CN103022977B

CN103022977B - 一种t字型三电平逆变器中控制退饱和检测保护电路的方法

Info

Publication number: CN103022977B
Application number: CN201210499056.7A
Authority: CN
Inventors: 孙耀杰; 林燕丹; 吴煜; 马磊; 邱婧婧; 高源�
Original assignee: Fudan University
Current assignee: Jiangsu for constant Intelligent Technology Co., Ltd.
Priority date: 2012-11-30
Filing date: 2012-11-30
Publication date: 2015-07-29
Anticipated expiration: 2032-11-30
Also published as: CN103022977A

Abstract

本发明涉及一种T字型三电平逆变器中控制退饱和检测保护电路的方法。该方法包括以下步骤：通过采样、滤波、放大、比较电路后逆变器输出电压电流信号由数字信号处理器进行分析判断，确定输出电压电流的方向；根据不同方向的电压电流组合对其输出状态进行分类，分别为Ⅰ区（v>0，i>0）、Ⅱ区（v>0，i<0）、Ⅲ区（v<0，i<0）及Ⅳ区（v<0，i>0）；再判断电流在每种状态下的正负半周换向情况，包括从正向换向进入负向和从负向换向进入正向；在不同输出状态和电流换向情况下对开关的退饱和检测电路进行使能逻辑控制；使能控制信号被各开关驱动芯片或外围电路接受，使得退饱和检测功能在逆变器换流及换向时交替激活抑制。该方法避免了在T字型三电平逆变器换流换向过程中，由于振荡等因素引起的退饱和检测电路误触发故障，有效提高了系统故障诊断的可靠性，从而保证电路正常工作。

Description

一种T字型三电平逆变器中控制退饱和检测保护电路的方法

技术领域

本发明属于电力电子设备技术领域，具体涉及一种T字型三电平逆变器中退饱和检测保护电路的控制方法。

背景技术

近年来，以光伏发电为代表的太阳能发电技术受到各国大规模的推广和支持，中国“十二五”规划计划到2015年中国光伏装机总容量将达40GW以上。逆变器作为光伏发电系统中的最重要环节，直接决定了光伏发电的效率和可靠性。随着三电平逐渐取代两电平逆变器，逆变器的效率、输出电能质量都有大幅度的提高，同时也面临着更为复杂的控制电路和更高的可靠性要求。

在目前的三电平逆变器中，通常设置有三级短路保护方式，分别为：IGBT的退饱和检测保护，软件限流保护以及硬件保护（如断路器）。但是，由于三电平逆变器的电流换向行为较为复杂，并且国家标准UL1741要求并网逆变器在低压穿越（LVRT）情况下能够输出无功，所以其短路保护需要更为可靠的电路设计和控制方法。

一般而言IGBT的退饱和检测保护速度较快（低于10us），且退饱和检测电路通常集成于驱动芯片内，因此该检测保护方法广泛地使用于逆变系统中。退保和检测保护电路的输入信号为IGBT的端电压值，而IGBT的端电压值在饱和区内，与电流几乎成线性关系。当发生过流或短路时，IGBT的端电压随着电流的增加而上升，当大于退饱和检测保护电路的给定阈值时，则保护电路判断为过流或短路故障，从而进行保护动作。但该端电压值在T字型三电平逆变器电流换向过程中容易受到其他IGBT及换流的影响，出现电路振荡等现象。这些现象会造成端电压上升，导致驱动芯片误判断误触发，从而进行误短路保护动作，影响三电平逆变器的正常运行，降低了系统可靠性。

本发明实现了一种控制T字型三电平逆变器中退饱和检测保护电路的方法，能有效的避免误触发的情况，提高整个系统的短路保护可靠性。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对开关器件换流过程中，电压分配和并联二极管的反向恢复导致的IGBT端电压振荡，以及在输出电流换向过程中，开关管自身性能导致的端电压上升，进而引发退饱和检测保护电路的误触发这一故障现象，提出一种T字型三电平逆变器中控制退饱和检测保护电路的方法。

本发明采用的技术方案的思想是：该方法通过分析T字型三电平逆变器的输出电流和电压，判断逆变器的输出状态及电流换向状态，数字信号处理器根据不同的输出状态和换向状态生成相应的控制信号使得驱动芯片或电路的退饱和检测保护电路功能被激活或抑制。

判断逆变器的输出状态有四种，分别为Ⅰ区（v>0，i>0）、Ⅱ区（v>0，i<0）、Ⅲ区（v<0，i<0）或Ⅳ区（v<0，i>0），电流换向状态有两种，分别为从正向换向到负向及从负向换向到正向。激活或抑制退饱和检测保护电路功能的使能控制信号由数字信号处理器生成并输出，由开关的驱动芯片或电路接收并执行。当退饱和检测保护电路功能被激活时，驱动芯片或

电路能够对开关进行正常的退饱和检测。当退饱和检测保护电路功能被抑制时，驱动芯片或

电路不能对开关进行正常的退饱和检测，以实现避免电流换流换向情况下LC振荡、开关内阻过大造成的退饱和检测误触发。数字信号处理器生成并输出退饱和检测功能使能控制信号

的速度大于各开关管的开关速度。

本发明提出的T字型三电平逆变器中控制退饱和检测保护电路的方法，具体步骤如下：

(1)：由电压传感器采样逆变器的输出电压信号，电流传感器采样逆变器的输出电流信号；

(2)：将采样到的电压信号和电流信号依次经滤波电路、放大比较电路处理后，送入数字信号处理器中；

(3)：数字信号处理器接收到信号后对其进行计算分析，判断输出电流及输出电压的方向，确定逆变器输出状态是处于Ⅰ区（v>0，i>0）、Ⅱ区（v>0，i<0）、III区（v<0，i<0）或Ⅳ区（v<0，i>0）；其中：v表示电压，i表示电流；

(4)：输出状态判断结束后，分析此刻电流是否小于最大电流的1%，即是否满足；

(5)：若判断结果为不满足，则对退饱和检测电路进行模式为X1的控制信号生成并输出，其中X代表Ⅰ区、Ⅱ区、III区、Ⅳ区，各驱动芯片或电路接受到该信号，以控制激活或抑制各个开关管的退饱和检测保护电路功能，输出完成后返回到步骤（4）；

(6)：若判断结果为满足，则继续判断输出电流是否向零逼近，即是否满足。若不满足，就对退饱和检测电路进行模式为X1的控制信号生成并输出，输出完成后返回到步骤（5）；若满足，则对退饱和检测电路进行模式为X2的控制信号生成并输出，各驱动芯片或电路接受到该信号，以激活或抑制各个开关管的退饱和检测保护电路功能，输出完成后对采样电流进行分析，判断输出电流i是否换向；其中X代表Ⅰ区、Ⅱ区、III区、Ⅳ区；

(7)：若判断电流出现换向，则返回步骤(3)，重新进行输出状态判断；

(8)：若判断电流未出现换向，则继续保持模式为X2的控制信号生成并输出，其中X代表Ⅰ区、Ⅱ区、III区、Ⅳ区；

当输出状态为Ⅰ区及Ⅱ区时，模式为X1（即为Ⅰ1和Ⅱ1）的控制信号，重点控制开关管S2（该开关管同与负电极连接的开关管为互补开关管）的退饱和检测保护电路的激活状态。而当输出状态为III区及Ⅳ区时，模式为X1（即为III1和Ⅳ1）重点控制开关管S3（该开关管同与正电极连接的开关管为互补开关管）的退饱和检测保护电路的激活状态。而模式为X2的控制信号，在任何输出状态下，即不论是Ⅰ2、Ⅱ2、III2和Ⅳ2，都将同时控制S2和S3的退饱和检测保护电路的激活状态。

本发明的优点在于解决了T字型三电平逆变器中采用退饱和检测带来的误检测问题，提高了系统的可靠性。

附图说明

图1为一种T字型三电平逆变器中控制退饱和检测保护电路的方法的流程图；

图2为一种T字型三电平逆变器中控制退饱和检测方法系统示意图；

图3为一种T字型三电平逆变器输出状态示意图；

图4为一种开关管IGBT的退饱和检测使能电路实施例简图；

图5为在输出状态为Ⅰ区（或Ⅱ区）且不满足时的控制退饱和检测保护

电路的时序图；

图6为在输出状态为Ⅰ区（或Ⅱ区）且满足及时的控制退饱和检测保护电路的时序图；

图7为在输出状态为III区（或Ⅳ区）且不满足时的控制退饱和检测保护电路的时序图；

图8为在输出状态为III区（或Ⅳ区）且满足及时的控制退饱和检测保护电路的时序图；

其中：图2中S1、S2、S3、S4为开关管IGBT（S1和S3互补，S2和S4互补），Cp、Cn为分压电容，Vpv为光伏板电压，Lf、Cf为滤波电路中的电感及电容，Vgrid为输出并网，Rload为输出负载，Driver1、Driver2、Driver3及Driver4为各开关管IGBT的驱动电路（集成退饱和检测电路），P、D分别为光伏板电压正负电极。

图4Vsat_ref为退饱和检测电路参考电压，D1、D2及D3为快恢复二极管，Cb为控制死区时间的电容，Rp为下拉电阻，Sf为超快速开关，VG为驱动电压。Sf作为驱动外围电路接受处理器的控制信号，并进行相应动作对退饱和检测进行使能控制。

图5中t0为数字信号处理器判断输出状态为Ⅰ区（或Ⅱ区）且不满足的时刻，td为死区时间，tc1、tc2分别为控制Sf2的导通时间，Sf1、Sf2、Sf3及Sf4是控制各超快速开关的信号，PWM1、PWM2。PWM3及PWM4是各开关管的开断信号。

图6中t1为在输出状态为Ⅰ区（或Ⅱ区）检测到且的时刻，t2为检测到电流i发生换向的时刻。

图7中t3为数字信号处理器判断输出状态为III区（或Ⅳ区）且不满足的时刻。

图8中t4为输出状态为III区（或Ⅳ区）检测到且的时刻，t5为检测到电流i发生换向的时刻。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步的详细说明。

实施例1

本发明的特征在于处理器分析采集到的T字型三电平逆变器输出电感电流及输出电压后，进行输出状态及电流过零状态判断，进一步根据不同的状态控制各开关管退饱和检测电路的开断。

具体过程是：

（1）采样电路对输出电感电流及输出电压进行采样，采样信号经滤波放大比较电路后，由数字信号处理器捕捉并分析，以判断当下输出状态是处于Ⅰ区（v>0，i>0），Ⅱ区（v>0，i<0）、III区（v<0，i<0）或者是Ⅳ区（v<0，i>0）。

（2）若数字信号处理器判断三电平逆变器的输出状态处于Ⅰ区，则进一步判断此时下式是否成立：

①

若①式不成立，则进行模式为Ⅰ1的控制信号输出，原因如下所述：

输出状态为Ⅰ区时，S1和S3进行开关动作，S2保持导通，S4保持关断，逆变器输出

正向电压和正向电流，电流流向路径为P→S1或GND→ S2→D3（D3为S3的反并联二极管，其他开关类似），开关管时序如图5所示。由于①式不成立，则在一个较短的时刻内，不会出现输出电感电流i突然换向的问题，电流流向路径保持不变。因此PWM3的电平转换对电流换向无影响，而PWM1的电平转换直接影响到电流换向和各开关管的电压分压。

在PWM1变为高电平时，S3的端电压升高，因此其内部电容电压充电，充电时间为：

②

Vpv为光伏板的电压，C为内部电容容值，i为输出电流。dt的数量级通常是s。

同时，D3开始反向恢复，其反向恢复过程的数学表达式为：

③

其中为反向恢复时间，为二极管基区少子寿命，及分别为二极管的正向、反向电流。

电路中存在寄生电感，在电容的快速充放电和较大的作用下会导致S2的端电压振荡，而此时PWM2为正，S2处于导通状态，其退饱和检测保护电路一旦启动，则易导致退饱和电路误触发从而发生失效故障。在PWM1变为低电平时，S2的端电压同样会因为上述描述的过程发生退饱和检测误触发等电路失效故障。由此知在PWM1的开通或关断时刻，需要抑制S2的退饱和检测保护电路功能。

（3）在本实施例中，控制信号控制退饱和检测电路中的超快速开关，即图3中的Sf，以进行保护电路功能激活或抑制。

当输出高电平时，Sf2导通。退饱和检测比较电路的正端输入被下拉到0V，此时不管IGBT的端电压如何变化，其比较器正端输入始终为0V，因此退饱和检测电路不动作。当输出低电平时，Sf2关断。此时退饱和检测比较器正端输入决定于IGBT的端电压值，当正端输入电压值高于设定阈值时，退饱和检测动作。数学表达式为:

；④

；⑤

；⑥

其中代表退饱和检测保护电路诊断信号输出，等于1时说明发生短路，等于0时说明正常运行。

（4）控制信号输出电平变化时序如图5所示。在t0时刻数字信号判断完成，开始进行控制信号输出。当PWM1从高电平变到低电平时，控制信号由低电平变到高电平，此时Sf2导通，S2的退饱和检测保护电路功能被抑制，直到PWM1从低电平变为高电平，控制信号输出低电平，Sf2关断，S2的退饱和检测保护电路功能激活。

（5）输出结束后，回到第（2）步，继续对①式进行判断。

（6）若判断①式成立，则进一步判断下式是否成立：

⑦

若⑦式不成立，则进行模式为Ⅰ1的控制信号输出。

如⑦式成立，则进行模式为Ⅰ2的控制信号输出。⑦式成立表明在短时刻内输出电流将面临换流，即电流流向路径将会变为D1→P或S3→D2→GND。换流时，若S3的门级电压为正电压，说明S3的MOSFET通道已经处于可导通状态，但由于漂移区无载流子，S3内存在一个相对较大的内阻，此刻电流流过时端电压将会突然上升，可能引起退饱和检测误触发，因此此时需要抑制S3的退饱和检测保护电路功能。同时，由于器件上的换流存在，仍然要控制S2的退饱和检测保护电路。数字处理器输出控制信号如图6所示，在t1时刻检测到且时，模式为Ⅰ2的控制信号输出Sf2和Sf3高电平，S2和S3的退饱和检测保护电路功能被抑制。

（7）模式为Ⅰ2的控制信号输出后，判断电流i是否已经发生换向，即是否满足i<0。若满足，则回到第（1）步。如图6所示，在t2时刻检测到电流i已经换向，由图6可知下个状态为Ⅱ区，短时间内满足但不满足，因此将进入模式Ⅱ1的控

制信号输出（本示意图图6中并未详述Ⅱ1控制信号）。若不满足，则继续保持Ⅰ2模式的控制信号输出。

综上所述，本实施例实现了以下有益效果：控制算法易实施，在三电平逆变器换流工作或低压穿越工作下，能够进行正常的退饱和检测保护，系统稳定性、安全性得以提高。

本实施例提供了一种退饱和检测使能电路，如图4所示。由下拉电阻Rp、超快速开关Sf串联接入退饱和检测电路的比较器，数字信号处理器输出控制信号控制超快速开关Sf的开断。

本实施例只详述了一种在逆变器输出状态为Ⅰ区时的控制退饱和检测保护电路的方法，当输出状态为Ⅱ、III、Ⅳ区时，控制信号分别如图5、6、7、8所示。

本实施例只详述了一种单相T字型三电平逆变器中控制退饱和检测保护电路的方法，但不仅限定于此，本发明在三相及多相T字型三电平逆变器等中同样有效。

附图中的装置模块等只是作为一个实施例的示意图，并不一定是实施本发明所必须的。

应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换，然而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明的精神和范围。

Claims

1.T字型三电平逆变器中控制退饱和检测保护电路的方法，其特征在于具体步骤如下：

(3)：数字信号处理器接收到信号后对其进行计算分析，判断输出电流及输出电压的方向，确定逆变器输出状态是处于Ⅰ区、Ⅱ区、III区或Ⅳ区；其中：Ⅰ区为v>0，i>0；Ⅱ区为v>0，i<0；III区为v<0，i<0；Ⅳ区为v<0，i>0；v表示电压，i表示输出电流；

(4)：输出状态判断结束后，分析此刻电流是否小于等于最大电流I_max的1%，即是否满足；

(5)：若判断结果为不满足，则对退饱和检测电路进行模式为X1的控制信号生成并输出，其中X代表Ⅰ区、Ⅱ区、III区、Ⅳ区，各驱动芯片或电路接受到X1的控制信号，以控制激活或抑制各个开关管的退饱和检测保护电路功能，输出完成后返回到步骤（4）；

(6)：若判断结果为满足，则继续判断输出电流是否向零逼近，即是否满足，其中i++为下个采样时点的逆变器输出电流信号；若不满足，就对退饱和检测电路进行模式为X1的控制信号生成并输出，输出完成后返回到步骤（5）；若满足，则对退饱和检测电路进行模式为X2的控制信号生成并输出，各驱动芯片或电路接受到X2的控制信号，以激活或抑制各个开关管的退饱和检测保护电路功能，输出完成后对采样电流进行分析，判断输出电流i是否换向；其中X代表Ⅰ区、Ⅱ区、III区、Ⅳ区；

(8)：若判断电流未出现换向，则继续保持模式为X2的控制信号生成并输出，其中X代表Ⅰ区、Ⅱ区、III区、Ⅳ区；当输出状态为Ⅰ区及Ⅱ区时，模式为I-X1和II-X1的控制信号，重点控制开关管S2的退饱和检测保护电路的激活状态，该开关管S2同与负电极连接的开关管为互补开关管，而当输出状态为III区及Ⅳ区时，模式为III-X1和IV-X1，重点控制开关管S3的退饱和检测保护电路的激活状态；开关管S3同与正电极连接的开关管为互补开关管，模式为X2的控制信号，在任何输出状态下，即不论是I-X2、II-X2、III-X2和IV-X2，都将同时控制开关管S2和开关管S3的退饱和检测保护电路的激活状态。