JP2000333462A - 三相交直変換回路の定サンプリング型ｐｗｍ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ゲート指令をきれいな波形とし、スイッチン
グ周波数を下げて効率向上をはかる。 【解決手段】 ａ相，ｃ相からの連系電流ｉ_a ，ｉ_c に
対して、前記目標関数ｊ _a ，ｊ_c を比較器１４，１４−
１に取り込み、ここで誤差電流Δａ(t) ，Δｃ(t) を求
めて、三相／二相変換回路１５でα，βからなる変換電
流を導出し、これをＡ／Ｄ変換回路１６で変換出力を得
て、演算回路１７でゲート指令を演算するに際し、０Ｖ
モード（Ｕ，Ｖ，Ｗ又はＸ，Ｙ，Ｚが同時にオンとなる
モード）を使用する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、三相交直変換回路
（Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ：
以下、ＰＣＳと称す）の定サンプリング型ＰＷＭ装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】最近では自励式交直変換装置を系統連系
に用いる例が増加しており、系統連系を行なうためには
電流制御方式の開発も併せて必要とする。そして出願人
は前記必要性に対して特開平７−７９５０号，特開平８
−２９８７７４号，特開平１０−１３６６５１号等を既
に提案済である。

【０００３】図１０を用いてこの種の装置の基本的な考
え方を説明する。図１０は自励式電圧型交直変換装置の
電流制御方式を説明する図であり、説明に都合がよいた
め単相回路の場合を示す。図１０においてＡＢ点間が主
回路であり、Ａ点より左側はＡＣ系統側を、又、Ｂ点よ
り右側は装置外を示す。ｅ(t) は系統背後電圧であり、
Ｌ_S は系統の背後インダクタンス、ｉ(t) は連系点の交
流電流であり、Ｅ_B は直流電圧源（二次電池等）であ
る。なお、Ｌ_P はＰＣＳ内の連系インダクタンス、ｉ_B
(t) は直流電流、ｖ(t) はＰＣＳ内のＬ_P の背後電圧で
ある。

【０００４】今、目標値関数ｊ(t) を任意の関数とし、
主回路の連系点の交流電流ｉ(t) との差（誤差信号）が
目標追従誤差範囲内であるか否かを一定サンプリング周
期毎に判定し、この差が前記誤差範囲から逸脱したと
き、半導体素子からなる交直変換装置のスイッチングモ
ードを選択して連系点の交流電流ｉ(t) を制御しようと
するのが、この種の技術の基本的な方式である。

【０００５】図１０において、Ｕ，Ｘ，Ｖ，Ｙは交直変
換装置の自己消弧型主素子であって直列接続したＵとＸ
に対して同じく直列接続したＶとＹとを並列接続し、
ａ，ｂ点を介してＡＣ系統側の各端子に接続する。そし
て各主素子の夫々に対しては逆導通ダイオードＤU ，Ｄ
X ，ＤV ，ＤY が並列接続されている。

【０００６】そして動作としては、主回路のａ点側から
ＣＴによって連系点の交流電流値ｉ(t) を取り出しＡ／
Ｄ変換回路１を介して減算器２の一方へ入力し、又、目
標関数値ｊ(t) をＡ／Ｄ変換回路３を介して減算器２の
他方へ入力して交流電流値ｉ(t) と目標関数値との誤差
信号を導出する。

【０００７】比較器４には誤差信号とＡ／Ｄ変換回路５
を介した目標追従誤差信号ｊ(e) とを入力し、ここで両
者を一定サンプリング周期Ｔ_s 毎に比較して、その結果
を図示しないデッドタイム回路を介して各主素子Ｕ，
Ｖ，Ｘ，Ｙのゲートに出力する。なお、既に説明したよ
うに目標関数ｊ(t) は任意の関数である。

【０００８】図１０の主回路において、連系点の交流電
流ｉ(t) は任意の時刻ｔにて（１）式に示す微分方程式
を満足する。又、（１）式は（２）式のように変形でき
る。（２）式において、Ｌ_P の背後電圧ｖ(t) は±Ｅ_B
となり得るし、系統の交流電圧ｅ(t) ＝＊＊２Ｅ_A sin
ωｔである（なお、＊＊印は平方根記号を表す。以下、
同じ。）。

【０００９】そこでＭａｘ｛｜ｅ(t) ｜｝＊＊＊Ｅ_AAと
おく（なお、＊＊＊印はほぼ等しい記号を意味する。以
下、同じ。）。なお、以下に示す（３）式が成立するな
らば連系点の交流電流ｉ(t) の増減を主素子のオン・オ
フにより自由に制御できることになる。そして、本制御
方式で使用するスイッチングモードは表２に示す３通り
が考えられる。

【００１０】

【数２】

【００１１】

【表２】

【００１２】次に全体の動作を説明するが、先ず主回路
の連系点の交流電流ｉ(t) を検出し、これをＡ／Ｄ変換
回路１を介してディジタル量に変換して、減算器２の一
方に導入する。又、任意の目標関数ｊ(t) も同じくＡ／
Ｄ変換回路３を介してディジタル量に変換して減算器２
の他方に導入する。

【００１３】減算器２では取込んだ交流電流ｉ(t) と目
標関数ｊ(t) との差が検出され、この差（誤差信号）が
比較器４の一方端に入力される。又、比較器４の他方端
には予め定められた目標追従誤差信号ｊ(e) が入力され
る。ここで目標追従誤差信号ｊ(e) とは、目標関数ｊ
(t) ±ｊ(e) として設定された余裕限界幅を意味する。

【００１４】比較器４では誤差信号が目標追従誤差信号
以内であるか否かを一定サンプリング周期毎に判定し、
これが下限（−ｊ(e) ）を逸脱していれば連系点の交流
電流ｉ(t) を増加するように主回路の各ゲート信号を出
力し、又上限（＋ｊ(e) ）を逸脱していれば前記と反対
に交流電流ｉ(t) を減少させるようなゲート信号を出力
する。その場合のスイッチングモードは表２より選択す
る。ここで、モード１は上げ操作、モード３は下げ操作
であり、モード２は環流モードである。

【００１５】図１１は既に説明した演算内容を示す図で
あり、縦軸に交流電流（Ａ）をとり、横軸に時間（ｓ）
をとって示したものである。図において、ｊ(t) は任意
の目標関数であり、この目標関数を中心にして目標追従
誤差幅ｊ(t) ＋ｊ(e) とｊ(t) −ｊ(e) との幅がある。
今、サンプリング時刻ｔ_n において交流電流Ｉ_n が検出
された場合を考える。

【００１６】この時の目標関数はｊ（ｔ_n ）であり、目
標関数ｊ（ｔ_n ）と交流電流Ｉ_n との差はｊ（ｔ_n ）−
Ｉ_n となる。図から明らかなように目標関数ｊ（ｔ_n ）
より検出された交流電流Ｉ_n は小である。ここでデータ
を採取してから次のスイッチングモードを決めるまでに
要する計測制御回路の処理時間をＴ_c (s) とする。な
お、Ｔ_c ≦Ｔ_s とし、Ｔ_c を制御遅れ時間、Ｔ_s をサン
プリング周期と称す。

【００１７】したがってサンプリング時刻ｔ_n にて交流
電流をサンプリングし、制御遅れ時間Ｔ_c 後に正方向の
制御（上げ制御）を行なう。次のサンプリング時刻ｔ
_n+1 では、サンプリングされた交流電流はＩ_n+1 である
が、この場合の目標関数はｊ（ｔ_n+1 ）であり、その差
は依然として目標関数より小である。したがって、今回
も制御遅れ時間Ｔ_c 後に更に正方向への制御（上げ制
御）を行なう。

【００１８】次いでサンプリング時刻ｔ_n+2 では検出電
流値はＩ_n+2 となり、これは目標関数ｊ（ｔ_n+2 ）より
大となる。そこでこの場合は負方向への制御（下げ制
御）をし、次のサンプリング時刻で前記処理を繰り返
す。なお、ｔ＝ｔ_n ＋Ｔ_c でのモードが、ｔ＝ｔ_n-1 ＋
Ｔ_c でのモードと異なる時には直流短絡（アーム短絡）
を防止するため、最初にモード０（全素子がＯＦＦであ
るモードで）をＴ_d (s) （入り遅れ時間）だけ挿入す
る。Ｔ_d は主素子のターンオフ時間により決める。

【００１９】以上の処理を繰り返すことにより、交流電
流が任意の目標関数に順次近づくことになる。なお、当
然のことながらＴ_c ≦Ｔ_s の関係にある。又、計算値と
しての目標追従誤差幅はｊ(t) ±ｊ_e であったが、実際
は、

【数３】 であることが計算値より逆算してわかった。上記従来例
によれば実際に検出される電流値が目標関数より大か小
かだけを検出すれば電流制御が可能である。

【００２０】上記動作原理にしたがい本出願人は図１２
に示す三相自励式の交直変換装置を既に提案した（特開
平１０−１３６６５１号）。以下に図１２をもとにその
概要を説明する。なお、図１２において図１０と同一部
分については同一符号を付して説明を省略し、異なって
いる部分を主として説明する。

【００２１】図１２が図１０と異なっている部分は三相
交流に関する部分についてであり、これを構成図にて説
明すると、主回路の三相ブリッジとして自己消弧型主素
子として、ＷとＺとの直列回路を従来構成に対して並列
接続した点とこれに対して制御回路部分を付加しただけ
である。

【００２２】ＡＣ系においてＥ_A は系統側三相交流線間
電圧の実効値、ｉ_a (t) ，ｉ_b (t)，ｉ_c (t) は連系点
のａ，ｂ，ｃ相交流電流の瞬時値、ｖ₁ (t) ，ｖ₂ (t)
はＰＣＳ内の背後電圧（ｂ−ａ），（ｂ−ｃ）であり、
前記ａ，ｂ，ｃ点から連系点において各３端子に接続し
た。なお、新たに追加した主素子Ｗ，Ｚの夫々には逆導
通ダイオードＤ_W ，Ｄ_Z を並列接続した。そして各主要
素のスイッチングの組合せとして、ＵとＸ．ＶとＹ，Ｗ
とＺの各同時の導通は直流短絡（アーム短絡）となるの
で対象外とした。

【００２３】図１２の場合、連系点から見た変換装置は
３端子素子であるため、任意の時刻ｔにおいて（４）式
が成り立つ。

【数４】 ｉ_a ＋ｉ_b ＋ｉ_c ＝０ ｊ_a ＋ｊ_b ＋ｊ_c ＝０ ………………（４）

【００２４】ここで各相電流の目標関数の記号を定め
る。目標関数も平衡三相であるから、その実効値を
Ｉ_A ，線電圧に対する遅れ位相角をθ［ｒａｄ］（π＞
θ≧−π）とすると各目標関数ｊ_a (t) ，ｊ_b (t) ，ｊ
_c (t) は以下の（５）式の通りとなる。

【数５】

【００２５】そこで交流電流の自由度は２であるため、
ｉ_a とｉ_c を自由とした。即ち、三相ブリッジ構成の交
流電流波形制御の場合は、波形制御の対象となるのは、
三相電流の内で二相のみであり、残りの一相の電流値は
瞬時瞬時において（４）式にて決まる。したがって自由
度として選んだａ相電流ｉ_a ，ｃ相電流ｉ_c を夫々各Ａ
／Ｄ変換回路１１，１１−１に入力すると共に、目標関
数ｊ_a ，ｊ_c も対応する各Ａ／Ｄ変換回路１２，１２−
１に入力する。この場合の目標関数は平衡三相電流であ
る。

【００２６】１４はａ相の比較器であるため、前記ａ相
の各変換回路１１，１２からの電流ｉ_a （ｔ_n ），目標
関数ｊ_a を入力し、以下に列挙する誤差関数Δａ
（ｔ_n ）を求めて主素子Ｕ，Ｘのゲート指令とする。１
４−１はｃ相の比較器であり、前記した通り対応する各
変換回路１１−１，１２−１から電流ｉ_c （ｔ_n ），目
標関数ｊ_c （ｔ_n ）を入力し、以下に示す誤差関数Δｃ
（ｔ_n ）を求めて主素子Ｗ，Ｚのゲート指令とする。１
５，１５−１は減算回路で、前記した（４）式からｉ _b
（ｔ_n ），ｊ_b （ｔ_n ）を求めて、比較器１４−２にて
誤差関数Δｂ（ｔ_n ）を求めて、主素子Ｖ，Ｙのゲート
指令とする。なお、１３はパルス発振回路であってサン
プリング周期Ｔ_s を決定する。

【００２７】

【数６】

【００２８】翻って、連系点実効電流のα相分をｉ
_α(t) ，β相分をｉ_β(t) とすると、三相自励式電圧型
のＰＣＳの基本方程式から（７）式が成立する。詳細説
明は省略する。

【数７】 ここで、ｖ_α(t) ，ｖ_β(t) の値は各スイッチングモー
ド毎に表２のようになる。したがって表２に示す各モー
ドに従って各主素子をオン・オフすることにより連系点
の電流を制御した。

【００２９】

【表３】

【００３０】本制御方式でのゲート指令の作り方は表４
の通りであった。

【表４】

【００３１】

【発明が解決しようとする課題】上記した従来例（特開
平１０−１３６６５１号）の連系点電流とスイッチ側電
圧とについて、ＡＣ２００Ｖ，５０Ｈｚの系統に連系す
る１００ｋＶＡのコンバータを例として、シミュレーシ
ョンによる動作波形を示す。ここでＥ_B を３２０Ｖ，Ｌ
_S を０．０６３６６ｍＨ（５％），Ｌ_P を０．２５４６
ｍＨ（２０％）とし、Ｔ_S ＝２０μｓ，Ｔ_C ＝１０μｓ
とした。運転状態は１００ｋＷ，力率１の発電の場合で
ある。

【００３２】図１３は計算機による連系電流ｉ_a (t) ，
ｉ_b (t) ，ｉ_c (t) のシミュレーション結果を示す図で
ある。図１３では横軸に時間［ｍｓ］を、縦軸に電流
［Ａ］をとって示したものである。図からわかるように
ａ，ｂ，ｃの各相とも目標関数に従った電流が流れてい
る。

【００３３】図１４は連系インダクタンスＬ_P のスイッ
チ側電圧ｖ_ab，ｖ_bc，ｖ_ca波形を示したものである。図
１４では横軸に時間［ｍｓ］を、縦軸に相間電圧［ｋ
Ｖ］をとって示したものである。図からわかるように各
相間とも電圧が＋Ｅ_B →−Ｅ_B，−Ｅ_B →＋Ｅ_B へ直接
変化する現象が発生しており、スイッチング損失に影響
している。又、平均スイッチング周波数は７ｋＨｚであ
った。この原因は各相間とも０Ｖモードがないためであ
った。

【００３４】本発明は上記課題を解決するためになされ
たものであり、スイッチングの動作に０Ｖモード（Ｕ，
Ｖ，Ｗ又はＸ，Ｙ，Ｚが同時にオンとなるモード）を挿
入することにより、Ｌ_P のスイッチ側電圧ｖ_ab，ｖ_bc，
ｖ_caの＋Ｅ_B →−Ｅ_B 間の直接変化を減らし、更にスイ
ッチング周波数を下げて損失分を減らし、その結果とし
て効率の向上をはかった三相交直変換回路の定サンプリ
ング型ＰＷＭ装置を提供することを目的としている。

【００３５】

【課題を解決するための手段】本発明の［請求項１］に
係る三相交直変換回路の定サンプリング型ＰＷＭ装置
は、直流電圧源を有する交直変換装置と、前記交直変換
装置と連系された三相交流系統からなる三相交直変換装
置において、三相交流系統の連系電流のａ，ｂ，ｃ相分
をｉ_a (t) ，ｉ_b (t) ，ｉ_c (t) とし、前記各相電流の
目標関数をｊ_a (t) ，ｊ_b (t) ，ｊ_c (t) としたとき、
各相の誤差電流Δａ(t) ，Δｂ(t) ，Δｃ(t) を、

【数８】 電流のサンプル時刻をｔ₀ ，ｔ₁ ，…ｔ_n ，ｔ_n+1 、任
意のｎ（ｎ≧１）において、ｔ_n −ｔ_n-1 ＝一定（サン
プル周期Ｔ_s ）とし、任意のサンプル時刻ｔ_n におい
て、前記誤差電流ベクトル＊Δ（ｔ_n ）の値に基づい
て、制御遅れ時間Ｔ_c（Ｔ_c ≦Ｔ_s ）後のゲート指令
を、下記表５のΔα，Δβによる直角座標にて形成され
る領域内の原点を含む任意の領域Ａ及び領域１〜６に応
じて、モード０〜モード６を選択するよう構成した。

【表５】

【００３６】本発明の［請求項２］に係る三相交直変換
回路の定サンプリング型ＰＷＭ装置は、［請求項１］に
おいて、領域Ａは正六角形とした。

【００３７】

【発明の実施の形態】図１は本発明の［請求項１］に係
る実施の形態を示す構成図である。図１において、交流
系統及び主回路及び装置外等の被制御回路一式は図１２
と同じであり、異なる部分は制御回路部分だけである。
先ず、制御回路の構成は、パルス発振回路１３と、比較
器１４，１４−１と、三相／２相変換回路１５と、Ａ／
Ｄ変換回路１６と、演算回路（Δα，Δβ空間上のロジ
ック回路）１７とからなる。

【００３８】図１において、直流電圧の大きさをＥ_B と
し、系統側背後電圧のｂ相からみたａ相の値をｅ_ab(t)
，ｂ相からみたｃ相の値をｅ_cb(t) とし、各相のＬ_P
電流をｉ_a (t) ，ｉ_b (t) ，ｉ_c (t) とする。なお、ｅ
_ab(t) ，ｅ_cb(t) ，ｉ_a (t) ，ｉ_b (t) ，ｉ_c (t) は正
弦波とは限らないものとする。又、ｉ_a (t) ，ｉ
_b (t)，ｉ_c (t) はインダクタンスを流れる電流である
ため、連続でなければならないが、ｅ_ab(t) ，ｅ_cb(t)
は連続である必要もない。

【００３９】更に連系インダクタンスＬ_P のスイッチン
グ側電圧（変調電圧と呼ぶ）のｂ相からみたａ相の値を
ｖ₁ (t) ，ｂ相からみたｃ相の値をｖ₂ (t) とすると、
ｖ₁(t) ，ｖ₂ (t) は任意の時刻で±Ｅ_B ，０のいずれ
かである。

【００４０】交流量には零相成分が含まれないため、三
相−二相変換（α，β変換）が適している。系統背後電
圧，Ｌ_P 電流，変調電圧の変換後のベクトルを以下のよ
うに夫々＊ｅ_A (t) ，＊ｉ_P (t) ，＊ｖ(t) とする。

【数９】

【００４１】以上からわかることは、Ｌ_P のスイッチン
グ側電圧である変調電圧は一辺長２／√６Ｅ_B の正六角
形の各頂点及び中心の７値のみをとると言うことであ
り、これを図化すると図２となり、図２に示されるよう
にモード０〜６となる。

【００４２】前記（８）式において、各ベクトル＊ｅ_A
(t) ，＊ｉ_P (t) ，＊ｖ(t) との間には下記の（９）式
の関係があり、又、ＰＷＭの目標関数をｊ_a (t) ，ｊ_b
(t)，ｊ_c (t) とし、実Ｌ_P 電流との誤差をΔａ(t) ，
Δｂ(t) ，Δｃ(t) とするとき、これらの間には下記の
（１０）式の関係がある。又、目標関数，電流誤差の三
相−二相変換後のベクトルを各々＊ｊ(t) ，＊Δ(t) と
すると、下記（１１）式の関係がある。そして＊Δ(t)
は下記（１２）式となる。

【００４３】

【数１０】

【００４４】（９）式の基本方程式を＊Δ(t) について
書き直すと（１３）式となり、更に右辺の第２項を＊ｅ
(t) とおくと、（１４）式となる。そして（１４）式の
物理的意味は、三相−二相変換後の変調電圧目標値であ
り、＊ｅ(t) の三相−二相変換前のｂ相からみたａ相の
値をｅ₁ (t) ，ｂ相からみたｃ相の値をｅ₂ (t) とする
と（１５）式となる。

【００４５】

【数１１】

【００４６】主スイッチにはダイオードが逆並列されて
いるため、ＰＷＭが可能なためには、常に（１６）式が
満たされなければならない。又、（１４），（１５）式
からｅ_α，ｅ_βと、ｅ₁ ，ｅ₂ との関係を求めると、
（１７）式となる。又、（１７）式から（１８）式が得
られる。

【００４７】

【数１２】

【００４８】（１７），（１８）式をまとめると（１
９）式となる。したがって上記した（１６）式は＊ｅ
(t) に関する次の（２０）式の条件と等価であり、この
（２０）式は図化すると図３となる。そして＊ｅ(t) は
いかなる場合でも図３の一辺長２／√６Ｅ_B の正六角形
内に収まらなければならない。

【００４９】

【数１３】

【００５０】したがって定サンプル型のＰＷＭでは、逆
に目標関数が（２０）式を満足すれば、言い換えれば＊
ｅ(t) が図３に示す正六角形の内部に常に存在すれば、
電流追従性が保証されることを示す。（２１）式は性六
角形に内接する円を表わし、（２０）式の十分条件では
あるが、必要条件ではない。

【数１４】

【００５１】図４は誤差電流空間を示したものであり、
原点（０，０）を含む任意の領域Ａを考える。この図は
Δα軸を境に時計方向に３０°、反時計方向に３０°の
合計６０°をとり、これに従って６０°毎に領域をとっ
て、領域１〜領域６の６分割をすると共に、中心位置に
（０，０）を含む領域Ａをとり合計７分割としたもので
ある。

【００５２】そして各領域はスイッチングモードに対応
させており、領域とスイッチングモードは下記表６の通
りであり、これらは理論的に確認しており、更に実験し
た結果によって確認されている（詳細説明は省略し、そ
の結果のみを示す）。

【００５３】

【表６】

【００５４】したがって動作としては図１において、比
較器１４，１４−１にて連系点電流ｉ_a ，ｉ_c と指令値
（目標関数ｊ_a ，ｊ_c ）と比較して誤差関数Δａ(t) ，
Δｃ(t) を得、これを三相／二相変換回路１５にてα，
β変換してΔα(t) ，Δβ(t) を得、更に演算回路１７
にてΔα，Δβ空間上でロジック演算し、その結果を各
ゲートに導入したものであり、上記各モードによってス
イッチングゲートを動作させる。

【００５５】次に実施例を説明する。この場合の回路構
成は従来技術の項で説明したものと同一モデルを使用
し、運転力率のみを０．９９に変更すると共に、領域Ａ
（モード０）を図５（ａ）に示す正六角形（ｄ＝１６．
４Ａ）とした場合とする。

【００５６】図６は連系電流ｉ_a (t) ，ｉ_b (t) ，ｉ_c
(t) のシミュレーション結果である。図６の横軸は時間
［ｍｓ］を、又、縦軸は電流［Ａ］をとって示してい
る。図からわかるように、連系電流はほゞ同じ波形が得
られている。図７はスイッチング側電圧ｖ_ab，ｖ_bc，ｖ
_caの波形を示し、横軸は時間［ｍｓ］を、縦軸は相間電
圧［ｋＶ］を示す。スイッチング電圧はどの相間とも±
Ｅ_B →−Ｅ_B 、又は−Ｅ _B →±Ｅ_B への直接変化はな
く、必ず０Ｖを経由している。本実施例によればスイッ
チング周波数は５ｋＨｚとなって、約３０％減少してい
る。

【００５７】図５（ｂ）は第２の実施例の領域Ａを円と
した場合（半径ｒ＝１４．２Ａ）であり、前記した同一
モデルを使用した場合を示す。図８は連系電流ｉ_a (t)
，ｉ _b (t) ，ｉ_c (t) を、又、図９はスイッチング側
電圧ｖ_ab，ｖ_bc，ｖ_caの波形を示す。本実施例の場合で
も連系電流は目標関数に追従しており、ｖ_ab，ｖ_bc，ｖ
_caは変化する時には必ず０Ｖを経由していることがわか
る。本実施例によればスイッチング周波数は前記同様５
ｋＨｚとなっている。

【００５８】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によればフ
ルブリッジ構成のスイッチング動作に０モード（０ベク
トル）を介在させるようにしたので、ゲート波形がきれ
いになると共に、スイッチング周波数が減少してノイズ
が少なく、その結果、変換効率が著しく向上した。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態を示す構成図。

【図２】変調電圧のとり得る値を示した図。

【図３】変調電圧目標値（三相二相変換後の）の許容範
囲を示す図。

【図４】誤差電流空間を示した図。

【図５】領域Ａ（モード０）の形状を示す図。

【図６】領域Ａの形状が正六角形の場合の連系電流シミ
ュレーション結果を示す図。

【図７】図６におけるスイッチング側電圧の波形図。

【図８】領域Ａ（モード０）の形状が円形の場合の連系
電流のシミュレーション結果を示す図。

【図９】図８におけるスイッチング側電圧の波形図。

【図１０】従来技術の動作原理を単相の場合で説明する
構成図。

【図１１】電流制御方式の作用を説明する図。

【図１２】従来技術の動作原理を三相の場合で説明する
構成図。

【図１３】図１２によって達成した連系電流のシミュレ
ーション結果図。

【図１４】図１３におけるスイッチング側電圧の波形
図。

【符号の説明】

１３ パルス発振回路 １４，１４−１ 比較器 １５ 三相／二相変換回路 １６ Ａ／Ｄ変換回路 １７ 演算回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 AA01 AA02 CA05 CA07 CA12 CA13 CB01 CC05 DA02 DB01 DC02 5H007 AA01 AA02 AA03 AA08 BB02 BB11 CA05 CB04 CB05 CC23 DA03 DA05 DB02 DB07 DC02 EA02

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電圧源を有する交直変換装置と、前
   記交直変換装置と連系された三相交流系統からなる三相
   交直変換装置において、三相交流系統の連系電流のａ，
   ｂ，ｃ相分をｉ_a (t) ，ｉ_b (t) ，ｉ_c (t) とし、前記
   各相電流の目標関数をｊ_a (t) ，ｊ_b (t) ，ｊ_c (t) と
   したとき、各相の誤差電流Δａ(t) ，Δｂ(t) ，Δｃ
   (t) を、 【数１】 電流のサンプル時刻をｔ₀ ，ｔ₁ ，…ｔ_n ，ｔ_n+1 、任
   意のｎ（ｎ≧１）において、ｔ_n −ｔ_n-1 ＝一定（サン
   プル周期Ｔ_s ）とし、任意のサンプル時刻ｔ_n におい
   て、前記誤差電流ベクトル＊Δ（ｔ_n ）の値（なお、＊
   印はベクトル量を表す。以下、同じ。）に基づいて、制
   御遅れ時間Ｔ_c （Ｔ_c ≦Ｔ_s ）後のゲート指令を、下記
   表１のΔα，Δβによる直角座標にて形成される領域内
   の原点を含む任意の領域Ａ及び領域１〜６に応じて、モ
   ード０〜モード６を選択することを特徴とする三相交直
   変換回路の定サンプリング型ＰＷＭ装置。 【表１】
2. 【請求項２】 請求項１記載の三相交直変換回路の定サ
   ンプリング型ＰＷＭ装置において、領域Ａは正六角形で
   あることを特徴とする三相交直変換回路の定サンプリン
   グ型ＰＷＭ装置。