CN101944838A - 基于igbt驱动芯片短路保护的电流状态判断及死区补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及桥式变流器，旨在提供一种基于IGBT驱动芯片短路保护的电流状态判断及死区补偿方法。本发明在桥式变流器中开关器件均有驱动芯片，且驱动芯片上带有短路保护功能。利用该短路保护功能，检测驱动芯片上的短路保护引脚的电压，将其与特定的电压基准进行比较，从而可根据开关器件的输出特性判断输出电流的状态。根据输出电流的不同状态，再对电路采取不同的死区补偿量。本方法能够避免死区补偿量不合适而引起的输出电流畸变，使得输出电流、输出电压更加接近正弦波，从而提高桥式变流器的工作性能。另外，直接利用电路中的元器件判断输出电流的状态，能够大大地降低电路的生产成本。

Description

基于IGBT驱动芯片短路保护的电流状态判断及死区补偿方法

技术领域

本发明涉及桥式变流器，属于电力电子技术领域，特别涉及一种基于IGBT驱动芯片短路保护的电流状态判断及死区补偿方法。

背景技术

在电力电子技术领域中，对于开关器件而言，均存在开通延时和关断延时。于是，在桥式变流器斩波控制方法中都有加入死区时间，以避免上、下桥臂因同时导通而损坏。通常情况下，死区时间的设置都是将控制信号的上升沿向后延时一个死区时间。对于桥式变流器而言，在死区时间内，上、下桥臂的器件均处于关断状态，其输出电压由输出电流决定，从而造成了输出电流的畸变。

由于死区时间的设置是不可避免的，于是在控制方法中都对系统进行死区补偿。在进行死区补偿时，必须对输出电流进行检测。输出电流的极性检测方法很多，但在过零点附近的输出电流极性检测往往存在误差，因此往往会对系统进行误补偿，最终没法减小输出电流的畸变甚至会加大输出电流的畸变。因此在过零点附近的输出电流的极性检测以及相应的补偿量的选取尤为重要。

另外，对桥式变流器而言，所使用的开关器件驱动芯片通常具有短路保护的功能，短路保护的原理如图2所示。当开关器件处于导通状态时，驱动芯片判断短路保护引脚的电压，当短路保护引脚电压大于一定值时，驱动芯片判断电路发生过流，于是关断开关器件以保护器件。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，克服现有技术中的不足，提供一种基于IGBT驱动芯片短路保护的电流状态判断及死区补偿方法。本发明结合短路保护，通过检测驱动芯片的短路保护引脚的电压，推测开关器件的导通压降，进而判断系统的输出电流的状态，再根据输出电流的不同情况采取不同的死区补偿措施。

为解决技术问题，本发明提出一种基于IGBT驱动芯片短路保护的电流状态判断方法，包括下述步骤：

(1)在每个开关周期分别检测上下桥臂的IGBT驱动芯片短路保护引脚的电压峰值V_P、V_N；

(2)将V_P、V_N分别与特定的电压基准V₁进行比较，并将比较结果通过触发器锁存输出电流状态的逻辑判断信号S_P1、S_N1；

所述V₁为一个根据IGBT器件特性而设定的弱电流下集射极间的参考电压，为IGBT开始向基区注入少数载流子时的集射极间电压，在此电压值以下所对应弱电流范围内，IGBT还未向基区注入少数载流子；如果所检测电压V_P、V_N均小于V₁，说明输出电流非常接近于零，不必对桥式变流器进行死区补偿。

(3)将V_P、V_N分别与特定的电压基准V₂进行比较，并将比较结果进行锁存获得输出电流状态逻辑判断信号S_P2、S_N2；

所述V₂为一个根据IGBT器件特性而设定的低电流下集射极间的一个参考电压，取为在IGBT输出特性曲线中与输出电流纹波峰值ΔI_O相对应的集射极间电压，V₂＞V₁；如果所检测电压小于V₂，说明输出电流处于过零状态，需要对死区补偿进行修正。

(4)根据步骤(2)和(3)所述的四位输出电流状态判断信号S_P1、S_P2、S_N1、S_N2判定输出电流处于下述5种状态中的一种：

①当V_P＞V₂、V_N＜V₁时，四位输出电流状态判断信号为1100，表示输出电流处于大电流状态，且极性为正；

②当V₂＞V_P＞V₁、V_N＜V₁时，四位输出电流状态判断信号为1000，表示输出电流处于过零阶段，且均值极性为正；

③当V_P＜V₁、V_N＜V₁时，四位输出电流状态判断信号为0000，表示输出电流处于极小电流状态；

④当V_P＜V₁、V₂＞V_N＞V₁时，四位输出电流状态判断信号为0010，表示输出电流处于过零阶段，且极性为负；

⑤当V_P＜V₁、V_N＞V₂时，四位输出电流状态判断信号为0011，表示输出电流处于大电流状态，且极性为负。

更进一步地，本发明提出一种基于前述用于IGBT驱动芯片短路保护的电流状态判断方法的死区补偿方法，包括下述步骤：

(1)若输出电流处于极小电流状态，则不对变流器的开关驱动信号进行补偿；

(2)若输出电流处于大电流状态，且均值极性为正，则对变流器的开关驱动信号附加一个补偿量+K；

(3)若输出电流处于大电流状态，且均值极性为负，则对变流器的开关驱动信号附加一个补偿量-K；

(4)若电流处于过零阶段，则根据输出电流的极性和进入过零阶段前的状态对本次过零阶段进行死区补偿，包括：

①当输出电流极性为正，且由大电流状态进入过零阶段时，对变流器的开关驱动信号附加一个从+K开始，并且逐周期递减K/n的补偿量；当检测到输出电流进入极小电流状态时，本次过零阶段的死区补偿结束；

②当输出电流极性为正，且由极小电流状态进入过零阶段时，对变流器的开关驱动信号附加一个以+K/n为基准，并且逐周期递增K/n的补偿量；当检测到输出电流进入大电流状态时，本次过零阶段的死区补偿结束；

③当输出电流极性为负，且由大电流状态进入过零阶段时，对变流器的开关驱动信号附加一个从-K开始，并且逐周期递增K/n的补偿量；当检测到输出电流进入极小电流状态时，本次过零阶段的死区补偿结束；

④当输出电流极性为负，且由极小电流状态进入过零阶段时，对变流器的开关驱动信号附加一个以-K/n为基准，并且逐周期递减K/n的补偿量；当检测到输出电流进入大电流状态时，本次过零阶段的死区补偿结束。

在本发明中，系数K是一个根据变频器系统特性确定的常系数。常系数K的确定需综合考量死区时间以及器件的开通延迟时间、关断延迟时间、导通压降和反向续流压降，对此，本领域技术人员可以其熟悉的方式定义一个K的数值。根据死区对于输出电压所造成的实际影响，K值选取应综合考虑死区时间t_dead以及器件的开通延迟时间t_{d_on}、关断延迟时间t_{d_off}、以及器件的平均导通压降和反向续流压降所产生的等效误差时间t_avon。因此K的表达式可以表述为(t_dead+t_{d_on}-t_{d_off}+t_avon)。对于本领域技术人员而言，常系数K的确定是很常用的一种技术手段，因此本发明不再就此赘述。

所述n为过零阶段所持续的开关周期个数，是一个根据变流器系统特性确定的常系数，与变频器的IGBT开关频率与输出电流纹波大小相关；在本发明中，系数n综合考虑输出电流、输出电流纹波、输出电流频率以及变流器系统的开关工作频率。设ΔI_O为输出电流的纹波峰值，I_O为输出电流有效值，f_w为IGBT开关频率，f为变流器输出电流频率。若输出电流过零阶段的持续时间为t_cross，则应有近似关系式

因此

系数n则取为过零阶段所持续的开关周期个数，即

这样便可以死区补偿量在输出电流的过零阶段有比较平滑的过渡过程。

本发明的有益效果在于：

该发明利用电路中开关器件的驱动芯片自带的短路保护引脚来检测开关器件的导通压降，从而判断输出电流的极性、大小，进而选取适当的死区补偿量。本方法能够在输出电流较小阶段，向系统提供更为合适的死区补偿量，在输出电流极小阶段，不添加死区补偿量，从而大大减小由于死区补偿不当而造成的输出电流的畸变。另外，本方法直接利用驱动芯片的短路保护引脚，能大大减小系统硬件的复杂程度以及成本。

在桥式变流器中，使用本方法，可以减小由于死区补偿不准、不合理引起的输出电流纹波大、输出电流THD高等问题，可为后级提供性能更高的电源。

附图说明

图1是本发明提出的一种与短路保护相结合的死区补偿方法的系统框图。

图2是本发明中信号处理电路部分。

图3是本发明中某款IGBT的伏-安特性曲线。

图4是本发明中对输出电流状态进行判断并对系统进行死区补偿的流程图。

具体实施方式

为了更加详细地介绍本发明的目的、特点和优点，下面将结合附图说明对本发明进行更加详细、清晰的阐述。但下文中针对一些较佳实施对象的细节部分进行进一步的描述和说明，并不仅仅局限于该实施对象。

本发明的相关系统组成部分如图1所示，包括主电路、信号处理电路以及控制系统。

图1中主电路部分给出了桥式变流器拓扑结构以及相应IGBT开关器件驱动芯片中的短路保护电路，虚线框中即为较为常用的IGBT驱动芯片的短路保护部分。主电路中上下桥臂的IGBT是否开通除了由门极驱动信号CLK_P，CLK_N控制以外，还受输出电流i_O的影响：当输出电流i_O为正向时，T_N一直处于关断状态，由T_P和T_N的反并二极管交替导通；当输出电流i_O为反向时，T_P一直处于关断状态，由T_N和T_P的反并二极管交替导通。

图1中信号处理电路部分在每个开关周期检测驱动芯片短路保护引脚的电压，通过比较判断获得输出电流状态信号，并将状态信号通过RS触发器进行锁存，如图2所示。每个开关周期结束时会将全部RS触发器进行复位。这部分电路不局限于使用RS触发器，另外还可以使用能够实现同样功能的FPGA、CPLD、MCU、DSP等。

图1中控制系统部分用于根据电流状态信号确定适当的死区补偿量，并向主电路输出IGBT的门极驱动信号CLK_P，CLK_N。该部分可由MCU、DSP等实现。

下面以上桥臂为例说明驱动芯片短路保护功能的工作原理：当门极信号为高时，驱动芯片内部电流源对接在短路保护引脚的电容充电，该引脚电压V_desat在上升过程中会被二极管嵌位于IGBT的集射极间电压。若此时输出电流i_O为反向时，T_P处于关断状态，其续流二极管导通，V_desat会始终维持近似于零电压；若此时输出电流i_O为正向时，T_P处于开通状态，V_desat会被嵌位于IGBT的导通压降。当V_desat峰值过大时，驱动芯片内部的功能模块则会判定开关管过流，芯片关闭驱动。

因此V_desat峰值可以间接地反应出IGBT是否导通以及IGBT导通时的压降，而流过IGBT的电流与其导通压降之间有着固定的单调关系。以某款常用的IGBT为例，其伏-安特性如图3所示，IGBT的转折特性非常显著：在集射极间电压低于开启电压时，电流i_C非常小，当集射极间电压高于开启电压后，i_C增大，此后两者可近似为线性关系。而且在IGBT未接近饱和状态之前，其电压电流之间的关系基本不受门极驱动电压V_ge的影响。这就为通过检测驱动芯片短路保护引脚电压来检测输出电流状态提供了依据。

可以根据系统的设计参数以及所使用IGBT的伏-安特性选取两个具有特定含义的电压基准V₁、V₂。V₁为一个根据IGBT器件所特有的转折特征所确定的电压基准，定义为IGBT开始向基区注入少数载流子时的集射极间电压。如果所检测的IGBT电压小于V₁，说明流过IGBT的电流非常接近于零，而且也很难找出IGBT压降与电流之间明确对应关系。因此所检测的上下桥臂的压降均小于V₁时，不必对桥式变流器进行死区补偿。V₂为一个根据输出电流纹波峰值ΔI_O和IGBT器件输出特性所确定的电压基准，定义为在IGBT输出特性曲线中与ΔI_O相对应的集射极间电压。如果所检测电压小于V₂，说明输出电流处于过零状态，需要对死区补偿进行修正。所述V₂＞V₁。

以输出电流有效值为60A，输出电流纹波峰值ΔI_O为6A为例。从图3中可看出转折点约为1V，于是可选V₁＝1+0.7＝1.7V。由于电流纹波ΔI_O为6A，在IGBT特性曲线中6A对应的电压为1.7V，可选V₂＝1.7+0.7＝2.4V，其中0.7V为驱动保护电路中二极管D的导通压降。

将检测到的上下桥臂驱动芯片保护引脚的电压V_P、V_N同所选取的特定基准电压V₁、V₂分别进行比较，并将比较结果通过触发器进行锁存获得输出电流状态判断信号S_P1、S_P2、S_N1、S_N2。当检测电压大于基准电压时，比较器输出高电平；当检测电压小于基准电压时，比较器输出低电平。每个开关周期结束对全部触发器进行复位。

控制系统根据输出电流判断信号判断输出电流i_O情况，并针对不同情况选取不同补偿量，其流程图如图4所示。

按照系统的死区时间t_dead以及器件的开通延迟时间t_{d_on}、关断延迟时间t_{d_off}、以及器件的平均导通压降和反向续流压降所产生的等效误差时间t_avon，选取死区补偿量的标准值K为(t_dead+t_{d_on}-t_{d_off}+t_avon)。另外再设置死区补偿量的递变系数n为系统正常状态下输出电流过零阶段的开关周期个数

其中ΔI_O为输出电流的纹波峰值，I_O为输出电流有效值，f_w为IGBT开关频率，f为变流器输出电流频率。

当V_P＞V₂、V_N＜V₁时，四位输出电流状态判断信号为1100，表示输出电流处于大电流状态，且均值极性为正，则对变流器的开关驱动信号附加一个补偿量+K。

当V₂＞V_P＞V₁、V_N＜V₁时，四位输出电流状态判断信号为1000，表示输出电流处于过零阶段，且均值极性为正。此情况下，还需根据进入过零阶段前的状态进行死区补偿：若电流由大电流状态进入过零阶段时，则对变流器的开关驱动信号附加一个从+K开始，并且逐周期递减K/n的补偿量，当检测到输出电流进入极小电流状态时，本次过零阶段的死区补偿结束；若电流由极小电流状态进入过零阶段时，对变流器的开关驱动信号附加一个以-K/n为基准，并且逐周期递增K/n的补偿量。当检测到输出电流进入大电流状态时，本次过零阶段的死区补偿结束。

当V_P＜V₁、V_N＜V₁时，四位输出电流状态判断信号为0000，表示输出电流处于极小电流状态，则不对变流器的开关驱动信号进行补偿。

当V_P＜V₁、V₂＞V_N＞V₁时，四位输出电流状态判断信号为0010，表示输出电流处于过零阶段，且均值极性为负。此情况下，还需根据进入过零阶段前的状态进行死区补偿：若电流由大电流状态进入过零阶段时，则对变流器的开关驱动信号附加一个从-K开始，并且逐周期递增K/n的补偿量，当检测到输出电流进入极小电流状态时，本次过零阶段的死区补偿结束；若电流由极小电流状态进入过零阶段时，对变流器的开关驱动信号附加一个以-K/n为基准，并且逐周期递减K/n的补偿量。当检测到输出电流进入大电流状态时，本次过零阶段的死区补偿结束。

当V_P＜V₁、V_N＞V₂时，四位输出电流状态判断信号为0011，表示输出电流处于大电流状态，且均值极性为负，则对变流器的开关驱动信号附加一个补偿量-K。

最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的具体实施例。显然，本发明不限于以上实例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种基于IGBT驱动芯片短路保护的电流状态判断方法，包括下述步骤：

(1)在每个开关周期分别检测上下桥臂的IGBT驱动芯片短路保护引脚的电压峰值V_P、V_N；

(2)将V_P、V_N分别与特定的电压基准V₁进行比较，并将比较结果通过触发器锁存输出电流状态的逻辑判断信号S_P1、S_N1；

所述V₁为一个根据IGBT器件特性而设定的弱电流下集射极间的参考电压，为IGBT开始向基区注入少数载流子时的集射极间电压，在此电压值以下所对应弱电流范围内，IGBT还未向基区注入少数载流子；

(3)将V_P、V_N分别与特定的电压基准V₂进行比较，并将比较结果进行锁存获得输出电流状态逻辑判断信号S_P2、S_N2；

所述V₂为一个根据IGBT器件特性而设定的低电流下集射极间的一个参考电压，取为在IGBT输出特性曲线中与输出电流纹波峰值AI_O相对应的集射极间电压，V₂＞V₁；

(4)根据步骤(2)和(3)所述的四位输出电流状态判断信号S_P1、S_P2、S_N1、S_N2判定输出电流处于下述5种状态中的一种：

①当V_P＞V₂、V_N＜V₁时，四位输出电流状态判断信号为1100，表示输出电流处于大电流状态，且极性为正；

②当V₂＞V_P＞V₁、V_N＜V₁时，四位输出电流状态判断信号为1000，表示输出电流处于过零阶段，且均值极性为正；

③当V_P＜V₁、V_N＜V₁时，四位输出电流状态判断信号为0000，表示输出电流处于极小电流状态；

④当V_P＜V₁、V₂＞V_N＞V₁时，四位输出电流状态判断信号为0010，表示输出电流处于过零阶段，且极性为负；

⑤当V_P＜V₁、V_N＞V₂时，四位输出电流状态判断信号为0011，表示输出电流处于大电流状态，且极性为负。

2.一种基于权利要求1所述基于IGBT驱动芯片短路保护的电流状态判断方法的死区补偿方法，包括下述步骤：

(1)若输出电流处于极小电流状态，则不对变流器的开关驱动信号进行补偿；

(2)若输出电流处于大电流状态，且均值极性为正，则对变流器的开关驱动信号附加一个补偿量+K；

(3)若输出电流处于大电流状态，且均值极性为负，则对变流器的开关驱动信号附加一个补偿量-K；

(4)若电流处于过零阶段，则根据输出电流的极性和进入过零阶段前的状态对本次过零阶段进行死区补偿，包括：

①当输出电流极性为正，且由大电流状态进入过零阶段时，对变流器的开关驱动信号附加一个从+K开始，并且逐周期递减K/n的补偿量；当检测到输出电流进入极小电流状态时，本次过零阶段的死区补偿结束；

②当输出电流极性为正，且由极小电流状态进入过零阶段时，对变流器的开关驱动信号附加一个以+K/n为基准，并且逐周期递增K/n的补偿量；当检测到输出电流进入大电流状态时，本次过零阶段的死区补偿结束；

③当输出电流极性为负，且由大电流状态进入过零阶段时，对变流器的开关驱动信号附加一个从-K开始，并且逐周期递增K/n的补偿量；当检测到输出电流进入极小电流状态时，本次过零阶段的死区补偿结束；

④当输出电流极性为负，且由极小电流状态进入过零阶段时，对变流器的开关驱动信号附加一个以-K/n为基准，并且逐周期递减K/n的补偿量；当检测到输出电流进入大电流状态时，本次过零阶段的死区补偿结束；

所述K为一个根据变频器系统特性确定的常系数，需综合考量死区时间、器件的开通延迟时间、关断延迟时间、导通压降和反向续流压降；

所述n为过零阶段所持续的开关周期个数，与变频器的IGBT开关频率与输出电流纹波大小相关；

式中：ΔI_O为输出电流的纹波峰值，I_O为输出电流有效值，f_w为IGBT开关频率，f为变流器输出电流频率。

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