CN101383584B - 电动机控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电流检测单元以及电动机控制装置，该电流检测单元具备：电流检测机构，其检测流经三相式逆变器和直流电源之间的电流作为检测电流；三相电流检测机构，其用于根据上述检测电流检测上述逆变器三相电流；和，判定机构，其根据上述检测电流，判断注目时刻是否属于能够检测上述三相电流的期间，在由上述判定机构判断上述注目时刻属于上述期间时，上述三相电流检测机构检测上述三相电流。

Description

电动机控制装置
技术领域
本发明涉及用于检测电流的电流检测单元和驱动控制电动机的电动机控制装置，尤其涉及采用1分路电流检测方式的电动机控制装置。
背景技术
为了向电动机提供三相交流电力并对电动机进行矢量控制，需要检测U相，V相和W相这3相中2相份的电流(例如U相电流和V相电流)。为了检测2相份的电流，通常要使用2个电流传感器(电流互感器等)，但2个电流传感器的使用导致安装电动机的系统全体成本提高。
因此，以往，提出了通过1个电流传感器检测逆变器和直流电源间的母线电流(直流电流)，根据该检测的母线电流，检测2相份的电流的方式。该方式，被称为1分路电流检测方式(单分路电流检测方式)，该方式的基本原理在例如日本国专利第2712470号公报中所述。
图19表示采用1分路电流检测方式的以往的电动机驱动系统的全体框图。逆变器(PWM逆变器)902，具备3相具有上臂和下臂的半桥电路，通过根据由控制部903提供的三相电压指令值开关各臂，将来自直流电源904的直流电压变换为三相交流电压。该三相交流电压被提供给三相永磁体同步式电动机901，驱动控制电动机901。
将连接逆变器902内的各下臂和直流电源904的线路称为母线913。电流传感器905，将表示在母线913中流动的母线电流的信号传递到控制部903。控制部903，通过在适当的时刻取样电流传感器905的输出信号，检测电压电平变为最大的相(最大相)的相电流和变为最小的相(最小相)的相电流，即检测2相份的电流。如果检测2相份的电流，则自动地求得逆变器902的三相电流即电动机电流。
在各相的电压电平能互相充分分开时，能够根据上述原理检测2相份的电流，但如果电压的最大相和中间相接近或者电压的最小相和中间相接近，就不能检测2相份的电流。并且，包含对于不能检测这2相份的电流的说明的1分路电流检测方式的说明，后面在本发明实施方式中进行描述。
因此，在某些以往方法中，在1分路电流检测方式中，在任意2个相电压之差相对较大时，使用当前母线电流信息检测当前电动机电流，在此差相对较小时，使用过去检测的母线电流信息推测当前电动机电流(例如，参照特开2004—64903号公报)。
在该以往方法中.事先设定电压阈值，通过比较此电压阈值与两个相电压之差，判断此差是相对较大或者较小。可是，由于电压阈值既需要考虑各种因素，又要预先确定具有余裕，因此，在该以往方法中，会产生尽管实际上可以检测2相份的电流，但是判断不能检测2相份的电流的情况。即，不能最大限度利用可以检测2相份的电流的区间。另外，由于最佳电压阈值随电动机的驱动条件而变化，因此，需要对每个驱动条件，预先求出适应各种驱动条件的电压阈值，设计需要非常费时。
发明内容
因此本发明的目的在于提供，能够适当地利用能检测三相电流的区间的电流检测单元、电动机控制装置、电动机驱动系统和系统连系系统(
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Figure G2008102149068D0002094349QIETU
連
Figure G2008102149068D0002094439QIETU
システム)。
本发明中的电流检测单元，其特征在于，具备：电流检测机构，其检测在三相式逆变器和直流电源之间流动的电流作为检测电流；三相电流检测机构，其用于根据上述检测电流检测上述逆变器的三相电流；和判定机构，其根据上述检测电流，判定注目时刻是否属于能够检测上述三相电流的期间，在由上述判定机构判定上述注目时刻属于上述期间时，上述三相电流检测机构检测上述三相电流。
由此，适当地利用可以检测三相电流的区间成为可能。另外，由于不需要对每个驱动条件设定适应各种驱动条件的电压阈值，因此设计的时间缩短。
具体的说，例如上述判定机构，根据上述检测电流的大小、上述检测电流的一次差分值或者上述检测电流的二次差分值，判断上述注目时刻是否属于上述期间。
另外具体的说，例如上述判定机构，通过比较上述检测电流的大小、上述检测电流的一次差分值或者上述检测电流的二次差分值，和规定的判定阈值，判断上述注目时刻是否属于上述期间，上述判定阈值取上述检测电流最大值的一半以下的值。
本发明中的电动机控制装置，具备上述电流检测单元，由上述逆变器驱动三相式电动机，其特征在于，通过由上述电流检测单元所进行的上述三相电流的检测，检测在上述电动机中流动的电动机电流，根据该电动机电流，通过上述逆变器来控制上述电动机。
另外例如，上述电动机控制装置，在由上述判定机构判断上述注目时刻属于上述期间时，根据在上述注目时刻检测的上述检测电流，控制上述电动机，由上述判定机构判定上述注目时刻不属于上述期间时，根据上述注目时刻的过去检测出的上述检测电流，控制上述电动机。
本发明中的电动机驱动系统，其特征在于，具备：三相式电动机；驱动上述电动机的逆变器；和通过控制上述逆变器控制上述电动机的上述电动机控制装置。
本发明中的系统连系系统，其特征在于，具备上述电流检测单元和三相式逆变器，一边根据检测的上述三相电流，由上述逆变器将来自上述直流电源的直流电压变换为三相交流电压，一边与外部的三相交流电力系统连系，将根据上述三相交流电压的三相交流电力提供给负载。
通过本发明能够适当地利用可以检测三相电流的区间。
本发明的意义乃至效果，通过以下所示的实施方式的说明变得更明确。但是，以下实施方式，终究只是本发明的一个实施方式，本发明甚至各构成主要部件的用语的意义，并不局限于以下实施方式所述的内容。
附图说明
图1是本发明实施方式中的电动机驱动系统的全体构成框图。
图2是表示施加到图1的电动机上的三相交流电压的典型例子的图。
图3是表示将对图1电动机的通电模式，各通电模式与母线电流之间的关系作为表格表示的图。
图4是表示图1的电动机中各相电压的电压电平和载波信号之间的关系，以及，与此关系相应的PWM信号和母线电流的波形的图。
图5(a)～(d)是图4各时刻的图1的电枢线圈周围的等效电路图。
图6是将图1电动机中各种电压高低关系的组合(模式)和各组合中检测的电流相，作为表格表示的图。
图7是在图4上标记用于检测最小相的相电流的采样时刻ST1和用于检测最大相的相电流的采样时刻ST2的图(对应可以检测期间)。
图8是在图4上标记用于检测最小相的相电流的采样时刻ST1和用于检测最大相的相电流的采样时刻ST2的图(对应不可检测期间)。
图9(a)是表示检测的母线电流随时间的变化的仿真结果的图。
图9(b)是表示检测的母线电流的一次差分值随时间变化的仿真结果的图。
图9(c)是表示检测的母线电流的二次差分值随时间变化的仿真结果的图。
图10是表示对图1的电动机施加的三相交流电压的图，是用于说明指定不可检测期间的方法的原理的图。
图11是表示各时刻中，流经在图1电枢线圈中流动的电流状态的图。
图12是本发明第1实施例中的电动机驱动系统的详细框图。
图13是图12电动机的解析模型图。
图14是图12所示的控制部的动作流程图。
图15是表示对应于最小相的母线电流(IDC1)的一次差分值随时间变化，和，对应于最大相的母线电流(IDC2)的一次差分值随时间变化的图。
图16是用于说明由图14的步骤S31执行的电流补偿处理的一个例子的图。
图17(a)是实际检测的母线电流随时间变化的图。
图17(b)是表示实际检测的母线电流的一次差分值随时间变化的图。
图17(c)是表示实际检测的母线电流的二次差分值随时间变化的图。
图18是本发明第4实施例相关的系统连系系统的全体构成图。
图19是采用1分路电流检测方式的以往电动机驱动系统的整体构成框图。
具体实施方式
以下，参照附图，对本发明的实施方式具体地进行说明。在参照的各图中，相同部分赋予相同的符号，原则上省略重复对相同部分的说明。后面说明了第1，第4实施例，首先，对各实施例中通用的事项或者由各实施例参照的事项进行说明。
图1是本发明实施方式相关的电动机驱动系统的框图构成图。图1的电动机驱动系统，具备三相永磁体同步电动机1(以下只记为“电动机1”)；PWM(Pulse Width Modulation)逆变器2(以下，只称为“逆变器2”)；控制部3；直流电源4，和电流传感器5。直流电源4将负输出端子4b作为低电压侧，向正输出端子4a和负输出端子4b之间输出直流电压。图1的电动机驱动系统采用1分路电流检测方式。
电动机1具备设置永磁体的转子6，和设置U相，V相和W相的电枢线圈7u，7v和7w的定子7。电枢线圈7u，7v和7w，将中性点14与中心Y型连接。电枢线圈7u，7v和7w中，中性点14的相反侧的非连接端，分别连接在端子12u，12v和12w上。
逆变器2具备U相用半桥电路，V相用半桥电路和W相用半桥电路。各半桥电路具有一对开关元件。在各半桥电路中，一对开关元件被串联连接在直流电源4的正输出端子4a和负输出端子4b之间，来自直流电源4的直流电压被施加到各半桥电路上。
U相用半桥电路，由高电压侧开关元件8u(以下，也称为上臂8u)和低电压侧开关元件9u(以下，也称为下臂9u)构成。V相用半桥电路，由高电压侧开关元件8v(以下，也称为上臂8v)和低电压侧开关元件9v(以下，也称为下臂9v)构成。W相用半桥电路，由高电压侧开关元件8w(以下，也称为上臂8w)和低电压侧开关元件9w(以下，也称为下臂9w)构成。另外，二极管10u，10v，10w，11u，11v和11w分别将从直流电源4的低电压侧向高电压侧的方向作为正方向并联连接在开关元件8u，8v，8w，9u，9v和9w上。各二极管起到作为续流二极管功能。
串联连接的上臂8u和下臂9u的连接点，串联连接的上臂8v和下臂9v的连接点，串联连接的上臂8w和下臂9w的连接点，分别被连接在端子12u，12v和12w上。并且，在图1中，表示了场效应晶体管作为各开关元件，也可以将这些置换为IGBT(绝缘栅双极晶体管)等。
逆变器2，根据由控制部3提供的三相电压指令值，生成针对各相的PWM信号(脉冲宽度调制信号)，通过将该PWM信号提供给逆变器2内的各开关元件的控制端子(基极或栅极)，从而使各开关元件进行开关动作。由控制部3向逆变器2提供的三相电压指令值，由U相电压指令值vu *，V相电压指令值vv *和W相电压指令值vw *构成，由vu *，vv *和vw *分别表示U相电压vu，V相电压vv和W相电压vw的电压电平(电压值)。U相电压vu，V相电压vv和W相电压vw，表示从图1的中性点14看的端子12u，12v和12w的电压。逆变器2，根据vu *，vv *和vw *，控制各开关元件的开(导通)或者关(非导通)。
如果忽略用于防止相同相的上臂和下臂同时接通(on)的无效时间(dead time)，在各半桥电路中，上臂接通时下臂断开(off)，上臂断开时下臂接通。以下的说明，是忽略上述无效时间来进行的。
对逆变器2施加的来自直流电源4的直流电压，通过逆变器2内的各开关元件的开关动作，变换为被PWM调制(脉冲宽度调制)的三相交流电压。通过对电动机1施加该三相交流电压，与三相交流电压相对应的电流在各电枢线圈(7u，7v和7w)中流动，驱动电动机1。
电流传感器5，检测在逆变器2的母线13中流动的电流(以下，称为“母线电流”)。由于母线电流具有直流成分，也能够将其解释为直流电流。在逆变器2中，下臂9U，9V和9W的低电压侧被共同接线，被连接在直流电源4的负输出端子4b。下臂9u，9v和9w的低电压侧被共同接线的配线是母线13，电流传感器5串联在母线13上。电流传感器5向控制部3传递表示检测出的母线电流(检测电流)的电流值的信号。控制部3，一边参照电流传感器5的输出信号等，一边生成和输出上述三相电压指令值。并且，电流传感器5，是例如，分路电阻或者电流互感器等。另外，电流传感器5也可以不设置在连接下臂9u，9v和9w的低电压侧和负输出端子4b的配线(母线13)上，而设置在连接上臂8u，8v和8w的高电压侧和正输出端子4a的配线上。
这里，使用图2，图3，图4，图5(a)～(d)和图6，对母线电流和在各相电枢线圈中流动的相电流的关系等进行说明。将在电枢线圈7u，7v和7w中流动的电流分别称为U相电流，V相电流和W相电流，将它们各自(或者将它们统称)为相电流(参照图1)。另外，在相电流中，将从端子12u，12v或者12w向中性点14流入的方向的电流的极性作为正，将从中性点14流出方向的电流的极性作为负。
图2表示对电动机1施加的三相交流电压的典型例子。该三相交流电压，是由相互相位分别相差120°且振幅相同的3个正弦波状的交流电压形成的。在图2中，100u，100v和100w，分别表示应该对电动机1施加的U相电压，V相电压和W相电压的波形。U相电压，V相电压和W相电压各自(或者统称它们)为相电压。电动机1中流动正弦波状电流时，逆变器2的输出电压变为正弦波状。
如图2所示，U相电压，V相电压和W相电压间的电压电平的高低关系，随时间经过而变化。该高低关系由三相电压指令值决定，逆变器2根据三相电压指令值决定对各相的通电模式。图3将该通电模式作为表格表示。从图3左侧数第1列～第3列表示通电模式。第4列在后面进行描述。
通电模式有：
U，V和W相下臂全部接通的通电模式“LLL”；
W相上臂接通且U和V相下臂接通的通电模式“LLH”；
V相上臂接通且U和W相下臂接通的通电模式“LHL”；
V和W相上臂接通且U相下臂接通的通电模式“LHH”；
U相上臂接通且V和W相下臂接通的通电模式“HLL”；
U和W相上臂接通且V相下臂接通的通电模式“HLH”；
U和V相上臂接通且W相下臂接通的通电模式“HHL”；和
U，V和W相上臂全部接通的通电模式“HHH”(省略了上臂和下臂的符号(8u等)记载)。
图4表示进行3相调制时的各相电压电压电平和载波信号的关系，以及与此关系相对应的PWM信号和母线电流的波形。各相电压的电压电平的高低关系有各种变化，但是为了说明的具体化，图4注目于图2所示的某时刻101。即，图4表示U相电压的电压电平最大且W相电压的电压电平最小的情况。电压电平最大的相称为“最大相”，电压电平最小的相称为“最小相”，电压电平既不是最大也不是最小的相称为“中间相”。在图4所示的状态中，最大相、中间相和最小相分别变为U相，V相和W相。在图4中，符号CS表示与各相电压电压电平比较的载波信号。载波信号变为周期性的三角波信号，其信号周期称为载波周期。并且，载波周期远比图2所示的三相交流电压周期短。
进一步参照图5(a)～(d)对相电流和母线电流的关系进行说明。图5(a)～(d)是图4各时刻的电枢线圈周围的等效电路。
将各载波周期的开始时刻，即载波信号处于最低电平的时刻称为T0。在时刻T0中，各相上臂(8u，8v和8w)被接通。此时，如图5(a)所示，由于变为形成短路电路，处于向直流电源4的电流不能出入的状态，母线电流变为零。
逆变器2，参照vu *，vv *和vw *比较各相电压的电压电平和载波信号。并且，在载波信号的电平(电压电平)的上升过程中，如果最小相的电压电平达到与载波信号交叉的时刻T1，则最小相的下臂被接通，如图5(b)所示，最小相的电流作为母线电流流动。如图4所示的例子的情况，从时刻T1到后面所述的时刻T2为止的期间，由于W相的下臂9w变为接通，因此W相电流(极性为负)作为母线电流流动。
并且，如果载波信号的电平上升，中间相的电压电平达到与载波信号交叉的时刻T2，变为最大相的上臂接通且中间相和最小相的下臂接通，如图5(c)所示，最大相的电流作为母线电流流动。图4所示的例子的情况，从时刻T2到达后面所述的时刻T3的期间，由于U相上臂8u接通且V相和W相的下臂9v和9w接通，因此U相电流(极性为正)作为母线电流流动。
并且，载波信号的电平上升，如果最大相的电压电平达到与载波信号交叉的时刻T3，变为全部相的下臂接通，如图5(d)所示，由于变为形成短路电路，处于向直流电源4的电流不能出入的状态，母线电流变为零。
时刻T3和后面所述的时刻T4的中间时刻中，载波信号达到最大电平后，载波信号的电平开始下降。在载波信号的电平的下降过程中，如图5(d)，(c)，(b)和(a)所示的状态，按该顺序到来。即，在载波信号的电平的下降过程中，如果将最大相的电压电平与载波信号交叉的时刻作为T4，将中间相的电压电平与载波信号交叉的时刻作为T5，最小相的电压电平与载波信号交叉的时刻作为T6，下一个载波周期开始时刻作为T7，在时刻T4—T5间，时刻T5—T6间，时刻T6—T7间，分别变为与时刻T2—T3间，时刻T1—T2间，时刻T0—T1间相同的通电模式。
因此，例如，如果在时刻T1—T2间或者T5—T6间检测母线电流，则能够根据母线电流检测最小相的电流，如果在时刻T2—T3间或者T4—T5间检测母线电流，则能够根据母线电流检测最大相的电流。并且，中间相的电流，能够利用三相电流总和为0而计算得到。图3的表中的第4列，以带有电流极性表示在各通电模式中作为母线电流流动的电流的相。例如，对应图3的表中第8行的通电模式“HHL”中，W相电流(极性为负)作为母线电流流动。
并且，从载波周期中去除时刻T1和T6之间的期间后的期间，表示对于最小相的PWM信号的脉冲宽度，从载波周期中去除时刻T2和T5之间的期间后的期间表示对于中间相的PWM信号的脉冲宽度，从载波周期中去除时刻T3和T4之间的期间后的期间表示对于最大相的PWM信号的脉冲宽度。
举例说明了U相为最大相且W相为最小相的情况，但组合最大相，中间相和最小相有6种情况。图6将该组合作为表格表示。在分别由vu，vv和vw表示U相电压，V相电压和W相电压的情况中，将
vu>vv>vw成立的状态称为第1模式
vv>vu>vw成立的状态称为第2模式
vv>vw>vu成立的状态称为第3模式
vw>vv>vu成立的状态称为第4模式
vw>vu>vv成立的状态称为第5模式
vu>vw>vv成立的状态称为第6模式
图4和图5(a)～(d)所示的例子，对应第1模式。另外，图6也表示各模式中被检测的电流的相。
U相电压指令值vu *，V相电压指令值vv *和W相电压指令值vw *，具体的说，分别作为计数器的设定值Cnt U，Cnt V和Cnt W表示。相电压越高，就提供越大的设定值。例如，在第1模式中，Cnt U>Cnt V>CntW成立。
设置在控制部3中的计数器(图中没有表示)，在每个载波周期中，以时刻T0为基准，从0开始累加计数值。并且，在此计数值达到Cnt W的时刻，从W相的上臂8w接通的状态切换到下臂9w接通的状态，在此计数值达到Cnt V的时刻，从V相上臂8v接通的状态切换到下臂9v接通的状态，在此计数值达到Cnt U的时刻，从U相上臂8u接通的状态切换到下臂9u接通的状态。载波信号达到最大电平后，计数值递减计数，进行相反的切换动作。
因此，在第1模式中，计数器值处于累加状态中，计数器值达到Cnt W，Cnt V和Cnt U的时刻分别对应时刻T1，T2和T3，在计数器值处于递减计数的状态中，计数器值达到Cnt U，Cnt V和Cnt W的时刻分别对应时刻T4，T5和T6。同样考虑，在第2模式中，计数器值处于累加计数的状态中，计数器值达到Cnt W，Cnt U和Cnt V的时刻分别对应时刻T1，T2和T3，计数器值处于递减计数的状态中，计数器值达到Cnt V，Cnt U和Cnt W时刻分别对应时刻T4，T5和T6。对于第3～第6模式也一样。
在本实施方式中，在时刻T5—T6间作为检测最小相的相电流的装置，在时刻T2—T3间作为检测最大相的相电流的装置。由ST1表示用于检测最小相的相电流的采样时刻，由ST2表示用于检测最大相的相电流的采样时刻。
根据上述原理，能够根据母线电流检测各相电流，但参照图4就能够理解，例如如果最大相和中间相的电压电平接近，时刻T2—T3间和T4—T5间的时间长度变短。通过将来自图1的电流传感器5的模拟输出信号变换为数字信号来检测母线电流，但是该时间长度如果短到极端，则由于不能确保必需的A/D变换时间或耦合(由开关产生的电流脉动)的收敛时间，不能检测最大相的相电流。同样，如果最小相和中间相的电压电平接近，则不能检测最小相的相电流。如果不能检测2相份的电流，就不能再现3相份的相电流，就不能良好地控制电动机1。
以下将起因于3个相电压中的任意2个相电压之差小，不能检测2相份的电流的期间，称为“不可检测期间”。另外，以下将不可检测期间以外的期间，称为“可以检测期间”。任意的时刻都属于可以检测期间和不可检测期间之一。本实施方式的特点在于判断该不可检测期间的方法。
(不可检测期间的判定方法)
对本实施方式中的不可检测期间的判定方法进行说明。图7和图8分别是在图4中标记用于检测最小相的相电流的采样时刻ST1和用于检测最大相的相电流的采样时刻ST2的图。以下，有时也将采样时刻ST1和ST2分别简单地略记为ST1和ST2。
ST1为从时刻T5经过时间TA后的时刻，ST2为从时刻T2经过时间TA后的时刻。考虑到由开关产生的母线电流的耦合收敛为止的时间或对电流传感器5的模拟输出信号进行A/D变换时的采样时间延迟等，能够在电动机驱动系统设计阶段预先设定时间TA。如上所述，三相电压指令值(vu *，vv *和vw *)被作为计数器的设定值Cnt U，Cnt V和Cnt W表达，由计数器的设定值Cnt U，Cnt V和Cnt W确定时刻T2和T5。并且，规定相当于时间TA的计数值。于是，控制部3，能够根据三相电压指令值确定各载波周期中的采样时刻ST1和ST2。
图7与可以检测期间对应，在图7中对应的可以检测期间中，由于不同的2个相电压间的电压电平差比较大，因此能够正确地检测母线电流。在图7中，符号102和103分别表示在ST1中检测的最小相的相电流和在ST2检测的最大相的相电流。
另一方面，图8对应不可检测期间，在图8对应的不可检测期间中，由于最大相和中间相的电压电平过于接近，在ST2不能检测最大相的相电流。在图8中，符号104表示在ST1检测的最小相的相电流，而符号105表示在ST2检测的与最大相的相电流不同的电流。
图9(a)表示在各载波周期的采样时刻ST2时刻检测的母线电流随时间的变化。图9(b)表示在各载波周期的采样时刻ST2检测的母线电流的一次差分值随时间的变化。图9(c)表示在各载波周期采样时刻S72时刻检测的母线电流的二次差分值随时间的变化。这里，由IDC2表示采样时刻ST2检测的母线电流。但，图9(a)是描绘根据模拟得到的理想的母线电流值的图，图9(b)和(c)，是描绘根据其理想的母线电流值计算出的一次差分值和二次差分值的图。
图9(a)，(b)和(c)每个中，横轴表示时间，纵轴表示电流值。母线电流IDC2的最大值，依赖于图1的直流电源4输出的直流电压值等来确定，但考虑将此母线电流IDC2的最大值标准化为1.0。母线电流IDC2取0～10之间的值。现在，假设互不相同的时刻t1，t2，t3，t4，t5和t6。假设时间按时刻t1，t2，t3，t4，t5和t6时刻的顺序经过。并且，假设时刻t1—t2间，t3-t4间和t5—t6间的各时刻，属于不能从母线电流IDC2检测最大相的相电流的期间。
在时刻t2之后时刻t3之前的期间，属于可以根据母线电流IDC2检测最大相的相电流的期间，在此期间内的各采样时刻ST2，能够检测最大相的相电流。对于时刻t4之后时刻t5之前的期间等也一样。
现在，如图10所示，假设U相电压从中间相转变为最大相之后相当于时刻t2，且，U相电压从最大相转变为中间相之前相当于时刻t3。另外，假设V相电压从中间相转变为最大相之后相当于时刻t4，且，V相电压从最大相转变为中间相之前相当于时刻t5。此时，在时刻t2—t3间，检测U相电流iu作为母线电流IDC2，在时刻t4—t5间，检测V相电流iv作为母线电流IDC2。
从时刻t2之后，母线电流IDC2增加，在时刻t2和t3的大致中间时刻，母线电流IDC2取最大值1.0。随着从此中间时刻朝向时刻t3，母线电流IDC2减少，时刻t3之前的母线电流IDC2约为0.6。并且，在属于不可检测期间的时刻t3，母线电流IDC2变为零。时刻t3中的载波周期内的采样时刻ST2，属于图8的时刻T3和T4之间的期间，是由于在此期间内，母线电流IDC2变为零(也参照图5(d))。检测的母线电流IDC2维持零的期间一直继续到时刻t4为止。在时刻t4，为零的母线电流IDC2，在时刻t4之后，陡然升高到约0.6。时刻t4—t5间的母线电流IDC2的变化情况，与时刻t2—t3间的母线电流IDC2的变化情况一样。
由于母线电流IDC2如上所述变化，通过监视母线电流IDC2自身的电流值，能够根据母线电流IDC2区别可以检测最大相的相电流的期间和不能检测的期间。另外，在时刻t2等，由于母线电流IDC2陡然变化，通过监视母线电流IDC2的一次微分或者二次微分，也可以进行该区分。
对于各载波周期的采样时刻ST1检测的母线电流(以下，由IDC1表示)也一样。例如，在时刻t2和t3的大致中间的时刻，V相电压和W相电压的电压电平过于接近，不能根据母线电流IDC1检测最小相的相电流，是由于在此时刻附近，母线电流IDC1陡然变化。因此，通过监视母线电流IDC1自身的电流值，母线电流IDC1的一次微分或者二次微分，能够根据母线电流IDC1区分可以检测最小相的相电流的期间和不能检测的期间。母线电流IDC1的最大值也与母线电流IDC2的最大值相同，为“1.0”，母线电流IDC1的值取0～10之间的值。
由于母线电流IDC1和IDC2，是以载波周期为采样周期的离散值，因此母线电流IDC1的一次微分和二次微分，分别通过计算母线电流IDC1的一次差分和二次差分求出，母线电流IDC2的一次微分和二次微分，分别通过计算母线电流IDC2的一次差分和二次差分求出。
假设各载波周期按第1，第2，第3，…，第(n—1)和第n个载波周期的顺序到来(n为大于3以上的整数)，由IDC1[n]表示第n个载波周期内的采样时刻ST1检测的母线电流IDC1的值。这样，第n个载波周期的母线电流IDC1的一次差分值DA1[n]和二次差分值DB1[n]，由下式(1)和(2)计算。
DA1[n]＝IDC1[n]—IDC1[n—1]        (1)
DB1[n]＝(IDC1[n]—IDC1[n—1])—(IDC1[n—1]—IDC1[n—2])    (2)
同样，由IDC2[n]表示第n个载波周期内的采样时刻ST2检测的母线电流IDC2的值。这样，第n个载波周期的母线电流IDC2的一次差分值DA2[n]和二次差分值DA2[n]，由下式(3)和(4)计算。
DA2[n]＝IDC2[n]—IDC2[n—1]        (3)
DB2[n]＝(IDC2[n]—IDC2[n—1])—(IDC2[n—1]—IDC2[n—2])    (4)
由于可以检测期间，是可以检测最小相的相电流和最大相的相电流两者的期间，控制部3根据母线电流IDC1和母线电流IDC2两者，判断当前时刻属于可以检测期间和不可检测期间中的哪一个。以下也可以将用于进行该判断的处理称为“期间判断处理”。另外，为了便于说明，以下，将属于第n个载波周期内的时刻设为当前时刻。
(第1期间判断处理)
根据母线电流IDC1和IDC2自身的值，进行期间判断处理时，通过依次比较检测的母线电流IDC1和DC2的值与规定的判定阈值THD，判断当前时刻属于可以检测期间和不可检测期间中的哪一个。即，满足下式(5a)和(5b)两者时，判断当前时刻属于可以检测期间，不满足下式(5a)和(5b)中的任意一个时，判断当前时刻属于不可检测期间。将基于式(5a)和(5b)的期间判断处理，称为第1期间判断处理。并且，也可以将式(5a)和(5b)中的运算符号“>”置换为“≥”。
IDC1[n]>THD     (5a)
IDC2[n]>THD     (5b)
判定阈值THD，被设定为比0大的值。优选以母线电流IDC1或者IDC2的最大值(1.0)的一半以下的值为基准，设定判定阈值THD。即，可以取THD≤0.5。
参照图11，对取THD≤0.5的依据进行说明。图11表示图10的时刻t3附近的电流状态。如上所述，将流向中性点14方向的电流的极性作为正，从中性点14流出方向的电流极性为负。在时刻t2和t3的中间时刻，iu，iv和iw，分别变为1.0，—0.5和—0.5。然后，随着朝向时刻t3，iu从1.0向0.5变化，一方面，iw从—0.5向—1.0变化。另外，随着朝向时刻t3，iv从—0.5向0.5变化。并且，在时刻t3和t4的中间时刻，iu，iv和iw分别变为0.5，0.5和—1.0。在时刻t3和t4的中间时刻，由于U相电压和V相电压的电压电平相同，不能根据母线电流IDC2检测相电流，但即使在时刻t3，由于U相电压和V相电压的电压电平差过小，因此不能够根据母线电流IDC2检测最大相的U相电流，时刻t3中检测的母线电流IDC2由于时间TA的存在(参照图8)变为零。一方面，在时刻t3之前检测的母线电流IDC2，取1.0～0.5之间且接近0.5的值。
这样，如果母线电流IDC2表示最大相的相电流，母线电流IDC2应该变为0.5以上，如果母线电流IDC2不能检测最大相的相电流，母线电流IDC2变为零(或者大致为零)。因此，判定阈值THD应该设定为0.5以下，如果这样设定判定阈值THD，能够良好地判断当前时刻属于可以检测期间和不可检测期间中哪一个。例如，考虑幅度，取THD为0.3。
(第2期间判断处理)
在根据母线电流IDC1和IDC2的各自一次差分值进行期间判断处理时，通过比较母线电流IDC1和IDC2各自一次差分值和规定的判定阈值THF，判断当前时刻属于可以检测期间和不可检测期间中的哪一个。将基于一次差分值的期间判断处理称为第2期间判断处理。对第2期间判断处理(和后面所述的第3期间判断处理)的详情在后面描述的第1实施例中进行说明。
(第3期间判断处理)
在根据母线电流IDC1和IDC2各自二次差分值进行期间进行判断处理时，通过比较母线电流IDC1和IDC2各自二次差分值和规定的判定阈值THF，判断当前时刻属于可以检测期间和不可检测期间中的哪一个。将基于二次差分值的期间判断处理称为第3期间判断处理。
作为应用上述期间判断处理的实施例，以下举例第1，第4实施例进行说明。某实施例(尤其是第1实施例)中所述的事项，只要不矛盾，就可以应用到其他实施例中。
(第1实施例)
首先，对第1实施例进行说明。图12是第1实施例中的电动机驱动系统的框图。图12的电动机驱动系统，具备与图1所示相同的电动机1，逆变器2，直流电源4和电流传感器5，并且具备控制部3a。控制部3a，是图1控制部3的1个具体例子，实现控制部3具有的功能。控制部3a中设置了由符号21～26参照的各部位。构成电动机驱动系统的各部位，可以根据需要自由使用电动机驱动系统内生成的全部值。
在对图12的电动机驱动系统内各部位进行详细说明之前，进行各种状态量(状态变量)的说明和定义等。图13是电动机1的解析模型图。图13表示U相，V相，W相的电枢线圈固定轴。6a是设置在电动机1的转子6(参照图1)上的永磁体。在以与永磁体6a产生的磁通相同速度旋转的旋转坐标系中，将永磁体6a产生的磁通的方向作为d轴。另外，将从d轴以电气角超前90度的相位作为q轴，图中没有表示。
另外，在电动机驱动系统中，γ轴被定义作为对应d轴的控制方面的轴，δ轴被定义作为对应q轴的控制方面的轴。当对电动机1进行矢量控制时，不使用转子位置检测用的位置传感器时，γ轴和δ轴被推测作为控制上的推测轴。δ轴是从γ轴以电气角超前90度的轴(图13中没有表示)。通常，实施矢量控制，以使γ轴和δ轴与d轴和q轴一致。d轴和q轴，是实轴的旋转坐标系的坐标轴，选定它们为坐标轴的坐标称为dq坐标。γ轴和δ轴，是控制上的旋转坐标系的坐标轴，选定它们为坐标轴的坐标称为γδ坐标。
d轴(和q轴)旋转，由ω表示其旋转速度。γ轴(和δ轴)也旋转，由ωe表示其旋转速度。ω和ωe是电气角旋转速度。另外，在dq坐标中，将U相的电枢线圈固定轴作为基准，由θ表示d轴的相位。同样，在γδ坐标中，将U相的电枢线圈固定轴作为基准，由θ。表示γ轴的相位。这样，d轴和γ轴的轴误差Δθ由，Δθ＝θ—θe。表示。将以U相的电枢线圈固定轴为基准的d轴的相位和γ轴的相位，称为转子位置。
另外，由Va表示从逆变器2向电动机1施加的全部的电动机电压，由Ia表示逆变器2向电动机1提供的全部的电动机电流。并且，分别由γ轴电压vγ和δ轴电压vδ表示电动机电压Va的γ轴成分和δ轴成分，分别由γ轴电流iγ和δ轴电流iδ表示电动机电流Ia的γ轴成分和δ轴成分。
分别由γ轴电压指令值vγ *和δ轴电压指令值vδ *表示对于γ轴电压vγ和δ轴电压vδ的指令值(电压指令值)。vγ *和vδ *分别表示应该跟随vγ和vδ的电压(电压值)。
分别由γ轴电流指令值iγ *和δ轴轴电流指令值iδ *表示对于γ轴电流iγ和δ轴电流iδ的指令值(电流指令值)。iγ *和iδ *，分别表示应该跟随iγ和iδ的电流(电流值)。
对图12的电动机驱动系统内的各部位的动作进行说明。电动机电流检测部21，根据由坐标转换器25输出的三相电压指令值(vu *，vv *，和vw *)，指定采样时刻ST1和ST2，通过在各采样时刻ST1和ST2采样来自电流传感器5的模拟输出信号并进行A/D变换，检测母线电流IDC1和IDC2。
电动机电流检测部21，依次根据提供的母线电流IDC1和IDC2，执行上述的期间判断处理。即，判断当前时刻属于可以检测期间和不可检测期间中的哪一个。判断当前时刻属于可以检测期间时，电动机电流检测部21，根据三相电压指令值，指定当前时刻属于第1～第6模式中的哪一种模式(参照图6)，根据指定的模式和当前时刻检测的母线电流IDC1和IDC2计算U相电流iu和V相电流iv。算出值被输出到坐标转换器22。此时，如果需要，利用U相电流iu，V相电流iv和W相电流iw的总和为0。后面对本实施例中的期间判断处理方法和判断当前时刻属于不可检测期间时的控制部3a的动作说明进行描述，首先，对控制部3a内各部位的动作进行说明。
坐标转换器22，根据由位置、速度推定器26(以下，简单称为推算器26)提供的转子位置θe将U相电流iu和V相电流iv坐标变换到γδ轴上，由此计算γ轴电流iγ和δ轴电流iδ并输出。
速度控制部23，通过参照由于设置在控制部3a内部或者外部的旋转速度指令值产生部(图中没有表示)提供的旋转速度指令值ω*和由推定器26提供的旋转速度ωe，使用比例积分控制等，计算并输出γ轴电流指令值iγ和δ轴电流指令值iδ *，以使速度偏差(ω*—ωe)收敛于零。
电流控制部24，通过参照由速度控制部23计算的iγ*和iδ *以及来自坐标转换器22的iγ和iδ，使用比例积分控制等，计算并输出γ轴电压指令值vγ *和δ轴电压指令值vδ *，以使电流误差(iγ *—iγ)和(iδ *—iδ)均收敛于零。
基于由推定器26输出的转子位置θe将由电流控制部24提供的vγ *和vδ *坐标变换到三相的固定坐标轴上，从而计算并输出三相电压指令值(vu *，vv *和vw *)。
推定器26，通过使用来自坐标转换器22的iγ和iδ以及来自电流控制部24的vγ *和vδ *中的全部或者一部分，进行比例积分控制等，推定旋转速度ωe以使d轴和γ轴之间的轴误差Δθ(参照图13)收敛于零，通过积分所推定的旋转速度ωe，推定转子位置θe。作为转子位置θe和旋转速度ωe的推定方法，以前各种方法被提议，推定器26也可以采用众所周知任意的方法。例如，可以使用本申请人提出的特开2007—53829号公报中所述的方法。由推定器26推定的转子位置θe被输出到坐标转换器22和25，由推定器26推定的旋转速度ωe被输出到速度控制部23。
逆变器2，通过根据来自坐标转换器25的三相电压指令值控制逆变器2内的各臂的开关，将与由控制部3a生成的指令值(iγ *和iδ *等)对应的电动机电流Ia通过供给到电动机1，驱动电动机1。
(动作流程图)
参照图14，对期间判断处理方法，和根据此处理结果的控制部3a的动作进行说明。图14是特别着眼于期间判断处理的图12的控制部3a的动作流程图。图14是采用利用一次差分值的第2期间判断处理时的动作流程图。参照图14的同时，也参照图15。在图15中，波形110表示母线电流IDC1的一次差分值随时间变化，波形120表示母线电流IDC2的一次差分值随时间变化。在最小相的相电压和中间相的相电压之间的电压电平差接近的时间区域中，母线电流IDC1的一次差分值变动较大，在最大相的相电压和中间相的相电压的电压电平差接近的时间区域中，母线电流IDC2的一次差分值变动较大。
图14所示的步骤S11～S21和S30的各处理，由图12的电动机电流检测部21执行。由步骤S31执行的电流补偿处理，通过电动机电流检测部21，或者由包括电动机电流检测部21的控制部3a整体进行。由步骤S11～S21以及S30和S31构成的循环处理，每个载波周期执行1次。
电动机电流检测部21，导入FLAG1，作为表示根据母线电流IDC1是否可以检测最小相的相电流的标记，导入FLAG2作为表示根据母线电流IDC2是否可以检测最大相的相电流的标记。标记中的1意味着可以检测，标记中的0意味着不可检测。
在可以检测期间，在FLAG1和FLAG2中代入初始值1。然后，每当新的载波周期到来，转移到步骤S11。在步骤S11中，根据电流传感器5检测母线电流IDC1和IDC2。接着，在步骤S12中，确认FLAG1的状态，在FLAG1＝1时，转移到步骤S13，另一方面，在FLAG1＝0时，转移到步骤S18。在步骤S13中，确认FLAG2的状态，在FLAG2＝1时，转移到步骤S14，另一方面，FLAG2＝0时，转移到步骤S20。
如上所述，将属于第n个载波周期的时刻作为当前时刻。第(n—1)个载波周期属于可以检测期间时，由于FLAG1和FLAG2同时变为1，因此转移到步骤S14。在步骤S14中，判断母线电流IDC1是否急剧减少。这等效于，判断是否检测出图15中的负的尖峰信号111。实际上，在步骤S14中，判断是否满足下式(6a)(并且，如上所述，IDC1[n]表示第n个载波周期中的母线电流IDC1的值)。判定阈值THF取正的规定值，但参照图11，根据说明内容能理解，优选设定判定间值THF以满足THF≤0.5。例如，考虑幅度，将THF设为0.3。并且，式(6a)中的运算符号“<”也可以置换为“≤”。
DA1[n]＝IDC1[n]—IDC1[n—1]<—THF     (6a)
在步骤S14中，满足式(6a)时，转移到步骤S15，不满足式(6a)时转移到步骤S16。检测图15中的负的尖峰信号111后，到检测正的尖峰信号112之前，不能根据母线电流IDC1检测最小相的相电流。因此，在步骤S15中将零代入FLAG1后，转移到步骤S31。
转移到步骤S31时，图12的电动机电流检测部21判断当前时刻属于不可检测期间，执行用于补偿不能检测电流的处理。将该处理称为电流补偿处理。对于电流补偿处理在后面进行描述。在步骤S31中进行电流补偿处理后，如果下一个载波周期到来，再次返回步骤S11。
在步骤S16中，判断母线电流IDC2是否急剧减少。这等效于判断是否检测图15中负的尖峰信号121。实际上，在步骤S16中，判断是否满足下式(6b)。并且，式(6b)中的运算符号“<”也可以置换为“≤”。
DA2[n]＝IDC2[n]—IDC2[n—1]<—THF     (6b)
在步骤S16中，满足式(6b)时，转移到步骤S17，不满足式(6b)时转移到步骤S30。检测图15中的负的尖峰信号121后，到检测正的尖峰信号122之前，不能根据母线电流IDC2检测最大相的相电流。因此，在步骤S17中将零代入FLAG2后，转移到步骤S31，进行步骤S31中的处理。
转到步骤S30时，图12的电动机电流检测部21判断当前时刻属于可以检测期间，根据由最新的步骤S11的检测的母线电流IDC1和IDC2计算U相电流iu和V相电流iv，将计算值传送到坐标转换器22。此后，根据iu和iv，执行控制部3a内的各部位的动作。即，在可以检测期间，根据母线电流IDC1和IDC2对电动机1进行矢量控制。转移到步骤S30，进行必要的处理后，如果下一个载波周期到来，再次返回到步骤S11。
过去，如果检测到负的尖峰111(参照图15)，FLAG1变为0，从步骤S12转移到步骤S18。在步骤S18中，判断母线电流IDC1是否急剧增加。这等效于是否检测到图15中的正的尖峰112。实际上，在步骤S18中，判断是否满足下式(7a)。并且，也可以将式(7a)中的运算符号“>”置换为“≥”。
DA1[n]＝IDC1[n]—IDC1[n—1]>THF    (7a)
在步骤S18中满足式(7a)时，由于考虑从不可检测期间转移到可以检测期间，转移到步骤S19，将1代入FLAG1后，转移到步骤S30执行步骤S30中的处理。另一方面，在步骤S18中不满足式(7a)时，由于考虑当前时刻还属于不可检测期间，因此转移到步骤S31执行步骤S31中的处理。
过去，如果检测到负的尖峰121(参照图15)，FLAG2变为0，从步骤S13转移到步骤S20。在步骤20中，判断母线电流IDC2是否急剧增加。这等效于是否检测到图15中的正的尖峰信号122。实际上，在步骤S20中，判断是否满足下式(7b)。并且，式(7b)中的运算符号“>”也可以置换为“≥”。
DA2[n]＝IDC2[n]—IDC2[n—1]>THF    (7b)
在步骤S20中满足式(7b)时，由于考虑从不可检测期间转移到可以检测期间，因此转移到步骤S21将1代入FLAG2后，转移到步骤S30，执行步骤S30中的处理。另一方面，在步骤S20中不满足式(7b)时，由于考虑当前时刻还属于不可检测期间，因此转移到步骤S31，执行步骤S31中的处理。
对适用利用母线电流的一次差分值的第2期间判断处理时的动作流程进行了说明，也可以替代第2期间判断处理，使用基于母线电流自身值的第1期间判断处理。使用第1期间判断处理时，在各载波周期中，检测母线电流IDC1和IDC2，判断是否满足上式(5a)和(5b)。并且，满足式(5a)和(5b)两者时，执行步骤S30的处理，不是这样时，也可以执行步骤S31的处理。
另外，也可以替代第2期间判断处理，使用基于母线电流的二次差分值的第3期间判断处理。由图9(a)，(b)和(c)能理解，在从可以检测期间转移到不可检测期间时，不仅一次差分值，二次差分值也能观测到负的尖峰信号，在从不可检测期间转移到可以检测期间时，不仅一次差分值，二次差分值也能观测到正的尖峰信号。因此，使用第3期间判断处理时的动作流程，与图14所示的情况一样。但是，使用第3期间判断处理时，在步骤S14，S16，S18和S20中，分别使用二次差分值DB1[n]和DB2[n]，替代一次差分值DA1[n]和DA2[n]。
(关于电流补偿处理)
对图14的步骤S31中执行的电流补偿处理进行说明。在电流补偿处理中，例如，根据过去检测的iu和iv计算当前时刻的iu和iv。例如，判断第(n—1)个载波周期属于可以检测期间，且第n个～第(n+6)个载波周期属于不可检测期间时，将基于第(n—1)个载波周期检测的母线电流IDC1和IDC2的U相电流iu和V相电流iv，用作第n～第(n+6)个载波周期中的U相电流iu和V相电流iv，来提供给坐标转换器22。
或者例如，也可以利用特开2004—64903号公报所述的电流补偿处理。即例如，当前时刻属于不可检测期间时，将对过去检测的U相电流iu和V相电流iv进行坐标变换而得到的γ轴电流iγ和δ相电流iδ，再次使用转子位置θe逆变换为U相电流iu和V相电流iv，将由该逆变换得到的U相电流iu和V相电流iv用作当前时刻的U相电流iu和V相电流iv，来对电动机1进行矢量控制。
或者，例如，在可以检测期间，保持电压指令值，在不可检测期间，也可以使用其保持的电压指令值。利用该电压指令值保持的方法，也是实现电流补偿处理的方法之一。参照图16，说明利用保持电压指令值的方法。现在，假设判断第(n—1)个载波周期属于可以检测期间，且，第n～第(n+6)个载波周期属于不可检测期间，且，第(n+7)个载波周期属于可以检测期间。另外，分别由vγ *[n]和vδ *[n]表示对应第n个载波周期的vγ *和vδ *，分别由θe[n]和ωe[n]表示对应第n个载波周期的θe和ωe。
此时，根据第(n—1)个载波周期检测的母线电流IDC1和IDC2求出U相电流iu和V相电流iv，根据该求出的U相电流iu和V相电流Iv，通过坐标转换器22，速度控制部23，电流控制部24和推测器的各处理，计算出θe[n—1]和ωe[n—1]以及vγ *[n—1]和vδ *[n—1]。该vγ *[n—1]和vδ *[n—1]作为对应第(n—1)个载波周期的vγ *和vδ *，提供给坐标转换器25。
在第n～第(n+6)个载波周期中，停止iu，iv，iγ和iδ的计算，将vγ *[n—1]和vδ *[n—1]作为vγ *和vδ *提供给坐标转换器25。在第(n+7)个载波周期中，根据母线电流IDC1和IDC2求出U相电流iu和V相电流iv，根据该求出的U相电流iu和V相电流iv，通过坐标转换器22，速度控制部23，电流控制部24和推定器26的各处理，计算出vγ *[n+7]和vδ *[n+7]。该vγ *[n+7]和vδ *[n+7]，作为与第(n+7)个载波周期对应的vγ *和vδ *，提供给坐标转换器25。
在第n～第(n+6)个载波周期中，推定器26暂时停止基于iγ和iδ的θe和ωe的推定。取而代之，推定器26以θe[n—1]为基准，在不可检测期间内假设转子6以ωe[n—1]的旋转速度继续旋转，来推测不可检测期间内的θe(即，θe[n]～θe[n+6])。因此，在不可检测期间的ωe(即，ωe[n]～ωe[n+6])设定为与ωe[n—1]相同。由于在稳定状态下，转子大致以一定速度持续旋转，因此如上所述，即使推定不可检测期间内的θe和ωe，实际损失很少。
在不可检测期间内保持vγ *和vδ *，根据该保持的vγ *和vδ *，控制电动机1的方法，也属于根据在可以检测期间中检测的母线电流来控制电动机1的方法。这是因为在不可检测期间，用作vγ *和vδ *的vγ *[n—1]和vδ *[n—1]，能够根据在可以检测期间中检测的母线电流求出。
(实际的电流波形)
图17(a)，(b)和(c)表示对应图9(a)，(b)和(c)的仿真结果的电流的实测结果。图17(a)表示实测的母线电流IDC2随时间变化。图17(b)表示实测的母线电流IDC2的一次差分值随时间变化。图17(C)表示实测的母线电流IDC2的二次差分值随时间变化。
与对应图9(a)等的理想状态不同，实际上，由矢量控制中使用的电动机参数与真值的误差和转子位置的推测误差等引起，母线电流的电流波形具有变形，但通过上述方法能够判定不可检测期间。
与以往相比，存在通过设定2个相电压之差的电压阈值，将此差和电压阈值比较，判断不可检测期间的方法。可是，由于电压阈值，有必要考虑各种主要因素，并且预先规定具有余裕，因此在该以往方法中，实际上产生尽管可以检测2相份的电流，但是判断为不能检测2相份的电流的情况。即，不能最大限度地利用可以检测2相份的电流的区间。另外，由于最佳的电压阈值依赖于电动机的驱动条件而变化，因此需要对每个驱动条件，预先求出与各种驱动条件相对应的电压阈值，设计上需要较多的时间。
另一方面，通过本实施例，由于根据实际上检测的母线电流能够实时地判断不可检测期间，因此能够最大限度地利用可以检测2相份的电流的区间。该结果提高了对于电动机1的控制精度。另外，由于不需要求电压阈值，因此设计中所需时间缩短。
并且，说明了使用在当前时刻中检测的母线电流，判断当前时刻属于可以检测期间和不可检测期间中的哪一个的方法，但可以根据过去的母线电流的检测结果，进行任意的注目时刻属于这些中的哪一个的判断。
在该判断方法中，利用从不可检测期间转移到可以检测期间的时刻(以下，称为第1转移时刻)和从可以检测期间转移到不可检测期间的时刻(以下，称为第2转移时刻)周期性地到来这一点。首先，使用上述方法，判断各时刻属于可以检测期间和不可检测期间中的哪一个。并且例如，根据此判断结果，将连续的第1转移时刻(例如，图9(a)的t2，t4和t6)依次存储到图中没有表示的存储器中。
并且，根据存储的邻接的第1转移时刻间(例如t2—t4间)的间隔，推测下次以后的第1转移时刻。例如，存储的连续的第1转移时刻包括时刻tF[1]，tF[2]和tF[3]时，计算第1转移时刻tF[1]—tF[2]间的间隔和第1转移时刻tF[2]—tF[3]间的间隔的平均间隔。并且，根据第1转移时刻tF[3]推测经过该平均间隔的时刻为下一个第1转移时刻tF[4]。这里，tF[1]，tF[2]，tF[3]和tF[4]，是按该顺序连续地到来的第1转移时刻。另外，通过平均化2个间隔得到上述的平均间隔，也可以通过平均化3个以上间隔得到。
对于第2转移时刻也能够进行同样的推测处理。如果能够推定当前时刻以后到来的第1和第2转移时刻，能够对任意的注目时刻进行属于可以检测期间和不可检测期间中哪一个的判断。并且，如果注目时刻属于可以检测期间，根据注目时刻的母线电流，检测注目时刻的相电流，如果注目时刻属于不可检测期间，也可以对注目时刻执行上述的电流补偿处理。
(第2实施例)
在第1实施例中的电动机驱动系统中，实施d轴和γ轴之间的轴误差Δθ收敛于零的矢量控制，即使γ轴跟随d轴的矢量控制，但也可以实施使γ轴跟随与d轴不同的轴的矢量控制。将对于第1实施例的该变形例，作为第2实施例。例如，也可以定义如文献“比田，等2人著，‘positionSensorless Vector control for Permanent Magnet Synchronous Motors Basedon Maximum Torque Control Frame’，平成18年電気学会產業
Figure G2008102149068D0024095700QIETU
用部門大会講演論文集，電気学会產業
Figure 2008102149068100002G2008102149068D0024095700QIETU
用部門，平成18年8月，p.385～388(I一385～I—388))，，中所述的dm轴，实施使γ轴跟随dm轴的矢量控制。
dm轴是从qm轴以电气角延迟90度后的轴。qm轴，是方向与实现最大转矩控制时应该向电动机1提供的电流矢量的方向一致的旋转轴。应该向电动机1提供的电流矢量，是指由矢量表现应该向电动机1提供的电流。另外，在实现最大转矩控制时，与方向和应该向电动机1提供的电流矢量的方向一致的旋转轴相比，也可以将相位进一步超前的旋转轴作为作为qm轴。
实施使γ轴跟随dm轴的矢量控制时，例如，也可以如下处理。图12中的推定器26，使用iγ和iδ以及vγ *和vδ *中的全部或者一部分，推定dm轴和γ轴之间的轴误差Δθm，按照使用比例积分控制，以使轴误差Δθm收敛于零的方式，推测转子位置θe和电动机速度ωe。
(第3实施例)
第1和第2实施例中的电动机驱动系统，进行不使用用于检测转子位置的位置传感器的无位置传感器矢量控制。可是，第1和第2实施例所述的技术，对于设置位置传感器的情况也是有益的。将设置位置传感器的电动机驱动系统作为第3实施例。使用位置传感器时，也可以将第1(或者第2)实施例中的电动机驱动系统，如下那样变形。
从图12的电动机驱动系统中去除推定器26，将由位置传感器检测的d轴的相位作为θe操作，提供给坐标转换器22和25。该θe理想地是与图13的θ完全一致。另外，由速度计算用微分器(图中没有表示)微分基于位置传感器的检测的θe，从而算出ωe，将此ωe提供给速度控制部23。
(第4实施例)
根据上述的母线电流判定不可检测期间的方法，对于电动机驱动系统以外的系统也可以适用。将该方法应用于系统连系系统的实施例作为第4实施例。
图18是第4实施例中系统连系系统的整体构成图。在图18的系统连系系统中，使用三相式逆变器将由太阳能电池发电的电力与三相系统相连系。与这种系统连系相关的控制技术，在例如文献“山田等2人，‘電流制御形正弦波電压連系三相インバ—タ(Current Controlled Type SinusoidalVoltage Interconnecting Three-Phase Inverter))’，平成19年電気学会全国大会講演論文集，電気学会，平成19年3月，第4分
Figure G2008102149068D0025095851QIETU
.4—076，p115”中被公开，此文献的技术也适用于图18的系统连系系统。
在图18中，符号304是作为直流电源的太阳能电池。图18表示太阳能电池304的等效电路。太阳能电池304，根据太阳能能量进行发电，产生直流电压。其直流电压，在将负输出端子304b作为低电压侧，在正输出端子304a和负输出端子304b之间产生。正输出端子304a和负输出端子304b之间的直流电压被施加在平滑电容器Cd的两端子之间，平滑电容器Cd蓄积与该直流电压相对应的电荷。电压检测器306，检测平滑电容器Cd的两端子间电压的电压值，将检测值传送到控制部303。
安装在图18的系统连系系统中的逆变器2，也与图1中的逆变器相同。但是，对图18的逆变器2的直流电压由太阳能电池304提供，逆变器2的3个输出端子312u，312v和312w，分别通过连系用电抗器(电感)和屋内配线，连接在连系点330u，330v和330w上。输出端子312u，312v和312w，在图1的电动机驱动系统中，分别连接在端子12u，12v和12w上的端子。
并且，在输出端子312u，312v和312w和连系点330u，330v和330w之间插入三相变压器(变压器；图中没有表示)，也可以使用该三相变压器进行系统连系。设置该三相变压器目的在于，逆变器2侧和系统侧(后面所述的电力系统340侧)的绝缘和变压。另外，u，v和w，一般用作表示三相式电动机中的各相的记号号使用，在如本实施例中说明的系统连系系统中，多使用u，v和w以外的记号(例如，a，b和c)作为表示各相的记号。可是，为了便于说明，使用u，v和w作为表示逆变器2的各相的记号。
符号340是供给三相交流电力的电力系统(系路侧电源)。可以考虑将电力系统340分解为3个交流电压源340u，340v和340w，交流电压源304u，340v和340w各自以基准点341为基准输出交流电压。但是，交流电压源340u，340v和340w输出的交流电压的相位，相互以电气角每次错开120度。
电力系统340，分别由端子342u，342v和342w输出以基准点341为基准的交流电压源340u，340v和340w的输出电压。端子342u，342v和342w，分别通过室外配线连接到连系点330u，330v和330w。
在不同的连系点之间，连接家电产品等的负载。在图18所示的例中，在连系点330u和330v之间连接作为线性负载的负载335，在连系点330v和330w之间连接作为非线性负载的负载336。因此，负载335将连系点330u—330v间电压作为驱动电压被驱动，负载336将连系点330v—330w间电压作为驱动电压被驱动。所谓线性负载是遵从欧姆法则的负载，非线性负载是不遵从欧姆法则的负载。例如，假设包含AC/DC变换器这样的整流电路的负载作为负载336。
逆变器2，根据由控制部303提供的三相电压指令值，生成对各相的PWM信号(脉冲宽度调制信号)，通过将该PWM信号提供给逆变器2内的各开关元件的控制端子(基极或栅极)，使各开关元件进行开关动作。由控制部303向逆变器2提供的三相电压指令值，由U相电压指令值vu *，V相电压指令值vv *和W相电压指令值vw *构成，分别由vu *，vv *和vw *表示U相电压vu，V相电压vv和W相电压vw的电压电平(电压值)。并且，逆变器2根据vu *，vv *和vw *，控制各开关元件的接通(导通)或者断开(非导通)。
在本实施例中，U相电压vu，V相电压vv和W相电压vw分别指从具有某固定电位的基准电位点(例如，基准点341)看的端子312u，312v和312w的电压，U相电流iu，V相电流iv和W相电流iw分别指通过端子312u，312v和312w流动的电流。并且，将从端子312u，312v或者312w流出的方向的电流的极性作为正。
通过如上所述构成，进行作为直流电源的太阳能电池304和电力系统340的系统连系，一边与电力系统340连系，一边将与来自逆变器2的三相交流电压相对应的交流电力提供给负载335和336。
并且，上述的1分路电流检测方式被应用于图18的系统连系系统。
电流传感器305是与图1的电流传感器5相同的电流传感器，检测母线313中流动的电流。将该电流称为母线电流。在逆变器2中，下臂9u，9v和9w的低电压侧被共同结线，连接在太阳能电池304的负输出端子304b上。下臂9u，9v和9w的低电压侧被共通结线的配线是母线313，电流传感器305串联在母线313上。
本实施例中的各相电压(vu，vv和vw)，与上述电动机驱动系统中的各相电压相同，成为正弦波状且各相电压间的电压电平的高低关系随时间而变化(参照图2)。该高低关系根据三相电压指令值确定，逆变器2根据提供的三相电压指令值确定对各相的通电模式。合计8种通电模式，与电动机驱动系统中的情况(参照图3)相同。
另外，各相电压的电压电平和载波信号的关系，以及与此关系相对应的PWM信号和母线电流的波形，也与电动机驱动系统中的那些情况(参照图4)相同。另外，最大相，中间相和最小相的组合也与电动机驱动系统在情况一样，存在6种(参照图6)。此外，对于基于三相电压指令值vu *，vv *和vw *的逆变器2的各臂的开关动作，也与电动机驱动系统中的情况一样。即，逆变器2比较由vu *，vv *和vw *表示的各相电压的电压电平和载波信号，根据此比较结果，控制各臂的接通/断开。
表示由电流传感器305检测的母线电流(检测电流)的电流值的信号，被传递到控制部303内存在的电流检测部(图中没有表示)。该电流检测部，进行与图12的电动机电流检测部21相同的动作。即，控制部303，根据计算的三相电压指令值vu *，vv *和vw *，确定哪个相是最大相，中间相和最小相的同时，确定采样电流传感器305输出信号的时刻ST1和ST2(参照图6)，根据此时刻得到的母线电流IDC1和IDC2的电流值计算三相电流(iu，iv和iw)。
与电动机驱动系统中的情况一样，各时刻属于可以检测期间和不可检测期间中的哪一个。控制部303，判断各时刻属于可以检测期间和不可检测期间中的哪一个。该判断方法，与电动机驱动系统中的情况一样。即，控制部303，根据由电流传感器305得到的母线电流IDCI和IDC2，判断注目时刻(例如当前时刻)属于可以检测期间和不可检测期间中的哪一个。当然，也可以利用上述第1，第2和第3期间判断处理中的任意一个。
注目时刻属于可以检测期间时，根据注目时刻的母线电流计算三相电流(iu，iv和iw)。此时，控制部303，使用与交流电压源340u输出的交流电压的相位相一致的U相电压vu的相位，通过对算出的三相电流进行坐标变换，计算逆变器2的输出电流的有效电流成分和无效电流成分(iu，iv和iw，是逆变器2输出电流的U相，V相和W相轴成分)。并且，为了使平滑电容器Cd两端子间电压的电压值保持期望值且无效电流成分变为零，计算三相电压指令值vu *，vv *和vw *，将这些提供给逆变器2。
另一方面，注目时刻属于不可检测期间时，控制部303执行电流补偿处理。作为该电流补偿处理，可以挪用第1实施例中所述的电流补偿处理。例如，根据过去检测的三相电流，计算注目时刻的三相电流。例如，判断第(n—1)个载波周期属于可以检测期间，且，第n～第(n+6)个载波周期属于不可检测期间时，推定基于第(n—1)个载波周期检测的母线电流的三相电流作为第n～第(n+6)个载波周期中的三相电流，根据此推测的三相电流生成第n～第(n+6)个载波周期中的三相电压指令值。
(变形等)
作为上述实施方式的变形例或者注释事项，以下记为注释1～注释4。各注释中记述的内容，只要不矛盾，可以任意地组合。
(注释1)
包含上述各种指令值(iγ *，iδ *，vγ *和vδ *等)和状态量(iγ，iδ等)的应该能够导出的全部值的导出方法是任意的。即，例如，既可以由控制部(3或者3a)内的运算导出这些值，也可以根据事先设定的表格数据导出。
(注释2)
控制部(3或3a)的功能的一部分或者全部，使用例如安装在通用微型计算机等中的软件(程序)来实现。使用软件实现控制部时，表示控制部各部分构成的框图变为表示功能框图的图。当然，也可以不是软件，而通过只由硬件，或者软件和硬件组合，形成控制部。
(注释3)
在本说明书中，在记述简化方面，也要通过只有记号(iγ等)的记载，表现对应此记号的状态量(状态变量)等的情况。即，本说明书中，例如，“iγ”和“γ轴电流iγ”是指相同的量。
(注释4)
例如，能够如下考虑。图12的电动机驱动系统具备电流检测单元，该电流检测单元，主要是由电动机电流检测部21形成。也可以考虑该电流运算单元中包含坐标转换器22，速度控制部23，电流控制部24，坐标转换器25和推定器26内的一部分，另外，也可以考虑包含电流传感器5。电流检测单元具备电流检测机构，三相电流检测机构和判定机构，这些由电动机电流检测部21实现。并且，也可以考虑电流检测机构，由电动机电流检测部21和电流传感器5实现。另外，控制部3a作为电动机控制装置发挥功能。
另外，图18的系统连系系统中也具备与上述电流检测单元相同的电流检测单元。系统连系系统中的电流检测单元，主要是由图18的控制部303内的电流检测部(图中没有表示)形成。也可以考虑该电流检测单元，包含电流传感器305。
本发明适用于使用电动机的所有电气机器。尤其是，适用于冰箱用压缩机，车载用空调，电动车等。另外，对于系统连系系统等本发明也可以应用。

Claims (6)

1.一种电流检测单元，其特征在于，具备：
电流检测机构，其检测在三相式逆变器和直流电源之间流动的电流作为检测电流；
三相电流检测机构，其用于根据上述检测电流检测上述逆变器的三相电流；和
判定机构，其根据上述检测电流，判定注目时刻是否属于能够检测上述三相电流的期间，
在由上述判定机构判定上述注目时刻属于上述期间时，上述三相电流检测机构检测上述三相电流，
上述判定机构，根据上述检测电流的大小、上述检测电流的一次差分值或者上述检测电流的二次差分值，判断上述注目时刻是否属于上述期间。
2.根据权利要求1所述的电流检测单元，其特征在于，
上述判定机构，
通过将上述检测电流的大小、上述检测电流的一次差分值或者上述检测电流的二次差分值，
与规定的判定阈值进行比较，来判定上述注目时刻是否属于上述期间，
上述判定阈值，取上述检测电流的最大值的一半以下的值。
3.一种电动机控制装置，具备权利要求1所述的电流检测单元，由上述逆变器驱动三相式电动机，
通过由上述电流检测单元所进行的上述三相电流的检测，来检测在上述电动机中流动的电动机电流，根据该电动机电流，通过上述逆变器来控制上述电动机。
4.根据权利要求3所述的电动机控制装置，其特征在于，
由上述判定机构判断上述注目时刻属于上述期间时，根据在上述注目时刻检测的上述检测电流，控制上述电动机，
由上述判定机构判定上述注目时刻不属于上述期间时，根据上述注目时刻的过去检测出的上述检测电流，控制上述电动机。
5.一种电动机驱动系统，其特征在于，具备：
三相式电动机；
驱动上述电动机的逆变器；和
通过控制上述逆变器来控制上述电动机的权利要求4所述的电动机控制装置。
6.一种系统连系系统，其特征在于，
具备权利要求1所述的电流检测单元和三相式逆变器，
根据检测出的上述三相电流，由上述逆变器将来自上述直流电源的直流电压变换为三相交流电压，并与外部的三相交流电力系统连系，向负载供给基于上述三相交流电压的三相交流电力。
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