WO2020049673A1 - 電動機制御装置および電動機制御方法 - Google Patents

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WO2020049673A1
WO2020049673A1 PCT/JP2018/032967 JP2018032967W WO2020049673A1 WO 2020049673 A1 WO2020049673 A1 WO 2020049673A1 JP 2018032967 W JP2018032967 W JP 2018032967W WO 2020049673 A1 WO2020049673 A1 WO 2020049673A1
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control
width modulation
pulse width
modulation control
voltage
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PCT/JP2018/032967
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English (en)
French (fr)
Inventor
英和 金井
壮志 野村
Original Assignee
株式会社Ｆｕｊｉ
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • This specification discloses a technique related to a motor control device and a motor control method.
  • the hybrid device described in Patent Document 1 switches between a circular mode in which the trajectory of the primary linkage flux is circular and a hexagonal mode in which the trajectory of the primary linkage flux is hexagonal, by a mode switching signal. As a result, the hybrid device described in Patent Literature 1 attempts to compensate for the insufficient running torque and expand the drive region.
  • Patent Document 1 does not disclose the position of the mover when switching between the circular mode and the hexagonal mode. Therefore, in the hybrid device described in Patent Literature 1, the torque fluctuation caused by the mode switching may increase depending on the position of the mover.
  • the present specification discloses a motor control device and a motor control method capable of suppressing a torque fluctuation caused by switching of pulse width modulation control.
  • a motor control device including a first control unit, a second control unit, and a control change unit.
  • the first control unit performs the first pulse width modulation control in an output region between a regular hexagon indicating an outer edge of an output range of the power converter and an inscribed circle inscribed in the regular hexagon.
  • the second control unit performs the second pulse width modulation control in the inscribed circle and an output region inside the inscribed circle.
  • the control change unit when the mover of the electric motor is located at a predetermined position specified by a predetermined contact of the six contacts formed by the regular hexagon and the inscribed circle, the first pulse width modulation The control and the second pulse width modulation control are switched from one to the other.
  • a motor control method including a first control step, a second control step, and a control change step.
  • the first control step performs first pulse width modulation control in an output region between a regular hexagon indicating an outer edge of an output range of the power converter and an inscribed circle inscribed in the regular hexagon.
  • the second control step performs second pulse width modulation control in the inscribed circle and an output region inside the inscribed circle.
  • the control changing step includes: when the mover of the electric motor is located at a predetermined position specified by a predetermined contact among the six contacts formed by the regular hexagon and the inscribed circle, the first pulse width modulation. The control and the second pulse width modulation control are switched from one to the other.
  • the control change unit is provided.
  • the control change unit is configured to control the first pulse width modulation control and the second pulse width control when the mover of the motor is located at a predetermined position specified by a predetermined contact among the six contacts formed by the regular hexagon and the inscribed circle. Switching from one of the pulse width modulation controls to the other.
  • the output command by the first pulse width modulation control and the output command by the second pulse width modulation control match. Therefore, the above-described motor control device can suppress torque fluctuation caused by switching of the pulse width modulation control. What has been described above for the motor control device can be similarly applied to the motor control method.
  • FIG. 1 is a configuration diagram illustrating an example of a motor control device 10.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating an example of a control block of a control device 60.
  • FIG. 4 is a vector diagram illustrating an example of a relationship between a torque and an armature current.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating an example of a control block of a pulse width modulation control unit 75.
  • FIG. 3 is a schematic diagram illustrating an example of an output range of a power converter 40.
  • FIG. 4 is a vector diagram showing an example of pulse width modulation control by space vector modulation.
  • 5 is a timing chart illustrating an example of pulse width modulation control by space vector modulation.
  • FIG. 4 is a schematic diagram illustrating an example of pulse width modulation control based on carrier comparison.
  • Timing chart which shows an example of the switching method of the pulse width modulation control by the control change part 75c.
  • 15 is a timing chart illustrating another example of a method of switching pulse width modulation control by the control changing unit 75c.
  • 15 is a timing chart illustrating another example of a method of switching pulse width modulation control by the control changing unit 75c.
  • Embodiment 1-1 Configuration Example of Motor Control Device 10
  • the motor control device 10 of the present embodiment includes a power supply 20, a smoothing capacitor 30, a power converter 40, and a control device 60.
  • the electric motor 50 is electrically connected to the power converter 40.
  • the power supply 20 outputs DC power.
  • the power supply 20 only needs to be able to output DC power, and can take various forms.
  • a lead storage battery (battery), a lithium ion battery, a power generator (for example, a fuel cell), or the like can be used.
  • the power supply 20 can also boost low-voltage DC power using, for example, a known boost converter.
  • the smoothing capacitor 30 smoothes the DC power output from the power supply 20.
  • the positive electrode side 20p of the power supply 20 is connected to the positive electrode side 30p of the smoothing capacitor 30.
  • the negative electrode side 20n of the power supply 20 is connected to the negative electrode side 30n of the smoothing capacitor 30, and is connected to a power ground (a reference potential of a high voltage side circuit including the power supply 20).
  • a power ground a reference potential of a high voltage side circuit including the power supply 20.
  • an electrolytic capacitor can be used as the smoothing capacitor 30, for example.
  • the DC power supplied from the power supply 20 is smoothed by the smoothing capacitor 30 to reduce the ripple.
  • the power converter 40 converts DC power output from the power supply 20 into AC power, and outputs the converted AC power to the electric motor 50.
  • the power converter 40 includes a plurality (six) of switching elements (in this embodiment, three pairs of switching elements 41), which are connected in a full bridge. .
  • a positive switching element 4xp connected to the positive electrode 20p of the power supply 20 and a negative switching element 4xn connected to the negative electrode 20n of the power supply 20 are connected in series.
  • the electric motor 50 of the present embodiment is a three-phase motor, and x is any of u, v, and w.
  • the positive switching element 4up indicates a U-phase positive switching element
  • the negative switching element 4un indicates a U-phase negative switching element.
  • a known power switching element can be used for the positive switching element 4xp and the negative switching element 4xn.
  • a known insulated gate bipolar transistor IGBT: Insulated Gate Bipolar Transistor
  • FET Field Effect Transistor
  • each of the plurality (three) of the positive-electrode-side switching elements 4xp includes a control terminal 4g, an input terminal 4c, an output terminal 4e, and a return diode 4d.
  • the control terminal 4g corresponds to a gate terminal
  • the input terminal 4c corresponds to a collector terminal
  • the output terminal 4e corresponds to an emitter terminal.
  • FET field effect transistor
  • the control terminal 4g corresponds to a gate terminal
  • the input terminal 4c corresponds to a drain terminal
  • the output terminal 4e corresponds to a source terminal.
  • the control terminal 4g is connected to the control device 60 via the drive circuit 61b.
  • Each of the plurality of (three) positive-side switching elements 4xp is controlled to open and close based on a drive signal (pulse signal) output from the control device 60.
  • the voltage between the control terminal 4g and the output terminal 4e is defined as a control voltage Vge.
  • Vge When the control voltage Vge is at a low level (a state that is equal to or lower than a predetermined voltage value), the open state in which the input terminal 4c and the output terminal 4e are electrically disconnected is controlled.
  • the control voltage Vge When the control voltage Vge is at a high level (a state where the control voltage Vge exceeds a predetermined voltage value), the closed state in which the input terminal 4c and the output terminal 4e are electrically connected is controlled.
  • a body diode (parasitic diode) of a switching element can be used.
  • a freewheeling diode may be separately provided instead of the body diode, and connected in parallel between the input terminal 4c and the output terminal 4e.
  • the return diode 4d forms a current path from the output terminal 4e to the input terminal 4c when the switching element is open.
  • the switching element can be protected from a reverse current generated by opening and closing of the switching element.
  • the control device 60 controls the opening and closing of a plurality of (six) switching elements (the positive switching element 4xp and the negative switching element 4xn forming the three pairs of switching elements 41) of the power converter 40, and performs power conversion.
  • the control unit 40 is controlled. Thereby, power converter 40 converts DC power output from power supply 20 to AC power.
  • an output terminal 42x is provided between the positive switching element 4xp and the negative switching element 4xn.
  • the output terminal 42x and the phase terminal 43x of the electric motor 50 are electrically connected by a power cable 44x.
  • the power cable 44x supplies the AC power converted by the power converter 40 to the electric motor 50.
  • x is any of u, v, and w.
  • the electric motor 50 includes a stator 51 and a mover 52.
  • the electric motor 50 of the present embodiment is a radial gap type cylindrical electric motor in which the stator 51 and the mover 52 are coaxially arranged.
  • the electric motor 50 may be an axial gap type cylindrical electric motor.
  • the electric motor 50 may be a linear electric motor in which the mover 52 moves linearly with respect to the stator 51.
  • one of the stator 51 and the mover 52 includes a coil (U-phase coil 51u, V-phase coil 51v, and W-phase coil 51w), and the other of the stator 51 and the mover 52 And a permanent magnet (not shown). As shown in FIG.
  • the coils (the U-phase coil 51u, the V-phase coil 51v, and the W-phase coil 51w) can be connected by Y connection.
  • the neutral point is indicated by a neutral point 51n.
  • the coils (the U-phase coil 51u, the V-phase coil 51v, and the W-phase coil 51w) can be connected by ⁇ connection.
  • the control device 60 includes a known central processing unit and a storage device, and forms a control circuit (both are not shown).
  • the central processing unit is a CPU (Central Processing Unit), and can perform various calculation processes.
  • the storage device includes a first storage device and a second storage device.
  • the first storage device is a volatile storage device (RAM: Random Access Memory), and the second storage device is a nonvolatile storage device (ROM: Read Only Only Memory).
  • Control device 60 controls a power conversion system including power converter 40.
  • Control device 60 also controls the opening and closing of a plurality (six) of switching elements (positive switching element 4xp and negative switching element 4xn) of power converter 40 by pulse width modulation (PWM) control.
  • PWM pulse width modulation
  • the control device 60 includes a DC voltage detector 61a, a drive circuit 61b, a current detector 61c, and a position detector 61d.
  • the DC voltage detector 61a detects a DC voltage Vdc of DC power smoothed by the smoothing capacitor 30. Specifically, for example, the DC voltage detector 61a divides the DC voltage Vdc with a plurality of resistors having known resistance values, and outputs the divided DC voltage to the control device 60.
  • the control device 60 obtains the DC voltage divided by a known A / D converter (not shown) or the like, and the DC voltage Vdc of the DC power smoothed by the smoothing capacitor 30 (input to the power converter 40). DC voltage Vdc) can be obtained.
  • the DC voltage Vdc detected by the DC voltage detector 61a is referred to as a DC voltage detection value Vdc_fb.
  • the drive circuit 61b is a drive circuit that amplifies a drive signal output from the control device 60.
  • a known driver circuit can be used.
  • FIG. 1 the connection between the control terminal 4g of each switching element of the power converter 40 and the drive circuit 61b is omitted.
  • the current detector 61c detects an output current output from the power converter 40.
  • the current detector 61c is provided on the power cable 44u and the power cable 44v, and detects the U-phase current Iu and the V-phase current Iv.
  • the U-phase current Iu detected by the current detector 61c is referred to as a U-phase current detection value Iu_fb
  • the V-phase current Iv detected by the current detector 61c is referred to as a V-phase current detection value Iv_fb.
  • the W-phase current Iw can be calculated by subtracting the U-phase current detection value Iu_fb and the V-phase current detection value Iv_fb from zero.
  • a known current detector for example, a current detector using a current transformer, a current detector using a shunt resistor, or the like
  • a known current detector for example, a current detector using a current transformer, a current detector using a shunt resistor, or the like
  • the position detector 61d detects the position of the mover 52 with respect to the stator 51.
  • a known position detector for example, a resolver, an encoder, a Hall sensor, or the like
  • the position of the mover 52 (the rotation angle when the electric motor 50 is a cylindrical electric motor) detected by the position detector 61d is referred to as a mover position ⁇ .
  • the control device 60 can be provided with various detectors other than the detector described above.
  • the central processing unit of the control device 60 reads out the control program of the power converter 40 stored in the second storage device to the first storage device and executes the control program. Further, the above-described detected values and the like are input to the control device 60 via an insulating unit (not shown).
  • the central processing unit outputs an open / close signal to each switching element of the power converter 40 via the insulating unit and the drive circuit 61b shown in FIG. 1 to control the opening / closing of the power converter 40.
  • the insulating unit electrically insulates a low-voltage circuit including the control device 60 from a high-voltage circuit including the power supply 20.
  • the insulating portion for example, a known photocoupler or the like can be used.
  • control device 60 of the present embodiment when considered as a control block, includes a three-phase / two-phase conversion unit 71, a rotation speed calculation unit 72, and a current command value setting unit 73, a current control unit 74, and a pulse width modulation control unit 75.
  • the main magnetic flux direction of the mover magnetic pole (permanent magnet in the present embodiment) of the electric motor 50 is defined as a d-axis direction, and a direction electrically orthogonal to the d-axis direction is defined as a q-axis direction.
  • a voltage equation in a d-axis-q-axis coordinate system of an embedded magnet type synchronous motor in which a permanent magnet is embedded in the mover 52 can be expressed by Expression (1).
  • the voltage in the d-axis direction is represented by a d-axis voltage Vd
  • the voltage in the q-axis direction is represented by a q-axis voltage Vq
  • the winding resistance of each of the coils is represented by a winding resistance R.
  • the d-axis inductance is represented by a d-axis inductance Ld
  • the q-axis inductance is represented by a q-axis inductance Lq.
  • the current in the d-axis direction is represented by a d-axis current Id
  • the current in the q-axis direction is represented by a q-axis current Iq
  • the angular velocity of the mover 52 is represented by an angular velocity ⁇
  • the induced voltage constant is represented by an induced voltage constant ⁇ .
  • the control device 60 controls the power converter 40 by setting the d-axis current command value Id_ref and the q-axis current command value Iq_ref, respectively. Specifically, control device 60 controls power converter 40 by setting d-axis voltage command value Vd_ref and q-axis voltage command value Vq_ref based on d-axis current command value Id_ref and q-axis current command value Iq_ref. I do.
  • the d-axis current command value Id_ref refers to a d-axis current command value
  • the q-axis current command value Iq_ref refers to a q-axis direction current command value.
  • the d-axis voltage command value Vd_ref refers to a voltage command value in the d-axis direction
  • the q-axis voltage command value Vq_ref refers to a q-axis direction voltage command value.
  • Three-phase / two-phase converter 71 calculates a d-axis current calculation value Id_fb, a q-axis current calculation value Iq_fb, and an input current calculation value Iin_fb.
  • the d-axis current calculation value Id_fb refers to the d-axis direction current calculation value
  • the q-axis current calculation value Iq_fb refers to the q-axis direction current calculation value.
  • the input current calculation value Iin_fb refers to the magnitude (absolute value) of the input current Iin input to the electric motor 50. As shown in FIG.
  • the U-phase current detection value Iu_fb and the V-phase current detection value Iv_fb detected by the current detector 61c are input to the three-phase / two-phase conversion unit 71.
  • the W-phase current Iw can be calculated by subtracting the U-phase current detection value Iu_fb and the V-phase current detection value Iv_fb from zero.
  • the detected value (calculated value) of the W-phase current Iw is a W-phase current detected value Iw_fb.
  • the mover position ⁇ detected by the position detector 61d is input to the three-phase / two-phase converter 71.
  • the three-phase / two-phase converter 71 uses the U-phase current detection value Iu_fb, the V-phase current detection value Iv_fb, the W-phase current detection value Iw_fb, and the mover position ⁇ to obtain the d-axis based on the equation (2).
  • the current calculation value Id_fb and the q-axis current calculation value Iq_fb are calculated. Further, the three-phase / two-phase conversion unit 71 calculates the square root of the sum of squares obtained by adding the square of the d-axis current calculation value Id_fb and the square of the q-axis current calculation value Iq_fb, and calculates the input current calculation value Iin_fb. I do.
  • the mover position ⁇ can also be estimated from, for example, temporal changes in the U-phase current detection value Iu_fb, the V-phase current detection value Iv_fb, and the W-phase current detection value Iw_fb. Further, the mover position ⁇ can be estimated from, for example, a temporal change of the induced voltage of each phase.
  • Rotation speed calculation unit 72 The rotation speed calculator 72 calculates the rotation speed Vc of the electric motor 50 (movable element 52). As shown in FIG. 2, the rotational speed calculator 72 receives the mover position ⁇ detected by the position detector 61d. The rotation speed calculation unit 72 can calculate the rotation speed Vc by, for example, time-differentiating the mover position ⁇ . Note that the control device 60 can also measure the rotation speed Vc using a known rotation speed detector. In the present specification, the rotation speed Vc calculated by the rotation speed calculation unit 72 is referred to as a rotation speed calculation value Vc_fb.
  • the current command value setting unit 73 calculates a d-axis current command value Id_ref and a q-axis current command value Iq_ref.
  • the d-axis current command value Id_ref and the q-axis current command value Iq_ref can be calculated by various methods.
  • the current command value setting unit 73 sets, for example, the d-axis current command value Id_ref and the q-axis current command value Iq_ref so that the armature current becomes minimum with respect to the required torque (to minimize the loss). (Maximum efficiency control).
  • Fig. 3 shows an example of the relationship between torque and armature current.
  • a curve L11 shows an example of the relationship between the d-axis current command value Id_ref and the q-axis current command value Iq_ref (relationship of the armature current current vector) when the required torque (torque command value Trq_ref) is constant.
  • the required torque is obtained by setting the current vector of the armature current on the curve L11.
  • the arrow L12 indicates a current vector that minimizes the armature current when obtaining the required torque indicated by the curve L11.
  • the straight line L13 indicates a tangent at the extremum of the curve L11. That is, when the current vector of the armature current is orthogonal to the tangent indicated by the straight line L13, the armature current when obtaining the required torque is minimized.
  • Control device 60 sets torque command value Trq_ref according to the required torque. As shown in FIG. 2, a torque command value Trq_ref is input to the current command value setting unit 73.
  • the current command value setting unit 73 sets the d-axis current command value Id_ref and the q-axis current command value Iq_ref such that the armature current becomes minimum with respect to the torque command value Trq_ref.
  • the d-axis current command value Id_ref and the q-axis current command value Iq_ref corresponding to the required torque (torque command value Trq_ref) are calculated in advance, and are converted into, for example, a map, a table, a relational expression (polynomial), and the like, and are stored in the second storage It is stored in the device.
  • the current control unit 74 calculates a d-axis voltage command value Vd_ref based on the d-axis current command value Id_ref. Further, the current control unit 74 calculates a q-axis voltage command value Vq_ref based on the q-axis current command value Iq_ref. Specifically, the d-axis voltage command value Vd_ref is calculated such that the d-axis current calculation value Id_fb matches the d-axis current command value Id_ref. The q-axis voltage command value Vq_ref is calculated so that the q-axis current calculation value Iq_fb matches the q-axis current command value Iq_ref. The current control unit 74 only needs to be able to calculate the d-axis voltage command value Vd_ref and the q-axis voltage command value Vq_ref, and may take various forms.
  • the current control unit 74 of the present embodiment includes a subtractor 74a, a PI control unit 74b, a subtractor 74c, and a PI control unit 74d.
  • the d-axis current command value Id_ref and the d-axis current calculation value Id_fb are input to the subtractor 74a.
  • the subtractor 74a calculates the deviation ⁇ Id by subtracting the d-axis current calculation value Id_fb from the d-axis current command value Id_ref.
  • the deviation ⁇ Id calculated by the subtractor 74a is output to the PI control unit 74b.
  • the PI control unit 74b performs proportional control and integral control so that the d-axis current calculation value Id_fb matches the d-axis current command value Id_ref.
  • the PI control unit 74b includes a proportional operation unit 74b1, an integration operation unit 74b2, and an adder 74b3.
  • the proportional calculator 74b1 outputs a calculation result obtained by multiplying the deviation ⁇ Id by the proportional gain Kpd.
  • the integration calculator 74b2 outputs a calculation result obtained by multiplying the integration value obtained by integrating the deviation ⁇ Id by an integration gain Kid.
  • the adder 74b3 adds the operation result of the proportional operation unit 74b1 and the operation result of the integration operation unit 74b2. Then, the PI control unit 74b outputs the calculation result of the adder 74b3 as the d-axis voltage command value Vd_ref.
  • the PI control unit 74b may include a differential calculator that outputs a calculation result obtained by multiplying a differential value obtained by differentiating the deviation ⁇ Id by a differential gain. That is, the PI control unit 74b can be a PID control unit that performs proportional control, integral control, and differential control.
  • the q-axis current command value Iq_ref and the q-axis current calculation value Iq_fb are input to the subtractor 74c.
  • the subtractor 74c calculates the deviation ⁇ Iq by subtracting the q-axis current calculation value Iq_fb from the q-axis current command value Iq_ref.
  • the deviation ⁇ Iq calculated by the subtractor 74c is output to the PI control unit 74d.
  • the PI control unit 74d performs proportional control and integral control so that the q-axis current calculation value Iq_fb matches the q-axis current command value Iq_ref.
  • the PI control unit 74d includes a proportional operation unit 74d1, an integration operation unit 74d2, and an adder 74d3.
  • the proportional calculator 74d1 outputs a calculation result obtained by multiplying the deviation ⁇ Iq by the proportional gain Kpq.
  • the integration calculator 74d2 outputs a calculation result obtained by multiplying the integration value obtained by integrating the deviation ⁇ Iq by the integration gain Kiq.
  • the adder 74d3 adds the operation result of the proportional operation unit 74d1 and the operation result of the integration operation unit 74d2. Then, the PI control unit 74d outputs the calculation result of the adder 74d3 as the q-axis voltage command value Vq_ref.
  • the PI control unit 74d may include a differential operation unit that outputs a calculation result obtained by multiplying a differential value obtained by differentiating the deviation ⁇ Iq by a differential gain.
  • the current control unit 74 can calculate the d-axis voltage command value Vd_ref and the q-axis voltage command value Vq_ref by, for example, at least proportional control and integral control among proportional control, integral control, and differential control. .
  • the d-axis voltage command value Vd_ref can be expressed by Expression (3) using the proportional gain Kpd and the integral gain Kid.
  • the q-axis voltage command value Vq_ref can be expressed by Expression (4) using the proportional gain Kpq and the integral gain Kiq.
  • the Laplace operator is represented by a Laplace operator s.
  • Pulse width modulation controller 75 The pulse width modulation control unit 75 generates an open / close signal (pulse signal) for a plurality (six) of switching elements (the positive switching element 4xp and the negative switching element 4xn) of the power converter 40. As shown in FIG. 2, the d-axis voltage command value Vd_ref and the q-axis voltage command value Vq_ref calculated by the current control unit 74 are input to the pulse width modulation control unit 75. The mover position ⁇ detected by the position detector 61d is input to the pulse width modulation control unit 75.
  • the input current calculation value Iin_fb of the electric motor 50 calculated by the three-phase / two-phase conversion unit 71 is input to the pulse width modulation control unit 75.
  • the rotation speed calculation value Vc_fb calculated by the rotation speed calculation unit 72 is input to the pulse width modulation control unit 75.
  • the DC voltage detection value Vdc_fb detected by the DC voltage detector 61a is input to the pulse width modulation control unit 75.
  • the pulse width modulation control unit 75 includes a first control unit 75a, a second control unit 75b, and a control change unit 75c.
  • FIG. 5 shows an example of the output range of the power converter 40.
  • the first control unit 75a outputs an area between a regular hexagon RH1 indicating the outer edge of the output range of the power converter 40 and an inscribed circle IC1 inscribed in the regular hexagon RH1 (hereinafter, referred to as a "first output area").
  • the first pulse width modulation control PWM1 is performed.
  • the first pulse width modulation control PWM1 generates a pulse signal by selecting a predetermined voltage vector from a plurality (eight) of voltage vectors V0 to V7, and generates a pulse signal by a space vector modulation (SVM). Modulation control is preferred.
  • SVM space vector modulation
  • the first control unit 75a uses the d-axis voltage command value Vd_ref, the q-axis voltage command value Vq_ref, and the mover position ⁇ to convert the d-axis-q axis coordinate system (rotational coordinate system) to the ⁇ -axis coordinate system ( It performs coordinate conversion to a stationary coordinate system and performs pulse width modulation control by space vector modulation.
  • FIG. 5 shows the relationship between the d-axis-q-axis coordinate system (rotating coordinate system) and the ⁇ -axis- ⁇ axis coordinate system (stationary coordinate system).
  • the coordinate conversion from the d-axis-q-axis coordinate system (rotating coordinate system) to the ⁇ -axis- ⁇ axis coordinate system (stationary coordinate system) can be expressed by Expression (5).
  • the voltage command value in the ⁇ -axis direction is represented by an ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _ref
  • the voltage command value in the ⁇ -axis direction is represented by a ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _ref.
  • a pulse signal is generated by selecting a predetermined voltage vector from a plurality of (eight) voltage vectors V0 to V7.
  • the voltage vector V1 (1, 0, 0) shown in FIG. 5 indicates the U-phase direction, and the U-phase positive-side switching element 4up, the V-phase negative-side switching element 4vn, and the W-phase negative-side switching element 4wn are closed. State, and the other switching elements are controlled to the open state.
  • the voltage vector V3 (0, 1, 0) indicates the V-phase direction, and the U-phase negative switching element 4un, the V-phase positive switching element 4vp, and the W-phase negative switching element 4wn are controlled to be closed.
  • the voltage vector V2 (1,1,0) is such that the U-phase positive-side switching element 4up, the V-phase positive-side switching element 4vp, and the W-phase negative-side switching element 4wn are controlled to be in a closed state, and other switching is performed. This shows that the element is controlled to the open state.
  • the voltage vector V4 (0, 1, 1) is such that the U-phase negative switching element 4un, the V-phase positive switching element 4vp, and the W-phase positive switching element 4wp are controlled to be closed, and the other switching elements are This indicates that the state is controlled to the open state.
  • the voltage vector V6 (1, 0, 1) is such that the U-phase positive-side switching element 4up, the V-phase negative-side switching element 4vn, and the W-phase positive-side switching element 4wp are controlled to a closed state, and the other switching elements This indicates that the state is controlled to the open state.
  • the voltage vector V0 (0, 0, 0) is controlled by closing the U-phase negative-side switching element 4un, the V-phase negative-side switching element 4vn, and the W-phase negative-side switching element 4wn, and switching the other switching elements. This shows that the element is controlled to the open state.
  • the voltage vector V7 (1, 1, 1) is such that the U-phase positive-side switching element 4up, the V-phase positive-side switching element 4vp, and the W-phase positive-side switching element 4wp are controlled to be closed, and the other switching elements are This indicates that the state is controlled to the open state. That is, the voltage vector V0 (0, 0, 0) and the voltage vector V7 (1, 1, 1) output zero voltage. As shown in FIG.
  • the first control unit 75a determines a plurality of (eight rotation angles) the mover position ⁇ (the rotation angle when the electric motor 50 is a cylindrical electric motor) in the ⁇ -axis coordinate system (stationary coordinate system). ), A predetermined voltage vector is selected from the voltage vectors V0 to V7, and the generation time of the selected voltage vector is controlled.
  • the mover position ⁇ includes a position ⁇ of the command voltage V_ref in the d-axis / q-axis coordinate system (rotational coordinate system) (the rotation angle when the electric motor 50 is a cylindrical electric motor), and the mover position. ⁇ (rotation angle).
  • FIG. 6B shows an example of a timing chart of the open / close signal of the plurality of (six) switching elements (the positive switching element 4xp and the negative switching element 4xn) at this time.
  • the broken line L21 indicates a temporal change in the open / close state of the U-phase positive-side switching element 4up and negative-side switching element 4un.
  • a broken line L22 indicates a temporal change in the open / closed state of the V-phase positive-side switching element 4vp and negative-side switching element 4vn.
  • a broken line L23 indicates a temporal change in the open / close state of the W-phase positive-side switching element 4wp and negative-side switching element 4wn.
  • the first control unit 75a sets a time T1 for generating the voltage vector V1 and a time T2 for generating the voltage vector V2 in the predetermined control cycle Ts.
  • the output state at time T1 shown in FIG. 6B is 1, 0, 0 in the order of U-phase, V-phase, and W-phase, and indicates the output state of the voltage vector V1 described above. That is, the first control unit 75a controls the U-phase positive-side switching element 4up, the V-phase negative-side switching element 4vn, and the W-phase negative-side switching element 4wn to the closed state during the time T1, and performs other switching.
  • a pulse signal for controlling the element to open is generated.
  • the output state at time T2 shown in FIG. 6B is 1, 1, 0 in the order of U phase, V phase, and W phase, indicating the output state of the voltage vector V2 described above. That is, during the time T2, the first control unit 75a controls the U-phase positive-side switching element 4up, the V-phase positive-side switching element 4vp, and the W-phase negative-side switching element 4wn to a closed state, and performs other switching. A pulse signal for controlling the element to open is generated.
  • the first control unit 75a selects the zero voltage in the remaining time T0 of the control cycle Ts. For example, the first control unit 75a selects the voltage vector V0 for half the time T0 (time T0 / 2), and selects the voltage vector V7 for half the time T0 (time T0 / 2).
  • the output state at half the time T0 (the time T0 / 2) shown in FIG. 6B is 0, 0, 0, indicating the output state of the voltage vector V0 described above. That is, the first control unit 75a controls the U-phase negative-side switching element 4un, the V-phase negative-side switching element 4vn, and the W-phase negative-side switching element 4wn to be in the closed state during the first time T0 / 2. , And generates a pulse signal for controlling the other switching elements to the open state.
  • the output state at half the time T0 (time T0 / 2) shown in FIG. 6B is 1, 1, 1 and indicates the output state of the voltage vector V7 described above. That is, the first control unit 75a controls the U-phase positive-side switching element 4up, the V-phase positive-side switching element 4vp, and the W-phase positive-side switching element 4wp to be in the closed state during the last time T0 / 2. , And generates a pulse signal for controlling the other switching elements to the open state.
  • the command voltage in which the voltage vector V1 and the voltage vector V2 shown in FIG. V_ref is obtained.
  • the first control unit 75a selects a predetermined voltage vector from a plurality of (eight) voltage vectors V0 to V7, and outputs the selected voltage vector. The time of occurrence can be controlled.
  • Second control unit 75b The second control unit 75b performs the second pulse width modulation control PWM2 in the inscribed circle IC1 shown in FIG. 5 and an output area inside the inscribed circle IC1 (hereinafter, referred to as a “second output area”).
  • the second pulse width modulation control PWM2 is preferably a pulse width modulation control based on a carrier wave comparison that generates a pulse signal by comparing the magnitude of the carrier wave CW1 with the modulation wave MW1.
  • the second control unit 75b performs coordinate conversion from the d-axis-q-axis coordinate system (rotational coordinate system) to the ⁇ -axis- ⁇ -axis coordinate system (stationary coordinate system) in the same manner as the first control unit 75a.
  • the second control unit 75b performs two-phase / three-phase conversion to calculate three-phase voltage command values (U-phase voltage command value Vu_ref, V-phase voltage command value Vv_ref, and W-phase voltage command value Vw_ref).
  • the U-phase voltage command value Vu_ref refers to a voltage command value in the U-phase direction.
  • the V-phase voltage command value Vv_ref refers to a voltage command value in the V-phase direction.
  • the W-phase voltage command value Vw_ref refers to a voltage command value in the W-phase direction.
  • FIG. 7 shows an example of pulse width modulation control based on carrier wave comparison.
  • a broken line L31 shows an example of a change with time of the carrier wave CW1.
  • the carrier CW1 for example, a carrier signal that changes linearly with time, such as a triangular wave or a sawtooth wave, can be used.
  • the carrier CW1 of the present embodiment is a triangular wave.
  • the frequency of carrier wave CW1 is set sufficiently higher than the output frequency of power converter 40.
  • a curve L32 shows an example of a temporal change of the modulated wave MW1.
  • the modulation wave MW1 is generated based on the three-phase voltage command values (U-phase voltage command value Vu_ref, V-phase voltage command value Vv_ref and W-phase voltage command value Vw_ref) and the DC voltage detection value Vdc_fb, and the modulation of this embodiment is performed.
  • the wave MW1 changes with time in a sinusoidal manner.
  • a broken line L33 shows an example of a pulse signal generated using the carrier wave CW1 and the modulated wave MW1.
  • the second control unit 75b includes, for example, a well-known comparator (not shown), and generates a pulse signal by comparing the magnitude of the carrier wave CW1 with the modulation wave MW1. Specifically, when the modulation wave MW1 indicated by the curve L32 is equal to or lower than the carrier wave CW1 indicated by the broken line L31, the output of the comparator becomes a low level (voltage state equal to or lower than a predetermined voltage value), and the U-phase positive switching element 4 up is controlled to the open state (for example, a section indicated by time T31 in the same figure).
  • the output of the comparator becomes a high level (a voltage state exceeding a predetermined voltage value), and the U-phase positive side switching element 4up Is controlled to be in a closed state (for example, a section indicated by a time T32 in the figure).
  • a pulse signal indicated by a broken line L33 is generated.
  • the second control unit 75b compares the magnitude of the modulated wave (not shown) whose phase is delayed by 120 ° (electrical angle) with respect to the modulated wave MW1 indicated by the curve L32, and the carrier wave CW1, thereby obtaining the V-phase positive electrode.
  • a pulse signal for controlling opening and closing of the side switching element 4vp is generated.
  • the second control unit 75b compares the magnitude of the modulated wave (not shown) whose phase advances by 120 ° (electrical angle) with respect to the modulated wave MW1 indicated by the curve L32, and the carrier wave CW1, thereby obtaining the W-phase.
  • a pulse signal for controlling opening and closing of the positive switching element 4wp is generated.
  • the pulse signal of the negative switching element 4xn is a pulse signal obtained by reversing the open and closed states of the pulse signal of the positive switching element 4xp.
  • the second control unit 75b can perform pulse width modulation control based on carrier wave comparison and generate a pulse signal.
  • the first pulse width modulation control PWM1 of the present embodiment is a pulse width modulation control by space vector modulation that generates a pulse signal by selecting a predetermined voltage vector from a plurality (eight) of voltage vectors V0 to V7. is there.
  • the second pulse width modulation control PWM2 is a pulse width modulation control based on carrier wave comparison that generates a pulse signal by comparing the magnitude of the carrier wave CW1 with the modulation wave MW1.
  • the pulse width modulation control based on the carrier wave comparison the number of times of switching of a plurality of (six) switching elements (the positive switching element 4xp and the negative switching element 4xn) increases as compared with the pulse width modulation control based on the space vector modulation.
  • the motor control device 10 of the present embodiment can improve the efficiency of the power converter 40 at the time of low output (the inscribed circle IC1 shown in FIG. 5 and the second output region inside the inscribed circle IC1). it can.
  • the second control unit 75b controls the voltage utilization rate of the DC voltage Vdc input to the power converter 40 such that the six contacts TP1 to TP6 are formed by the regular hexagon RH1 and the inscribed circle IC1 shown in FIG. Is preferably set.
  • the dashed circle IC0 shown in the figure indicates the output (vector locus of the command voltage V_ref) of the power converter 40 when the amplitude of the carrier wave CW1 and the amplitude of the modulated wave MW1 match (when the modulation factor is 1). ing.
  • the output area outside the circle IC0 is an overmodulation area. Since the armature current of the electric motor 50 is distorted when the overmodulation is performed, the second control unit 75b may improve the voltage utilization rate of the DC voltage Vdc without performing the overmodulation.
  • the second control unit 75b fixes the one-phase modulated wave MW1 at every 60 ° (electrical angle) of the three-phase modulated wave MW1, and modulates the other two-phase modulated wave MW1 to thereby reduce the DC voltage.
  • the voltage utilization of Vdc can also be improved.
  • the second control unit 75b adjusts the DC voltage Vdc input to the power converter 40 so that the six contacts TP1 to TP6 are formed by the regular hexagon RH1 and the inscribed circle IC1 shown in FIG. Voltage utilization can be set.
  • the second pulse width modulation control PWM2 is a pulse width modulation control based on carrier wave comparison
  • the predetermined position is a position specified by a predetermined contact among the six contacts TP1 to TP6 formed by the regular hexagon RH1 and the inscribed circle IC1 shown in FIG. 5 (rotation angle when the electric motor 50 is a cylindrical electric motor). It is. For example, in the predetermined position ⁇ 1 shown in FIG.
  • the line connecting the contact point TP1 and the origin 0 is one of two coordinate axes ( ⁇ axis and ⁇ axis) of the ⁇ axis- ⁇ axis coordinate system (stationary coordinate system). Can be represented by an angle with the coordinate axis ( ⁇ -axis) of, and is specified by the contact point TP1.
  • the control changing unit 75c When a predetermined switching condition described later is satisfied and the mover position ⁇ of the mover 52 is at a predetermined position (for example, the predetermined position ⁇ 1), the control changing unit 75c performs the first pulse width modulation control PWM1 and the second pulse width modulation control PWM1. Switching from one of the pulse width modulation control PWM2 to the other.
  • the control changing unit 75c can switch the pulse width modulation control at any of the six contacts TP1 to TP6, and the contacts are not limited. Further, the contact when switching from the first pulse width modulation control PWM1 to the second pulse width modulation control PWM2 is the same as the contact when switching from the second pulse width modulation control PWM2 to the first pulse width modulation control PWM1. May be different.
  • the output range of the power converter 40 increases in the first output region (the regular hexagon RH1 shown in FIG. 5 and the inscribed region inscribed in the regular hexagon RH1). (The output area between the circle IC1). Conversely, as the input current Iin of the motor 50 decreases, the output range of the power converter 40 approaches the second output region (the inscribed circle IC1 and the output region inside the inscribed circle IC1).
  • the above description regarding the input current Iin of the electric motor 50 can be similarly applied to the output torque Tout of the electric motor 50.
  • the control change unit 75c changes the second pulse width modulation control PWM2 to the first pulse width modulation control. It is preferable to switch to PWM1. Further, when the input current Iin or the output torque Tout of the electric motor 50 becomes smaller than the predetermined threshold TH1, the control change unit 75c preferably switches from the first pulse width modulation control PWM1 to the second pulse width modulation control PWM2. . Thereby, the motor control device 10 can switch the pulse width modulation control according to the load state of the motor 50 based on the input current Iin or the output torque Tout of the motor 50.
  • the control change unit 75c of the present embodiment uses the input current calculation value Iin_fb as the input current Iin of the electric motor 50.
  • the control change unit 75c uses the torque command value Trq_ref as the output torque Tout of the electric motor 50.
  • the predetermined threshold value TH1 is, for example, the input current Iin or the output torque Tout of the electric motor 50 when the output of the power converter 40 (the vector locus of the command voltage V_ref) is represented by the inscribed circle IC1 shown in FIG. Can be set.
  • the predetermined threshold value TH1 can be obtained in advance by, for example, simulation, measurement using an actual device, or the like.
  • control change unit 75c performs predetermined switching between switching from the second pulse width modulation control PWM2 to the first pulse width modulation control PWM1 and switching from the first pulse width modulation control PWM1 to the second pulse width modulation control PWM2. It is preferable to have a hysteresis width HY0 of Thereby, the motor control device 10 can suppress hunting in switching of the pulse width modulation control.
  • the control change unit 75c when the input current Iin or the output torque Tout of the electric motor 50 becomes equal to or more than the first predetermined threshold TH11, the control change unit 75c outputs the first pulse from the second pulse width modulation control PWM2. Switch to width modulation control PWM1 (see arrow L41).
  • the control changing unit 75c switches from the first pulse width modulation control PWM1 to the second pulse width modulation control PWM2 (arrow). L42).
  • the hysteresis width HY0 is a subtraction value obtained by subtracting the second predetermined threshold TH12 from the first predetermined threshold TH11. Note that the hysteresis width HY0 is set such that pulse width modulation control can be switched at a predetermined position specified by a predetermined one of the six contacts TP1 to TP6.
  • the hysteresis width HY0 can be obtained in advance by, for example, simulation, measurement using an actual device, or the like.
  • the first output area (the output area between the regular hexagon RH1 shown in FIG. 5 and the inscribed circle IC1 inscribed in the regular hexagon RH1) is the second output area (the inscribed circle IC1 and the output inside the inscribed circle IC1). Area), the voltage utilization rate of the DC voltage Vdc input to the power converter 40 is higher. Therefore, the motor control device 10 can facilitate the flow of the armature current at the time of high output (the first output region between the regular hexagon RH1 and the inscribed circle IC1 inscribed in the regular hexagon RH1 shown in FIG. 5). As a result, the output torque Tout (powering torque) of the electric motor 50 can be increased.
  • the control change unit 75c of the present embodiment uses the calculated rotation speed Vc_fb as the rotation speed Vc of the electric motor 50.
  • the method of setting the predetermined threshold value TH1 can be similarly applied to the predetermined rotation speed TH2.
  • the motor 50 is designed so that the maximum value of the rotation speed Vc is smaller than the rated rotation speed VR0. Therefore, it is preferable that the predetermined rotation speed TH2 is the rated rotation speed VR0 when the output of the electric motor 50 is the rated output PR0. Thereby, the motor control device 10 can set the second output area (the inscribed circle IC1 and the output area inside the inscribed circle IC1 shown in FIG. 5) to the output area of the rated output PR0 or less.
  • the rated output PR0 and the rated rotation speed VR0 are constants determined by the electric motor 50.
  • the control change unit 75c changes the second pulse width modulation control PWM2 to the first pulse width modulation control PWM1. (See arrow L43). Further, the control changing unit 75c can also switch from the first pulse width modulation control PWM1 to the second pulse width modulation control PWM2 when the rotation speed Vc of the electric motor 50 becomes lower than the second predetermined rotation speed TH22 (arrow). L44). Thereby, the motor control device 10 can suppress hunting in switching of the pulse width modulation control.
  • the hysteresis width HY0 is a subtraction value obtained by subtracting the second predetermined rotation speed TH22 from the first predetermined rotation speed TH21. What has been described about the method of setting the hysteresis width HY0 can be similarly applied to the present embodiment.
  • Second Modification For example, it is assumed that the supply state of the DC power from the power supply 20 shown in FIG. 1 becomes unstable and the DC voltage Vdc input to the power converter 40 decreases. At this time, there is a case where it is desired to increase the voltage utilization rate of the DC voltage Vdc and continue driving the electric motor 50 as much as possible.
  • the control change unit 75c when the DC voltage Vdc input to the power converter 40 becomes lower than the predetermined voltage TH3, the control change unit 75c outputs the first pulse width from the second pulse width modulation control PWM2. It is preferable to switch to the modulation control PWM1.
  • the control change unit 75c preferably switches from the first pulse width modulation control PWM1 to the second pulse width modulation control PWM2 when the DC voltage Vdc input to the power converter 40 becomes equal to or higher than the predetermined voltage TH3. is there.
  • the first output area (the output area between the regular hexagon RH1 and the inscribed circle IC1 inscribed in the regular hexagon RH1 shown in FIG. 5) is the second output area (the inscribed circle IC1 and the inscribed circle IC1).
  • the voltage utilization rate of the DC voltage Vdc is higher than that of the output area inside the circle IC1). Therefore, motor controller 10 can easily continue driving motor 50 when DC voltage Vdc input to power converter 40 decreases.
  • the control change unit 75c of the present embodiment uses the detected DC voltage value Vdc_fb as the DC voltage Vdc input to the power converter 40.
  • the method of setting the predetermined threshold value TH1 can be similarly applied to the DC voltage Vdc.
  • the control changing unit 75c when the DC voltage Vdc input to the power converter 40 becomes lower than the first predetermined voltage TH31, the control changing unit 75c outputs the first pulse width modulation control PWM2 from the second pulse width modulation control PWM2. It is also possible to switch to the width modulation control PWM1 (see arrow L45). Further, when the DC voltage Vdc input to the power converter 40 becomes equal to or higher than the second predetermined voltage TH32, the control changing unit 75c switches from the first pulse width modulation control PWM1 to the second pulse width modulation control PWM2. (See arrow L46). Thereby, the motor control device 10 can suppress hunting in switching of the pulse width modulation control.
  • the hysteresis width HY0 is a subtraction value obtained by subtracting the first predetermined voltage TH31 from the second predetermined voltage TH32. What has been described about the method of setting the hysteresis width HY0 can be similarly applied to the present embodiment.
  • the first pulse width modulation control PWM1 and the second pulse width modulation control PWM2 may be pulse width modulation control based on carrier wave comparison that generates a pulse signal by comparing the magnitude of the carrier wave CW1 with the modulation wave MW1. good.
  • the voltage utilization of the DC voltage Vdc input to the power converter 40 is set higher than in the second pulse width modulation control PWM2.
  • the second control unit 75b preferably sets the voltage utilization of the DC voltage Vdc input to the power converter 40 so that the six contacts TP1 to TP6 are formed by the regular hexagon RH1 and the inscribed circle IC1. It is.
  • the motor control device 10 of the present embodiment can fix the switching frequency by the frequency of the carrier wave CW1, and can reduce the calculation load when the switching frequency is increased as compared with the embodiment.
  • the first controller 75a and the second controller 75b can perform various pulse width modulation controls. At least one of the first control unit 75a and the second control unit 75b can perform, for example, pulse width modulation control based on instantaneous value comparison. In pulse width modulation control based on instantaneous value comparison, an error between an output and a command value is input to a hysteresis comparator, and tracking control is performed so that the error falls within a threshold value of the hysteresis comparator.
  • the motor control device 10 can perform various vector controls.
  • the motor control device 10 can include, for example, a decoupling control unit.
  • the decoupling control unit cancels the interference of the d-axis current Id on the q-axis voltage Vq ( ⁇ ⁇ Ld ⁇ Id shown in Expression (1)), and the interference of the q-axis current Iq on the d-axis voltage Vd (Expression ( - ⁇ ⁇ Lq ⁇ Iq) shown in 1) is canceled.
  • the motor control device 10 includes a maximum torque control for controlling the output torque to be the maximum for the same current, a power factor 1 control for controlling the power factor to 1, and a d-axis for controlling the d-axis current Id to zero. Current zero control or the like can also be performed.
  • the motor control method includes a first control step, a second control step, and a control change step.
  • the first pulse width modulation control PWM1 is performed in an output region between a regular hexagon RH1 indicating the outer edge of the output range of the power converter 40 and an inscribed circle IC1 inscribed in the regular hexagon RH1.
  • the second pulse width modulation control PWM2 is performed in the inscribed circle IC1 and the output region inside the inscribed circle IC1.
  • the control change step is performed when the mover 52 of the electric motor 50 is located at a predetermined position specified by a predetermined one of the six contacts TP1 to TP6 formed by the regular hexagon RH1 and the inscribed circle IC1. Switching from one of the pulse width modulation control PWM1 and the second pulse width modulation control PWM2 to the other. That is, the first control step corresponds to the control performed by the first control unit 75a. The second control step corresponds to the control performed by the second control unit 75b. The control change step corresponds to control performed by the control change unit 75c.
  • the control change unit 75c is provided.
  • the mover 52 of the electric motor 50 is located at a predetermined position specified by a predetermined contact among the six contacts TP1 to TP6 formed by the regular hexagon RH1 and the inscribed circle IC1, Switching from one of the one pulse width modulation control PWM1 and the second pulse width modulation control PWM2 to the other.
  • the output command by the first pulse width modulation control PWM1 matches the output command by the second pulse width modulation control PWM2. Therefore, the motor control device 10 can suppress the torque fluctuation caused by the switching of the pulse width modulation control. What has been described above for the motor control device 10 can be similarly applied to the motor control method.
  • 10 electric motor control device
  • 40 electric power converter
  • 50 electric motor
  • 52 mover
  • 75a first control unit
  • 75b second control unit
  • 75c control change unit
  • RH1 regular hexagon
  • IC1 inscribed circle
  • TP1 to TP6 contact point
  • ⁇ 1 predetermined position
  • PWM1 first pulse width modulation control
  • PWM2 second pulse width modulation control
  • V0 to V7 voltage vector
  • CW1 carrier wave
  • MW1 modulated wave
  • Iin input current
  • Tout output torque
  • TH1 predetermined threshold
  • Vc rotation speed
  • TH2 predetermined rotation speed
  • PR0 Rated output
  • VR0 Rated rotation speed
  • Vdc DC voltage
  • TH3 predetermined voltage
  • HY0 hysteresis width.

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Abstract

電動機制御装置は、第一制御部と、第二制御部と、制御変更部とを備える。第一制御部は、電力変換器の出力範囲の外縁を示す正六角形と正六角形に内接する内接円との間の出力領域において第一パルス幅変調制御を行う。第二制御部は、内接円および内接円より内側の出力領域において第二パルス幅変調制御を行う。制御変更部は、電動機の可動子が正六角形および内接円によって形成される六つの接点のうちの所定の接点によって特定される所定位置に位置するときに、第一パルス幅変調制御および第二パルス幅変調制御のうちの一方から他方に切り替える。

Description

電動機制御装置および電動機制御方法
　本明細書は、電動機制御装置および電動機制御方法に関する技術を開示する。
　特許文献１に記載のハイブリッド装置は、一次鎖交磁束の軌跡を円形にする円形モードと、一次鎖交磁束の軌跡を六角形にする六角形モードとをモード切り替え信号によって切り替える。これにより、特許文献１に記載のハイブリッド装置は、不足する力行トルクを補い、駆動領域を拡大しようとしている。
特開平８－３３３９９号公報
　しかしながら、特許文献１は、円形モードと六角形モードとを切り替えるときの可動子の位置について開示するものではない。そのため、特許文献１に記載のハイブリッド装置は、可動子の位置によっては、モード切り替えによって生じるトルク変動が増大する可能性がある。
　このような事情に鑑みて、本明細書は、パルス幅変調制御の切り替えによって生じるトルク変動を抑制可能な電動機制御装置および電動機制御方法を開示する。
　本明細書は、第一制御部と、第二制御部と、制御変更部とを備える電動機制御装置を開示する。前記第一制御部は、電力変換器の出力範囲の外縁を示す正六角形と前記正六角形に内接する内接円との間の出力領域において第一パルス幅変調制御を行う。前記第二制御部は、前記内接円および前記内接円より内側の出力領域において第二パルス幅変調制御を行う。前記制御変更部は、電動機の可動子が前記正六角形および前記内接円によって形成される六つの接点のうちの所定の接点によって特定される所定位置に位置するときに、前記第一パルス幅変調制御および前記第二パルス幅変調制御のうちの一方から他方に切り替える。
　また、本明細書は、第一制御工程と、第二制御工程と、制御変更工程とを備える電動機制御方法を開示する。前記第一制御工程は、電力変換器の出力範囲の外縁を示す正六角形と前記正六角形に内接する内接円との間の出力領域において第一パルス幅変調制御を行う。前記第二制御工程は、前記内接円および前記内接円より内側の出力領域において第二パルス幅変調制御を行う。前記制御変更工程は、電動機の可動子が前記正六角形および前記内接円によって形成される六つの接点のうちの所定の接点によって特定される所定位置に位置するときに、前記第一パルス幅変調制御および前記第二パルス幅変調制御のうちの一方から他方に切り替える。
　上記の電動機制御装置によれば、制御変更部を備える。制御変更部は、電動機の可動子が正六角形および内接円によって形成される六つの接点のうちの所定の接点によって特定される所定位置に位置するときに、第一パルス幅変調制御および第二パルス幅変調制御のうちの一方から他方に切り替える。電動機の可動子が所定の接点によって特定される所定位置に位置するときには、第一パルス幅変調制御による出力指令と、第二パルス幅変調制御による出力指令とが一致する。よって、上記の電動機制御装置は、パルス幅変調制御の切り替えによって生じるトルク変動を抑制することができる。電動機制御装置について上述したことは、電動機制御方法についても同様に言える。
電動機制御装置１０の一例を示す構成図である。 制御装置６０の制御ブロックの一例を示すブロック図である。 トルクと電機子電流の関係の一例を示すベクトル図である。 パルス幅変調制御部７５の制御ブロックの一例を示すブロック図である。 電力変換器４０の出力範囲の一例を示す模式図である。 空間ベクトル変調によるパルス幅変調制御の一例を示すベクトル図である。 空間ベクトル変調によるパルス幅変調制御の一例を示すタイミングチャートである。 搬送波比較によるパルス幅変調制御の一例を示す模式図である。 制御変更部７５ｃによるパルス幅変調制御の切り替え方法の一例を示すタイミングチャートである。 制御変更部７５ｃによるパルス幅変調制御の切り替え方法の他の一例を示すタイミングチャートである。 制御変更部７５ｃによるパルス幅変調制御の切り替え方法の他の一例を示すタイミングチャートである。
　１．実施形態
　１－１．電動機制御装置１０の構成例
　図１に示すように、本実施形態の電動機制御装置１０は、電源２０と、平滑コンデンサ３０と、電力変換器４０と、制御装置６０とを備えている。また、電力変換器４０には、電動機５０が電気的に接続されている。
　電源２０は、直流電力を出力する。電源２０は、直流電力を出力することができれば良く、種々の形態をとり得る。電源２０は、例えば、鉛蓄電池（バッテリ）、リチウムイオン電池、発電装置（例えば、燃料電池）などを用いることができる。また、電源２０は、例えば、公知の昇圧コンバータなどを用いて、低電圧の直流電力を昇圧することもできる。
　平滑コンデンサ３０は、電源２０から出力された直流電力を平滑する。電源２０の正極側２０ｐは、平滑コンデンサ３０の正極側３０ｐと接続されている。電源２０の負極側２０ｎは、平滑コンデンサ３０の負極側３０ｎと接続されており、パワーグランド（電源２０を含む高電圧側の回路の基準電位）と接続されている。平滑コンデンサ３０は、例えば、電解コンデンサを用いることができる。電源２０から供給された直流電力は、平滑コンデンサ３０によって平滑されてリップルが低減される。
　電力変換器４０は、電源２０から出力された直流電力を交流電力に変換し、変換された交流電力を電動機５０に出力する。図１に示すように、電力変換器４０は、複数（６つ）のスイッチング素子（本実施形態では、三組の一対のスイッチング素子４１）を備えており、これらは、フルブリッジ接続されている。三組の一対のスイッチング素子４１の各々は、電源２０の正極側２０ｐに接続される正極側スイッチング素子４ｘｐと、電源２０の負極側２０ｎに接続される負極側スイッチング素子４ｘｎとが直列接続されている。なお、本実施形態の電動機５０は三相機であり、ｘは、ｕ、ｖ、ｗのうちのいずれかである。例えば、正極側スイッチング素子４ｕｐは、Ｕ相の正極側スイッチング素子を示しており、負極側スイッチング素子４ｕｎは、Ｕ相の負極側スイッチング素子を示している。
　正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎは、公知の電力用スイッチング素子を用いることができる。正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎは、例えば、公知の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることができる。また、正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎは、例えば、公知の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることもできる。
　図１に示すように、複数（３つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐの各々は、制御端子４ｇと、入力端子４ｃと、出力端子４ｅと、還流ダイオード４ｄとを備えている。例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）では、制御端子４ｇは、ゲート端子に相当し、入力端子４ｃは、コレクタ端子に相当し、出力端子４ｅは、エミッタ端子に相当する。電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）では、制御端子４ｇは、ゲート端子に相当し、入力端子４ｃは、ドレイン端子に相当し、出力端子４ｅは、ソース端子に相当する。制御端子４ｇは、駆動回路６１ｂを介して、制御装置６０と接続されている。複数（３つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐの各々は、制御装置６０から出力される駆動信号（パルス信号）に基づいて開閉制御される。
　制御端子４ｇと出力端子４ｅとの間の電圧を制御電圧Ｖｇｅとする。例えば、制御電圧Ｖｇｅがローレベル（所定電圧値以下の状態）のときには、入力端子４ｃと出力端子４ｅとの間が電気的に遮断された開状態に制御される。制御電圧Ｖｇｅがハイレベル（所定電圧値を超えている状態）のときには、入力端子４ｃと出力端子４ｅとの間が電気的に導通された閉状態に制御される。
　還流ダイオード４ｄは、例えば、スイッチング素子のボディダイオード（寄生ダイオード）を用いることができる。また、ボディダイオードの代わりに、還流ダイオードを別途設けて、入力端子４ｃと出力端子４ｅとの間に並列接続することもできる。還流ダイオード４ｄは、スイッチング素子が開状態のときに、出力端子４ｅ側から入力端子４ｃ側に向かう電流経路を形成する。これにより、スイッチング素子の開閉に伴って生じる逆電流から当該スイッチング素子を保護することができる。
　複数（３つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐについて上述したことは、複数（３つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎについても同様に言える。制御装置６０は、電力変換器４０の複数（６つ）のスイッチング素子（三組の一対のスイッチング素子４１を構成する正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎ）を開閉制御して、電力変換器４０を制御する。これにより、電力変換器４０は、電源２０から出力された直流電力を交流電力に変換する。
　図１に示すように、正極側スイッチング素子４ｘｐと負極側スイッチング素子４ｘｎとの間には、出力端子４２ｘが設けられている。出力端子４２ｘと、電動機５０の相端子４３ｘとの間は、電力ケーブル４４ｘによって電気的に接続されている。電力ケーブル４４ｘは、電力変換器４０によって変換された交流電力を電動機５０に給電する。なお、ｘは、ｕ、ｖ、ｗのうちのいずれかである。
　電動機５０は、固定子５１と可動子５２とを備えている。本実施形態の電動機５０は、固定子５１および可動子５２が同軸に配設されるラジアル空隙型の円筒状電動機である。なお、電動機５０は、アキシャル空隙型の円筒状電動機であっても良い。また、電動機５０は、可動子５２が固定子５１に対して直線状に移動するリニア電動機であっても良い。いずれの場合も、固定子５１および可動子５２のうちの一方は、コイル（Ｕ相コイル５１ｕ、Ｖ相コイル５１ｖ、Ｗ相コイル５１ｗ）を備え、固定子５１および可動子５２のうちの他方は、永久磁石（図示略）を備えていると良い。図１に示すように、コイル（Ｕ相コイル５１ｕ、Ｖ相コイル５１ｖ、Ｗ相コイル５１ｗ）は、Ｙ結線で接続することができる。同図では、中性点が中性点５１ｎで示されている。なお、コイル（Ｕ相コイル５１ｕ、Ｖ相コイル５１ｖ、Ｗ相コイル５１ｗ）は、Δ結線で接続することもできる。
　制御装置６０は、公知の中央演算装置および記憶装置を備えており、制御回路が構成されている（いずれも図示略）。中央演算装置は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）であり、種々の演算処理を行うことができる。記憶装置は、第一記憶装置および第二記憶装置を備えている。第一記憶装置は、揮発性の記憶装置（ＲＡＭ：Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）であり、第二記憶装置は、不揮発性の記憶装置（ＲＯＭ：Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）である。制御装置６０は、電力変換器４０を含む電力変換システムを制御する。また、制御装置６０は、電力変換器４０の複数（６つ）のスイッチング素子（正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎ）をパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によって開閉制御する。
　図１に示すように、制御装置６０は、直流電圧検出器６１ａと、駆動回路６１ｂと、電流検出器６１ｃと、位置検出器６１ｄとを備えている。直流電圧検出器６１ａは、平滑コンデンサ３０によって平滑された直流電力の直流電圧Ｖｄｃを検出する。具体的には、直流電圧検出器６１ａは、例えば、抵抗値が既知の複数の抵抗器によって当該直流電圧Ｖｄｃを分圧して、分圧された直流電圧を制御装置６０に出力する。制御装置６０は、公知のＡ／Ｄ変換器（図示略）などによって分圧された直流電圧を知得し、平滑コンデンサ３０によって平滑された直流電力の直流電圧Ｖｄｃ（電力変換器４０に入力される直流電圧Ｖｄｃ）を知得することができる。本明細書では、直流電圧検出器６１ａによって検出された直流電圧Ｖｄｃを直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｆｂという。
　駆動回路６１ｂは、制御装置６０から出力される駆動信号を増幅する駆動回路であり、例えば、公知のドライバ回路を用いることができる。なお、図１では、電力変換器４０の各スイッチング素子の制御端子４ｇと、駆動回路６１ｂとの間の接続は、記載が省略されている。
　電流検出器６１ｃは、電力変換器４０から出力される出力電流を検出する。本実施形態では、電流検出器６１ｃは、電力ケーブル４４ｕおよび電力ケーブル４４ｖに設けられており、Ｕ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖを検出する。本明細書では、電流検出器６１ｃによって検出されたＵ相電流ＩｕをＵ相電流検出値Ｉｕ＿ｆｂといい、電流検出器６１ｃによって検出されたＶ相電流ＩｖをＶ相電流検出値Ｉｖ＿ｆｂという。なお、Ｗ相電流Ｉｗは、ゼロからＵ相電流検出値Ｉｕ＿ｆｂおよびＶ相電流検出値Ｉｖ＿ｆｂをそれぞれ減じて算出することができる。電流検出器６１ｃは、公知の電流検出器（例えば、カレントトランスを使用した電流検出器、シャント抵抗器を使用した電流検出器など）を用いることができる。
　位置検出器６１ｄは、固定子５１に対する可動子５２の位置を検出する。位置検出器６１ｄは、公知の位置検出器（例えば、レゾルバ、エンコーダ、ホールセンサなど）を用いることができる。本明細書では、位置検出器６１ｄによって検出された可動子５２の位置（電動機５０が円筒状電動機の場合、回転角）を可動子位置θという。なお、制御装置６０は、上述した検出器以外にも種々の検出器を設けることができる。
　制御装置６０の中央演算装置は、第二記憶装置に記憶されている電力変換器４０の制御プログラムを第一記憶装置に読み出して、制御プログラムを実行する。また、上述した検出値などは、絶縁部（図示略）を介して、制御装置６０に入力される。中央演算装置は、絶縁部および図１に示す駆動回路６１ｂを介して、電力変換器４０の各スイッチング素子に開閉信号を出力して、電力変換器４０を開閉制御する。なお、絶縁部は、制御装置６０を含む低電圧側の回路と、電源２０を含む高電圧側の回路とを電気的に絶縁する。絶縁部は、例えば、公知のフォトカプラなどを用いることができる。
　１－２．制御装置６０による制御例
　図２に示すように、本実施形態の制御装置６０は、制御ブロックとして捉えると、三相／二相変換部７１と、回転速度算出部７２と、電流指令値設定部７３と、電流制御部７４と、パルス幅変調制御部７５とを備えている。
　電動機５０の可動子磁極（本実施形態では、永久磁石）の主磁束方向をｄ軸方向とし、ｄ軸方向と電気的に直交する方向をｑ軸方向とする。例えば、永久磁石が可動子５２に埋設されている埋込磁石型の同期電動機のｄ軸－ｑ軸座標系における電圧方程式は、式（１）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　但し、ｄ軸方向の電圧は、ｄ軸電圧Ｖｄで表し、ｑ軸方向の電圧は、ｑ軸電圧Ｖｑで表す。また、コイル（Ｕ相コイル５１ｕ、Ｖ相コイル５１ｖ、Ｗ相コイル５１ｗ）の各巻線抵抗は、巻線抵抗Ｒで表す。さらに、ｄ軸インダクタンスは、ｄ軸インダクタンスＬｄで表し、ｑ軸インダクタンスは、ｑ軸インダクタンスＬｑで表す。また、ｄ軸方向の電流は、ｄ軸電流Ｉｄで表し、ｑ軸方向の電流は、ｑ軸電流Ｉｑで表す。さらに、可動子５２の角速度は、角速度ωで表し、誘起電圧定数は、誘起電圧定数Φで表す。また、微分演算子は、微分演算子ｐ（＝ｄ／ｄｔ）で表す。
　制御装置６０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆをそれぞれ設定して、電力変換器４０を制御する。具体的には、制御装置６０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆを設定して、電力変換器４０を制御する。但し、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆは、ｄ軸方向の電流指令値をいい、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆは、ｑ軸方向の電流指令値をいう。また、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆは、ｄ軸方向の電圧指令値をいい、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆは、ｑ軸方向の電圧指令値をいう。
　１－２－１．三相／二相変換部７１
　三相／二相変換部７１は、ｄ軸電流算出値Ｉｄ＿ｆｂおよびｑ軸電流算出値Ｉｑ＿ｆｂ、並びに、入力電流算出値Ｉｉｎ＿ｆｂを算出する。但し、ｄ軸電流算出値Ｉｄ＿ｆｂは、ｄ軸方向の電流算出値をいい、ｑ軸電流算出値Ｉｑ＿ｆｂは、ｑ軸方向の電流算出値をいう。入力電流算出値Ｉｉｎ＿ｆｂは、電動機５０に入力される入力電流Ｉｉｎの大きさ（絶対値）をいう。図２に示すように、三相／二相変換部７１には、電流検出器６１ｃによって検出されたＵ相電流検出値Ｉｕ＿ｆｂおよびＶ相電流検出値Ｉｖ＿ｆｂが入力される。既述したように、Ｗ相電流Ｉｗは、ゼロからＵ相電流検出値Ｉｕ＿ｆｂおよびＶ相電流検出値Ｉｖ＿ｆｂをそれぞれ減じて算出することができる。Ｗ相電流Ｉｗの検出値（算出値）は、Ｗ相電流検出値Ｉｗ＿ｆｂとする。また、三相／二相変換部７１には、位置検出器６１ｄによって検出された可動子位置θが入力される。
　三相／二相変換部７１は、Ｕ相電流検出値Ｉｕ＿ｆｂ、Ｖ相電流検出値Ｉｖ＿ｆｂおよびＷ相電流検出値Ｉｗ＿ｆｂ、並びに、可動子位置θを用いて、式（２）に基づいてｄ軸電流算出値Ｉｄ＿ｆｂおよびｑ軸電流算出値Ｉｑ＿ｆｂを算出する。また、三相／二相変換部７１は、ｄ軸電流算出値Ｉｄ＿ｆｂの二乗と、ｑ軸電流算出値Ｉｑ＿ｆｂの二乗とを加算した二乗和の平方根を算出して、入力電流算出値Ｉｉｎ＿ｆｂを算出する。なお、可動子位置θは、例えば、Ｕ相電流検出値Ｉｕ＿ｆｂ、Ｖ相電流検出値Ｉｖ＿ｆｂおよびＷ相電流検出値Ｉｗ＿ｆｂの経時変化から推定することもできる。また、可動子位置θは、例えば、各相の誘起電圧の経時変化から推定することもできる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　１－２－２．回転速度算出部７２
　回転速度算出部７２は、電動機５０（可動子５２）の回転速度Ｖｃを算出する。図２に示すように、回転速度算出部７２には、位置検出器６１ｄによって検出された可動子位置θが入力される。回転速度算出部７２は、例えば、可動子位置θを時間微分して回転速度Ｖｃを算出することができる。なお、制御装置６０は、公知の回転速度検出器を用いて、回転速度Ｖｃを測定することもできる。本明細書では、回転速度算出部７２によって算出された回転速度Ｖｃを回転速度算出値Ｖｃ＿ｆｂという。
　１－２－３．電流指令値設定部７３
　電流指令値設定部７３は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆを算出する。ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆの算出は、種々の方法をとり得る。電流指令値設定部７３は、例えば、所要トルクに対して電機子電流が最小になるように（損失が最小になるように）、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆを設定することができる（最大効率制御）。
　図３は、トルクと電機子電流の関係の一例を示している。曲線Ｌ１１は、所要トルク（トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆ）が一定のときのｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆとｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆの関係（電機子電流の電流ベクトルの関係）の一例を示している。電機子電流の電流ベクトルが曲線Ｌ１１上に設定されることにより、所要トルクが得られる。矢印Ｌ１２は、曲線Ｌ１１で示す所要トルクを得るときに電機子電流が最小になる電流ベクトルを示している。直線Ｌ１３は、曲線Ｌ１１の極値における接線を示している。つまり、電機子電流の電流ベクトルが直線Ｌ１３で示す接線と直交するときに、所要トルクを得る際の電機子電流が最小になる。
　所要トルクが増加するとトルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆが増大され、曲線Ｌ１１は、曲線Ｌ１１ａに移動する。矢印Ｌ１２ａは、このときに電機子電流が最小になる電流ベクトルを示している。逆に、所要トルクが減少するとトルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆが低減され、曲線Ｌ１１は、曲線Ｌ１１ｂに移動する。矢印Ｌ１２ｂは、このときに電機子電流が最小になる電流ベクトルを示している。なお、同図の横軸は、ｄ軸を示し、縦軸は、ｑ軸を示している。
　制御装置６０は、所要トルクに応じて、トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆを設定する。図２に示すように、電流指令値設定部７３には、トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆが入力される。電流指令値設定部７３は、トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆに対して電機子電流が最小になるように、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆを設定する。所要トルク（トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆ）に対応するｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆは、予め算出され、例えば、マップ、テーブル、関係式（多項式）などに変換されて、第二記憶装置に記憶されている。
　１－２－４．電流制御部７４
　電流制御部７４は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆを算出する。また、電流制御部７４は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆに基づいて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆを算出する。具体的には、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆは、ｄ軸電流算出値Ｉｄ＿ｆｂがｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆと一致するように算出される。また、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆは、ｑ軸電流算出値Ｉｑ＿ｆｂがｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆと一致するように算出される。電流制御部７４は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆを算出することができれば良く、種々の形態をとり得る。
　図２に示すように、本実施形態の電流制御部７４は、減算器７４ａと、ＰＩ制御部７４ｂと、減算器７４ｃと、ＰＩ制御部７４ｄとを備えている。減算器７４ａには、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆと、ｄ軸電流算出値Ｉｄ＿ｆｂとが入力される。減算器７４ａは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆからｄ軸電流算出値Ｉｄ＿ｆｂを減じて偏差ΔＩｄを算出する。減算器７４ａによって算出された偏差ΔＩｄは、ＰＩ制御部７４ｂに対して出力される。本実施形態では、ＰＩ制御部７４ｂは、ｄ軸電流算出値Ｉｄ＿ｆｂがｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆと一致するように、比例制御および積分制御を行う。
　ＰＩ制御部７４ｂは、比例演算器７４ｂ１と、積分演算器７４ｂ２と、加算器７４ｂ３とを備えている。比例演算器７４ｂ１は、偏差ΔＩｄに比例ゲインＫｐｄを乗じた演算結果を出力する。積分演算器７４ｂ２は、偏差ΔＩｄを積分した積分値に積分ゲインＫｉｄを乗じた演算結果を出力する。加算器７４ｂ３は、比例演算器７４ｂ１の演算結果と、積分演算器７４ｂ２の演算結果とを加算する。そして、ＰＩ制御部７４ｂは、加算器７４ｂ３の演算結果をｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆとして出力する。なお、ＰＩ制御部７４ｂは、偏差ΔＩｄを微分した微分値に微分ゲインを乗じた演算結果を出力する微分演算器を備えることもできる。つまり、ＰＩ制御部７４ｂは、比例制御、積分制御および微分制御を行うＰＩＤ制御部とすることもできる。
　減算器７４ｃには、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆと、ｑ軸電流算出値Ｉｑ＿ｆｂとが入力される。減算器７４ｃは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆからｑ軸電流算出値Ｉｑ＿ｆｂを減じて偏差ΔＩｑを算出する。減算器７４ｃによって算出された偏差ΔＩｑは、ＰＩ制御部７４ｄに対して出力される。本実施形態では、ＰＩ制御部７４ｄは、ｑ軸電流算出値Ｉｑ＿ｆｂがｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆと一致するように、比例制御および積分制御を行う。
　ＰＩ制御部７４ｄは、比例演算器７４ｄ１と、積分演算器７４ｄ２と、加算器７４ｄ３とを備えている。比例演算器７４ｄ１は、偏差ΔＩｑに比例ゲインＫｐｑを乗じた演算結果を出力する。積分演算器７４ｄ２は、偏差ΔＩｑを積分した積分値に積分ゲインＫｉｑを乗じた演算結果を出力する。加算器７４ｄ３は、比例演算器７４ｄ１の演算結果と、積分演算器７４ｄ２の演算結果とを加算する。そして、ＰＩ制御部７４ｄは、加算器７４ｄ３の演算結果をｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆとして出力する。なお、ＰＩ制御部７４ｄは、ＰＩ制御部７４ｂと同様に、偏差ΔＩｑを微分した微分値に微分ゲインを乗じた演算結果を出力する微分演算器を備えることもできる。
　このように、電流制御部７４は、例えば、比例制御、積分制御および微分制御のうちの少なくとも比例制御および積分制御によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆを算出することができる。なお、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆは、比例ゲインＫｐｄおよび積分ゲインＫｉｄを用いて、式（３）で表すことができる。また、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆは、比例ゲインＫｐｑおよび積分ゲインＫｉｑを用いて、式（４）で表すことができる。いずれもラプラス演算子は、ラプラス演算子ｓで表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　１－２－５．パルス幅変調制御部７５
　パルス幅変調制御部７５は、電力変換器４０の複数（６つ）のスイッチング素子（正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎ）の開閉信号（パルス信号）を生成する。図２に示すように、パルス幅変調制御部７５には、電流制御部７４によって算出されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆが入力される。また、パルス幅変調制御部７５には、位置検出器６１ｄによって検出された可動子位置θが入力される。
　さらに、パルス幅変調制御部７５には、三相／二相変換部７１によって算出された電動機５０の入力電流算出値Ｉｉｎ＿ｆｂが入力される。また、パルス幅変調制御部７５には、回転速度算出部７２によって算出された回転速度算出値Ｖｃ＿ｆｂが入力される。さらに、パルス幅変調制御部７５には、直流電圧検出器６１ａによって検出された直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｆｂが入力される。
　１－３．パルス幅変調制御部７５の詳細
　図４に示すように、パルス幅変調制御部７５は、第一制御部７５ａと、第二制御部７５ｂと、制御変更部７５ｃとを備えている。
　１－３－１．第一制御部７５ａ
　図５は、電力変換器４０の出力範囲の一例を示している。第一制御部７５ａは、電力変換器４０の出力範囲の外縁を示す正六角形ＲＨ１と、正六角形ＲＨ１に内接する内接円ＩＣ１との間の出力領域（以下、「第一出力領域」という。）において、第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１を行う。第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１は、複数（８つ）の電圧ベクトルＶ０～Ｖ７の中から所定の電圧ベクトルを選択することによりパルス信号を生成する空間ベクトル変調（ＳＶＭ：Ｓｐａｃｅ　Ｖｅｃｔｏｒ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によるパルス幅変調制御であると好適である。
　第一制御部７５ａは、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆおよび可動子位置θを用いて、ｄ軸－ｑ軸座標系（回転座標系）からα軸－β軸座標系（静止座標系）への座標変換を行い、空間ベクトル変調によるパルス幅変調制御を行う。ｄ軸－ｑ軸座標系（回転座標系）と、α軸－β軸座標系（静止座標系）との関係は、図５に示される。よって、ｄ軸－ｑ軸座標系（回転座標系）からα軸－β軸座標系（静止座標系）への座標変換は、式（５）で表すことができる。但し、α軸方向の電圧指令値はα軸電圧指令値Ｖα＿ｒｅｆで表し、β軸方向の電圧指令値はβ軸電圧指令値Ｖβ＿ｒｅｆで表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　空間ベクトル変調によるパルス幅変調制御では、複数（８つ）の電圧ベクトルＶ０～Ｖ７の中から所定の電圧ベクトルを選択することにより、パルス信号を生成する。図５に示す電圧ベクトルＶ１（１，０，０）は、Ｕ相方向を示し、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐ、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎおよびＷ相の負極側スイッチング素子４ｗｎが閉状態に制御され、他のスイッチング素子が開状態に制御されることを示している。電圧ベクトルＶ３（０，１，０）は、Ｖ相方向を示し、Ｕ相の負極側スイッチング素子４ｕｎ、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐおよびＷ相の負極側スイッチング素子４ｗｎが閉状態に制御され、他のスイッチング素子が開状態に制御されることを示している。電圧ベクトルＶ５（０，０，１）は、Ｗ相方向を示し、Ｕ相の負極側スイッチング素子４ｕｎ、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎおよびＷ相の正極側スイッチング素子４ｗｐが閉状態に制御され、他のスイッチング素子が開状態に制御されることを示している。
　また、電圧ベクトルＶ２（１，１，０）は、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐ、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐおよびＷ相の負極側スイッチング素子４ｗｎが閉状態に制御され、他のスイッチング素子が開状態に制御されることを示している。電圧ベクトルＶ４（０，１，１）は、Ｕ相の負極側スイッチング素子４ｕｎ、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐおよびＷ相の正極側スイッチング素子４ｗｐが閉状態に制御され、他のスイッチング素子が開状態に制御されることを示している。電圧ベクトルＶ６（１，０，１）は、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐ、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎおよびＷ相の正極側スイッチング素子４ｗｐが閉状態に制御され、他のスイッチング素子が開状態に制御されることを示している。
　なお、電圧ベクトルＶ０（０，０，０）は、Ｕ相の負極側スイッチング素子４ｕｎ、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎおよびＷ相の負極側スイッチング素子４ｗｎが閉状態に制御され、他のスイッチング素子が開状態に制御されることを示している。電圧ベクトルＶ７（１，１，１）は、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐ、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐおよびＷ相の正極側スイッチング素子４ｗｐが閉状態に制御され、他のスイッチング素子が開状態に制御されることを示している。つまり、電圧ベクトルＶ０（０，０，０）および電圧ベクトルＶ７（１，１，１）は、ゼロ電圧を出力する。図５に示すように、空間ベクトル変調によるパルス幅変調制御では、空間的に隣接する電圧ベクトルの位相差が６０°（電気角）の複数（６つ）の電圧ベクトルＶ１～Ｖ６と、ゼロ電圧を出力する少なくとも一つの電圧ベクトルＶ０，Ｖ７とを用いて、パルス信号を生成する。
　具体的には、第一制御部７５ａは、α軸－β軸座標系（静止座標系）における可動子位置γ（電動機５０が円筒状電動機の場合、回転角）に基づいて、複数（８つ）の電圧ベクトルＶ０～Ｖ７の中から所定の電圧ベクトルを選択し、選択した電圧ベクトルの発生時間を制御する。図５に示すように、可動子位置γは、ｄ軸－ｑ軸座標系（回転座標系）における指令電圧Ｖ＿ｒｅｆの位置δ（電動機５０が円筒状電動機の場合、回転角）と、可動子位置θ（回転角）とを加算した位置（回転角）である。
　図５および図６Ａに示すように、例えば、空間的に隣接する二つの電圧ベクトルＶ１，Ｖ２によって形成される領域において、指令電圧Ｖ＿ｒｅｆを発生させる場合を想定する。図６Ｂは、このときの複数（６つ）のスイッチング素子（正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎ）の開閉信号のタイミングチャートの一例を示している。具体的には、折線Ｌ２１は、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐおよび負極側スイッチング素子４ｕｎの開閉状態の経時変化を示している。折線Ｌ２２は、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐおよび負極側スイッチング素子４ｖｎの開閉状態の経時変化を示している。折線Ｌ２３は、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐおよび負極側スイッチング素子４ｗｎの開閉状態の経時変化を示している。
　図６Ａおよび図６Ｂに示すように、第一制御部７５ａは、所定の制御周期Ｔｓのうち、電圧ベクトルＶ１を発生させる時間Ｔ１と、電圧ベクトルＶ２を発生させる時間Ｔ２とを設定する。図６Ｂに示す時間Ｔ１における出力状態は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の順に、１，０，０であり、既述した電圧ベクトルＶ１の出力状態を示している。つまり、第一制御部７５ａは、時間Ｔ１の間、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐ、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎおよびＷ相の負極側スイッチング素子４ｗｎを閉状態に制御し、他のスイッチング素子を開状態に制御するパルス信号を生成する。
　同様に、図６Ｂに示す時間Ｔ２における出力状態は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の順に、１，１，０であり、既述した電圧ベクトルＶ２の出力状態を示している。つまり、第一制御部７５ａは、時間Ｔ２の間、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐ、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐおよびＷ相の負極側スイッチング素子４ｗｎを閉状態に制御し、他のスイッチング素子を開状態に制御するパルス信号を生成する。
　なお、第一制御部７５ａは、制御周期Ｔｓの残りの時間Ｔ０において、ゼロ電圧を選択する。例えば、第一制御部７５ａは、時間Ｔ０の半分の時間（時間Ｔ０／２）、電圧ベクトルＶ０を選択し、時間Ｔ０の半分の時間（時間Ｔ０／２）、電圧ベクトルＶ７を選択する。図６Ｂに示す最初の時間Ｔ０の半分の時間（時間Ｔ０／２）における出力状態は、０，０，０であり、既述した電圧ベクトルＶ０の出力状態を示している。つまり、第一制御部７５ａは、最初の時間Ｔ０／２の間、Ｕ相の負極側スイッチング素子４ｕｎ、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎおよびＷ相の負極側スイッチング素子４ｗｎを閉状態に制御し、他のスイッチング素子を開状態に制御するパルス信号を生成する。
　同様に、図６Ｂに示す最後の時間Ｔ０の半分の時間（時間Ｔ０／２）における出力状態は、１，１，１であり、既述した電圧ベクトルＶ７の出力状態を示している。つまり、第一制御部７５ａは、最後の時間Ｔ０／２の間、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐ、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐおよびＷ相の正極側スイッチング素子４ｗｐを閉状態に制御し、他のスイッチング素子を開状態に制御するパルス信号を生成する。
　このように複数（６つ）のスイッチング素子（正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎ）が開閉制御されることにより、図６Ａに示す電圧ベクトルＶ１と電圧ベクトルＶ２とが合成された指令電圧Ｖ＿ｒｅｆが得られる。第一制御部７５ａは、他の領域に指令電圧Ｖ＿ｒｅｆを発生させる場合も同様にして、複数（８つ）の電圧ベクトルＶ０～Ｖ７の中から所定の電圧ベクトルを選択し、選択した電圧ベクトルの発生時間を制御することができる。
　１－３－２．第二制御部７５ｂ
　第二制御部７５ｂは、図５に示す内接円ＩＣ１および内接円ＩＣ１より内側の出力領域（以下、「第二出力領域」という。）において、第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２を行う。第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２は、搬送波ＣＷ１と変調波ＭＷ１とを大小比較することによりパルス信号を生成する搬送波比較によるパルス幅変調制御であると好適である。
　第二制御部７５ｂは、第一制御部７５ａと同様にして、ｄ軸－ｑ軸座標系（回転座標系）からα軸－β軸座標系（静止座標系）への座標変換を行う。また、第二制御部７５ｂは、二相／三相変換して、三相の電圧指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＿ｒｅｆおよびＷ相電圧指令値Ｖｗ＿ｒｅｆ）を算出する。但し、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆは、Ｕ相方向の電圧指令値をいう。Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＿ｒｅｆは、Ｖ相方向の電圧指令値をいう。Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＿ｒｅｆは、Ｗ相方向の電圧指令値をいう。
　図７は、搬送波比較によるパルス幅変調制御の一例を示している。折線Ｌ３１は、搬送波ＣＷ１の経時変化の一例を示している。搬送波ＣＷ１は、例えば、三角波、のこぎり波などの直線状に経時変化する搬送信号を用いることができる。本実施形態の搬送波ＣＷ１は、三角波である。また、搬送波ＣＷ１の周波数は、電力変換器４０の出力周波数と比べて十分高く設定する。曲線Ｌ３２は、変調波ＭＷ１の経時変化の一例を示している。変調波ＭＷ１は、三相の電圧指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＿ｒｅｆおよびＷ相電圧指令値Ｖｗ＿ｒｅｆ）および直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｆｂに基づいて生成され、本実施形態の変調波ＭＷ１は、正弦波状に経時変化する。折線Ｌ３３は、搬送波ＣＷ１および変調波ＭＷ１を用いて生成されるパルス信号の一例を示している。
　第二制御部７５ｂは、例えば、公知の比較器（図示略）を備えており、搬送波ＣＷ１と変調波ＭＷ１とを大小比較することによりパルス信号を生成する。具体的には、曲線Ｌ３２で示す変調波ＭＷ１が折線Ｌ３１で示す搬送波ＣＷ１以下の場合、比較器の出力は、ローレベル（所定電圧値以下の電圧状態）になり、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐは、開状態に制御される（例えば、同図の時間Ｔ３１で示す区間）。逆に、曲線Ｌ３２で示す変調波ＭＷ１が折線Ｌ３１で示す搬送波ＣＷ１より大きい場合、比較器の出力は、ハイレベル（所定電圧値を超えた電圧状態）になり、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐは、閉状態に制御される（例えば、同図の時間Ｔ３２で示す区間）。これを繰り返すことにより、折線Ｌ３３で示すパルス信号が生成される。
　また、第二制御部７５ｂは、曲線Ｌ３２で示す変調波ＭＷ１に対して位相が１２０°（電気角）遅れる変調波（図示略）と、搬送波ＣＷ１とを大小比較することにより、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐを開閉制御するパルス信号を生成する。同様に、第二制御部７５ｂは、曲線Ｌ３２で示す変調波ＭＷ１に対して位相が１２０°（電気角）進む変調波（図示略）と、搬送波ＣＷ１とを大小比較することにより、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐを開閉制御するパルス信号を生成する。さらに、負極側スイッチング素子４ｘｎのパルス信号は、デッドタイムを無視すると、正極側スイッチング素子４ｘｐのパルス信号の開状態および閉状態を反転したパルス信号になる。このようにして、第二制御部７５ｂは、搬送波比較によるパルス幅変調制御を行い、パルス信号を生成することができる。
　本実施形態の第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１は、複数（８つ）の電圧ベクトルＶ０～Ｖ７の中から所定の電圧ベクトルを選択することによりパルス信号を生成する空間ベクトル変調によるパルス幅変調制御である。また、第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２は、搬送波ＣＷ１と変調波ＭＷ１とを大小比較することによりパルス信号を生成する搬送波比較によるパルス幅変調制御である。搬送波比較によるパルス幅変調制御は、空間ベクトル変調によるパルス幅変調制御と比べて、複数（６つ）のスイッチング素子（正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎ）のスイッチング回数が増加する。そのため、搬送波比較によるパルス幅変調制御は、空間ベクトル変調によるパルス幅変調制御と比べて、スイッチング損失は増大するが、電動機５０の電機子電流をより正弦波に近づけることができる。よって、本実施形態の電動機制御装置１０は、低出力時（図５に示す内接円ＩＣ１および内接円ＩＣ１より内側の第二出力領域）において、電力変換器４０の効率を向上させることができる。
　また、第二制御部７５ｂは、図５に示す正六角形ＲＨ１および内接円ＩＣ１によって六つの接点ＴＰ１～ＴＰ６が形成されるように、電力変換器４０に入力される直流電圧Ｖｄｃの電圧利用率を設定すると好適である。同図に示す破線の円ＩＣ０は、搬送波ＣＷ１の振幅と変調波ＭＷ１の振幅とが一致するとき（変調率が１のとき）の電力変換器４０の出力（指令電圧Ｖ＿ｒｅｆのベクトル軌跡）を示している。円ＩＣ０より外側の出力領域は、過変調の領域になる。過変調を行うと電動機５０の電機子電流が歪むので、第二制御部７５ｂは、過変調を行うことなく、直流電圧Ｖｄｃの電圧利用率を改善すると良い。
　第二制御部７５ｂは、例えば、三相の変調波ＭＷ１の各々に第三調波を重畳させることにより、直流電圧Ｖｄｃの電圧利用率を改善することができる。また、第二制御部７５ｂは、三相の変調波ＭＷ１の各々に三の倍数調波を重畳させることにより、直流電圧Ｖｄｃの電圧利用率を改善することもできる。さらに、三相の変調波ＭＷ１のうちの大きさが中間の変調波ＭＷ１を中間変調波とする。このとき、第二制御部７５ｂは、三相の変調波ＭＷ１の各々に中間変調波の大きさの半分（電圧利用率を約１．１５５（＝２／√３）にする場合）を重畳させることにより、直流電圧Ｖｄｃの電圧利用率を改善することもできる。また、第二制御部７５ｂは、三相の変調波ＭＷ１の６０°（電気角）毎に一相の変調波ＭＷ１を固定し、他の二相の変調波ＭＷ１を変調させることにより、直流電圧Ｖｄｃの電圧利用率を改善することもできる。
　このようにして、第二制御部７５ｂは、図５に示す正六角形ＲＨ１および内接円ＩＣ１によって六つの接点ＴＰ１～ＴＰ６が形成されるように、電力変換器４０に入力される直流電圧Ｖｄｃの電圧利用率を設定することができる。例えば、第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２が搬送波比較によるパルス幅変調制御の場合、第二制御部７５ｂは、直流電圧Ｖｄｃの電圧利用率を約１．１５５（＝２／√３）に設定する。
　１－３－３．制御変更部７５ｃ
　制御変更部７５ｃは、電動機５０の可動子５２が所定位置に位置するときに、第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１および第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２のうちの一方から他方に切り替える。所定位置は、図５に示す正六角形ＲＨ１および内接円ＩＣ１によって形成される六つの接点ＴＰ１～ＴＰ６のうちの所定の接点によって特定される位置（電動機５０が円筒状電動機の場合、回転角）である。例えば、図５に示す所定位置γ１は、接点ＴＰ１と原点０とを結ぶ線分が、α軸－β軸座標系（静止座標系）の二つの座標軸（α軸およびβ軸）のうちの一の座標軸（α軸）となす角度によって表すことができ、接点ＴＰ１によって特定される。
　制御変更部７５ｃは、後述する所定の切り替え条件が成立し、かつ、可動子５２の可動子位置γが所定位置（例えば、所定位置γ１）のときに、第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１および第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２のうちの一方から他方に切り替える。なお、制御変更部７５ｃは、六つの接点ＴＰ１～ＴＰ６のうちの任意の接点においてパルス幅変調制御を切り替えることができ、接点は限定されない。また、第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１から第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２に切り替えるときの接点と、第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２から第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１に切り替えるときの接点とは、同じであっても良く、異なっていても良い。
　電動機５０の入力電流Ｉｉｎ（電力変換器４０の出力電流）が増加する程、電力変換器４０の出力範囲は、第一出力領域（図５に示す正六角形ＲＨ１と正六角形ＲＨ１に内接する内接円ＩＣ１との間の出力領域）に近づく。逆に、電動機５０の入力電流Ｉｉｎが減少する程、電力変換器４０の出力範囲は、第二出力領域（内接円ＩＣ１および内接円ＩＣ１より内側の出力領域）に近づく。電動機５０の入力電流Ｉｉｎについて上述したことは、電動機５０の出力トルクＴｏｕｔについても同様に言える。
　よって、図８Ａに示すように、制御変更部７５ｃは、電動機５０の入力電流Ｉｉｎまたは出力トルクＴｏｕｔが所定閾値ＴＨ１以上になったときに、第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２から第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１に切り替えると好適である。また、制御変更部７５ｃは、電動機５０の入力電流Ｉｉｎまたは出力トルクＴｏｕｔが所定閾値ＴＨ１未満になったときに、第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１から第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２に切り替えると好適である。これにより、電動機制御装置１０は、電動機５０の入力電流Ｉｉｎまたは出力トルクＴｏｕｔに基づいて電動機５０の負荷状態に応じて、パルス幅変調制御の切り替えを行うことができる。
　なお、本実施形態の制御変更部７５ｃは、電動機５０の入力電流Ｉｉｎとして、入力電流算出値Ｉｉｎ＿ｆｂを用いる。制御変更部７５ｃは、電動機５０の出力トルクＴｏｕｔとして、トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆを用いる。また、所定閾値ＴＨ１は、例えば、電力変換器４０の出力（指令電圧Ｖ＿ｒｅｆのベクトル軌跡）が、図５に示す内接円ＩＣ１で表されるときの電動機５０の入力電流Ｉｉｎまたは出力トルクＴｏｕｔに設定することができる。所定閾値ＴＨ１は、例えば、シミュレーション、実機による測定などによって、予め取得しておくことができる。
　また、制御変更部７５ｃは、第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２から第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１への切り替えと、第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１から第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２への切り替えとにおいて、所定のヒステリシス幅ＨＹ０をもたせると好適である。これにより、電動機制御装置１０は、パルス幅変調制御の切り替えにおけるハンチングを抑制することができる。この場合、図８Ａに示すように、制御変更部７５ｃは、電動機５０の入力電流Ｉｉｎまたは出力トルクＴｏｕｔが第一所定閾値ＴＨ１１以上になったときに、第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２から第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１に切り替える（矢印Ｌ４１参照）。また、制御変更部７５ｃは、電動機５０の入力電流Ｉｉｎまたは出力トルクＴｏｕｔが第二所定閾値ＴＨ１２未満になったときに、第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１から第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２に切り替える（矢印Ｌ４２参照）。
　ヒステリシス幅ＨＹ０は、第一所定閾値ＴＨ１１から第二所定閾値ＴＨ１２を減じた減算値になる。なお、ヒステリシス幅ＨＹ０は、六つの接点ＴＰ１～ＴＰ６のうちの所定の接点によって特定される所定位置においてパルス幅変調制御を切り替え可能に設定される。ヒステリシス幅ＨＹ０は、例えば、シミュレーション、実機による測定などによって、予め取得しておくことができる。
　２．変形形態
　２－１．第一変形形態
　電動機５０の回転速度Ｖｃが増加する程、電動機５０の誘起電圧（逆起電圧）が増大して、電機子電流が流れ難くなる。その結果、電動機５０の出力トルクＴｏｕｔ（力行トルク）は、減少する。そこで、図８Ｂに示すように、制御変更部７５ｃは、電動機５０の回転速度Ｖｃが所定回転速度ＴＨ２以上になったときに、第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２から第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１に切り替えると好適である。また、制御変更部７５ｃは、電動機５０の回転速度Ｖｃが所定回転速度ＴＨ２未満になったときに、第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１から第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２に切り替えると好適である。
　第一出力領域（図５に示す正六角形ＲＨ１と正六角形ＲＨ１に内接する内接円ＩＣ１との間の出力領域）は、第二出力領域（内接円ＩＣ１および内接円ＩＣ１より内側の出力領域）と比べて、電力変換器４０に入力される直流電圧Ｖｄｃの電圧利用率が高くなる。よって、電動機制御装置１０は、高出力時（図５に示す正六角形ＲＨ１と正六角形ＲＨ１に内接する内接円ＩＣ１との間の第一出力領域）において、電機子電流を流れ易くすることができ、電動機５０の出力トルクＴｏｕｔ（力行トルク）を増大することができる。なお、本形態の制御変更部７５ｃは、電動機５０の回転速度Ｖｃとして、回転速度算出値Ｖｃ＿ｆｂを用いる。また、所定閾値ＴＨ１の設定方法について既述したことは、所定回転速度ＴＨ２についても同様に言える。
　また、電動機５０は、回転速度Ｖｃの最大値が定格回転速度ＶＲ０より小さくなるように設計される。よって、所定回転速度ＴＨ２は、電動機５０の出力が定格出力ＰＲ０のときの定格回転速度ＶＲ０であると好適である。これにより、電動機制御装置１０は、第二出力領域（図５に示す内接円ＩＣ１および内接円ＩＣ１より内側の出力領域）を、定格出力ＰＲ０以下の出力領域に設定することができる。なお、定格出力ＰＲ０および定格回転速度ＶＲ０は、電動機５０によって定まる定数である。
　さらに、図８Ｂに示すように、制御変更部７５ｃは、電動機５０の回転速度Ｖｃが第一所定回転速度ＴＨ２１以上になったときに、第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２から第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１に切り替えることもできる（矢印Ｌ４３参照）。また、制御変更部７５ｃは、電動機５０の回転速度Ｖｃが第二所定回転速度ＴＨ２２未満になったときに、第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１から第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２に切り替えることもできる（矢印Ｌ４４参照）。これにより、電動機制御装置１０は、パルス幅変調制御の切り替えにおけるハンチングを抑制することができる。この場合、ヒステリシス幅ＨＹ０は、第一所定回転速度ＴＨ２１から第二所定回転速度ＴＨ２２を減じた減算値になる。ヒステリシス幅ＨＹ０の設定方法について既述したことは、本形態においても同様に言える。
　２－２．第二変形形態
　例えば、図１に示す電源２０による直流電力の供給状態が不安定になり、電力変換器４０に入力される直流電圧Ｖｄｃが低下したとする。このとき、直流電圧Ｖｄｃの電圧利用率を高くして、可能な限り電動機５０の駆動を継続させたい場合がある。この場合、図８Ｃに示すように、制御変更部７５ｃは、電力変換器４０に入力される直流電圧Ｖｄｃが所定電圧ＴＨ３未満になったときに、第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２から第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１に切り替えると好適である。また、制御変更部７５ｃは、電力変換器４０に入力される直流電圧Ｖｄｃが所定電圧ＴＨ３以上になったときに、第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１から第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２に切り替えると好適である。
　既述したように、第一出力領域（図５に示す正六角形ＲＨ１と正六角形ＲＨ１に内接する内接円ＩＣ１との間の出力領域）は、第二出力領域（内接円ＩＣ１および内接円ＩＣ１より内側の出力領域）と比べて、直流電圧Ｖｄｃの電圧利用率が高くなる。よって、電動機制御装置１０は、電力変換器４０に入力される直流電圧Ｖｄｃが低下したときに、電動機５０の駆動を継続し易くなる。なお、本形態の制御変更部７５ｃは、電力変換器４０に入力される直流電圧Ｖｄｃとして、直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｆｂを用いる。また、所定閾値ＴＨ１の設定方法について既述したことは、直流電圧Ｖｄｃについても同様に言える。
　さらに、図８Ｃに示すように、制御変更部７５ｃは、電力変換器４０に入力される直流電圧Ｖｄｃが第一所定電圧ＴＨ３１未満になったときに、第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２から第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１に切り替えることもできる（矢印Ｌ４５参照）。また、制御変更部７５ｃは、電力変換器４０に入力される直流電圧Ｖｄｃが第二所定電圧ＴＨ３２以上になったときに、第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１から第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２に切り替えることもできる（矢印Ｌ４６参照）。これにより、電動機制御装置１０は、パルス幅変調制御の切り替えにおけるハンチングを抑制することができる。この場合、ヒステリシス幅ＨＹ０は、第二所定電圧ＴＨ３２から第一所定電圧ＴＨ３１を減じた減算値になる。ヒステリシス幅ＨＹ０の設定方法について既述したことは、本形態においても同様に言える。
　２－３．第三変形形態
　第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１および第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２は、搬送波ＣＷ１と変調波ＭＷ１とを大小比較することによりパルス信号を生成する搬送波比較によるパルス幅変調制御であっても良い。このとき、第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１は、第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２と比べて、電力変換器４０に入力される直流電圧Ｖｄｃの電圧利用率が高く設定される。また、第二制御部７５ｂは、正六角形ＲＨ１および内接円ＩＣ１によって六つの接点ＴＰ１～ＴＰ６が形成されるように、電力変換器４０に入力される直流電圧Ｖｄｃの電圧利用率を設定すると好適である。直流電圧Ｖｄｃの電圧利用率の設定方法は、既述した方法を用いることができる。本形態の電動機制御装置１０は、搬送波ＣＷ１の周波数によってスイッチング周波数を固定することができ、スイッチング周波数を高くしたときの演算負荷を実施形態と比べて軽減することができる。
　２－４．その他
　第一制御部７５ａおよび第二制御部７５ｂは、種々のパルス幅変調制御を行うことができる。第一制御部７５ａおよび第二制御部７５ｂのうちの少なくとも一方は、例えば、瞬時値比較によるパルス幅変調制御を行うことができる。瞬時値比較によるパルス幅変調制御は、出力と指令値との誤差をヒステリシスコンパレータに入力し、誤差がヒステリシスコンパレータの閾値以内に収まるように追従制御する。
　また、電動機制御装置１０は、種々のベクトル制御を行うことができる。電動機制御装置１０は、例えば、非干渉化制御部を備えることができる。非干渉化制御部は、ｄ軸電流Ｉｄによるｑ軸電圧Ｖｑへの干渉（式（１）に示すω×Ｌｄ×Ｉｄ）を打ち消し、ｑ軸電流Ｉｑによるｄ軸電圧Ｖｄへの干渉（式（１）に示す－ω×Ｌｑ×Ｉｑ）を打ち消す。また、電動機制御装置１０は、同一電流に対して出力トルクが最大になるように制御する最大トルク制御、力率を１に制御する力率１制御、ｄ軸電流Ｉｄをゼロに制御するｄ軸電流ゼロ制御などを行うこともできる。
　３．電動機制御方法
　電動機制御装置１０について既述したことは、電動機制御方法についても同様に言える。具体的には、電動機制御方法は、第一制御工程と、第二制御工程と、制御変更工程とを備える。第一制御工程は、電力変換器４０の出力範囲の外縁を示す正六角形ＲＨ１と正六角形ＲＨ１に内接する内接円ＩＣ１との間の出力領域において第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１を行う。第二制御工程は、内接円ＩＣ１および内接円ＩＣ１より内側の出力領域において第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２を行う。制御変更工程は、電動機５０の可動子５２が正六角形ＲＨ１および内接円ＩＣ１によって形成される六つの接点ＴＰ１～ＴＰ６のうちの所定の接点によって特定される所定位置に位置するときに、第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１および第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２のうちの一方から他方に切り替える。つまり、第一制御工程は、第一制御部７５ａが行う制御に相当する。第二制御工程は、第二制御部７５ｂが行う制御に相当する。制御変更工程は、制御変更部７５ｃが行う制御に相当する。
　４．実施形態の効果の一例
　電動機制御装置１０によれば、制御変更部７５ｃを備える。制御変更部７５ｃは、電動機５０の可動子５２が正六角形ＲＨ１および内接円ＩＣ１によって形成される六つの接点ＴＰ１～ＴＰ６のうちの所定の接点によって特定される所定位置に位置するときに、第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１および第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２のうちの一方から他方に切り替える。電動機５０の可動子５２が所定の接点によって特定される所定位置に位置するときには、第一パルス幅変調制御ＰＷＭ１による出力指令と、第二パルス幅変調制御ＰＷＭ２による出力指令とが一致する。よって、電動機制御装置１０は、パルス幅変調制御の切り替えによって生じるトルク変動を抑制することができる。電動機制御装置１０について上述したことは、電動機制御方法についても同様に言える。
１０：電動機制御装置、４０：電力変換器、５０：電動機、５２：可動子、
７５ａ：第一制御部、７５ｂ：第二制御部、７５ｃ：制御変更部、
ＲＨ１：正六角形、ＩＣ１：内接円、ＴＰ１～ＴＰ６：接点、
γ１：所定位置、
ＰＷＭ１：第一パルス幅変調制御、ＰＷＭ２：第二パルス幅変調制御、
Ｖ０～Ｖ７：電圧ベクトル、ＣＷ１：搬送波、ＭＷ１：変調波、
Ｉｉｎ：入力電流、Ｔｏｕｔ：出力トルク、ＴＨ１：所定閾値、
Ｖｃ：回転速度、ＴＨ２：所定回転速度、
ＰＲ０：定格出力、ＶＲ０：定格回転速度、
Ｖｄｃ：直流電圧、ＴＨ３：所定電圧、ＨＹ０：ヒステリシス幅。

Claims (10)

  1. 　電力変換器の出力範囲の外縁を示す正六角形と前記正六角形に内接する内接円との間の出力領域において第一パルス幅変調制御を行う第一制御部と、
    　前記内接円および前記内接円より内側の出力領域において第二パルス幅変調制御を行う第二制御部と、
    　電動機の可動子が前記正六角形および前記内接円によって形成される六つの接点のうちの所定の接点によって特定される所定位置に位置するときに、前記第一パルス幅変調制御および前記第二パルス幅変調制御のうちの一方から他方に切り替える制御変更部と、
    を備える電動機制御装置。
  2. 　前記第一パルス幅変調制御は、複数の電圧ベクトルの中から所定の電圧ベクトルを選択することによりパルス信号を生成する空間ベクトル変調によるパルス幅変調制御であり、
    　前記第二パルス幅変調制御は、搬送波と変調波とを大小比較することによりパルス信号を生成する搬送波比較によるパルス幅変調制御である請求項１に記載の電動機制御装置。
  3. 　前記第一パルス幅変調制御および前記第二パルス幅変調制御は、搬送波と変調波とを大小比較することによりパルス信号を生成する搬送波比較によるパルス幅変調制御であり、
    　前記第一パルス幅変調制御は、前記第二パルス幅変調制御と比べて、前記電力変換器に入力される直流電圧の電圧利用率が高く設定されている請求項１に記載の電動機制御装置。
  4. 　前記第二制御部は、前記正六角形および前記内接円によって六つの接点が形成されるように、前記電力変換器に入力される直流電圧の電圧利用率を設定する請求項１～請求項３のいずれか一項に記載の電動機制御装置。
  5. 　前記制御変更部は、前記電動機の入力電流または出力トルクが所定閾値以上になったときに、前記第二パルス幅変調制御から前記第一パルス幅変調制御に切り替え、前記電動機の前記入力電流または前記出力トルクが所定閾値未満になったときに、前記第一パルス幅変調制御から前記第二パルス幅変調制御に切り替える請求項１～請求項４のいずれか一項に記載の電動機制御装置。
  6. 　前記制御変更部は、前記電動機の回転速度が所定回転速度以上になったときに、前記第二パルス幅変調制御から前記第一パルス幅変調制御に切り替え、前記電動機の前記回転速度が所定回転速度未満になったときに、前記第一パルス幅変調制御から前記第二パルス幅変調制御に切り替える請求項１～請求項４のいずれか一項に記載の電動機制御装置。
  7. 　前記所定回転速度は、前記電動機の出力が定格出力のときの定格回転速度である請求項６に記載の電動機制御装置。
  8. 　前記制御変更部は、前記電力変換器に入力される直流電圧が所定電圧未満になったときに、前記第二パルス幅変調制御から前記第一パルス幅変調制御に切り替え、前記電力変換器に入力される前記直流電圧が所定電圧以上になったときに、前記第一パルス幅変調制御から前記第二パルス幅変調制御に切り替える請求項１～請求項４のいずれか一項に記載の電動機制御装置。
  9. 　前記制御変更部は、前記第二パルス幅変調制御から前記第一パルス幅変調制御への切り替えと、前記第一パルス幅変調制御から前記第二パルス幅変調制御への切り替えとにおいて、所定のヒステリシス幅をもたせる請求項５～請求項８のいずれか一項に記載の電動機制御装置。
  10. 　電力変換器の出力範囲の外縁を示す正六角形と前記正六角形に内接する内接円との間の出力領域において第一パルス幅変調制御を行う第一制御工程と、
    　前記内接円および前記内接円より内側の出力領域において第二パルス幅変調制御を行う第二制御工程と、
    　電動機の可動子が前記正六角形および前記内接円によって形成される六つの接点のうちの所定の接点によって特定される所定位置に位置するときに、前記第一パルス幅変調制御および前記第二パルス幅変調制御のうちの一方から他方に切り替える制御変更工程と、
    を備える電動機制御方法。
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