CN103475252B - 一种变频器死区补偿方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种变频器死区补偿方法，包括：对变频器输出的相电压进行分压，得到分压信号；生成两个基准电压，将分压信号与两个基准电压输入比较器单元进行比较；根据比较器单元输出的比较信号计算变频器实际的相电压导通时间；将所述实际的相电压导通时间与理想的相电压导通时间进行比较，计算变频器的死区时间，以便根据所述死区时间对所述变频器进行死区补偿。本发明实施例还提供相应的装置。本发明技术方案由于不需要对电流是否过零点进行预估或预测，也不需要判断电流方向，因而，可以解决现有的死区补偿方法存在的零电流嵌位和电流方向容易误判的问题，从而提高系统稳定性。

Description

一种变频器死区补偿方法及装置

技术领域

本发明涉及变频器技术领域，具体涉及一种变频器死区补偿方法及装置。

背景技术

对于电压型桥式逆变器，为了保证逆变器正常工作，同一桥臂的两个功率开关器件不能同时导通，因此必须建立死区时间，也就是上下桥臂同时关断时间，来对逆变器进行保护。由于功率开关器件的开关特性是非理想的，因此会有死区效应的影响，其主要后果有：逆变器输出电压基波幅值降低，相电压电流波形会产生畸变，电机附加损耗增加，在高载波频率以及低频时，电机的电磁转矩发生较大脉动，严重地影响系统运行性能。

由于电机是感性负载，在死区时间内，电流会经过二极管续流，当电流由逆变器流向电机的时候，会导致实际输出电压比理想输出电压少脉冲误差电压；当电流由电机流向逆变器的时候，会导致实际输出电压比理想输出电压增加脉冲误差电压。尤其是在高载波频率下，交替导通的次数越多，死区的个数也就越多，这样死区的总时间就越大，这样会导致变频器的输出电压下降，因此必须对逆变器进行死区补偿，以保证输出电压的稳定。

目前常用的死区补偿的方法主要是先判断电机的三相电流的方向，然后根据电流方向，分别对功率开关器件各个桥臂进行死区补偿；该种死区补偿方法的关键在于电流方向的检测。上述死区补偿方法存在以下问题：

一是由于二极管续流，死区时间内的电机电流方向不管是逆变器流向电机还是从电机流向逆变器，电机电流方向的幅值总是沿着零方向减小，在死区时间内，如果电动机电流接近于零，当电流下降到零后，由于二极管承受了反压，阻止了电动机电流的反向流动，在剩余的死区时间内，电动机电流将保持为零，也就是存在零电流嵌位现象。

二是根据脉冲宽度调制（PulseWidthModulation，PWM）的发波特性，相电压输出形式为高频脉冲波，相电压电流波动较大，在判断电流过零点时，幅值较小，很容易导致电流方向的误判，这样会可能导致死区补偿错误。

发明内容

本发明实施例提供一种变频器死区补偿方法，以解决现有的死区补偿方法存在的零电流嵌位和电流方向容易误判的问题。本发明实施例还提供相应的用于变频器死区补偿的装置。

本发明第一方面提供一种变频器死区补偿方法，包括：

对变频器输出的相电压进行分压，得到分压信号；生成第一基准电压和第二基准电压，将所述分压信号分别与所述两个基准电压输入比较器单元进行比较；根据比较器单元输出的比较信号计算变频器实际的相电压导通时间；将所述实际的相电压导通时间与理想的相电压导通时间进行比较，计算变频器的死区时间，以便根据所述死区时间对所述变频器进行死区补偿。

本发明第二方面提供一种用于变频器死区补偿的装置，包括：

相电压分压电路，用于对变频器输出的相电压进行分压，得到分压信号；基准信号产生电路，用于产生第一基准电压和第二基准电压；比较器单元，与所述相电压分压电路和基准信号产生电路连接，用于将所述分压信号分别与所述两个基准电压进行比较，输出比较信号；隔离及电平转换电路，与所述比较器单元连接，用于将所述比较信号转换为处理器可以接收的方波信号；处理器，与所述隔离及电平转换电路连接，用于根据所述方波信号计算所述变频器实际的相电压导通时间，并将所述实际的相电压导通时间与理想的相电压导通时间进行比较，计算变频器的死区时间，以便根据所述死区时间对所述变频器进行死区补偿。

本发明实施例采用将变频器输出的相电压的分压信号与基准电压进行比较计算实际的相电压导通时间，再与理想的相电压导通时间比较计算死区时间，从而进行死区补偿的技术方案，不需要对电流是否过零点进行预估或预测，也不需要判断电流方向，可以解决现有的死区补偿方法存在的零电流嵌位和电流方向容易误判的问题，提高了系统稳定性；并且，本发明技术方案由于可以精确计算死区时间，从而可以精确调整逆变器中上下桥臂功率开关器件的通断时间，从而使变频器能够输出良好的正弦波。

附图说明

图1是本发明实施例提供的变频器死区补偿方法的流程图；

图2是本发明实施例提供的用于变频器死区补偿的装置的电路框图；

图3是本发明一个实施例提供的用于变频器死区补偿的装置的电路图；

图4是本发明实施例中基准信号产生电路的电路图；

图5是对相电压分压后得到的分压信号的波形图；

图6是输入到处理器中的信号的波形图；

图7是本发明另一实施例提供的用于变频器死区补偿的装置的电路图。

具体实施方式

本发明实施例提供一种变频器死区补偿方法及装置，以解决现有的死区补偿方法存在的零电流嵌位和电流方向容易误判的问题。以下结合附图分别进行详细说明。

实施例一、

请参考图1，本发明实施例提供一种变频器死区补偿方法，该方法包括：

110、对变频器输出的相电压进行分压，得到分压信号。

变频器输出的相电压一般是强电信号，为了便于后续处理，本实施例中首先采用相电压分压电路对相电压进行分压处理，得到一个分压信号供后续处理，该分压信号是一个弱电信号。通常，分压信号为相电压的十分之一以下。

120、生成第一基准电压和第二基准电压，将分压信号分别与两个基准电压输入比较器单元进行比较。

本实施例中，可以利用基准信号产生电路生成基准信号。该基准信号产生电路可以以变频器的母线正电压和母线负电压作为电压源，通过分压处理，生成两个大小不同的基准电压。

所述的两个基准电压包括第一基准电压和第二基电压。其中，第一基准电压小于所述分压信号的高电平，所述第二基准电压介于所述第一基准电压和所述变频器的母线负电压之间。一般的，应使第一基准电压接近所述分压信号的高电平，第二基准电压接近母线负电压。

所述比较器单元具体可以包括第一比较器和第二比较器。可以将所述分压信号和第一基准电压输入第一比较器，将所述分压信号和第二基准电压输入第二比较器，根据所述分压信号的上升和下降沿阶段分别与第一和第二基准电压的比较结果，得到比较信号。

130、根据比较器单元输出的比较信号计算变频器实际的相电压导通时间。

为了便于处理，所述比较信号可以先被转换为电压较低的、处理器可以接收的方波信号，然后将方波信号输入到处理器进行计算。一般的，可以将比较信号具体转换为TTL电平信号，TTL电平信号是方波信号的一种。所述方波信号的连续两个高电平的各自的起止时间相当于所述分压信号的上升沿阶段达到所述第二和第一基准电压的时刻，以及所述分压信号的下降沿阶段达到所述第一和第二基准电压的时刻，因此，可以根据方波信号的高电平的起止时间计算实际的相电压导通时间。假设，t1和t2是所述分压信号的上升沿阶段分别达到第二和第一基准电压的时刻，t3和t4是所述分压信号的下降沿阶段分别达到第一和第二基准电压的时刻，则，实际的相电压导通时间t=（t4+t3）/2-(t2+t1)/2。

140、将所述实际的相电压导通时间与理想的相电压导通时间进行比较，计算变频器的死区时间，以便根据所述死区时间对所述变频器进行死区补偿。

处理器再将实际的相电压导通时间与理想的相电压导通时间进行比较，即可计算得到变频器的死区时间。该死区时间可用于调节下一拍载波周期中逆变器中上下桥臂功率开关器件的导通和关断时间，从而实现对所述变频器进行死区补偿。

综上，本发明实施例提供了一种变频器死区补偿方法，该方法采用将变频器输出的相电压的分压信号与基准电压进行比较计算实际的相电压导通时间，再与理想的相电压导通时间比较计算死区时间，从而进行死区补偿的技术方案，不需要对电流是否过零点进行预估或预测，也不需要判断电流方向，可以解决现有的死区补偿方法存在的零电流嵌位和电流方向容易误判的问题，提高了系统稳定性；并且，本发明技术方案由于可以精确计算死区时间，从而可以精确调整逆变器中上下桥臂功率开关器件的通断时间，使变频器能够输出良好的正弦波，尤其是可用于低频同步电动机，提高低频电流波形的正弦度。

实施例二、

请参考图2，本发明实施例提供一种用于变频器死区补偿的装置，该装置包括：

相电压分压电路210，基准信号产生电路220，比较器单元230，隔离及电平转换电路240，以及处理器250。其中

所述相电压分压电路210，用于对变频器输出的相电压进行分压，得到分压信号。通过将强电信号的相电压进行分压，处理为弱电的分压信号，可以方便比较器单元230接收处理。

所述基准信号产生电路220，用于产生第一基准电压和第二基准电压。具体的，所述基准信号产生电路220可以对变频器的母线电压进行分压，得到两个大小不同的基准电压。其中，第一基准电压小于所述分压信号的高电平，所述第二基准电压介于所述第一基准电压和所述变频器的母线负电压之间。一般的，应使第一基准电压接近所述分压信号的高电平，第二基准电压接近母线负电压。

所述比较器单元230，与所述相电压分压电路210和基准信号产生电路220连接，用于将所述分压信号与两个基准电压进行比较，输出比较信号。所述比较器单元230具体可以包括第一比较器和第二比较器，所述第一比较器用于将所述分压信号与第一基准电压进行比较，所述第二比较器用于将所述分压信号与第二基准电压进行比较。一种实施方式中，可以将所述分压信号同时输送到两个比较器的同相输入端，所述两个基准电压分别输送到两个比较器的反相输出端；另一种实施方式中，可以将所述分压信号同时输送到两个比较器的反相输入端，所述两个基准电压分别输送到两个比较器的同相输出端。所述比较器单元230根据所述分压信号的上升和下降沿阶段分别与第一和第二基准电压的比较结果，得到比较信号。

所述隔离及电平转换电路240，与所述比较器单元230连接，用于将所述比较信号转换为处理器可以接收的方波信号。具体的，所述隔离及电平转换电路240可以包括光耦，所述光耦用于对比较信号进行光耦隔离和整形以及将比较信号转换为方波信号，例如TTL电平信号。通过光耦隔离处理，可以增强比较信号的抗干扰能力。

所述处理器250，与所述隔离及电平转换电路240连接，用于根据所述方波信号计算所述变频器实际的相电压导通时间，并将所述实际的相电压导通时间与理想的相电压导通时间进行比较，计算变频器的死区时间，以便根据所述死区时间对所述变频器进行死区补偿。具体的，所述处理器250可以根据所述方波信号的高电平起止时间计算所述变频器实际的相电压导通时间。所述方波信号的连续两个高电平的各自的起止时间相当于所述分压信号的上升沿阶段达到所述第二和第一基准电压的时刻，以及所述分压信号的下降沿阶段达到所述第一和第二基准电压的时刻。假设，t1和t2是所述分压信号的上升沿阶段分别达到第二和第一基准电压的时刻，t3和t4是所述分压信号的下降沿阶段分别达到第一和第二基准电压的时刻，则，实际的相电压导通时间t=（t4+t3）/2-(t2+t1)/2。处理器再将实际的相电压导通时间与理想的相电压导通时间进行比较，即可计算得到变频器的死区时间。该死区时间可用于调节下一拍载波周期中逆变器中上下桥臂功率开关器件的导通和关断时间，从而实现对所述变频器进行死区补偿。本实施例中，所述处理器250具体可以采用DSP（DigitalSignalProcessing，数字信号处理器）芯片或者FPGA（Field－ProgrammableGateArray，现场可编程门阵列）芯片等。

一种实施方式中，本发明装置的具体电路图可以如图3和图4所示。下面详细说明：

一、相电压分压电路210：

如图3所示，相电压分压电路210可以包括：电阻R1和电阻R2以及双开关二极管D1。其中，电阻R1的一端接变频器输出的相电压，另一端接电阻R2；电阻R2的一端接电阻R1，另一端接母线负电压；双开关二极管D1的第一端接在电阻R1和电阻R2之间，双开关二极管D1的另外两端分别为阳极和阴极，其阳极接母线负电压，阴极接15V电源。相电压分压电路210的输出端接于电阻R1和电阻R2之间，同时也与双开关二极管D1的第一端相接。

本实施例中，电阻R1的阻值一般为一千多千欧，可以由几个大电阻串联组成，每个串联电阻的阻值为几百千欧；电阻R2的阻值一般为几十千欧。分压后得到分压信号介于相电压的十分之一到百分之一之间。双开关二极管D1主要起嵌位的作用，可以对比较器单元的输入信号，即，所述分压信号起保护作用。

二、基准信号产生电路220：

如图4所示，基准信号产生电路220可以包括：串联的电阻R17、电阻R18、和电阻R19。其中，电阻R17接变频器的母线正电压，电阻R19接母线负电压。基准信号产生电路220具有两个输出端，其第一输出端接于电阻R17和电阻R18之间，用于输出第一基准电压，第二输出端接于电阻R18和电阻R19之间，用于输出第二基准电压。

本实施例中，电阻R17的阻值一般为几百千欧，可以由几个大电阻串联组成；电阻R18阻值为几千欧,电阻R19的阻值为几千欧。以保证，第一基准电压小于所述分压信号的高电平，所述第二基准电压介于所述第一基准电压和所述变频器的母线负电压之间。

三、比较器单元230：

如图3所示，所述比较单元230具体包括：第一比较器U1-A和第二比较器U1-B，以及分别连接到第一比较器U1-A和第二比较器U1-B的反向输入端的电阻R3和电阻R6，分别连接到第一比较器U1-A和第二比较器U1-B的同向输入端的电阻R4和电阻R5。其中，电阻R3和电阻R6分别与基准信号产生电路220的第一输出端及第二输出端连接，电阻R4和电阻R5则同时与相电压分压电路210的输出端连接。电阻R3至R6一般为几千欧，对比较器单元输入端起限流作用。同时，第一比较器U1-A和第二比较器U1-B的各自的同向输入端和反向输入端之间分别接有一个电容，分别为电容C1、C2，起到一定抗干扰作用，C1和C2一般为皮法级。比较器单元230的输出端由电阻R7、电阻R8、上拉电阻R9、上拉电阻R10以及嵌位二极管D2构成，电阻R7接第一比较器U1-A的输出端，电阻R7的另外一端接上拉电阻R9,上拉电阻R9的另外一端接5V电源；电阻R8接第二比较器U1-B的输出端，电阻R8的另外一端接上拉电阻R10，上拉电阻R10的另外一端接5V电源；同时，嵌位二极管D2阳极接母线负电压，一个阴极接上拉电阻R9和电阻R7之间，另一个阴极接上拉电阻R10和电阻R8之间。比较器单元230的第一输出端接于上拉电阻R9和电阻R7之间，第二输出端接于上拉电阻R10和电阻R8之间，构成比较器单元230的输出端。

四、隔离及电平转换电路240：

隔离及电平转换电路240，主要用于隔离和电平转换，包括有光耦PC1和光耦PC2，所述光耦具体可以采用高速光耦芯片。如图3所示，光耦PC1的原边并联电阻R11，光耦PC2的原边并联电阻R12，起到泄放原边电荷的作用，光耦PC1的副边由电阻R13、电阻R14以及电容C3组成，光耦PC2的副边由电阻R15、电阻R16以及电容C4组成；其中，电阻R11的两端分别与光耦PC1原边的阳极输入端和阴极输入端连接，电阻R12的两端分别与光耦PC2原边的阳极输入端和阴极输入端连接；光耦PC1原边的阳极输入端和光耦PC2原边的阳极输入端分别为隔离及电平转换电路的两个输入端，并分别与比较器单元230的两个输出端连接；光耦PC1和光耦PC2原边的阴极输入端均接母线负电压；光耦PC1和光耦PC2的副边的电源端均接+5V电源，接地端均接地；光耦PC1副边的输出端同时与电阻R13和电阻R14连接，电阻R13的另一端同时和+5V电源以及电容C3连接，电容C3的另一端接地；光耦PC2副边的输出端同时与电阻R15和电阻R16连接，电阻R15的另一端同时和+5V电源以及电容C4连接，电容C4的另一端接地；电阻R14的另一端接反向器U2-A的输入端，电阻R16的另一端接反向器U2-B的输入端，反向器U2-A和反向器U2-B的输出端相连作为所述隔离及电平转换电路的输出端并接入处理器的输入端。隔离及电平转换电路240一方面起电平转换作用，实现将比较信号转换为需要的方波信号，例如TTL电平信号；另一方面对波形起整形作用。并且，采用高速光耦芯片可以减小光耦延时，提高后续补偿精度。

下面，对图3和4所示的本发明装置的工作原理进行说明：

图5所示，是本发明实施例的相电压分压电路输出到比较器单元的分压信号的波形图，图中的两条横线分别表示第一基准电压和第二基准电压，两个基准电压与分压信号上升沿以及下降沿的相交处可视为比较器单元设置的比较点电平。

图6所示，是经比较器单元和隔离及电平转换电路处理后，输入到处理器中的信号的波形图。图中标有t1、t2、t3、t4四个时刻，t1时刻是相电压分压波形上升沿阶段达到第二基准电压比较点的时刻，t2时刻是相电压分压波形上升沿阶段达到第一基准电压比较点的时刻，t3时刻是相电压分压波形下降沿阶段达到第一基准电压比较点的时刻，t4时刻是相电压分压波形下降沿阶段达到第二基准电压比较点的时刻。

方波信号被隔离及电平转换电路被转换成TTL电平信号后输入到处理器中。处理器可以通过计算（t4+t3）/2-(t2+t1)/2得到相电压的实际导通时间，然后与理想的导通时间进行比较可以得到实际的死区时间，以便动态调节下一拍载波周期中逆变器回路上桥臂和下桥臂功率开关器件的开通和关断时间，实现对逆变器的死区补偿。

另一种实施方式中，本发明装置的具体电路图可以如图7所示。本实施方式与图3所示实施方式区别在于：相电压分压电路210不同。

本实施方式中，相电压分压电路210包括：电阻R1、电阻R20，和电阻R2、双开关二极管D1，和整流二极管D3。也就是说，相对于图3，本实施中增加了串接于电阻R1和电阻R2之间的电阻R20，以及整流二极管D3。

其中，电阻R1的阻值一般为一千多千欧，电阻R20的阻值一般为几十千欧，电阻R2的阻值一般为几十千欧，电阻R1的一端接相电压，电阻R1的另一端接电阻R20，电阻R20的另外一端接电阻R2，电阻R2的另外一端接母线负电压，整流二极管D3的阴极接相电压，整流二极管D3的阳极接于电阻R1和电阻R20之间，双开关二极管D1的一端接在电阻R20和电阻R2之间，双开关二极管D1的另外两端分别为阳极和阴极，其阳极接母线负电压，阴极接15V电源。

图7中所示的相电压分压电路，与图3中所示的相电压分压电路相比，具有以下有益效果：图3实施方式中的相电压分压信号的波形上升时间和下降时间比较缓慢，时间一般为微秒级；而本实施方式利用了二极管的特性，其相电压分压信号的波形上升时间和下降时间比较陡，时间一般为纳秒级；从而，可以把相电压分压信号的波形边沿阶段从非线性变成线性，这样，最后送到处理器的信号更能反映实际相电压的导通时间。

图7所示电路中的相电压分压电路以外的其它电路单元，均和图3所示相同，本文不再一一赘述。

综上，本发明实施例提供了一种变频器死区补偿方法，该方法采用将变频器输出的相电压的分压信号与基准电压进行比较计算实际的相电压导通时间，再与理想的相电压导通时间比较计算死区时间，从而进行死区补偿的技术方案，不需要对电流是否过零点进行预估或预测，也不需要判断电流方向，可以解决现有的死区补偿方法存在的零电流嵌位和电流方向容易误判的问题，提高了系统稳定性；并且，本发明技术方案由于可以精确计算死区时间，从而可以精确调整逆变器中上下桥臂功率开关器件的通断时间，使变频器能够输出良好的正弦波，尤其是可用于低频同步电动机，提高低频电流波形的正弦度。

以上对本发明实施例所提供的变频器死区补偿方法及装置进行了详细介绍，但以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，不应理解为对本发明的限制。本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种变频器死区补偿方法，其特征在于，包括：

对变频器输出的相电压进行分压，得到分压信号；

生成第一基准电压和第二基准电压，将所述分压信号分别与所述两个基准电压输入比较器单元进行比较；

根据比较器单元输出的比较信号计算变频器实际的相电压导通时间；

将所述实际的相电压导通时间与理想的相电压导通时间进行比较，计算变频器的死区时间，以便根据所述死区时间对所述变频器进行死区补偿；

所述比较器单元包括第一比较器和第二比较器，所述将分压信号与两个基准电压输入比较器单元进行比较，根据比较器单元输出的比较信号计算变频器实际的相电压导通时间包括：

将所述分压信号和第一基准电压输入第一比较器，将所述分压信号和第二基准电压输入第二比较器，根据所述分压信号的上升和下降沿阶段分别与第一和第二基准电压的比较结果，得到比较信号；将所述比较信号转换为处理器可以接收的方波信号，由处理器根据所述方波信号的高电平的起止时间计算实际的相电压导通时间，所述第一基准电压小于所述分压信号的高电平，所述第二基准电压介于所述第一基准电压和所述变频器的母线负电压之间；

实际的相电压导通时间t＝(t4+t3)/2-(t2+t1)/2，其中，t1和t2是所述分压信号的上升沿阶段分别达到第二和第一基准电压的时刻，t3和t4是所述分压信号的下降沿阶段分别达到第一和第二基准电压的时刻。

2.一种用于变频器死区补偿的装置，其特征在于，包括：

相电压分压电路，用于对变频器输出的相电压进行分压，得到分压信号；

基准信号产生电路，用于产生第一基准电压和第二基准电压；

比较器单元，与所述相电压分压电路和基准信号产生电路连接，用于将所述分压信号分别与所述两个基准电压进行比较，输出比较信号；

隔离及电平转换电路，与所述比较器单元连接，用于将所述比较信号转换为处理器可以接收的方波信号；

处理器，与所述隔离及电平转换电路连接，用于根据所述方波信号计算所述变频器实际的相电压导通时间，并将所述实际的相电压导通时间与理想的相电压导通时间进行比较，计算变频器的死区时间，以便根据所述死区时间对所述变频器进行死区补偿；

所述比较器单元包括第一比较器和第二比较器，所述第一比较器用于将所述分压信号与第一基准电压进行比较，所述第二比较器用于将所述分压信号与第二基准电压进行比较；所述两个基准电压中的第一基准电压小于所述分压信号的高电平，第二基准电压介于所述第一基准电压和所述变频器的母线负电压之间；

所述分压信号同时输送到两个比较器的同相输入端，所述两个基准电压分别输送到两个比较器的反相输出端；或者，所述分压信号同时输送到两个比较器的反相输入端，所述两个基准电压分别输送到两个比较器的同相输出端；

所述处理器具体用于根据公式t＝(t4+t3)/2-(t2+t1)/2计算实际的相电压导通时间，其中，t是实际的相电压导通时间，t1和t2是所述分压信号的上升沿阶段分别达到第二和第一基准电压的时刻，t3和t4是所述分压信号的下降沿阶段分别达到第一和第二基准电压的时刻。

3.根据权利要求2所述的装置，其特征在于：

所述相电压分压电路具体包括：电阻R1和电阻R2以及双开关二极管D1；其中，电阻R1的一端接变频器输出的相电压，另一端接电阻R2，电阻R2的另一端接变频器的母线负电压；双开关二极管D1的第一端接在电阻R1和电阻R2之间，双开关二极管D1的另外两端分别为阳极和阴极，其阳极接变频器的母线负电压，阴极接15V电源；所述相电压分压电路的输出端接于电阻R1和电阻R2之间。

4.根据权利要求3所述的装置，其特征在于：所述相电压分压电路还包括电阻R20和整流二极管D3，所述电阻R20串接于所述电阻R1和电阻R2之间，所述整流二极管D3的阴极接相电压，整流二极管D3的阳极接于电阻R1和电阻R20之间。

5.根据权利要求2所述的装置，其特征在于：

所述基准信号产生电路具体包括：串联的电阻R17、电阻R18和电阻R19；其中，电阻R17接变频器的母线正电压，电阻R19接变频器的母线负电压；所述基准信号产生电路具有两个输出端，其第一输出端接于电阻R17和电阻R18之间，用于输出第一基准电压；第二输出端接于电阻R18和电阻R19之间，用于输出第二基准电压。

6.根据权利要求2所述的装置，其特征在于：

所述隔离及电平转换电路具体包括：光耦PC1和光耦PC2，光耦PC1的原边并联电阻R11，光耦PC2的原边并联电阻R12；光耦PC1的副边由电阻R13、电阻R14以及电容C3组成，光耦PC2的副边由电阻R15、电阻R16以及电容C4组成；其中，电阻R11的两端分别与光耦PC1原边的阳极输入端和阴极输入端连接，电阻R12的两端分别与光耦PC2原边的阳极输入端和阴极输入端连接；光耦PC1原边的阳极输入端和光耦PC2原边的阳极输入端分别为隔离及电平转换电路的两个输入端，光耦PC1和光耦PC2原边的阴极输入端均接母线负电压；光耦PC1和光耦PC2的副边的电源端均接+5V电源，接地端均接地；光耦PC1副边的输出端同时与电阻R13和电阻R14连接，电阻R13的另一端同时和+5V电源以及电容C3连接，电容C3的另一端接地；光耦PC2副边的输出端同时与电阻R15和电阻R16连接，电阻R15的另一端同时和+5V电源以及电容C4连接，电容C4的另一端接地；电阻R14的另一端接反向器U2-A的输入端，电阻R16的另一端接反向器U2-B的输入端，反向器U2-A和反向器U2-B的输出端相连作为所述隔离及电平转换电路的输出端并接入处理器的输入端。