JP3821694B2 - 切換式リラクタンス駆動システムにおける電流チョッピング - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、切換式リラクタンス駆動システムに関する。特に、本発明は、コントローラがＤＣリンクコンデンサにおけるリプル電流を最小化することができる当該システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
切換式リラクタンスシステムの特性および動作は、当該技術において周知であり、たとえば、参照によって本願に組込まれる、StephensonおよびBlakeによる「切換式リラクタンスモータおよび駆動装置の特性、設計および用途」（"The characteristics, design and application of switched reluctance motors and drives" by Stephenson and Blake, PCIM'93, Nuernberg, 21-24 June 1993）に記載されている。図１は、切換式リラクタンスモータ１２が負荷１９を駆動する、典型的な多相切換式リラクタンス駆動装置を概略形式で示している。入力ＤＣ電源１１は、たとえば、電池または、整流ろ波されたＡＣ主電源とすることができる。電源１１によって供給されたＤＣ電圧は、電子制御装置１４の制御下でパワーコンバータ１３によってモータ１２の相巻線１６間で切換えられる。切換えは、駆動装置の適正な動作のために回転子の回転角度と正しく同期していなければならない。回転子の角位置に対応する信号を供給するために、回転子位置検出器１５が一般に使用される。その出力はまた、速度フィードバック信号を生成するために使用され得る。
【０００３】
多様なパワーコンバータトポロジが知られており、そのいくつかは上述のStephensonの論文において検討されている。最も普通の構成の１つが、図２の多相システムの単相について示されており、ここにおいて、機械の相巻線１６は母線２６，２７間の２個のスイッチング装置２１，２２と直列に接続されている。母線２６，２７は集合的に、コンバータの「ＤＣリンク」と呼ばれる。エネルギーリカバリダイオード２３，２４は、スイッチ２１，２２が開かれたときに相巻線電流がＤＣリンクに流れ戻ることができるように、相巻線と接続されている。「ＤＣリンクコンデンサ」として知られるコンデンサ２５は、電源から引出されるかまたは電源に戻ることができないＤＣリンク電流（すなわち、いわゆる「リプル電流」）のあらゆる交番成分をソースまたはシンクするためにＤＣリンク間に接続されている。実際には、コンデンサ２５は、直列および／または並列に接続された数個のコンデンサを含んでいてもよく、並列接続が使用される場合、それらの素子のいくつかはコンバータ全体に分散されていてもよい。このコンデンサのコストおよび／またはサイズは、駆動装置のコストおよび／または駆動装置が占めるスペースに影響されやすい設備、たとえば航空宇宙または自動車用途において、重要となり得る。
【０００４】
切換式リラクタンス駆動装置は本質的に、可変速システムであり、従来のシヌソイド形供給形式の機械に見られるものとはまったく異なる、機械の相巻線における電圧および電流によって特徴づけられる。周知のとおり、切換式リラクタンスシステムの動作の２つの基本的なモード、すなわちチョッピングモードおよび単一パルスモードが存在し、両方とも上述のStephensonの論文に記載されている。図３は、典型的な駆動装置の速度範囲における中速度および高速度に通常使用される単一パルス制御を例示している。図３（ａ）は、コントローラによって相巻線に一般に適用される電圧波形を示す。所定の回転子角度において、電圧は、パワーコンバータ１３のスイッチをオンに切換え、導通角である任意の角度θcについて一定の電圧を与えるすることによって印加される。電流はゼロから上昇し、図３（ｂ）に図示するように、一般にピークに達してからわずかに下降する。角度θcを過ぎると、スイッチが開かれ、エネルギーリターンダイオードの動作が巻線間に負電圧を与え、機械における磁束をもたらし、したがって電流をゼロまで減衰させる。その後、そのサイクルが繰返されるまで、一般にゼロ電流周期が存在する。位相はθcの間に電源からエネルギーを引出しており、その後少量を電源に戻していることが明白であろう。図３（ｃ）は、パワーコンバータによって相巻線に供給されなければならない電流および、エネルギーリターンの周期の間にコンバータへ流れ戻る電流を示している。両方のスイッチを同時に開く代りに、一方のスイッチを他方に先立って開き、閉じたスイッチ、相巻線およびダイオードの１個によって形成されるループを電流が循環できるようにすることに利点が存在することが周知である。これは「フリーホイーリング」として知られている。それは、ピーク電流の制限や音響雑音の低減を含む、様々な理由のために使用されている。
【０００５】
しかしながら、ゼロおよび低速度では、単一パルスモードは、生起し得る高ピーク電流のために適当ではなく、相巻線電流を能動的に制御するためにチョッピングモードが使用される。チョッピングモードの２つの主要な変形が存在する。電流が所定のレベルに達したときに、チョッピングの最も単純な方法は、相巻線に関係する２個のスイッチ、たとえば図２のスイッチ２１，２２を同時に開くことである。これはエネルギーを機械からＤＣリンクに戻す。これは時として「ハードチョッピング」として知られている。他の方法は、スイッチの一方だけを開き、フリーホイーリングが生起し得るようにすることである。これは、「フリーホイールチョッピング」または「ソフトチョッピング」として知られる。この制御モードでは、両方のスイッチが開かれ最終的に電流を消滅させるときである導通周期の終わりを除き、相巻線からＤＣリンクへエネルギーはまったく返されない。
【０００６】
いずれのチョッピング方式によっても、使用される電流レベルを決定するための戦略の選択肢が存在する。多くのそうした戦略が当該技術において周知である。普通に使用される１方式は、上側電流と下側電流との間でのチョッピングを可能にするヒステリシスコントローラを含む。典型的な方式がハードチョッピングに対して図４（ａ）に示されている。選択されたスイッチオン角度θon（これはしばしば、位相が最小インダクタンスを有する際の位置であるが、他のいずれかの位置としてもよい）において、電圧は相巻線に印加され、相電流は上側ヒステリシス電流Ｉuに達するまで上昇することができる。その時点で、両方のスイッチが開かれ、電流は下側電流Ｉlに達するまで下降し、再びスイッチが閉じられ、そのチョッピングサイクルを繰返す。図５（ａ）は、フリーホイーリングを使用するヒステリシスコントローラの対応する相電流波形を示す。チョッピング周波数の低減はただちに明白である。
【０００７】
機械が電動用ではなく発電用である場合、相電流はフリーホイーリングの間に上昇し得ることに留意しなければならない。ソフトチョッピングは、（一方のスイッチ開による）フリーホイーリングと（両スイッチ開による）エネルギーリターンとの間でパワー回路の状態を交番させることによって、やはり使用することができる。以下に説明する技法は、電動モードおよび発電モードの動作に等しく適用される。
【０００８】
図４（ａ）および５（ａ）において相電流によりＤＣリンクに流れる供給電流は、それぞれ、図４（ｂ）および５（ｂ）に示されている。各々の場合で、ＤＣリンクコンデンサはこれらの波形の交流成分の一部を供給する。（これらの図は、コンデンサがゼロの平均電流を有していなければならず、実際には、電源抵抗、コンデンサインピーダンスおよびインダクタンスの存在により電流の振舞いはより相当に複雑であるので、理想化されていることに留意されたい。）ハードチョッピングの場合のコンデンサ電流は、より高い周波数およびより高い実効値（ｒｍｓ）の両方を有する。フリーホイーリングの場合、電流は周波数およびｒｍｓの大きさの両方で低減する。コンデンサ定格に関するこれの利点は、たとえば、参照によって本願に組込まれる、米国特許４９３３６２１号公報（ＭａｃＭｉｎｎ）において検討されている。
【０００９】
ハードチョッピングおよびソフトチョッピングモードを電流制御の内容において説明したが、それらはまた、相巻線に印加される平均電圧が能動的に制御される、電圧制御システムと連係して使用できることを指摘しておかなければならない。たとえば、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式が、当該技術において周知のように、スイッチ２１，２２に適用できるであろう。
【００１０】
これまでの検討は、２以上の位相の寄与が考慮される際に生じる問題を無視してきた。２以上の位相が一緒に動作する場合は常に、個々の位相に関係する電流は合計され全ＤＣリンク電流を与える。
【００１１】
一緒に動作する２以上の位相は、多くの様々なシステムにおいて生起し得る。二相システムでは、位相を交番に生じさせることだけが通常であるが、参照によって本願に組込まれる、本譲受人に共有譲渡された、米国特許５７４７９６２号公報は、機械の電気的サイクルの一部にわたり両方の位相を同時に生じさせる方法を開示している。三相機械では、位相Ａだけを、その後位相Ｂだけ、その後位相Ｃだけを励磁することによって動作させることが可能である。しかしながら、機械のトルク出力を改善するために、個々の位相サイクルのトルク生成部分がオーバラップするという事実がしばしば活用され、したがって、Ａ，ＡＢ，Ｂ，ＢＣ，Ｃ，ＣＡ，Ａ…の励磁パターンが通常使用される。同様に四相機械の場合、通常、所要の方向でトルクを生成している２つの位相が必ず存在するので、したがって、位相は、ＡＢ，ＢＣ，ＣＤ，ＤＡ，ＡＢ…の組で励磁され得る。対応する規則はさらに大きい相数についても適用され、ここにおいて、電気的サイクルの少なくとも一部に３以上の位相を使用することが可能である。
【００１２】
２以上の位相が同時に使用されている場合、コンデンサ電流への効果は、採用されるチョッピング制御戦略に依存する。理想的には、スイッチオフ時に１つの位相によって戻されるエネルギーは入って来る第２の位相に伝えられるべきであるが、それは、通常のヒステリシスコントローラによって実現することは不可能であると判明している。たとえば、図４（ａ）および図５（ａ）は、チョッピング波形の周波数もデューティサイクルのいずれもが導通角にわたり一定ではなく、相巻線のインダクタンスが回転子位置によって変わるにつれて変化することを示している。この形式のコントローラによる２電流間に存在するあらゆる位相差のコンデンサ電流の相殺を実現することが不可能であることが明白である。
【００１３】
ヒステリシスコントローラは、存在する多くの「周波数未制御（frequency wild）な」コントローラの１例である。それらは、１つのパラメータ（ここでは相電流）を、チョッピング周波数を犠牲にして一定にしようと試みる。別の形式のチョッピングコントローラは、固定周波数コントローラであり、ここにおいてチョッピング周波数は、たとえば平均相電流を犠牲にして、概念的に一定に保たれる。典型的な固定周波数コントローラは、パワーコンバータ１３においてスイッチの閉鎖をトリガする固定の（または少なくとも制御された）周波数クロックを有する。相電流がその目標値に達すると、１個または両方のスイッチは開かれ、クロック信号に応答して再びスイッチが閉じられるまで電流が下降できるようにする。同一のクロックによって第２の位相を制御することは相対的に単純であるが、２つの位相を一緒に切換えることは、（デューティサイクルに依存して）コンデンサに対し電流エクスカーションの大きさをほぼ２倍にするという直接的効果を有することは明白であろう。
【００１４】
ピーク電流・固定周波数コントローラによって制御される相巻線に対する典型的なチョッピング電流波形は、図６（ａ）に部分的に示されている。相巻線は最初、それをＤＣ母線に通常どおりに接続することによってオンに切換えられる。電流が、所定のピークレベルに達すると、コントローラは、使用しているパワーコンバータの能力に依存して、巻線をフリーホイールまたはエネルギーリカバリモードに切換える。（図６（ａ）では、フリーホイーリングが例示に使用されている。）電流は、（存在すれば）印加電圧と、相巻線のインダクタンスの変化率と、巻線にわたる電圧降下（ｉＲ）と、およびダイオードおよびスイッチにわたる電圧降下とによって決定される速度で下降する。電動動作を前提として、フリーホイーリング間隔における電流は図示のとおり下降し、電流コントローラはその後、スイッチを閉じることによってＤＣリンクへの相巻線の再接続をトリガし、電流を再びピークレベルまで押上げ、その時点でサイクルは繰返す。理解されるように、スイッチングの周波数はこの場合一定であるが、ピークからの電流エクスカーションは励磁ブロックの一端から他方までに変化し得る。スイッチング周波数の周期は図６（ａ）のＴとして示されており、サイクルのデューティは周期の持続時間に対するオン時間の比率として定義される。
【００１５】
図６（ｂ）は単相巻線の供給電流を示し、図６（ｃ）は第２の位相の供給電流を示す。両方の位相のスイッチオン時点が同時である場合、供給電流は２＊Ｉｐｋに等しいピークを与えるように加算され、チョッピング周波数時の対応するコンデンサリプル電流は大きいであろう。
【００１６】
具体的に２つの位相が常に一緒に励磁されている四相システムの場合、単一のマーク対スペース比を備える単一のクロック信号を使用し、クロック信号の立上り区間から一方の位相のターンオンを開始し、立下り区間から他方の位相のターンオンを開始することが知られている。これは、２つの相電流を一定の態様でインタリーブし、コンデンサリプル電流の多少の低減をもたらす。しかしながら、一方の位相のデューティサイクルが他方に対して変化すると、コンデンサ電流が増大するということから、それは完全に成功してはいない。相電流のインタリーブは固定されており、そうした変動に対処できない。これはコンデンサの定格の増大を要求し、コストおよび／またはサイズの増大を結果として生じる。さらに、コンデンサのエネルギー損は、一部のシステム、特に低電圧・大電流システムにおいて、全エネルギー損の相当部分となり、駆動装置の効率の顕著な低減につながり得る。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、２以上の位相が同時に励磁され得る、任意の数の位相および任意の励磁パターンを備えるシステムについて、コンデンサリプル電流を最小化するという課題の解決手段の必要性が存在する。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、添付独立請求項において定義される。いくつかの好ましい特徴が従属請求項において記載される。
【００１９】
特定の１形態において、本発明は、コンデンサ電流を最小化するために切換式リラクタンス機械の入力側の相巻線のスイッチングを動的に調整することを含む。これは、既にチョッピングしている位相に対して入力側の位相のチョッピングクロックの位相角を動的に選択することによって行われる。本発明は、多数の態様で実施できるが、それらは概して開ループ実施および閉ループ実施という２つの部類にあてはまる。
【００２０】
２つの位相の励磁から同時に生じるチョッピング波形は、その２つの位相を制御するチョッピングクロック信号間で移相を設定することによって、電流リプルを最小化するために使用できる。
【００２１】
移相の設定は予め設定することができるか、または、動的開ループまたは閉ループとすることができる。開ループまたは閉ループ制御の下で可変である場合、移相の値は機械のパラメータに基づくことができる。たとえば、要求および速度は、開ループ制御に使用され得る。閉ループ制御の場合、電流リプル自体を表す信号が、コンデンサ電流リプルを最小化するような移相の値を導出するために使用できる。
【００２２】
さらに詳しくは、本発明は、多相切換式リラクタンス機械のコントローラであって、
要求入力に従って機械の第１および第２の位相を順に通電する第１および第２のチョッピング信号を生成する手段と、２つの位相の励磁が同時であるときに、第１の位相のチョッピング信号に対して第２の位相の第２のチョッピング信号を移相する手段とを含むことを特徴とするコントローラである。
【００２３】
本発明において、クロック手段と、遅延手段と、セレクタ手段とを含み、チョッピング信号はクロック信号出力から導出され、クロック信号出力と遅延手段からの遅延クロック信号出力との間で切換え可能であり、該セレクタ手段は、一方の位相のチョッピング信号を移相するためにクロック信号出力と遅延クロック信号出力との間で選択するように構成されていることを特徴とする。
【００２４】
本発明において、前記機械の１以上の監視パラメータの変動に対する遅延の値を格納する探索手段を含み、前記移相手段は、監視パラメータに基づく遅延値に対応する前記探索手段からの出力に従って移相を変化させて、一方のチョッピング信号の他方に対する移相を設定するように動作可能であることを特徴とする。
【００２５】
本発明において、前記機械の１以上の監視パラメータから遅延値を確定する計算手段を含み、該計算手段は、遅延手段に遅延値を出力して、遅延された電流チョッピング信号の移相を設定するように動作可能であることを特徴とする。
【００２６】
本発明において、前記機械の監視パラメータが、要求電流、相電流の大きさ、相電流デューティサイクル、回転子角度および機械速度を含む群から選択されることを特徴とする。
【００２７】
本発明において、監視パラメータまたは監視パラメータのうちの１つが前記機械の直流リンクにおける電流リプルであることを特徴とする。
【００２８】
本発明において、監視パラメータから電流リプルを相殺する制御出力を生成するように構成されたレギュレータを含み、前記移相手段は、前記一方の位相のチョッピング信号の移相を設定して、直流リンクにおける電流リプルを低減するようにレギュレータの出力に従って可変であることを特徴とする。
【００２９】
本発明において、前記レギュレータのために直流リンクにおける電流リプルから電流リプル信号を生成する帯域フィルタを含むことを特徴とする。
【００３０】
本発明において、前記レギュレータが比例制御出力を生成することを特徴とする。
【００３１】
本発明において、制御出力を、第２の電流チョッピング信号の移相の所定の最大値に制限するリミッタをさらに含むことを特徴とする。
【００３２】
本発明は、上述のいずれかの構成のコントローラを含むことを特徴とする切換式リラクタンス駆動システムである。
【００３３】
本発明は、多相切換式リラクタンス駆動の直流リンクにおける電流リプルを低減する方法であって、
要求入力に従って電気機械の第１および第２の位相を順に通電する第１および第２のチョッピング信号を生成し、
２つの位相の励磁が同時であるときに、第１の位相のチョッピング信号に対して第２の位相の第２のチョッピング信号を移相することを特徴とする方法である。
【００３４】
本発明において、２つの位相の励磁が同時であるときに、位相の一方に対して少なくとも第１および第２のチョッピング信号の間で選択することによって移相が実行されることを特徴とする。
【００３５】
本発明において、駆動装置の少なくとも１つの監視パラメータに関係する遅延の値を格納し、
格納された遅延の値に従って、第２のチョッピング信号の移相を設定することとを特徴とする。
【００３６】
本発明において、駆動装置の少なくとも１つの監視パラメータから移相値を計算し、
計算値に従って第２のチョッピング信号の移相を設定することを特徴とする。
【００３７】
本発明において、駆動装置の監視パラメータが、要求電流、相電流の大きさ、相電流デューティサイクル、回転子角度および機械速度であることを特徴とする。
【００３８】
本発明において、監視パラメータが駆動装置の直流リンクにおける電流リプルであることを特徴とする。
【００３９】
本発明において、監視パラメータから電流リプルを相殺する制御出力を生成し、
制御出力に従って第２のチョッピング信号の移相を変化させて、直流リンクにおける電流リプルを低減するために第２の電流チョッピング信号の移相を設定することを含むことを特徴とする。
【００４０】
本発明において、電流リプルを示す信号が帯域ろ波されることを特徴とする。
【００４１】
【発明の実施の形態】
本発明は、様々な態様で実施することができ、それらのいくつかの実施形態を以下に添付図面に関して例示として説明する。
【００４２】
本発明の例示される実施形態の第１群は、コンデンサ電流リプルを低減するために開ループ技法を使用する。図７は、図６と同じ波形を示しているが、ここでは、第１の位相に対する第２の相巻線の電流の位相が選択されている。位相差は、図示のとおり、時間Δｔによって定義される。図７（ｂ）および（ｃ）の精査によって、第１に対する第２の電流の波形の位置の変動（すなわち、遅延Δｔ）は、２つの相電流が結合する態様を変える働きをすることが判る。Δｔがゼロまたはチョッピング波形Ｔの周期である場合、２つの相電流の付加が最大リプル電流を生じることは明白であろう。それゆえ、Δｔのいくつかの中間値において、コンデンサリプル電流の最小値が存在するはずである。したがって、システムはコンデンサ定格を最小化するように「調整され」得ることになる。
【００４３】
チョッピングクロックの周波数が変えられた場合（たとえば、音響雑音を低減するための疑似ランダム法によって）、周期Δｔも適切な態様で変えなければならないことに留意されたい。代替的に、遅延は、Δｔの正しい値に自動的に変換するような固定の位相角として定義されてもよい。
【００４４】
たとえば、励磁シーケンスＡ，ＡＢ，Ｂ，ＢＣ…を使用する三相システム（ＡＢＣ）では、調整は、既にチョッピングしている位相の前のトリガの前または後で、所定の時間Δｔにおける入力側の位相をトリガする際に存在し得る。この場合、位相Ｂは、コンデンサ電流リプルを最小化するためにＡのΔｔ後にトリガされ得る。適切な回転子角度で、位相Ａの励磁は停止し、位相Ｂだけが継続する。さらに別の回転子角度で位相Ｃが導入されると、チョッピングクロックに対してゼロの移相が使用される（位相Ｂに対して−Δｔの有効移相を与える）。位相Ｂの励磁が完了し、位相Ｃだけが励磁されていることになると、位相Ａが、位相Ｃに対してΔｔの位相角で再導入される。位相Ｃは、チョッピングクロックに関してその以前の位置に対してやはりΔｔである。
【００４５】
図８は、本発明の実施形態にしたがったコントローラを示す。チョッピングクロックを表す信号がライン４１上に示されている。この信号はまた、Δｔの遅延を付加するブロック４２も通過する。スイッチ４６は、フリップフロップ４４のＳＥＴ入力に供給される適切な信号を選択するために、制御システムによってトグルされる。ＲＥＳＥＴ入力は、電流要求が相巻線の実際の電流より高いかまたは低いかを決定するコンパレータ４３から供給される。ライン４５のフリップフロップの出力は、パワーコンバータにおける１つの相巻線用の単数または複数のスイッチをトリガするために、従来の角度整流情報とともに使用される。図８に示された回路が駆動システムにおける他の位相のそれぞれについて複製されることが理解されよう。
【００４６】
この構成の場合は、Δｔ＝Ｔ／２（ここで、Ｔはチョッピングクロックの周期）、すなわち位相遅延が１８０°のときであることが理解されよう。この場合、単一のマーク対スペース比を備えるクロック信号を使用することができ、個々の入力側の位相は立上りまたは立下り区間の次のものでオフに駆動される。これは、以下に説明するように、電流のインタリーブを生じる。位相Ａがクロックの立上り区間により制御されている状態でオフからチョッピングシーケンスがスタートする場合、入力側の位相Ｂは立下り区間から制御されなければならない。回転子が位相Ｃが励磁される位置に進むと、それは、位相Ｂと正しくインタリーブするために、立上り区間から制御されなければならない。位相Ａが次に要求されるとき、それは立下り区間から制御されなければならない（以前は立上り区間から制御されたのであるが）。
【００４７】
別の開ループ方法は可変値のΔｔを使用し、その結果、コンデンサ電流リプルは多様なロードポイント、速度、トルク、電流などについて最小化される。Δｔのそれらの値は、コンデンサ電流を確実に計算するために十分に正確な機械のモデルを用いた設計およびシミュレーションによってか、または駆動装置の初期試験の間における経験的測定のいずれかによって、決定される。それらの値は、たとえば、速度および／または負荷および／または回転子角度の関数として特性化され、スイッチオンおよびスイッチオフ角度が格納されるのと同様にして、ルックアップテーブルに格納される。適切な値が、相巻線のチョッピング周期の開始時、または制御システムに適当ないずれかの他の時点に、テーブルから読出され得る。この実施形態はディジタル制御システムに特に適する。この技法を実施する１回路が図９に示されており、ここにおいて、テーブル４８はΔｔの適切な値を保持し、要求電流および／または回転子角度および／または速度によって索引づけされている。これを除き、図９の回路は、図８のものと同一であり、同一部分には同一の参照数字が使用されている。ルックアップテーブル４８への速度信号は、上述のような回転子位置センサの出力からなど、当該技術において周知の多様な方法で導出され得る。
【００４８】
さらに別の開ループ方法は、相巻線においてチョッピングが開始するごとに、Δｔの適切な値を計算することである。これは、図１０に例示したような回路によって実現できる。この特定の例示において、計算ブロック４９は、電流要求および／または速度要求および／または回転子角度の値をその入力として有し、Δｔの出力を与える。本実施形態は、アナログ制御回路およびマイクロプロセッサベースシステムの両方に適切である。図１０の回路は、ルックアップテーブル４８が計算ブロック４９で代替されたことを除き、図９の回路と同一である。ほかの点では、同一部分には同一の参照数字が使用されている。
【００４９】
図１０は、計算ブロック４９を、速度、回転子位置および電流要求の入力を有するものとして示している。他のパラメータまたは変数を使用することもできる。たとえば、コンデンサにおける電流リプルの大きさは、アクティブな位相における電流の大きさおよびデューティサイクル、およびそれらの間の位相角の関数であることが知られている。したがって、コンデンサリプル電流を最小化するようなΔｔの値を求めるために、電流の大きさおよび計算または測定されたデューティサイクルの入力を使用することが可能である。したがって、本発明のこの代替実施形態は、Δｔの適切な値を生成するために、計算ブロック４９への相電流の大きさおよびデューティサイクルの入力を使用するであろう。
【００５０】
上述の開ループの実施形態は、コンデンサ電流リプルの有益な低減をもたらす。導通周期の間のインタリーブした波形の変化は、Δｔの最適値を動的に選択し、それによってコンデンサ電流リプルを最小化するために閉ループ制御を使用する、本発明の実施形態において適応され得る。最小化は、多数の周知の極小化関数のいずれか１つに従って実行できる。これは、上述の開ループシステムの拡張である。なぜなら、２つの位相のデューティサイクル間の不一致にかかわらず、極小化関数は、リプル電流が最小値である位相角を見つけるはずだからである。これは、従来のデータの特性化または記憶がまったく要求されないという点で、さらなる利点を有する。ゼロのコンデンサ電流リプルの固定要求、実際のコンデンサ電流リプルを示す信号および適当なフィルタを有する制御ループが導入され、その結果、コンデンサ電流のチョッピング周波数成分だけがコントローラに影響する。（コンデンサ電流には、たとえば電源からの整流器リプルおよび／またはＳＲ機械における基本的な相間スイッチングに起因する低周波成分も存在するであろう。）必要なフィードバックを付与する様々な方法を以下に説明する。
【００５１】
図１１は、ＤＣリンクコンデンサ２５と直列に電流測定分流器５０を備えるシステムを示している。分流器にわたる電圧は帯域フィルタ５２を介して供給され、コンデンサリプル電流を示す信号を生成する。直流コンデンサにおけるリプル電流の特性は、本質的に、そのエネルギーのほとんどが基本チョッピング周波数および最初のいくつかの高調波に集中している方形波のそれである。帯域通過の幅は、リプルエネルギーが直流リンクコンデンサにおいて生起する周波数の範囲の検討と、過度に広い帯域通過による雑音の拒絶との間の妥協である。帯域を適切な数のリプル電流の高調波に制限することによって、過度な雑音エネルギーを通過させることなく、効果の最大部分も同じく実現できる。
【００５２】
帯域フィルタ５２の出力は、制御レギュレータ５４に供給される。このレギュレータは、制御システムに精通した者にとっては明白であろうが、いくつかの形態をとることができる。その最も単純な形態では、それは、慎重に選択された固定ゲインを備える比例コントローラとすることができる。より良好な解決手段は、Δｔの値が変化するとリプルの最小値を能動的に探索するような最小化コントローラを使用することである。一般的に言って、電流およびデューティサイクルの全部の値についてゼロのリプルが実現されることはまずあり得ないが、最小化コントローラは、最小の定常状態誤差を与える条件を求めるはずである。
【００５３】
レギュレータ５４の出力はリミットブロック５６に渡される。Δｔが決してクロックサイクルの周期Ｔより大きくないことが重要である。また、制御ループにおいて安定性が維持されるように、Δｔにスルーリミットが課されることも重要であろう。これらの制約の両方が、リミットブロック５６によって実施できる。リミットブロック５６の出力は、図１０の計算ブロック４９に代るブロック４２’への入力である。
【００５４】
図１２は、関係ｉ＝Ｃｄｖ／ｄｔを使用することによってコンデンサ電流を推定するＤＣリンク間の抵抗分流器を示す。この場合、帯域フィルタは同様に、チョッピング周波数およびその上の少数の高調波の成分を通過させるように構成されている。やはり、レギュレータ５４およびリミッタ５６が、図１０における可変遅延４２’のための制御信号を生成するために使用されている。
【００５５】
コンデンサリプル電流を測定する他の手段は、たとえばホール効果電流センサまたはＡＣ変流器を使用できるであろう。コンデンサ２５の電気インピーダンスが既知であるならば、コンデンサ間の電圧リプルを測定し、以下の関係を使用することによって、リプル電流を評価することが可能であろう。
【００５６】
Ｉ＝Ｖripple／２πｆrippleＣ
ここで、ｆrippleはリプル周波数であり、Ｃはファラド単位での静電容量である。
【００５７】
フィードバック信号を供給する別の方法は、パワーコンバータが一般に、個々の相巻線電流を測定するために変換器を適所に有するという事実を利用することである。その場合、スイッチの状態の知識（パワーコンバータでも入手可能である）によって、相巻線の電流がコンデンサからの電流（スイッチオン）またはコンデンサへの電流（スイッチオフ）に寄与しているかどうかを知ることが可能である。これは、コンデンサ波形の突極部を「再構成」し、電流リプル低減コントローラに信号を供給するために効果的に使用することができる。この方法の特定の利点は、電力回路において必要とされる構成要素がより少なく、結果として得られる波形が相対的に高級な電流変換器から導出され、それに雑音がほとんどない、特に整流器および基本的な位相スイッチングにより生じるあらゆる低周波成分がほとんどないはずであることである。この実施は、高速なディジタル計算能力を備えるマイクロプロセッサベースまたはＡＳＩＣベースのシステムに最良に適するであろう。
【００５８】
上述の例示的実施形態は電動モードの動作に関して説明したが、本発明が発電モードの動作にも等しく適用可能であり、コンデンサ電流リプルの同等な低減をもたらすことが理解されよう。
【００５９】
当業者は、開示された構成の変更が本発明を逸脱することなく可能であることを理解するであろう。したがって、いくつかの実施形態の上述の説明は、例示のために行われており、限定の目的ではない。当業者には、上述の動作に対する著しい変更を伴わずにそれらの装置に若干の修正を行い得ることが明白であろう。本発明は、以下の請求項の精神および範囲のみによって限定されるものである。
【００６０】
【発明の効果】
本発明は、コンデンサ電流を最小化するために切換式リラクタンス機械の入力側の相巻線のスイッチングを動的に調整することを含む。これは、既にチョッピングしている位相に対して入力側の位相のチョッピングクロックの位相角を動的に選択することによって行われる。本発明は、多数の態様で実施できるが、それらは概して開ループ実施および閉ループ実施という２つの部類にあてはまる。
【００６１】
２つの位相の励磁から同時に生じるチョッピング波形は、その２つの位相を制御するチョッピングクロック信号間で移相を設定することによって、電流リプルを最小化するために使用できる。
【００６２】
移相の設定は予め設定することができるか、または、動的開ループまたは閉ループとすることができる。開ループまたは閉ループ制御の下で可変である場合、移相の値は機械のパラメータに基づくことができる。たとえば、要求および速度は、開ループ制御に使用され得る。閉ループ制御の場合、電流リプル自体を表す信号が、コンデンサ電流リプルを最小化するような移相の値を導出するために使用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】周知の切換式リラクタンスシステムの略図を示す。
【図２】パワーコンバータとの単相巻線の接続を示す。
【図３】周知の単一パルスモードの動作に関する電圧、相電流およびコンデンサ電流の波形を示す。
【図４】周知のハードチョッピングモードの動作に関する相電流および供給電流の波形を示す。
【図５】周知のフリーホイールチョッピングモードの動作に関する相電流および供給電流の波形を示す。
【図６】固定周波数電流コントローラに関係する相電流および供給電流の波形を示す。
【図７】本発明の一局面に従って動作する固定周波数電流コントローラに関係する相電流および供給電流の波形を示す。
【図８】本発明の実施の一形態を実施できる回路の図を示す。
【図９】本発明の実施の一形態を実施できる別の回路を示す。
【図１０】本発明の実施の一形態を実施できるさらに別の回路を示す。
【図１１】コンデンサ電流のフィードバックを付与する回路を示す。
【図１２】コンデンサ電流のフィードバックを付与する代替的回路を示す。
【符号の説明】
１１ 入力ＤＣ電源
１２ 切換式リラクタンスモータ
１３ パワーコンバータ
１４ 電子制御装置
１５回転子位置検出器
１６ 相巻線
２１，２２ スイッチング装置
２３，２４ エネルギーリカバリダイオード
２５ コンデンサ
２６，２７ 母線
４１ ライン
４２，４２’ Δｔ遅延付加ブロック
４３ コンパレータ
４４ フリップフロップ
４５ ライン
４６ スイッチ
４８ ルックアップテーブル
４９ 計算ブロック
５０ 電流測定分流器
５２ 帯域フィルタ
５４ 制御レギュレータ
５６ リミッタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、切換式リラクタンス駆動システムに関する。特に、本発明は、コントローラがＤＣリンクコンデンサにおけるリプル電流を最小化することができる当該システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
切換式リラクタンスシステムの特性および動作は、当該技術において周知であり、たとえば、参照によって本願に組込まれる、StephensonおよびBlakeによる「切換式リラクタンスモータおよび駆動装置の特性、設計および用途」（"The characteristics, design and application of switched reluctance motors and drives" by Stephenson and Blake, PCIM'93, Nuernberg, 21-24 June 1993）に記載されている。図１は、切換式リラクタンスモータ１２が負荷１９を駆動する、典型的な多相切換式リラクタンス駆動装置を概略形式で示している。入力ＤＣ電源１１は、たとえば、電池または、整流ろ波されたＡＣ主電源とすることができる。電源１１によって供給されたＤＣ電圧は、電子制御装置１４の制御下でパワーコンバータ１３によってモータ１２の相巻線１６間で切換えられる。切換えは、駆動装置の適正な動作のために回転子の回転角度と正しく同期していなければならない。回転子の角位置に対応する信号を供給するために、回転子位置検出器１５が一般に使用される。その出力はまた、速度フィードバック信号を生成するために使用され得る。
【０００３】
多様なパワーコンバータトポロジが知られており、そのいくつかは上述のStephensonの論文において検討されている。最も普通の構成の１つが、図２の多相システムの単相について示されており、ここにおいて、機械の相巻線１６は母線２６，２７間の２個のスイッチング装置２１，２２と直列に接続されている。母線２６，２７は集合的に、コンバータの「ＤＣリンク」と呼ばれる。エネルギーリカバリダイオード２３，２４は、スイッチ２１，２２が開かれたときに相巻線電流がＤＣリンクに流れ戻ることができるように、相巻線と接続されている。「ＤＣリンクコンデンサ」として知られるコンデンサ２５は、電源から引出されるかまたは電源に戻ることができないＤＣリンク電流（すなわち、いわゆる「リプル電流」）のあらゆる交番成分をソースまたはシンクするためにＤＣリンク間に接続されている。実際には、コンデンサ２５は、直列および／または並列に接続された数個のコンデンサを含んでいてもよく、並列接続が使用される場合、それらの素子のいくつかはコンバータ全体に分散されていてもよい。このコンデンサのコストおよび／またはサイズは、駆動装置のコストおよび／または駆動装置が占めるスペースに影響されやすい設備、たとえば航空宇宙または自動車用途において、重要となり得る。
【０００４】
切換式リラクタンス駆動装置は本質的に、可変速システムであり、従来のシヌソイド形供給形式の機械に見られるものとはまったく異なる、機械の相巻線における電圧および電流によって特徴づけられる。周知のとおり、切換式リラクタンスシステムの動作の２つの基本的なモード、すなわちチョッピングモードおよび単一パルスモードが存在し、両方とも上述のStephensonの論文に記載されている。図３は、典型的な駆動装置の速度範囲における中速度および高速度に通常使用される単一パルス制御を例示している。図３（ａ）は、コントローラによって相巻線に一般に適用される電圧波形を示す。所定の回転子角度において、電圧は、パワーコンバータ１３のスイッチをオンに切換え、導通角である任意の角度θcについて一定の電圧を与えるすることによって印加される。電流はゼロから上昇し、図３（ｂ）に図示するように、一般にピークに達してからわずかに下降する。角度θcを過ぎると、スイッチが開かれ、エネルギーリターンダイオードの動作が巻線間に負電圧を与え、機械における磁束をもたらし、したがって電流をゼロまで減衰させる。その後、そのサイクルが繰返されるまで、一般にゼロ電流周期が存在する。位相はθcの間に電源からエネルギーを引出しており、その後少量を電源に戻していることが明白であろう。図３（ｃ）は、パワーコンバータによって相巻線に供給されなければならない電流および、エネルギーリターンの周期の間にコンバータへ流れ戻る電流を示している。両方のスイッチを同時に開く代りに、一方のスイッチを他方に先立って開き、閉じたスイッチ、相巻線およびダイオードの１個によって形成されるループを電流が循環できるようにすることに利点が存在することが周知である。これは「フリーホイーリング」として知られている。それは、ピーク電流の制限や音響雑音の低減を含む、様々な理由のために使用されている。
【０００５】
しかしながら、ゼロおよび低速度では、単一パルスモードは、生起し得る高ピーク電流のために適当ではなく、相巻線電流を能動的に制御するためにチョッピングモードが使用される。チョッピングモードの２つの主要な変形が存在する。電流が所定のレベルに達したときに、チョッピングの最も単純な方法は、相巻線に関係する２個のスイッチ、たとえば図２のスイッチ２１，２２を同時に開くことである。これはエネルギーを機械からＤＣリンクに戻す。これは時として「ハードチョッピング」として知られている。他の方法は、スイッチの一方だけを開き、フリーホイーリングが生起し得るようにすることである。これは、「フリーホイールチョッピング」または「ソフトチョッピング」として知られる。この制御モードでは、両方のスイッチが開かれ最終的に電流を消滅させるときである導通周期の終わりを除き、相巻線からＤＣリンクへエネルギーはまったく返されない。
【０００６】
いずれのチョッピング方式によっても、使用される電流レベルを決定するための戦略の選択肢が存在する。多くのそうした戦略が当該技術において周知である。普通に使用される１方式は、上側電流と下側電流との間でのチョッピングを可能にするヒステリシスコントローラを含む。典型的な方式がハードチョッピングに対して図４（ａ）に示されている。選択されたスイッチオン角度θon（これはしばしば、位相が最小インダクタンスを有する際の位置であるが、他のいずれかの位置としてもよい）において、電圧は相巻線に印加され、相電流は上側ヒステリシス電流Ｉuに達するまで上昇することができる。その時点で、両方のスイッチが開かれ、電流は下側電流Ｉlに達するまで下降し、再びスイッチが閉じられ、そのチョッピングサイクルを繰返す。図５（ａ）は、フリーホイーリングを使用するヒステリシスコントローラの対応する相電流波形を示す。チョッピング周波数の低減はただちに明白である。
【０００７】
機械が電動用ではなく発電用である場合、相電流はフリーホイーリングの間に上昇し得ることに留意しなければならない。ソフトチョッピングは、（一方のスイッチ開による）フリーホイーリングと（両スイッチ開による）エネルギーリターンとの間でパワー回路の状態を交番させることによって、やはり使用することができる。以下に説明する技法は、電動モードおよび発電モードの動作に等しく適用される。
【０００８】
図４（ａ）および５（ａ）において相電流によりＤＣリンクに流れる供給電流は、それぞれ、図４（ｂ）および５（ｂ）に示されている。各々の場合で、ＤＣリンクコンデンサはこれらの波形の交流成分の一部を供給する。（これらの図は、コンデンサがゼロの平均電流を有していなければならず、実際には、電源抵抗、コンデンサインピーダンスおよびインダクタンスの存在により電流の振舞いはより相当に複雑であるので、理想化されていることに留意されたい。）ハードチョッピングの場合のコンデンサ電流は、より高い周波数およびより高い実効値（ｒｍｓ）の両方を有する。フリーホイーリングの場合、電流は周波数およびｒｍｓの大きさの両方で低減する。コンデンサ定格に関するこれの利点は、たとえば、参照によって本願に組込まれる、米国特許４９３３６２１号公報（ＭａｃＭｉｎｎ）において検討されている。
【０００９】
ハードチョッピングおよびソフトチョッピングモードを電流制御の内容において説明したが、それらはまた、相巻線に印加される平均電圧が能動的に制御される、電圧制御システムと連係して使用できることを指摘しておかなければならない。たとえば、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式が、当該技術において周知のように、スイッチ２１，２２に適用できるであろう。
【００１０】
これまでの検討は、２以上の位相の寄与が考慮される際に生じる問題を無視してきた。２以上の位相が一緒に動作する場合は常に、個々の位相に関係する電流は合計され全ＤＣリンク電流を与える。
【００１１】
一緒に動作する２以上の位相は、多くの様々なシステムにおいて生起し得る。二相システムでは、位相を交番に生じさせることだけが通常であるが、参照によって本願に組込まれる、本譲受人に共有譲渡された、米国特許５７４７９６２号公報は、機械の電気的サイクルの一部にわたり両方の位相を同時に生じさせる方法を開示している。三相機械では、位相Ａだけを、その後位相Ｂだけ、その後位相Ｃだけを励磁することによって動作させることが可能である。しかしながら、機械のトルク出力を改善するために、個々の位相サイクルのトルク生成部分がオーバラップするという事実がしばしば活用され、したがって、Ａ，ＡＢ，Ｂ，ＢＣ，Ｃ，ＣＡ，Ａ…の励磁パターンが通常使用される。同様に四相機械の場合、通常、所要の方向でトルクを生成している２つの位相が必ず存在するので、したがって、位相は、ＡＢ，ＢＣ，ＣＤ，ＤＡ，ＡＢ…の組で励磁され得る。対応する規則はさらに大きい相数についても適用され、ここにおいて、電気的サイクルの少なくとも一部に３以上の位相を使用することが可能である。
【００１２】
２以上の位相が同時に使用されている場合、コンデンサ電流への効果は、採用されるチョッピング制御戦略に依存する。理想的には、スイッチオフ時に１つの位相によって戻されるエネルギーは入って来る第２の位相に伝えられるべきであるが、それは、通常のヒステリシスコントローラによって実現することは不可能であると判明している。たとえば、図４（ａ）および図５（ａ）は、チョッピング波形の周波数もデューティサイクルのいずれもが導通角にわたり一定ではなく、相巻線のインダクタンスが回転子位置によって変わるにつれて変化することを示している。この形式のコントローラによる２電流間に存在するあらゆる位相差のコンデンサ電流の相殺を実現することが不可能であることが明白である。
【００１３】
ヒステリシスコントローラは、存在する多くの「周波数未制御（frequency wild）な」コントローラの１例である。それらは、１つのパラメータ（ここでは相電流）を、チョッピング周波数を犠牲にして一定にしようと試みる。別の形式のチョッピングコントローラは、固定周波数コントローラであり、ここにおいてチョッピング周波数は、たとえば平均相電流を犠牲にして、概念的に一定に保たれる。典型的な固定周波数コントローラは、パワーコンバータ１３においてスイッチの閉鎖をトリガする固定の（または少なくとも制御された）周波数クロックを有する。相電流がその目標値に達すると、１個または両方のスイッチは開かれ、クロック信号に応答して再びスイッチが閉じられるまで電流が下降できるようにする。同一のクロックによって第２の位相を制御することは相対的に単純であるが、２つの位相を一緒に切換えることは、（デューティサイクルに依存して）コンデンサに対し電流エクスカーションの大きさをほぼ２倍にするという直接的効果を有することは明白であろう。
【００１４】
ピーク電流・固定周波数コントローラによって制御される相巻線に対する典型的なチョッピング電流波形は、図６（ａ）に部分的に示されている。相巻線は最初、それをＤＣ母線に通常どおりに接続することによってオンに切換えられる。電流が、所定のピークレベルに達すると、コントローラは、使用しているパワーコンバータの能力に依存して、巻線をフリーホイールまたはエネルギーリカバリモードに切換える。（図６（ａ）では、フリーホイーリングが例示に使用されている。）電流は、（存在すれば）印加電圧と、相巻線のインダクタンスの変化率と、巻線にわたる電圧降下（ｉＲ）と、およびダイオードおよびスイッチにわたる電圧降下とによって決定される速度で下降する。電動動作を前提として、フリーホイーリング間隔における電流は図示のとおり下降し、電流コントローラはその後、スイッチを閉じることによってＤＣリンクへの相巻線の再接続をトリガし、電流を再びピークレベルまで押上げ、その時点でサイクルは繰返す。理解されるように、スイッチングの周波数はこの場合一定であるが、ピークからの電流エクスカーションは励磁ブロックの一端から他方までに変化し得る。スイッチング周波数の周期は図６（ａ）のＴとして示されており、サイクルのデューティは周期の持続時間に対するオン時間の比率として定義される。
【００１５】
図６（ｂ）は単相巻線の供給電流を示し、図６（ｃ）は第２の位相の供給電流を示す。両方の位相のスイッチオン時点が同時である場合、供給電流は２＊Ｉｐｋに等しいピークを与えるように加算され、チョッピング周波数時の対応するコンデンサリプル電流は大きいであろう。
【００１６】
具体的に２つの位相が常に一緒に励磁されている四相システムの場合、単一のマーク対スペース比を備える単一のクロック信号を使用し、クロック信号の立上り区間から一方の位相のターンオンを開始し、立下り区間から他方の位相のターンオンを開始することが知られている。これは、２つの相電流を一定の態様でインタリーブし、コンデンサリプル電流の多少の低減をもたらす。しかしながら、一方の位相のデューティサイクルが他方に対して変化すると、コンデンサ電流が増大するということから、それは完全に成功してはいない。相電流のインタリーブは固定されており、そうした変動に対処できない。これはコンデンサの定格の増大を要求し、コストおよび／またはサイズの増大を結果として生じる。さらに、コンデンサのエネルギー損は、一部のシステム、特に低電圧・大電流システムにおいて、全エネルギー損の相当部分となり、駆動装置の効率の顕著な低減につながり得る。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、２以上の位相が同時に励磁され得る、任意の数の位相および任意の励磁パターンを備えるシステムについて、コンデンサリプル電流を最小化するという課題の解決手段の必要性が存在する。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、添付独立請求項において定義される。いくつかの好ましい特徴が従属請求項において記載される。
【００１９】
特定の１形態において、本発明は、コンデンサ電流を最小化するために切換式リラクタンス機械の入力側の相巻線のスイッチングを動的に調整することを含む。これは、既にチョッピングしている位相に対して入力側の位相のチョッピングクロックの位相角を動的に選択することによって行われる。本発明は、多数の態様で実施できるが、それらは概して開ループ実施および閉ループ実施という２つの部類にあてはまる。
【００２０】
２つの位相の励磁から同時に生じるチョッピング波形は、その２つの位相を制御するチョッピングクロック信号間で移相を設定することによって、電流リプルを最小化するために使用できる。
【００２１】
移相の設定は予め設定することができるか、または、動的開ループまたは閉ループとすることができる。開ループまたは閉ループ制御の下で可変である場合、移相の値は機械のパラメータに基づくことができる。たとえば、要求および速度は、開ループ制御に使用され得る。閉ループ制御の場合、電流リプル自体を表す信号が、コンデンサ電流リプルを最小化するような移相の値を導出するために使用できる。
【００２２】
さらに詳しくは、本発明は、多相切換式リラクタンス機械のコントローラであって、
要求入力に従って機械の第１および第２の位相を順に通電する第１および第２のチョッピング信号を生成する手段と、２つの位相の励磁が同時であるときに、第１の位相のチョッピング信号に対して第２の位相の第２のチョッピング信号を移相する手段とを含むことを特徴とするコントローラである。
【００２３】
本発明において、クロック手段と、遅延手段と、セレクタ手段とを含み、チョッピング信号はクロック信号出力から導出され、クロック信号出力と遅延手段からの遅延クロック信号出力との間で切換え可能であり、該セレクタ手段は、一方の位相のチョッピング信号を移相するためにクロック信号出力と遅延クロック信号出力との間で選択するように構成されていることを特徴とする。
【００２４】
本発明において、前記機械の１以上の監視パラメータの変動に対する遅延の値を格納する探索手段を含み、前記移相手段は、監視パラメータに基づく遅延値に対応する前記探索手段からの出力に従って移相を変化させて、一方のチョッピング信号の他方に対する移相を設定するように動作可能であることを特徴とする。
【００２５】
本発明において、前記機械の１以上の監視パラメータから遅延値を確定する計算手段を含み、該計算手段は、遅延手段に遅延値を出力して、遅延された電流チョッピング信号の移相を設定するように動作可能であることを特徴とする。
【００２６】
本発明において、前記機械の監視パラメータが、要求電流、相電流の大きさ、相電流デューティサイクル、回転子角度および機械速度を含む群から選択されることを特徴とする。
【００２７】
本発明において、監視パラメータまたは監視パラメータのうちの１つが前記機械の直流リンクにおける電流リプルであることを特徴とする。
【００２８】
本発明において、監視パラメータから電流リプルを相殺する制御出力を生成するように構成されたレギュレータを含み、前記移相手段は、前記一方の位相のチョッピング信号の移相を設定して、直流リンクにおける電流リプルを低減するようにレギュレータの出力に従って可変であることを特徴とする。
【００２９】
本発明において、前記レギュレータのために直流リンクにおける電流リプルから電流リプル信号を生成する帯域フィルタを含むことを特徴とする。
【００３０】
本発明において、前記レギュレータが比例制御出力を生成することを特徴とする。
【００３１】
本発明において、制御出力を、第２の電流チョッピング信号の移相の所定の最大値に制限するリミッタをさらに含むことを特徴とする。
【００３２】
本発明は、上述のいずれかの構成のコントローラを含むことを特徴とする切換式リラクタンス駆動システムである。
【００３３】
本発明は、多相切換式リラクタンス駆動の直流リンクにおける電流リプルを低減する方法であって、
要求入力に従って電気機械の第１および第２の位相を順に通電する第１および第２のチョッピング信号を生成し、
２つの位相の励磁が同時であるときに、第１の位相のチョッピング信号に対して第２の位相の第２のチョッピング信号を移相することを特徴とする方法である。
【００３４】
本発明において、２つの位相の励磁が同時であるときに、位相の一方に対して少なくとも第１および第２のチョッピング信号の間で選択することによって移相が実行されることを特徴とする。
【００３５】
本発明において、駆動装置の少なくとも１つの監視パラメータに関係する遅延の値を格納し、
格納された遅延の値に従って、第２のチョッピング信号の移相を設定することとを特徴とする。
【００３６】
本発明において、駆動装置の少なくとも１つの監視パラメータから移相値を計算し、
計算値に従って第２のチョッピング信号の移相を設定することを特徴とする。
【００３７】
本発明において、駆動装置の監視パラメータが、要求電流、相電流の大きさ、相電流デューティサイクル、回転子角度および機械速度であることを特徴とする。
【００３８】
本発明において、監視パラメータが駆動装置の直流リンクにおける電流リプルであることを特徴とする。
【００３９】
本発明において、監視パラメータから電流リプルを相殺する制御出力を生成し、
制御出力に従って第２のチョッピング信号の移相を変化させて、直流リンクにおける電流リプルを低減するために第２の電流チョッピング信号の移相を設定することを含むことを特徴とする。
【００４０】
本発明において、電流リプルを示す信号が帯域ろ波されることを特徴とする。
【００４１】
【発明の実施の形態】
本発明は、様々な態様で実施することができ、それらのいくつかの実施形態を以下に添付図面に関して例示として説明する。
【００４２】
本発明の例示される実施形態の第１群は、コンデンサ電流リプルを低減するために開ループ技法を使用する。図７は、図６と同じ波形を示しているが、ここでは、第１の位相に対する第２の相巻線の電流の位相が選択されている。位相差は、図示のとおり、時間Δｔによって定義される。図７（ｂ）および（ｃ）の精査によって、第１に対する第２の電流の波形の位置の変動（すなわち、遅延Δｔ）は、２つの相電流が結合する態様を変える働きをすることが判る。Δｔがゼロまたはチョッピング波形Ｔの周期である場合、２つの相電流の付加が最大リプル電流を生じることは明白であろう。それゆえ、Δｔのいくつかの中間値において、コンデンサリプル電流の最小値が存在するはずである。したがって、システムはコンデンサ定格を最小化するように「調整され」得ることになる。
【００４３】
チョッピングクロックの周波数が変えられた場合（たとえば、音響雑音を低減するための疑似ランダム法によって）、周期Δｔも適切な態様で変えなければならないことに留意されたい。代替的に、遅延は、Δｔの正しい値に自動的に変換するような固定の位相角として定義されてもよい。
【００４４】
たとえば、励磁シーケンスＡ，ＡＢ，Ｂ，ＢＣ…を使用する三相システム（ＡＢＣ）では、調整は、既にチョッピングしている位相の前のトリガの前または後で、所定の時間Δｔにおける入力側の位相をトリガする際に存在し得る。この場合、位相Ｂは、コンデンサ電流リプルを最小化するためにＡのΔｔ後にトリガされ得る。適切な回転子角度で、位相Ａの励磁は停止し、位相Ｂだけが継続する。さらに別の回転子角度で位相Ｃが導入されると、チョッピングクロックに対してゼロの移相が使用される（位相Ｂに対して−Δｔの有効移相を与える）。位相Ｂの励磁が完了し、位相Ｃだけが励磁されていることになると、位相Ａが、位相Ｃに対してΔｔの位相角で再導入される。位相Ｃは、チョッピングクロックに関してその以前の位置に対してやはりΔｔである。
【００４５】
図８は、本発明の実施形態にしたがったコントローラを示す。チョッピングクロックを表す信号がライン４１上に示されている。この信号はまた、Δｔの遅延を付加するブロック４２も通過する。スイッチ４６は、フリップフロップ４４のＳＥＴ入力に供給される適切な信号を選択するために、制御システムによってトグルされる。ＲＥＳＥＴ入力は、電流要求が相巻線の実際の電流より高いかまたは低いかを決定するコンパレータ４３から供給される。ライン４５のフリップフロップの出力は、パワーコンバータにおける１つの相巻線用の単数または複数のスイッチをトリガするために、従来の角度整流情報とともに使用される。図８に示された回路が駆動システムにおける他の位相のそれぞれについて複製されることが理解されよう。
【００４６】
この構成の場合は、Δｔ＝Ｔ／２（ここで、Ｔはチョッピングクロックの周期）、すなわち位相遅延が１８０°のときであることが理解されよう。この場合、単一のマーク対スペース比を備えるクロック信号を使用することができ、個々の入力側の位相は立上りまたは立下り区間の次のものでオフに駆動される。これは、以下に説明するように、電流のインタリーブを生じる。位相Ａがクロックの立上り区間により制御されている状態でオフからチョッピングシーケンスがスタートする場合、入力側の位相Ｂは立下り区間から制御されなければならない。回転子が位相Ｃが励磁される位置に進むと、それは、位相Ｂと正しくインタリーブするために、立上り区間から制御されなければならない。位相Ａが次に要求されるとき、それは立下り区間から制御されなければならない（以前は立上り区間から制御されたのであるが）。
【００４７】
別の開ループ方法は可変値のΔｔを使用し、その結果、コンデンサ電流リプルは多様なロードポイント、速度、トルク、電流などについて最小化される。Δｔのそれらの値は、コンデンサ電流を確実に計算するために十分に正確な機械のモデルを用いた設計およびシミュレーションによってか、または駆動装置の初期試験の間における経験的測定のいずれかによって、決定される。それらの値は、たとえば、速度および／または負荷および／または回転子角度の関数として特性化され、スイッチオンおよびスイッチオフ角度が格納されるのと同様にして、ルックアップテーブルに格納される。適切な値が、相巻線のチョッピング周期の開始時、または制御システムに適当ないずれかの他の時点に、テーブルから読出され得る。この実施形態はディジタル制御システムに特に適する。この技法を実施する１回路が図９に示されており、ここにおいて、テーブル４８はΔｔの適切な値を保持し、要求電流および／または回転子角度および／または速度によって索引づけされている。これを除き、図９の回路は、図８のものと同一であり、同一部分には同一の参照数字が使用されている。ルックアップテーブル４８への速度信号は、上述のような回転子位置センサの出力からなど、当該技術において周知の多様な方法で導出され得る。
【００４８】
さらに別の開ループ方法は、相巻線においてチョッピングが開始するごとに、Δｔの適切な値を計算することである。これは、図１０に例示したような回路によって実現できる。この特定の例示において、計算ブロック４９は、電流要求および／または速度要求および／または回転子角度の値をその入力として有し、Δｔの出力を与える。本実施形態は、アナログ制御回路およびマイクロプロセッサベースシステムの両方に適切である。図１０の回路は、ルックアップテーブル４８が計算ブロック４９で代替されたことを除き、図９の回路と同一である。ほかの点では、同一部分には同一の参照数字が使用されている。
【００４９】
図１０は、計算ブロック４９を、速度、回転子位置および電流要求の入力を有するものとして示している。他のパラメータまたは変数を使用することもできる。たとえば、コンデンサにおける電流リプルの大きさは、アクティブな位相における電流の大きさおよびデューティサイクル、およびそれらの間の位相角の関数であることが知られている。したがって、コンデンサリプル電流を最小化するようなΔｔの値を求めるために、電流の大きさおよび計算または測定されたデューティサイクルの入力を使用することが可能である。したがって、本発明のこの代替実施形態は、Δｔの適切な値を生成するために、計算ブロック４９への相電流の大きさおよびデューティサイクルの入力を使用するであろう。
【００５０】
上述の開ループの実施形態は、コンデンサ電流リプルの有益な低減をもたらす。導通周期の間のインタリーブした波形の変化は、Δｔの最適値を動的に選択し、それによってコンデンサ電流リプルを最小化するために閉ループ制御を使用する、本発明の実施形態において適応され得る。最小化は、多数の周知の極小化関数のいずれか１つに従って実行できる。これは、上述の開ループシステムの拡張である。なぜなら、２つの位相のデューティサイクル間の不一致にかかわらず、極小化関数は、リプル電流が最小値である位相角を見つけるはずだからである。これは、従来のデータの特性化または記憶がまったく要求されないという点で、さらなる利点を有する。ゼロのコンデンサ電流リプルの固定要求、実際のコンデンサ電流リプルを示す信号および適当なフィルタを有する制御ループが導入され、その結果、コンデンサ電流のチョッピング周波数成分だけがコントローラに影響する。（コンデンサ電流には、たとえば電源からの整流器リプルおよび／またはＳＲ機械における基本的な相間スイッチングに起因する低周波成分も存在するであろう。）必要なフィードバックを付与する様々な方法を以下に説明する。
【００５１】
図１１は、ＤＣリンクコンデンサ２５と直列に電流測定分流器５０を備えるシステムを示している。分流器にわたる電圧は帯域フィルタ５２を介して供給され、コンデンサリプル電流を示す信号を生成する。直流コンデンサにおけるリプル電流の特性は、本質的に、そのエネルギーのほとんどが基本チョッピング周波数および最初のいくつかの高調波に集中している方形波のそれである。帯域通過の幅は、リプルエネルギーが直流リンクコンデンサにおいて生起する周波数の範囲の検討と、過度に広い帯域通過による雑音の拒絶との間の妥協である。帯域を適切な数のリプル電流の高調波に制限することによって、過度な雑音エネルギーを通過させることなく、効果の最大部分も同じく実現できる。
【００５２】
帯域フィルタ５２の出力は、制御レギュレータ５４に供給される。このレギュレータは、制御システムに精通した者にとっては明白であろうが、いくつかの形態をとることができる。その最も単純な形態では、それは、慎重に選択された固定ゲインを備える比例コントローラとすることができる。より良好な解決手段は、Δｔの値が変化するとリプルの最小値を能動的に探索するような最小化コントローラを使用することである。一般的に言って、電流およびデューティサイクルの全部の値についてゼロのリプルが実現されることはまずあり得ないが、最小化コントローラは、最小の定常状態誤差を与える条件を求めるはずである。
【００５３】
レギュレータ５４の出力はリミットブロック５６に渡される。Δｔが決してクロックサイクルの周期Ｔより大きくないことが重要である。また、制御ループにおいて安定性が維持されるように、Δｔにスルーリミットが課されることも重要であろう。これらの制約の両方が、リミットブロック５６によって実施できる。リミットブロック５６の出力は、図１０の計算ブロック４９に代るブロック４２’への入力である。
【００５４】
図１２は、関係ｉ＝Ｃｄｖ／ｄｔを使用することによってコンデンサ電流を推定するＤＣリンク間の抵抗分流器を示す。この場合、帯域フィルタは同様に、チョッピング周波数およびその上の少数の高調波の成分を通過させるように構成されている。やはり、レギュレータ５４およびリミッタ５６が、図１０における可変遅延４２’のための制御信号を生成するために使用されている。
【００５５】
コンデンサリプル電流を測定する他の手段は、たとえばホール効果電流センサまたはＡＣ変流器を使用できるであろう。コンデンサ２５の電気インピーダンスが既知であるならば、コンデンサ間の電圧リプルを測定し、以下の関係を使用することによって、リプル電流を評価することが可能であろう。
【００５６】
Ｉ＝Ｖripple／２πｆrippleＣ
ここで、ｆrippleはリプル周波数であり、Ｃはファラド単位での静電容量である。
【００５７】
フィードバック信号を供給する別の方法は、パワーコンバータが一般に、個々の相巻線電流を測定するために変換器を適所に有するという事実を利用することである。その場合、スイッチの状態の知識（パワーコンバータでも入手可能である）によって、相巻線の電流がコンデンサからの電流（スイッチオン）またはコンデンサへの電流（スイッチオフ）に寄与しているかどうかを知ることが可能である。これは、コンデンサ波形の突極部を「再構成」し、電流リプル低減コントローラに信号を供給するために効果的に使用することができる。この方法の特定の利点は、電力回路において必要とされる構成要素がより少なく、結果として得られる波形が相対的に高級な電流変換器から導出され、それに雑音がほとんどない、特に整流器および基本的な位相スイッチングにより生じるあらゆる低周波成分がほとんどないはずであることである。この実施は、高速なディジタル計算能力を備えるマイクロプロセッサベースまたはＡＳＩＣベースのシステムに最良に適するであろう。
【００５８】
上述の例示的実施形態は電動モードの動作に関して説明したが、本発明が発電モードの動作にも等しく適用可能であり、コンデンサ電流リプルの同等な低減をもたらすことが理解されよう。
【００５９】
当業者は、開示された構成の変更が本発明を逸脱することなく可能であることを理解するであろう。したがって、いくつかの実施形態の上述の説明は、例示のために行われており、限定の目的ではない。当業者には、上述の動作に対する著しい変更を伴わずにそれらの装置に若干の修正を行い得ることが明白であろう。本発明は、以下の請求項の精神および範囲のみによって限定されるものである。
【００６０】
【発明の効果】
本発明は、コンデンサ電流を最小化するために切換式リラクタンス機械の入力側の相巻線のスイッチングを動的に調整することを含む。これは、既にチョッピングしている位相に対して入力側の位相のチョッピングクロックの位相角を動的に選択することによって行われる。本発明は、多数の態様で実施できるが、それらは概して開ループ実施および閉ループ実施という２つの部類にあてはまる。
【００６１】
２つの位相の励磁から同時に生じるチョッピング波形は、その２つの位相を制御するチョッピングクロック信号間で移相を設定することによって、電流リプルを最小化するために使用できる。
【００６２】
移相の設定は予め設定することができるか、または、動的開ループまたは閉ループとすることができる。開ループまたは閉ループ制御の下で可変である場合、移相の値は機械のパラメータに基づくことができる。たとえば、要求および速度は、開ループ制御に使用され得る。閉ループ制御の場合、電流リプル自体を表す信号が、コンデンサ電流リプルを最小化するような移相の値を導出するために使用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】周知の切換式リラクタンスシステムの略図を示す。
【図２】パワーコンバータとの単相巻線の接続を示す。
【図３】周知の単一パルスモードの動作に関する電圧、相電流およびコンデンサ電流の波形を示す。
【図４】周知のハードチョッピングモードの動作に関する相電流および供給電流の波形を示す。
【図５】周知のフリーホイールチョッピングモードの動作に関する相電流および供給電流の波形を示す。
【図６】固定周波数電流コントローラに関係する相電流および供給電流の波形を示す。
【図７】本発明の一局面に従って動作する固定周波数電流コントローラに関係する相電流および供給電流の波形を示す。
【図８】本発明の実施の一形態を実施できる回路の図を示す。
【図９】本発明の実施の一形態を実施できる別の回路を示す。
【図１０】本発明の実施の一形態を実施できるさらに別の回路を示す。
【図１１】コンデンサ電流のフィードバックを付与する回路を示す。
【図１２】コンデンサ電流のフィードバックを付与する代替的回路を示す。
【符号の説明】
１１ 入力ＤＣ電源
１２ 切換式リラクタンスモータ
１３ パワーコンバータ
１４ 電子制御装置
１５回転子位置検出器
１６ 相巻線
２１，２２ スイッチング装置
２３，２４ エネルギーリカバリダイオード
２５ コンデンサ
２６，２７ 母線
４１ ライン
４２，４２’ Δｔ遅延付加ブロック
４３ コンパレータ
４４ フリップフロップ
４５ ライン
４６ スイッチ
４８ ルックアップテーブル
４９ 計算ブロック
５０ 電流測定分流器
５２ 帯域フィルタ
５４ 制御レギュレータ
５６ リミッタ
Claims (19)
- 多相切換式リラクタンス機械のコントローラであって、
要求入力に従って機械の第１および第２の位相を順に通電する第１および第２のチョッピング信号を生成する手段と、２つの位相の励磁が同時であるときに、第１の位相のチョッピング信号に対して第２の位相の第２のチョッピング信号を移相する手段とを含むことを特徴とするコントローラ。 - クロック手段と、遅延手段と、セレクタ手段とを含み、チョッピング信号はクロック信号出力から導出され、クロック信号出力と遅延手段からの遅延クロック信号出力との間で切換え可能であり、該セレクタ手段は、一方の位相のチョッピング信号を移相するためにクロック信号出力と遅延クロック信号出力との間で選択するように構成されていることを特徴とする請求項１記載のコントローラ。
- 前記機械の１以上の監視パラメータの変動に対する遅延の値を格納する探索手段を含み、前記移相手段は、監視パラメータに基づく遅延値に対応する前記探索手段からの出力に従って移相を変化させて、一方のチョッピング信号の他方に対する移相を設定するように動作可能であることを特徴とする請求項２記載のコントローラ。
- 前記機械の１以上の監視パラメータから遅延値を確定する計算手段を含み、該計算手段は、遅延手段に遅延値を出力して、遅延された電流チョッピング信号の移相を設定するように動作可能であることを特徴とする請求項２記載のコントローラ。
- 前記機械の監視パラメータが、要求電流、相電流の大きさ、相電流デューティサイクル、回転子角度および機械速度を含む群から選択されることを特徴とする請求項３または４記載のコントローラ。
- 監視パラメータまたは監視パラメータのうちの１つが前記機械の直流リンクにおける電流リプルであることを特徴とする請求項４記載のコントローラ。
- 監視パラメータから電流リプルを相殺する制御出力を生成するように構成されたレギュレータを含み、前記移相手段は、前記一方の位相のチョッピング信号の移相を設定して、直流リンクにおける電流リプルを低減するようにレギュレータの出力に従って可変であることを特徴とする請求項６記載のコントローラ。
- 前記レギュレータのために直流リンクにおける電流リプルから電流リプル信号を生成する帯域フィルタを含むことを特徴とする請求項７記載のコントローラ。
- 前記レギュレータが比例制御出力を生成することを特徴とする請求項７または８記載のコントローラ。
- 制御出力を、第２の電流チョッピング信号の移相の所定の最大値に制限するリミッタをさらに含むことを特徴とする請求項７，８および９のいずれかに記載のコントローラ。
- 請求項１〜１０のいずれかに記載のコントローラを含むことを特徴とする切換式リラクタンス駆動システム。
- 多相切換式リラクタンス駆動の直流リンクにおける電流リプルを低減する方法であって、
要求入力に従って電気機械の第１および第２の位相を順に通電する第１および第２のチョッピング信号を生成し、
２つの位相の励磁が同時であるときに、第１の位相のチョッピング信号に対して第２の位相の第２のチョッピング信号を移相することを特徴とする方法。 - ２つの位相の励磁が同時であるときに、位相の一方に対して少なくとも第１および第２のチョッピング信号の間で選択することによって移相が実行されることを特徴とする請求項１２記載の方法。
- 駆動装置の少なくとも１つの監視パラメータに関係する遅延の値を格納し、
格納された遅延の値に従って、第２のチョッピング信号の移相を設定することとを特徴とする請求項１２または１３記載の方法。 - 駆動装置の少なくとも１つの監視パラメータから移相値を計算し、
計算値に従って第２のチョッピング信号の移相を設定することを特徴とする請求項１２または１３記載の方法。 - 駆動装置の監視パラメータが、要求電流、相電流の大きさ、相電流デューティサイクル、回転子角度および機械速度であることを特徴とする請求項１４または１５記載の方法。
- 監視パラメータが駆動装置の直流リンクにおける電流リプルであることを特徴とする請求項１４または１５記載の方法。
- 監視パラメータから電流リプルを相殺する制御出力を生成し、
制御出力に従って第２のチョッピング信号の移相を変化させて、直流リンクにおける電流リプルを低減するために第２の電流チョッピング信号の移相を設定することを含むことを特徴とする請求項１７記載の方法。 - 電流リプルを示す信号が帯域ろ波されることを特徴とする請求項１７または１８記載の方法。
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