｉａ）が下限電流（Ｉａ＿ｍｉｎ）以上となるように決定されることになる。電機子電流（Ｉａ）が小さくなることを規制することで、相電流の振幅の大きさを確保できる。即ち、相電流の極性の判定が充分に可能となるように相電流の振幅を確保することができる。電機子電流（Ｉａ）の大きさが下限電流（Ｉａ＿ｍｉｎ）以上の場合には、電機子電流（Ｉａ）は規制されないから、回転電機（８０）の運転効率に対する影響は、電機子電流（Ｉａ）の大きさが下限電流（Ｉａ＿ｍｉｎ）未満の場合に限定される。従って、本構成によれば、回転電機（８０）の運転効率に対する影響を抑制しつつ、デッドタイムによる電圧誤差を低減して、電気的に回転電機（８０）の磁極位置（θ）を精度良く導出することができるセンサレス磁極位置検出技術が実現される。

一般的に、回転電機（８０）の制御に際しては、基本制御として、電機子電流（Ｉａ）に対して最大トルクを出力する最大トルク制御や、電機子電流（Ｉａ）に対して最大効率で回転電機を駆動する最大効率制御などが行われる。この際には、例えばｄｑ軸ベクトル座標系において、最大トルクを出力する動作点のベクトル軌跡（例えば最大トルク制御線（４００））や、最大効率で回転電機（８０）を駆動する動作点のベクトル軌跡（例えば最大効率制御線）などの線上に動作点を設定し、当該動作点における電流値が電流指令電流指令（Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊）として決定される。一方、電機子電流（Ｉａ）の大きさが予め規定された下限電流（Ｉａ＿ｍｉｎ）以上となるように、電流指令電流指令（Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊）を決定するためには、電機子電流（Ｉａ）が下限電流（Ｉａ＿ｍｉｎ）となる動作点のベクトル軌跡（例えば定電流円（２０１〜２０３））の線上に動作点を設定する必要がある。従って、回転電機制御装置（１）は、少なくともそのような２種類の動作点に基づく制御が可能なように構成されていることが好ましい。尚、ここでは理解を容易にするためにベクトル軌跡や動作点を例示したが、実際の制御において動作点の設定が必須であることを意味するものではない。１つの好適な態様として、回転電機制御装置（１）は、前記回転電機（８０）の出力トルクに応じて、前記電機子電流（Ｉａ）の大きさが最も小さくなるように前記電流指令電流指令（Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊）を決定する基本制御と、前記基本制御における前記電機子電流（Ｉａ）の大きさが前記下限電流（Ｉａ＿ｍｉｎ）を下回る場合に、前記電機子電流（Ｉａ）の大きさが前記下限電流（Ｉａ＿ｍｉｎ）となるように前記電流指令電流指令（Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊）を決定する定電流制御と、を実行可能であり、前記電機子電流（Ｉａ）の大きさに応じて、前記基本制御と前記定電流制御とを切り替えて実行するとよい。

ここで、回転電機制御装置（１）は、前記回転電機（８０）が回転を始める際には、前記電機子電流（Ｉａ）をゼロから少なくとも前記下限電流（Ｉａ＿ｍｉｎ）まで階段状に増加させ、前記回転電機（８０）が停止する際には、前記電機子電流（Ｉａ）を少なくとも前記下限電流（Ｉａ＿ｍｉｎ）からゼロまで階段状に減少させると好適である。この構成によれば、低トルク領域においても、適切に下限電流Ｉａ＿ｍｉｎ以上の電流指令が設定される。

デッドタイム（Ｔｄ）に起因する交流電圧の誤差は、インバータ（７）の直流側の電圧（直流リンク電圧（Ｖｄｃ））、及スイッチング素子（３）をスイッチング制御する際の制御パルスの周波数（変調時の変調周波数）、及びデッドタイム（Ｔｄ）の期間に比例する。従って、直流リンク電圧Ｖｄｃ）が低い場合には、デッドタイム（Ｔｄ）に起因する交流電圧の誤差は小さくなり、センサレス制御によって磁極位置（θ）を導出して検出する際に与える影響も小さくなる。そのように、磁極位置（θ）の導出に与える影響が少ない場合にも電機子電流（ｉａ）を必要以上に多く流すと、損失が増大する。従って、下限電流（Ｉａ＿ｍｉｎ）の値は、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）に応じて設定されると好適である。即ち、１つの態様として、回転電機制御装置（１）は、前記インバータ（７）の直流側の電圧である直流リンク電圧（Ｖｄｃ）が予め規定された下限直流リンク電圧（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ）以上の場合において、前記下限電流（Ｉａ＿ｍｉｎ）は、前記直流リンク電圧（Ｖｄｃ）が大きくなるに従って連続的又は段階的に大きくなるように設定されていると好適である。

回転電機（８０）のロータの回転によって生じる誘起電圧は、ロータの回転速度（ω）に比例して大きくなる。ロータの回転によって生じる誘起電圧に基づいて磁極位置（θ）を演算して検出する場合、誘起電圧が交流電圧の誤差に対して充分大きければ、磁極位置（θ）の導出に際して当該誤差を無視することができるようになる。そのように、磁極位置（θ）の導出に与える影響が少ない場合にも電機子電流（Ｉａ）を必要以上に多く流すと、損失が増大する。誘起電圧は、ロータの回転速度（ω）が高くなるに従って大きくなるので、回転速度（ω）に応じて下限電流（Ｉａ＿ｍｉｎ）の値が設定されると好適である。即ち、１つの態様として、回転電機制御装置（１）は、前記ロータの回転速度（ω）が予め規定された下限回転速度（ω＿ｍｉｎ）以上の場合において、前記下限電流（Ｉａ＿ｍｉｎ）は、前記回転速度（ω）が大きくなるに従って連続的又は段階的に小さくなるように設定されていると好適である。

また、回転電機制御装置（１）は、前記下限電流（Ｉａ＿ｍｉｎ）が、前記デッドタイム補償が可能な最低電流値以上に設定されていると好適である。デッドタイム（Ｔｄ）が磁極位置（θ）の導出に与える影響を低減する上では、デッドタイム補償を確実に実施することができることが好ましい。下限電流（Ｉａ＿ｍｉｎ）が、デッドタイム補償が可能な最低電流値以上に設定されることによって、デデッドタイム補償を確実に実施して、デッドタイム（Ｔｄ）による電圧誤差を低減して、電気的に回転電機（８０）の磁極位置（θ）を精度良く導出することができる。

本発明は、永久磁石が配置されたロータを備え、直流と交流との間で電力変換を行うインバータを介して駆動される回転電機を制御対象とする回転電機制御装置に利用することができる。

１ ：回転電機制御装置
３ ：ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
７ ：インバータ
８０ ：回転電機
９０ ：車両ＥＣＵ
Ｉａ ：電機子電流
Ｉａ＿ｍｉｎ：下限電流
Ｉｄ^＊ ：ｄ軸電流指令（電流指令）
Ｉｑ^＊ ：ｑ軸電流指令（電流指令）
Ｔｄ ：デッドタイム（デッドタイム期間）
Ｖｄ ：ｄ軸電圧指令
Ｖｄｃ ：直流リンク電圧
Ｖｄｃ＿ｍｉｎ：下限直流リンク電圧
ΔＶ ：誤差
θ ：磁極位置
θ＾ ：推定磁極位置（磁極位置）
ω ：回転速度
ω＾ ：推定回転速度（回転速度）
ω＿ｍｉｎ：下限回転速度

Claims (6)

1. 永久磁石が配置されたロータを備え、直流と交流との間で電力変換を行うインバータを介して駆動される回転電機を制御対象とし、
   前記ロータの磁極位置をセンサレス制御によって検出し、
   前記磁極位置を用い、前記永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と当該ｄ軸に直交するｑ軸とのｄｑ軸ベクトル座標系において、電流指令と前記回転電機からのフィードバック電流との偏差に基づいて電流フィードバック制御を行い、
   前記インバータを構成するスイッチング素子の制御パルスの始点及び終点を調整して、前記インバータの１相のアームを構成する上段側の前記スイッチング素子及び下段側の前記スイッチング素子が共にオフ状態に制御される期間であるデッドタイム期間に起因する交流出力の誤差を、前記制御パルスが基準パルスである場合に比べて低減するデッドタイム補償を行い、
   前記スイッチング素子をスイッチング制御して前記回転電機を駆動する回転電機制御装置であって、
   前記回転電機の出力トルクに応じて電機子電流の大きさが最も小さくなるように前記ｄｑ軸ベクトル座標系における前記電流指令を決定して前記回転電機を制御する場合に、前記電機子電流の大きさが予め規定された下限電流以上となるように前記回転電機を制御する回転電機制御装置。
2. 前記回転電機の出力トルクに応じて、前記電機子電流の大きさが最も小さくなるように前記電流指令を決定する基本制御と、
   前記基本制御における前記電機子電流の大きさが前記下限電流を下回る場合に、前記電機子電流の大きさが前記下限電流となるように前記電流指令を決定する定電流制御と、を実行可能であり、
   前記電機子電流の大きさに応じて、前記基本制御と前記定電流制御とを切り替えて実行する請求項１に記載の回転電機制御装置。
3. 前記回転電機が回転を始める際には、前記電機子電流をゼロから少なくとも前記下限電流まで階段状に増加させ、前記回転電機が停止する際には、前記電機子電流を少なくとも前記下限電流からゼロまで階段状に減少させる請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。
4. 前記インバータの直流側の電圧である直流リンク電圧が予め規定された下限直流リンク電圧以上の場合において、前記下限電流は、前記直流リンク電圧が大きくなるに従って連続的又は段階的に大きくなるように設定されている請求項１から３の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
5. 前記ロータの回転速度が予め規定された下限回転速度以上の場合において、前記下限電流は、前記回転速度が大きくなるに従って連続的又は段階的に小さくなるように設定されている請求項１から４の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
6. 前記下限電流は、前記デッドタイム補償が可能な最低電流値以上に設定されている請求項１から５の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
   

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