JP2010088263A - 電動機の磁極位置推定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】処理負荷の増大を防止しつつ、装置構成に要する費用を削減する。
【解決手段】電動機の磁極位置推定装置１０のモータ制御装置１４は、パルス幅変調信号をキャリア信号により生成し、キャリア信号の最大および最小におけるＵ相電流ｉｕの電流値（ｉｕ−，ｉｕ＋）を検出または推定し、Ｕ相電流ｉｕの電流値（ｉｕ−，ｉｕ＋）の偏差からＵ相電流高調波成分ΔＩ_ｕｈを算出し、キャリア信号の最大および最小におけるＶ相電流ｉｖの電流値（ｉｖ−，ｉｖ＋）を検出または推定し、Ｖ相電流の電流値（ｉｖ−，ｉｖ＋）の偏差からＶ相電流高調波成分ΔＩ_ｖｈを算出し、Ｕ相電流高調波成分ΔＩ_ｕｈとＶ相電流高調波成分ΔＩ_ｖｈとに基づいて、Ｗ相電流高調波成分ΔＩ_ｗｈを算出し、各相電流高調波成分ΔＩ_ｕｈ，ΔＩ_ｖｈ，ΔＩ_ｗｈに基づいて、モータ１１の磁極位置θを推定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電動機の磁極位置推定装置に関する。

従来、例えば単相または三相の三角波の搬送波によりＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成するインバータによってモータを駆動する際に、インバータの直流側電流を検出して各相毎に高調波成分を算出し、各相毎の高調波成分に基づきモータの磁極位置を推定する磁極位置推定装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
従来、例えば単相または三相の三角波の搬送波によりＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成するインバータによってモータを駆動する際に、モータの各相電流を検出して各相毎に高調波成分を算出し、各相毎の高調波成分に基づきモータの磁極位置を推定する磁極位置推定装置が知られている（例えば、特許文献２参照）。
特開２００５−２７８３８９号公報 特開２００６−２３００５６号公報

ところで、上記従来技術に係る磁極位置推定装置において、単に、各相毎に、三角波の搬送波の山側頂点と谷側頂点とで直流側電流を検出して高調波成分を算出するだけでは、３相交流のモータでは制御周期毎に６回の異なるタイミングで直流側電流を検出する必要があり、処理負荷が増大してしまうという問題が生じる。
また、上記従来技術に係る磁極位置推定装置において、単に、モータの各相毎に設けられた相電流センサによって各相電流を検出して各相毎に高調波成分を算出するだけでは、３個の相電流センサを備える必要があり、装置構成に要する費用が嵩むという問題が生じる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、処理負荷の増大を防止しつつ、装置構成に要する費用を削減することが可能な電動機の磁極位置推定装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明の第１態様に係る電動機の磁極位置推定装置は、パルス幅変調信号により３相交流の電動機（例えば、実施の形態でのモータ１１）への通電を順次転流させるインバータ（例えば、実施の形態でのインバータ１３）と、前記パルス幅変調信号を搬送波信号により生成するパルス幅変調信号生成手段（例えば、実施の形態でのモータ制御装置１４）と、前記搬送波信号の最大および最小における第１の相電流の電流値を検出または推定し、該第１の相電流の電流値の偏差から第１の高調波成分を算出する第１高調波成分算出手段（例えば、実施の形態でのモータ制御装置１４が兼ねる）と、前記搬送波信号の最大および最小における第２の相電流の電流値を検出または推定し、該第２の相電流の電流値の偏差から第２の高調波成分を算出する第２高調波成分算出手段（例えば、実施の形態でのモータ制御装置１４が兼ねる）と、前記第１の高調波成分と前記第２の高調波成分とに基づいて、第３の高調波成分を算出する第３高調波成分算出手段（例えば、実施の形態でのモータ制御装置１４が兼ねる）と、前記第１及び前記第２及び前記第３の高調波成分に基づいて、前記電動機の磁極位置を推定する推定手段（例えば、実施の形態でのモータ制御装置１４が兼ねる）とを備える。

さらに、本発明の第２態様に係る電動機の磁極位置推定装置では、前記第３高調波成分算出手段は、前記第１の高調波成分と前記第２の高調波成分とにオフセット成分を加算して前記第３の高調波成分を算出しており、前記オフセット成分を、前記インバータの一次電圧および前記電動機の指令電圧に基づき算出する。

さらに、本発明の第３態様に係る電動機の磁極位置推定装置では、前記第１高調波成分算出手段および前記第２高調波成分算出手段は、前記第１の相電流の電流値を検出する第１相電流センサ（例えば、実施の形態でのＵ相電流センサ２１ａ）および前記第２の相電流の電流値を検出する第２相電流センサ（例えば、実施の形態でのＶ相電流センサ２１ｂ）を備える。

さらに、本発明の第４態様に係る電動機の磁極位置推定装置では、前記第１高調波成分算出手段および前記第２高調波成分算出手段は、前記インバータの直流側電流を検出する直流側電流センサ（例えば、実施の形態での直流側電流センサ２２）と、前記直流側電流センサにより検出された前記直流側電流に基づいて前記第１及び前記第２の相電流を推定する相電流推定手段（例えば、実施の形態でのモータ制御装置１４が兼ねる）とを備える。

さらに、本発明の第５態様に係る電動機の磁極位置推定装置では、前記推定手段は、下記数式（１）に基づき前記電動機の磁極位置を推定しており、下記数式（１）は、前記第１の高調波成分Ｉ_１ｈと、前記第２の高調波成分Ｉ_２ｈと、前記第３の高調波成分Ｉ_３ｈとからなる。

さらに、本発明の第６態様に係る電動機の磁極位置推定装置では、前記搬送波信号は、３相三角波または単相三角波であって、前記パルス幅変調信号生成手段は、前記搬送波信号が前記単相三角波である場合の３周期にて、前記搬送波信号が前記３相三角波である場合の１周期と同等の電圧パターンを生成するようにして電圧指令を変化させる。

本発明の第１態様に係る電動機の磁極位置推定装置によれば、第１の高調波成分と第２の高調波成分とに基づいて第３の高調波成分を算出することから、第３の高調波成分を第３の相電流の電流値の偏差から算出する必要が無く、第３の相電流の電流値を検出または推定する必要が無く、相電流の電流値を検出する場合には、第１および第２の２つの相電流のみを検出すればよく、また、相電流の電流値を推定する場合には、第１および第２の２つの相電流のみを推定すればよく、相電流センサを備えることに要する費用を削減することができると共に、処理負荷の増大を抑制することができる。

さらに、本発明の第２態様に係る電動機の磁極位置推定装置によれば、インバータの一次電圧および電動機の指令電圧に基づくオフセット成分を、第１の高調波成分と第２の高調波成分とに加算して第３の高調波成分を算出することから、第３の高調波成分を精度よく算出することができる。

さらに、本発明の第３態様に係る電動機の磁極位置推定装置によれば、第３の相電流の電流値を検出する相電流センサを備える必要が無く、相電流センサを備えることに要する費用を削減することができる。
さらに、本発明の第４態様に係る電動機の磁極位置推定装置によれば、直流側電流センサにより検出された直流側電流に基づいて第３の相電流を推定する必要が無く、処理負荷の増大を抑制することができる。

さらに、本発明の第５態様に係る電動機の磁極位置推定装置によれば、電動機の磁極位置を精度よく推定することができる。
さらに、本発明の第６態様に係る電動機の磁極位置推定装置によれば、搬送波信号が単相三角波である場合の３周期にて、搬送波信号が３相三角波である場合の１周期と同等の電圧パターンを生成することにより、搬送波信号が単相三角波であっても高調波電流を発生させることができ、電動機の磁極位置を精度よく推定することができる。

以下、本発明の電動機の磁極位置推定装置の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
この実施形態による電動機の磁極位置推定装置１０（以下、単に、磁極位置推定装置１０と呼ぶ）は、例えば３相交流のブラシレスＤＣモータ１１（以下、単に、モータ１１と呼ぶ）の磁極位置を推定するものであって、このモータ１１は、界磁に利用する永久磁石を有する回転子（図示略）と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する固定子（図示略）とを備えて構成されている。
そして、磁極位置推定装置１０は、例えば図１に示すように、バッテリ１２を直流電源とするインバータ１３と、モータ制御装置１４とを備えて構成されている。

この３相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）交流のモータ１１の駆動はモータ制御装置１４から出力される制御指令を受けてインバータ１３によりおこなわれる。
インバータ１３は、スイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar mode Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路１３ａと平滑コンデンサＣとを具備し、このブリッジ回路１３ａがパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号によって駆動される。

このブリッジ回路１３ａでは、例えば各相毎に対をなすハイ側およびロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬと、ハイ側およびロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬと、ハイ側およびロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬとがブリッジ接続されている。そして、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはコレクタがバッテリ１２の正極側端子に接続されてハイサイドアームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはエミッタがバッテリ１２の負極側端子に接続されてローサイドアームを構成している。そして、各相毎に、ハイサイドアームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのエミッタはローサイドアームの各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのコレクタに接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるようにして、各ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。

インバータ１３は、例えばモータ１１の駆動時等においてモータ制御装置１４から出力されて各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのゲートに入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のステータ巻線への通電を順次転流させることで、各相のステータ巻線に交流のＵ相電流ｉｕおよびＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを通電する。

モータ制御装置１４は、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなうものであり、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃを演算し、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃに基づいて各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてインバータ１３に対するゲート信号であるＰＷＭ信号を出力すると共に、実際にインバータ１３からモータ１１に供給される各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄｓ及びｑ軸電流Ｉｑｓと、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃとの各偏差がゼロとなるように制御をおこなう。

例えばモータ制御装置１４は、正弦波状の電流を３相のステータ巻線に通電するために、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、三角波等のキャリア信号とを比較して、インバータ１３の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。そして、インバータ１３において３相の各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のモータ１１の各ステータ巻線への通電を順次転流させることで、各ステータ巻線に交流のＵ相電流ｉｕおよびＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを通電する。

モータ制御装置１４は、３相交流のＵ相電流ｉｕおよびＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗの各高調波成分ΔＩ_ｕｈ，ΔＩ_ｖｈ，ΔＩ_ｗｈに基づいて、モータ１１の磁極位置θを推定する。
例えば、αβ座標系での電圧方程式は、α軸電圧ν_α，β軸電圧ν_β，巻線抵抗Ｒ，α軸電流ｉ_α，β軸電流ｉ_β，鎖交磁束Ψ，磁極位置θ，インダクタンスＬ_０，インダクタンスＬ_１に基づき、下記数式（２）に示すように記述される。
なお、下記数式（２）において、各インダクタンスＬ_０，Ｌ_１は、界磁方向のｄ軸に対するｄ軸インダクタンスＬ_ｄおよびｄ軸に直交するｑ軸に対するｑ軸インダクタンスＬ_ｑにより記述され、インダクタンスＬ_０＝（Ｌ_ｄ＋Ｌ_ｑ）／２、インダクタンスＬ_１＝（Ｌ_ｑ−Ｌ_ｄ）／２とされている。

上記数式（２）において、モータ１１の回転速度ωがキャリア周波数ω_ｈに比べて十分に小さい領域では、回転速度ω（ｄθ／ｄｔ）はゼロ（ω≒０）に近似することができ、各パラメータのキャリア周波数成分（すなわち、α軸電圧キャリア周波数成分ν_αｈ，β軸電圧キャリア周波数成分ν_βｈ，α軸電流キャリア周波数成分ｉ_αｈ，β軸電流キャリア周波数成分ｉ_βｈにより、αβ座標系での電圧方程式は、下記数式（３）に示すように記述される。

上記数式（３）において、両辺のラプラス変換を演算すると、ラプラス演算子ｓにより、下記数式（４）に示すように記述される

上記数式（４）に基づき、α軸電流キャリア周波数成分ｉ_αｈおよびβ軸電流キャリア周波数成分ｉ_βｈは、下記数式（５）に示すように記述される。なお、下記数式（５）において、パラメータΔは、下記数式（６）に示すように記述される。

α軸電圧キャリア周波数成分ν_αｈおよびβ軸電圧キャリア周波数成分ν_βｈを、電圧キャリア周波数成分振幅Ｖ_ｈにより、下記数式（７）に示すように記述すると、α軸電流キャリア周波数成分ｉ_αｈは下記数式（８）に示すように記述される。

また、α軸電流キャリア周波数成分ｉ_αｈを、パラメータＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄおよび過渡項Ｔ（ｔ）により、下記数式（９）に示すように記述し、上記数式（８）と比較すると、下記数式（９）の第３項は各パラメータＡ，Ｂに比べて十分に小さく、無視することができる。また、下記数式（９）の第２項は、分母が相対的に高い値のキャリア周波数ω_ｈであるから、第１項に比べて十分に小さく、ゼロとすることができる。これらにより、α軸電流キャリア周波数成分ｉ_αｈは、下記数式（１０）に示すように記述される。
なお、下記数式（１０）において、パラメータＡはパラメータＫ１，Ｋ２および位相αにより、下記数式（１１）に示すように記述され、各パラメータＫ１，Ｋ２は、下記数式（１２）に示すように記述され、位相αは、下記数式（１３）に示すように記述される。

上記数式（９）〜（１１）に基づき、α軸電流キャリア周波数成分ｉ_αｈは、下記数式（１４）に示すように記述される。

上記数式（１３）から、キャリア周波数ω_ｈが高くなると位相αはゼロに近似可能である。そして、上記数式（１４）から、例えばＵ相において位相（ω_ｈ・ｔ）がゼロ（ω_ｈ・ｔ＝０）またはπ（ω_ｈ・ｔ＝π）となるタイミングでは、Ｕ相電流キャリア周波数成分ｉ_ｕｈは、下記数式（１５）に示すように記述される。

各相電流の高調波成分を、位相（ω_ｈ・ｔ）がゼロ（ω_ｈ・ｔ＝０）での電流キャリア周波数成分と位相（ω_ｈ・ｔ）がπ（ω_ｈ・ｔ＝π）での電流キャリア周波数成分との偏差とすれば、Ｕ相の電流高調波成分ΔＩ_ｕｈは、下記数式（１６）に示すように記述される。また、同様にして、Ｖ相およびＷ相の各電流高調波成分ΔＩ_ｖｈ，ΔＩ_ｗｈは、下記数式（１６）に示すように記述される。

上記数式（１６）に基づき、モータ１１の磁極位置θは、下記数式（１７）に示すように記述される位相δにより、下記数式（１８）に示すように記述される。

ここで、上記数式（１６）から下記数式（１９）が成り立つことから、例えば下記数式（２０）に示すように、３相のうちの何れか１相の相電流の高調波成分（例えば、Ｗ相の電流高調波成分ΔＩ_ｗｈ）は、他の２相の相電流の高調波成分（例えば、Ｕ相およびＶ相の各電流高調波成分ΔＩ_ｕｈ，ΔＩ_ｖｈ）とオフセット成分（２√６・Ｋ２）により算出することができる。

なお、上述したように、各相電流の高調波成分はキャリア信号のタイミングを利用して取得することができ、例えば図２に示すように、３相三角波の各相のキャリア信号の谷側の頂点（つまり、位相（ω_ｈ・ｔ）＝０）のタイミングでの各相電流ｉｕ＋，ｉｖ＋，ｉｗ＋と、各相のキャリア信号の山側の頂点（つまり、位相（ω_ｈ・ｔ）＝π）のタイミングでの各相電流ｉｕ−，ｉｖ−，ｉｗ−とは、例えば下記数式（２１）に示すように、各相の基本波成分Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗと、各Ｕ相電流キャリア周波数成分ｉ_ｕｈ｜_{ωｈｔ＝０，π}，ｉ_ｖｈ｜_{ωｈｔ＝０，π}，ｉ_ｗｈ｜_{ωｈｔ＝０，π}とにより記述される。
そして、各電流高調波成分ΔＩ_ｕｈ，ΔＩ_ｖｈ，ΔＩ_ｗｈは、下記数式（２２）に示すように記述される。

つまり、モータ制御装置１４は、インバータ１３からモータ１１に供給される３相交流の各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうち何れか２相の相電流を検出する相電流センサ、例えば図１に示すＵ相電流センサ２１ａおよびＶ相電流センサ２１ｂから出力される各相電流ｉｕ，ｉｖの検出値の信号に基づき、モータ１１の磁極位置θを推定する。

なお、パラメータＫ２は、上記数式（１２）に示すように、電圧キャリア周波数成分振幅Ｖ_ｈと、キャリア周波数ω_ｈと、巻線抵抗Ｒと、各インダクタンスＬ_０，Ｌ_１とにより記述される。ここで、電圧キャリア周波数成分振幅Ｖ_ｈは、キャリア信号を三角波とする場合には、インバータ１３の一次電圧Ｅとモータ１１の指令電圧ν_ｃとにより、下記数式（２３）に示すように記述される。
このため、モータ制御装置１４は、一次電圧Ｅと指令電圧ν_ｃとを引数として予め実験的に設定されたパラメータＫ２のマップなどを保持してもよいし、上記数式（１２）および下記数式（２３）に基づきパラメータＫ２を随時算出してもよい。

上述したように、本実施形態による電動機の磁極位置推定装置１０によれば、３相のうち何れか２相の相電流の高調波成分（例えば、Ｕ相およびＶ相の各電流高調波成分ΔＩ_ｕｈ，ΔＩ_ｖｈ）に基づいて、他の１相の相電流の高調波成分（例えば、Ｗ相の電流高調波成分ΔＩ_ｗｈ）を算出することから、２相の相電流（例えば、Ｕ相電流ｉｕおよびＶ相電流ｉｖ）のみを検出する相電流センサ（例えば図１に示すＵ相電流センサ２１ａおよびＶ相電流センサ２１ｂ）を備えればよく、３相の各相毎に相電流センサを備える場合に比べて、装置構成に要する費用を削減することができる。
また、３相のうちの何れか１相の相電流の高調波成分（例えば、Ｗ相の電流高調波成分ΔＩ_ｗｈ）は、他の２相の相電流の高調波成分（例えば、Ｕ相およびＶ相の各電流高調波成分ΔＩ_ｕｈ，ΔＩ_ｖｈ）とオフセット成分（２√６・Ｋ２）により算出することができ、オフセット成分（２√６・Ｋ２）のパラメータＫ２は、インバータ１３の一次電圧Ｅとモータ１１の指令電圧ν_ｃとに基づいて精度よく算出することができる。これにより、モータ１１の磁極位置θの推定精度を向上させることができる。

なお、上述した実施の形態においては、３相交流の相電流のうち何れか２相の相電流（例えば、Ｕ相電流ｉｕおよびＶ相電流ｉｖ）のみを検出する２つの相電流センサ（例えば図１に示すＵ相電流センサ２１ａおよびＶ相電流センサ２１ｂ）を備えるとしたが、これに限定されず、インバータ１３からモータ１１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを直接的に検出する相電流センサの代わりに、例えば図３に示す上述した実施の形態の第１変形例に係る電動機の磁極位置推定装置１０のように、インバータ１３のブリッジ回路１３ａとバッテリ１２の負極側端子との間において、インバータ１３のブリッジ回路１３ａの直流側電流Ｉｄｃを検出する直流側電流センサ２２を備えてもよい。
なお、直流側電流センサ２２はインバータ１３のブリッジ回路１３ａとバッテリ１２の正極側端子との間に配置されてもよい。

この第１変形例では、モータ制御装置１４からインバータ１３に入力されるゲート信号は、各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン／オフ状態の組み合わせに応じて、例えば下記表１に示すように、８通りの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８に応じたＰＷＭ（パルス幅変調）信号となる。
そして、ブリッジ回路１３ａの直流側には各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８に応じて断続的に各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが発生し、直流側電流センサ２２により検出される直流側電流Ｉｄｃは、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの何れかひとつ、あるいは、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの何れかひとつの符号が反転したもの、あるいは、ゼロとなる。

このため、モータ制御装置１４は、３相交流の相電流のうち何れか２相の相電流（例えば、Ｕ相電流ｉｕおよびＶ相電流ｉｖ）のみを対象として、８通りの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８により構成される制御周期の１周期毎において、４点の所定タイミングのみで直流側電流センサ２２により直流側電流Ｉｄｃを検出して、各検出値から２相の相電流（例えば、Ｕ相電流ｉｕおよびＶ相電流ｉｖ）の正号および負号の値を取得する。
この第１変形例によれば、制御周期の１周期毎において４点の所定タイミングのみで直流側電流センサ２２により直流側電流Ｉｄｃを検出すればよく、３相の各相電流を対象として制御周期の１周期毎において６点の所定タイミングで直流側電流センサ２２により直流側電流Ｉｄｃを検出する場合に比べて、処理負荷の増大を抑制することができる。

なお、上述した実施の形態においては、キャリア信号を３相三角波としたが、これに限定されず、例えば図４に示す上述した実施の形態の第２変形例に係るキャリア信号のように、単相三角波としてもよい。
この第２変形例では、モータ制御装置１４は、例えば下記表２に示すように、電圧指令をタイミングに応じて変化させることで、キャリア信号が単相三角波である場合の３周期にて、キャリア信号が３相三角波である場合の１周期と同等の電圧パターンを生成する。

つまり、図４に示すように、単相三角波は、３相三角波の何れか２相の三角波の交点を山側または谷側の頂点としており、さらに、上記表２に示すように、単相三角波の連続する３周期は６個の頂点に対応する６つの期間（ＳＴＡＴＵＳ＝０〜６）に区分され、各期間毎に、各相電圧指令に変調率ｍ（ｍ＝１またはｍ＝−１）あるいは本来の各相電圧指令（Ｖｗ、Ｖｖ、Ｖｕ）の３倍の値（３Ｖｗ、３Ｖｖ、３Ｖｕ）が設定されると共に、検出対象となる各相電流の正号または負号の値（ｉｕ＋，ｉｖ＋，ｉｗ＋，ｉｕ−，ｉｖ−，ｉｗ−）が対応付けられている。

モータ制御装置１４は、３相交流の相電流のうち何れか２相の相電流（例えば、Ｕ相電流ｉｕおよびＶ相電流ｉｖ）のみを対象として、２つの相電流センサ（例えば、Ｕ相電流センサ２１ａおよびＶ相電流センサ２１ｂ）により、あるいは、直流側電流センサ２２により、単相三角波の連続する３周期において設定された６つの期間（ＳＴＡＴＵＳ＝０〜６）のうちの４つの期間（例えば、Ｕ相およびＶ相に対応するＳＴＡＴＵＳ＝０，２，３，５）毎での単相三角波の山側の頂点または谷側の頂点のタイミングで電流検出をおこなう。
この第２変形例によれば、キャリア信号が単相三角波であっても高調波電流を発生させることができ、モータ１１の磁極位置θを精度よく推定することができる。

本発明の実施形態に係る電動機の磁極位置推定装置の構成図である。 本発明の実施形態に係る３相三角波と各相電流の検出タイミングの例を示す図である。 本発明の実施形態の第１変形例に係る電動機の磁極位置推定装置の構成図である。 本発明の実施形態の第２変形例に係る単相三角波と各相電流の検出タイミングの例を示す図である。

符号の説明

１０ 電動機の磁極位置推定装置
１１ モータ
１３ インバータ
１４ モータ制御装置（パルス幅変調信号生成手段、第１高調波成分算出手段、第２高調波成分算出手段、第３高調波成分算出手段、推定手段、相電流推定手段）
２１ａ Ｕ相電流センサ（第１相電流センサ）
２１ｂ Ｖ相電流センサ（第２相電流センサ）
２２ 直流側電流センサ

Claims (6)

1. パルス幅変調信号により３相交流の電動機への通電を順次転流させるインバータと、前記パルス幅変調信号を搬送波信号により生成するパルス幅変調信号生成手段と、
   前記搬送波信号の最大および最小における第１の相電流の電流値を検出または推定し、該第１の相電流の電流値の偏差から第１の高調波成分を算出する第１高調波成分算出手段と、
   前記搬送波信号の最大および最小における第２の相電流の電流値を検出または推定し、該第２の相電流の電流値の偏差から第２の高調波成分を算出する第２高調波成分算出手段と、
   前記第１の高調波成分と前記第２の高調波成分とに基づいて、第３の高調波成分を算出する第３高調波成分算出手段と、
   前記第１及び前記第２及び前記第３の高調波成分に基づいて、前記電動機の磁極位置を推定する推定手段と
   を備えることを特徴とする電動機の磁極位置推定装置。
2. 前記第３高調波成分算出手段は、前記第１の高調波成分と前記第２の高調波成分とにオフセット成分を加算して前記第３の高調波成分を算出しており、
   前記オフセット成分を、前記インバータの一次電圧および前記電動機の指令電圧に基づき算出することを特徴とする請求項１に記載の電動機の磁極位置推定装置。
3. 前記第１高調波成分算出手段および前記第２高調波成分算出手段は、前記第１の相電流の電流値を検出する第１相電流センサおよび前記第２の相電流の電流値を検出する第２相電流センサを備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電動機の磁極位置推定装置。
4. 前記第１高調波成分算出手段および前記第２高調波成分算出手段は、前記インバータの直流側電流を検出する直流側電流センサと、前記直流側電流センサにより検出された前記直流側電流に基づいて前記第１及び前記第２の相電流を推定する相電流推定手段とを備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電動機の磁極位置推定装置。
5. 前記推定手段は、下記数式（１）に基づき前記電動機の磁極位置を推定しており、
   下記数式（１）は、前記第１の高調波成分Ｉ_１ｈと、前記第２の高調波成分Ｉ_２ｈと、前記第３の高調波成分Ｉ_３ｈとからなることを特徴とする請求項１から請求項４の何れか一つに記載の電動機の磁極位置推定装置。
6. 前記搬送波信号は、３相三角波または単相三角波であって、
   前記パルス幅変調信号生成手段は、前記搬送波信号が前記単相三角波である場合の３周期にて、前記搬送波信号が前記３相三角波である場合の１周期と同等の電圧パターンを生成するようにして電圧指令を変化させることを特徴とする請求項１から請求項５の何れか一つに記載の電動機の磁極位置推定装置。
   

   

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